ES2638269T3 - Unidad de filtro y procedimiento de generación de respuestas al impulso de filtro de subbanda - Google Patents
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Abstract
Unidad de filtro (102; 501) para generar respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas a partir de respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada correspondientes a subbandas, que comprenden valores de respuesta al impulso de filtro en derivaciones de filtro, que comprende: un procesador (820) para examinar los valores de respuesta al impulso de filtro de al menos dos respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada para encontrar valores de respuesta al impulso de filtro que tienen valores dentro de un primer conjunto de valores, y al menos un valor de respuesta al impulso de filtro que tiene un segundo valor que es más bajo que los valores del primer conjunto de valores; y un calculador de respuestas al impulso de filtro (305) para calcular las respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas utilizando los valores de respuesta al impulso de filtro que tienen valores dentro del primer conjunto de valores, donde el calculador de respuestas al impulso de filtro (305) está adaptado para calcular las respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas de manera que las respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas: no incluyen valores de respuestas al impulso de filtro correspondientes a derivaciones de filtro del al menos un valor de respuesta al impulso de filtro que tiene el segundo valor; o comprenden valores de respuesta al impulso de filtro de valor cero correspondientes a derivaciones de filtro del al menos un valor de respuesta al impulso de filtro que tiene el segundo valor.
Description
[0075] En lo siguiente se explican resumidamente más detalles sobre el módulo de calculadora de ganancia 404 comprendido en el módulo de calculadora de filtro o más bien el constructor de respuestas al impulso de filtro 305. El fin del módulo de calculadora de ganancia 404 enseñado por la presente invención es reajustar la ganancia de potencia de los filtros decimados de forma que el filtro comprimido ajustado de ganancia final tenga la misma característica espectral principal que el filtro original. Como la ganancia de potencia del filtro decimado es inferior al filtro original, se calcula una ganancia de compensación en el módulo de calculadora de ganancia 304 para cada subbanda. En una realización de la presente invención esta ganancia se define por
en la que mín{...} se refiere al mínimo, Gmáx es una ganancia máxima y ε es un número pequeño (positivo), normalmente significativamente más pequeño que el segundo sumando del denominador de la ecuación (6).
[0076] Esta ganancia se aplica al filtro decimado con el fin de obtener el filtro comprimido final
[0077] En una realización diferente adicional de la presente invención, se calcula una ganancia solo para cada intervalo perceptualmente relevante de subbandas (subgrupo de subbandas),
y la misma ganancia se aplica en cada intervalo o subgrupo
[0078] En ambos casos, Gmáx es un límite superior en la compensación de ganancia y ε es un número positivo pequeño incluido para evitar la división entre cero. Ambos, Gmáx y ε son, por tanto números, que son útiles en una implementación numérica de la calculadora de ganancia 404 para prevenir una división entre cero (es decir, ε > 0) y
30 para limitar la ganancia aplicada por el módulo de calculadora de ganancia 404 a una subbanda al valor como se define por la ganancia máxima Gmáx, ya que debido al mínimo de los dos términos en las llaves en las ecuaciones (6), (8), las ganancias respectivas G(k) y G(p) están limitadas al valor de Gmáx.
[0079] En otras palabras, el ajuste de la ganancia en cada una de las P bandas de frecuencia, o más bien
35 subgrupos de subbandas, mantiene la energía de la señal filtrada por el filtro de subbanda respectivo en una constante de aproximación muy buena, cuando se comparan las respuestas al impulso de filtro de subbanda enmascaradas y no enmascaradas HM(n,k) y H(n,k). Las energías de las señales filtradas con los filtros respectivos basados en las respuestas al impulso de filtro son en ambos casos proporcionales a la suma de los cuadrados de los valores absolutos de los valores de respuesta al impulso de filtro de subbanda respectiva, como se indica por las expresiones
40
y
para los valores de respuesta al impulso de filtro de subbanda enmascarados y de entrada originales. Como puede verificarse fácilmente, la ganancia G(k) y G(p) en las ecuaciones (6), (8) se basa en una comparación de las dos energías como se ha expuesto brevemente en las ecuaciones (10a) y (10b), en las que el sumando adicional ε solo
50 ha sido introducido a las ecuaciones (6), (8), para evitar en una implementación concreta una división entre cero.
[0080] Por tanto, un módulo de calculadora de ganancia 404 normaliza las derivaciones de filtro enmascaradas HM(n,k) con respecto a la energía para compensar la pérdida de energía en el transcurso del enmascaramiento de al menos algunas de las respuestas de entrada de subbanda de entrada. En otras palabras, debido al enmascaramiento 55 en el marco del filtro decimador 403, una señal filtrada con una respuesta de entrada de filtro de subbanda
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audio en el dominio QMF complejo, que conduce a una diferencia perceptualmente indistinguible de la señal de salida de audio, en comparación con un filtrado directo en el dominio temporal.
[0107] Se explicarán resumidamente más detalles referente a ambos, el filtro prototipo q(n), además del diseño básico de un banco de filtros de análisis modulado complejo, y se explicarán más estrechamente después. Además, a continuación, el número de subbandas se supone que se fija a L = 64. Sin embargo, como se ha explicado previamente, esto no es una restricción de las realizaciones de la presente invención, sino que simplemente sirve de un ejemplo adecuado.
[0108] La Fig. 9 muestra una posible solución de un banco de análisis complejo 710 en más detalle. El banco de análisis complejo 710 comprende una pluralidad de L filtros de análisis intermedios 720 para cada subbanda para ser la salida por el banco de análisis complejo 710. Para ser más precisos, cada uno de los L filtros de análisis intermedios 720 está conectado en paralelo a un nodo 730 al que se proporciona la señal de respuesta al impulso de dominio temporal como señal de entrada que va a procesarse. Cada uno de los filtros de análisis intermedios 720 está adaptado para filtrar la señal de entrada del banco de análisis complejo 710 con respecto a una frecuencia central de cada subbanda. Según las frecuencias centrales de las diferentes subbandas, cada subbanda está marcada por un índice de subbanda o índice k, en el que k es otra vez un número entero no negativo, normalmente en el intervalo de 0a(L-1). Los filtros de análisis intermedios 720 del banco de análisis complejo 710 pueden derivarse de un filtro prototipo p(n) por una modulación compleja según el índice de subbanda k de la subbanda a la que se aplica el filtro de análisis intermedio720. Más detalles referentes a la modulación compleja de un filtro prototipo se explican a continuación.
[0109] Tanto directamente por los filtros de análisis intermedios 720 como por un muestreador descendente opcional 740 (indicado por las líneas de puntos en la Fig. 8, la frecuencia de muestreo de la salida de señal por los filtros de análisis intermedios 720 se reducen por un factor L. Como se ha mencionado antes, el muestreador descendente 740 suministrado a cada salida de señal de subbanda por los filtros de análisis intermedios 720 correspondientes son opcionales ya que, dependiendo de la implementación concreta, el muestreo descendente también puede llevarse a cabo en el marco de los filtros de análisis intermedios 720. En principio, no se requiere el muestreo descendente de la salida de señal por los filtros de análisis intermedios 720. Sin embargo, la presencia de los muestreadores descendentes explícitos o implícitos 740 puede ser una opción favorable en algunas aplicaciones ya que la cantidad de datos proporcionada por el banco de análisis complejo 710 se aumentaría alternativamente un factor de L, conduciendo a una redundancia significativa de datos.
[0110] La Fig. 10 muestra una posible solución al filtrado de subbanda 750 y su interacción con el convertidor de filtro 101 en más detalle. El filtrado de subbanda 750 comprende una pluralidad de filtros intermedios 760, en los que un filtro intermedio 760 se proporciona para cada señal de subbanda de valor complejo proporcionado al filtrado de subbanda 750. Por lo tanto, el filtrado de subbanda 750 comprende L filtros intermedios 760.
[0111] El convertidor de filtro 101 está conectado a cada uno de los filtros intermedios 760. Como consecuencia, el convertidor de filtro 101 es capaz de proporcionar las derivaciones de filtro para cada uno de los filtros intermedios 760 del filtrado de subbanda 720. Más detalles referentes al filtrado hecho por los filtros intermedios 760 se explicarán en el transcurso adicional de la solicitud. Por lo tanto, las derivaciones de filtro proporcionadas a los diferentes filtros intermedios 760 y la salida por el convertidor de filtro 101 forman la señal de definición de filtro intermedio.
[0112] Además, debe observarse que las realizaciones, soluciones e implementaciones podrían comprender retardos adicionales y/u opcionales para retrasar cualquiera de las señales o un subconjunto de señales, que han sido omitidas en las figuras. Sin embargo, pueden estar comprendidos retardos o retardadores en los elementos mostrados (por ejemplo, filtros) o añadidos como elementos opcionales en todas las realizaciones, soluciones e implementaciones, dependiendo de su implementación concreta.
[0113] La Fig. 11 ilustra una posible solución para un banco de síntesis complejo 770. El banco de síntesis complejo 770 comprende L filtros de síntesis intermedios 780 a los que se proporcionan L señales de subbanda. Dependiendo de la implementación concreta del banco de síntesis complejo 770 antes del filtrado en el marco de los filtros de síntesis intermedios 780, las señales de subbanda se muestrean de forma ascendente por L muestreadores ascendentes 790, que reconstruyen la frecuencia muestreada de las señales de subbanda aumentando la frecuencia de muestreo un factor de L. En otras palabras, el muestreador ascendente opcional 790 reconstruye o reforma las señales de subbanda proporcionadas al muestreador ascendente 790 de tal forma que la información contenida en cada una de las señales de subbanda sea retenida, mientras que la frecuencia de muestreo aumenta un factor de L.
[0114] Sin embargo, como ya se ha explicado en el contexto de la Fig. 9, los muestreadores ascendentes 790 son componentes opcionales, ya que el muestreo ascendente también puede llevarse a cabo en el marco de filtros de síntesis intermedios 780. Por lo tanto, la etapa de muestreo ascendente de las señales de subbanda llevada a cabo por el muestreador ascendente 790 puede procesarse simultáneamente en el marco de los filtros de síntesis intermedios 780. Si, sin embargo, los muestreadores descendentes 740 ni se implementan explícita ni implícitamente, los muestreadores ascendentes 790 no tienen que ser implementados tanto explícita como implícitamente.
18
[0129] Dejemos que H(ω) sea un filtro dado (por ejemplo, función de transferencia) con respuesta al impulso de valor real h(n). Estos datos se consideran como la entrada al convertidor de filtro 101. En vista de (17) y (19), una elección trivial para los filtros de subbanda que producen la respuesta deseada G(ω)= H(ω) viene dada por
[0130] El inconveniente de esta fórmula es que aunque H(ω) sea una función suave de ω, el segmento periodizado de ella definido por (20) presentará saltos y la respuesta al impulso de los filtros de subbanda será innecesariamente larga. El uso desventajoso del pseudo-banco QMF complejo para la ecualización o ajuste de
10 envolvente consiste en aplicar una única ganancia gk en cada subbanda, que produce la función de transferencia
con la extensión gk = g*-l-k para k< 0 definida según (18). En vista de (19), se logra
y la función de transferencia se interpola entre aquellas frecuencias. Para respuestas de filtro H(ω) objetivo que varían lentamente en función de la frecuencia ω, un primer procedimiento de aproximación del filtro se obtiene, por tanto, 20 eligiendo
[0131] Se usa un convertidor de filtro 101 para convertir el filtro (definido por su respuesta al impulso) h(n) en 25 filtros intermedios de subbanda 760 por medio del banco de filtros de análisis 710 que emplea filtro prototipo de valor real q(n),
30 [0132] En términos de transformada Fourier esto se interpreta
[0133] La ventaja de este procedimiento es que cualquier filtro h(n) dado puede ser eficientemente
35 transformado en respuestas de filtro de subbanda intermedio. Si q(n) tiene KQ· L derivaciones, un filtro de dominio temporal h(n) de KH · L derivaciones se convierte en dominio de filtros de subbanda (24) con (KH + KQ -1) derivaciones, en la que KH y KQ son números enteros positivos. En el caso de que KQ sea igual a 3 (L · KQ = 192) y con una respuesta al impulso de un filtro de dominio temporal correspondiente a una longitud de KH· 64 (L = 64), cada filtro de subbanda intermedio 760 tiene una longitud de respuesta al impulso de solo KH +3-1= KH + 2 derivaciones.
40 Diseño del filtro prototipo para el convertidor de filtro
[0134] La inserción de (25) en (17) da
[0135] Por lo tanto, la condición para G(ω) = H(ω) a mantener es que
donde δ[l] = 1 para l =0y δ[l] = 0 para l ≠ 0. Una solución simple para (27) se da por el filtro de pared de ladrillo
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[0154] Debido a la determinación del valor máximo para cada uno de los subgrupos 900 según la ecuación (4), cada uno de los subgrupos de subbandas 900 comprende al menos un valor de la representación de evaluación blanqueada que tiene el valor de cero, en el que el resto de los valores de la representación de evaluación blanqueada Aw(k,n) es más pequeño que o igual a cero. Como consecuencia, en cada uno de los subgrupos 900 al menos un valor se establece a cero y así representa un valor máximo de manera que cada uno de los subgrupos de subbandas, que se determinaron según un modelo psico-acústico en algunas de las realizaciones, retiene en el transcurso de la compresión al menos un valor de respuesta al impulso de filtro de cada uno de los subgrupos 900.
[0155] Así, en el transcurso del blanqueamiento espectral como se describe por ecuación (4), el peso espectral
o la energía espectral se transfiere de las subbandas que tienen una frecuencia central más baja a subbandas que tienen frecuencias más altas aplicando el esquema de blanqueamiento. Una comparación directa de las Fig. 14b y 14c también subraya esto. Mientras que en la Fig. 14b los valores de la representación de evaluación en el subgrupo 900-2 son significativamente más pequeños que aquellos del subgrupo 900-1, después de aplicar el procedimiento de blanqueamiento, los valores de la representación de evaluación blanqueada resultantes en los subgrupos 900-2 son significativamente más grandes en comparación con al menos algunos de los valores de la representación de evaluación del subgrupo 900-1. Debe observarse en este contexto que el subgrupo 900-1 comprende dos valores de la representación de evaluación de valor cero como se indica por los puntos 910, que se producen por el hecho de que las representaciones de evaluación A(k,n) como se muestran en la Fig. 14b del subgrupo comprenden dos valores máximos idénticos. Esto, sin embargo, no es una violación de una aplicación de la ecuación (4). La ecuación (4) solo garantiza que al menos un valor de la representación de evaluación de cada subgrupo se establece a cero y así representa el máximo valor en el contexto de la representación de evaluación blanqueada Aw(k,n).
[0156] La Fig. 15 muestra otra realización de un compresor de filtro 501 que es capaz de procesar más de una respuesta al impulso de filtro de subbanda de entrada Hv(n,k). La estructura del compresor de filtro mostrada en la Fig. 15 es muy similar a la mostrada en la Fig. 5 y se diferencia de esa realización solo con respecto al hecho de que los módulos de representación en valor absoluto 303 comprenden cada uno un módulo de función en valor absoluto y logarítmica 401 y un módulo de blanqueamiento 402, que también se muestran y explican en el contexto de la Fig. 4. Además, el módulo de cálculo de filtro o constructor de respuestas al impulso de filtro 305 comprende cada uno un módulo de decimador de filtro 403, además de una calculadora de ganancia 404, que pueden implementarse como un componente opcional en el contexto de la Fig. 4.
[0157] La realización mostrada en la Fig. 15 se diferencia de la realización mostrada en la Fig. 5 además con respecto al generador de máscara 502 para múltiples filtros. Para ser más precisos, el generador de máscara 502 de la Fig. 15 comprende un módulo de cálculo promedio 920 que puede, por ejemplo, implementar calcular la representación en valor absoluto A(n,k) conjunta basándose en la representación en valor absoluto Av(n,k) individual (opcionalmente blanqueada) según la ecuación (9). Para ser incluso más precisos, en el marco de la ecuación (9), las representaciones en valor absoluto individuales o representaciones de evaluación para cada uno de los filtros Av(n,k) para los filtros v = 0, ..., (N-1) deben sustituirse por las representaciones de evaluación blanqueadas Awv(n,k) apropiadas, ya que estos valores de la representación de evaluación blanqueada son proporcionados por los módulos de blanqueamiento 402 al módulo de cálculo promedio 920. En una realización del compresor de filtro 501, como se muestra por ejemplo en la Fig. 15, el constructor de respuestas al impulso de filtro individual 305 para los diferentes filtros v = 0, ..., (N-1), en la que N es el número de filtros proporcionados para la realización 501, puede implementarse como un único constructor de respuestas al impulso de filtro (global) 305' como se indica en la Fig. 15 por la línea discontinua. Para ser más precisos, dependiendo de la implementación concreta y las circunstancias técnicas, puede ser recomendable implementar un único constructor de respuestas al impulso de filtro 305' en vez de N constructores de respuestas al impulso de filtros individuales 305. Esto puede ser el caso, por ejemplo, cuando la potencia computacional, al menos en el marco del constructor de respuestas al impulso de filtros, no sea un objetivo o requisito de diseño esencial. En otras palabras, también la realización 501 mostrada en la Fig. 15 puede ser considerada como la realización en la que el procesador 820 y el constructor de respuestas al impulso de filtro 305' están conectados en serie entre una entrada y una salida del compresor de filtro 501 respectivo.
[0158] Además, debe observarse que con respecto a realizaciones de los procedimientos y los procedimientos llevados a cabo por las realizaciones de los compresores de filtro 102, 501, las Fig. 1 a 6, 13 y 15 también pueden considerarse como diagramas de flujo de los procedimientos respectivos, en los que la "dirección del flujo" está comprendida en la dirección de las señales. En otras palabras, las figuras mencionadas anteriormente no solo reflejan diferentes realizaciones de los compresores de filtro 102, 501, sino que también ilustran ambos, los procedimientos llevados a cabo por estas realizaciones, además de realizaciones de los procedimientos para generar las propias respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas.
[0159] Por lo tanto, las realizaciones de la presente invención se refieren a un compresor de filtro en el dominio de subbanda que algunas veces también se denomina QMF (QMF = Banco de filtros espejo en cuadratura), que puede emplearse, por ejemplo, en el campo de las aplicaciones de audio tales como el filtrado de funciones de transferencia relacionadas con la cabeza (HRTF) para una experiencia de sonido multi-canal mediante auriculares.
[0160] La presente invención se refiere al problema de complejidad temporal de uso de filtros largos en el
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en la que H(n, k) son valores de respuesta al impulso de filtro, M(n, k) es una máscara proporcionada por el procesador 820 indicando los valores de respuesta al impulso de filtro que tienen un valor superior o un valor inferior a los valores superiores, donde la máscara comprende el valor 0 para un valor de respuesta al impulso de filtro que tiene un valor inferior al de los valores superiores, en el que n es un número entero que indica un índice de muestra o de tiempo y k es un número entero que indica un índice de las subbandas de las al menos dos respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada.
[00202] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de respuesta de impulso de filtro 305 está adaptado para ajustar al menos un valor de respuesta al impulso de filtro de una respuesta de impulso de filtro de subbanda comprimida de tal manera que el al menos un valor de respuesta al impulso de filtro ajustado comprende un valor absoluto mayor comparado con el valor absoluto del correspondiente valor de respuesta al impulso de filtro.
[00203] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de respuesta al impulso de filtro 305 está adaptado para ajustar los valores de respuesta al impulso que tienen un valor más alto multiplicando los respectivos valores de respuesta al impulso con un factor de ganancia específico de subbanda dependiendo de la respectiva subbanda.
[00204] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulso de filtro 305 está adaptado para ajustar los valores de respuesta al impulso que tienen un valor más alto multiplicando los respectivos valores de respuesta al impulso con un factor de ganancia específico de subgrupo dependiendo del respectivo subgrupo de subbandas.
[00205] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulso de filtro 305 está adaptado para construir los valores de respuesta al impulso de filtro de subbanda comprimidos proporcionando un valor de valor real basado en un valor de respuesta al impulso de filtro de valor complejo como el correspondiente valor de respuesta al impulso de filtro de subbanda comprimida, cuando el valor de respuesta del filtro de entrada de valor complejo corresponde a una frecuencia central por encima de una frecuencia de frontera.
[00206] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulso de filtro 305 está adaptado de manera que el valor de valor real basado en el valor de respuesta al impulso de filtro de valor complejo es al menos uno de una parte real, una parte imaginaria, un valor absoluto, una fase, una combinación lineal basada en la misma, una expresión polinómica basada en la misma y una expresión de valor real basada en ella.
[00207] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulso de filtro 305 está adaptado para proporcionar el valor de valor real reemplazando el valor de respuesta de filtro de entrada de valor complejo con el valor de valor real.
[00208] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulsos de filtro 305 está adaptado de manera que la frecuencia de frontera esté en el intervalo de 1 kHz y 10 kHz.
[00209] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el constructor de impulso de filtro 305 está adaptado para proporcionar el valor de valor real basado en el valor de respuesta de filtro de entrada de valor complejo como el valor de respuesta al impulso comprimido correspondiente de la respuesta al impulso de filtro comprimido, cuando el valor de respuesta al impulso de filtro tiene un valor más alto.
[00210] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el procesador 820 está adaptado para examinar los valores de respuesta al impulso de filtro de al menos dos respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada de al menos un conjunto de la pluralidad de conjuntos de respuestas al impulso de filtro de entrada, y en el que el procesador 820 está además adaptado para encontrar valores de respuesta al impulso de filtro que tengan los valores más altos de al menos dos conjuntos de respuestas al impulso de filtro de entrada correspondientes a la misma frecuencia central.
[00211] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el procesador 820 está adaptado para encontrar valores de respuesta al impulso de filtro que tienen los valores más altos de todos los conjuntos de respuestas al impulso de filtro de entrada correspondientes a la misma frecuencia central.
[00212] En una realización del compresor de filtro 102, 501, el procesador 820 está adaptado para encontrar valores de respuesta al impulso de filtro que tienen los valores más altos de al menos dos conjuntos de respuestas al impulso de filtro de entrada de la pluralidad de conjuntos de respuestas al impulso de filtro de entrada correspondientes a un mismo índice n de muestra o de tiempo, en el que n es un número entero.
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