ES2623226T3 - Unidad de filtro y procedimiento de generación de respuestas al impulso de filtro de subbanda - Google Patents

Unidad de filtro y procedimiento de generación de respuestas al impulso de filtro de subbanda Download PDF

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Abstract

Aparato de filtración (102; 501) para generar respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas a partir de respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada correspondientes a subbandas, que comprenden valores de respuesta al impulso de filtro en derivaciones de filtro, que comprende: un procesador (820) para determinar los valores de respuesta al impulso de filtro de al menos dos respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada que tienen valores más altos y para seleccionar al menos un valor de respuesta al impulso de filtro que tiene un valor que es más bajo que los valores más altos; y un constructor de respuestas al impulso de filtro (305) para proporcionar las respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas usando los valores de respuesta al impulso de filtro determinados, en el que las respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas no incluyen el al menos un valor de respuesta al impulso de filtro seleccionado; o comprenden valores de respuesta al impulso de filtro de valor cero correspondientes a derivaciones de filtro del al menos un valor de respuesta al impulso de filtro seleccionado.

Description

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en la que mín{...} se refiere al mínimo, Gmáx es una ganancia máxima y ε es un número pequeño (positivo), normalmente significativamente más pequeño que el segundo sumando del denominador de la ecuación (6).
5 [0074] Esta ganancia se aplica al filtro decimado con el fin de obtener el filtro comprimido final
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[0075] En una realización diferente adicional de la presente invención, se calcula una ganancia solo para 10 cada intervalo perceptualmente relevante de subbandas (subgrupo de subbandas),
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y la misma ganancia se aplica en cada intervalo o subgrupo
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[0076] En ambos casos, Gmáx es un límite superior en la compensación de ganancia y ε es un número positivo pequeño incluido para evitar la división entre cero. Ambos, Gmáx y ε son, por tanto números, que son útiles
20 en una implementación numérica de la calculadora de ganancia 404 para prevenir una división entre cero (es decir, ε > 0) y para limitar la ganancia aplicada por el módulo de calculadora de ganancia 404 a una subbanda al valor como se define por la ganancia máxima Gmáx, ya que debido al mínimo de los dos términos en las llaves en las ecuaciones (6), (8), las ganancias respectivas G(k) y G(p) están limitadas al valor de Gmáx.
25 [0077] En otras palabras, el ajuste de la ganancia en cada una de las P bandas de frecuencia, o más bien subgrupos de subbandas, mantiene la energía de la señal filtrada por el filtro de subbanda respectivo en una constante de aproximación muy buena, cuando se comparan las respuestas al impulso de filtro de subbanda enmascaradas y no enmascaradas HM(n,k) y H(n,k). Las energías de las señales filtradas con los filtros respectivos basados en las respuestas al impulso de filtro son en ambos casos proporcionales a la suma de los cuadrados de
30 los valores absolutos de los valores de respuesta al impulso de filtro de subbanda respectiva, como se indica por las expresiones
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35 y
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para los valores de respuesta al impulso de filtro de subbanda enmascarados y de entrada originales. Como puede
40 verificarse fácilmente, la ganancia G(k) y G(p) en las ecuaciones (6), (8) se basa en una comparación de las dos energías como se ha expuesto brevemente en las ecuaciones (10a) y (10b), en las que el sumando adicional ε solo ha sido introducido a las ecuaciones (6), (8), para evitar en una implementación concreta una división entre cero.
[0078] Por tanto, un módulo de calculadora de ganancia 404 normaliza las derivaciones de filtro
45 enmascaradas HM(n,k) con respecto a la energía para compensar la pérdida de energía en el transcurso del enmascaramiento de al menos algunas de las respuestas de entrada de subbanda de entrada. En otras palabras, debido al enmascaramiento en el marco del filtro decimador 403, una señal filtrada con una respuesta de entrada de filtro de subbanda correspondiente a las respuestas al impulso de filtro de subbanda enmascaradas HM(n,k) tendrá
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[0092] Esta representación en valor absoluto (conjunta) forma la base para una generación de máscara única M(n,k) exactamente como en el generador de máscara de filtro único 304 en las realizaciones previas. En caso de 5 realizar una etapa de blanqueamiento, esto puede tanto hacerse para cada módulo de representación en valor absoluto 303 individual como realizarse solo una vez para la representación en valor absoluto conjunta.
[0093] En el contexto de la Fig. 15 se tratará una realización de un compresor de filtro 501 en el que el blanqueamiento (espectral) se realiza para cada filtro v = 0, ..., (N -1) individualmente. El generador de máscara de 10 filtro 502 en esta realización crea una máscara de filtro único M(n,k) para todos los filtros basándose en la N representación en valor absoluto de todos los filtros. Esto es una gran ventaja de la realización de la presente invención, ya que el generador de máscara de filtro 502 pueden tener en cuenta cómo los filtros comprimidos se combinarán en un estado posterior. Cada uno de los filtros originales es la entrada a una calculadora de filtro 305 como se ha explicado resumidamente antes, y el compresor de filtro produce N filtros nuevos AWv(n,k), ya que cada
15 una de las calculadoras de filtro está provista de la misma máscara M(n,k).
[0094] Sin embargo, en otra realización de un compresor de filtro 502, la representación en valor absoluto (conjunta) puede alternativamente definirse por
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en la que ω(ν) es un factor de ponderación que depende del índice de filtro v = 0, ..., (N-1). Los factores de ponderación ω(ν) ofrecen la posibilidad de ponderación de los diferentes filtros v, dependiendo de su relevancia espectral, psico-acústica u otra para la imprecisión acústica global. Podría ser recomendable, aunque no necesario,
25 definir los factores de ponderación ω(ν) de forma que la suma de los factores de ponderación fuera igual a uno, de manera que se cumpla la siguiente expresión:
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30 [0095] En comparación con la ecuación (11), la representación en valor absoluto (conjunta) A(n,k) de la ecuación (11') puede transformarse en el resultado de la ecuación (11) definiendo un factor de ponderación igualmente distribuido ω(ν)= 1/N. En otras palabras, el cálculo de la representación en valor absoluto según la ecuación (11) representa una forma especializada de la representación en valor absoluto según la ecuación (11') que ofrece una mayor flexibilidad, ya que permite la ponderación de la importancia perceptual de los filtros
35 respectivos indicada por el índice v.
[0096] Usando la misma máscara de filtro M(n,k) para cada uno de los N filtros individuales en el dominio temporal, la realización del compresor de filtro 501 es capaz de crear un conjunto de respuestas al impulso de filtro de subbanda comprimidas para cada uno de los N filtros de forma que incluso un post-procesamiento de los N filtros 40 de subbanda individuales después del compresor de filtro 501 no conducirá a una respuesta al impulso de filtro de subbanda comprimida resultante que tenga una entrada con un valor de respuesta al impulso relevante que no tenga valor de respuesta al impulso seleccionado correspondiente en uno de los otros filtros. Comparando el generador de máscara 502 de la realización mostrada en la Fig. 5 con los generadores de máscara 304 de la realización mostrada en las Fig. 3 y 4 es importante tener en cuenta que el generador de máscara 502, aunque provisto de N respuestas
45 al impulso de filtro de subbanda de entrada para N filtros individuales en el dominio temporal solo, produce una única máscara M(n,k) indicativa de todas las N respuestas al impulso de filtro de subbanda.
[0097] En realizaciones adicionales de un compresor de filtro 501, pueden emplearse diferentes generadores de máscara 502, que pueden en principio usar diferentes esquemas para proporcionar una representación de 50 evaluación común para todos los N filtros en el dominio temporal. En otras palabras, aparte de aplicar el promedio, como se indica en la ecuación (11), las representaciones de evaluación individuales como se proporcionan por los módulos de representación en valor absoluto 303 pueden combinarse con una única representación de evaluación sumando los valores respectivos, por combinación lineal de los valores respectivos, en los que, por ejemplo, puede implementarse una ponderación con respecto a las subbandas implicadas, o emplear una combinación más
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detalle en el contexto de la Fig. 14. Por consiguiente, la Fig. 14a muestra una representación esquemática de una característica de filtro 850 a modo de ejemplo, en función de la frecuencia del filtro en el dominio temporal. Además, la Fig. 14a muestra esquemáticamente la disposición de las bandas de frecuencia 860-0, ..., 860-4, correspondientes que se corresponde con las subbandas con índices k = 0, ..., 4. Cada una de estas bandas de frecuencia 860 5 (usando signos de referencia resumen como se indica anteriormente) correspondientes a una de las subbandas con el índice de subbanda k respectivo puede además caracterizarse en términos de una frecuencia central, que se indica en la Fig. 14a como una línea discontinua 870-0, ..., 870-4. La frecuencia central, además de las bandas de frecuencia de las subbandas respectivas, se determinan por la estructura interna de los bancos de filtros modulados complejos empleados en el convertidor de filtro 101. Para ser más precisos, el filtro prototipo q(n) junto con la
10 frecuencia central dependiendo del índice de subbanda k, como puede observarse, por ejemplo, en el caso de la ecuación (14), determina las bandas de frecuencia correspondientes de la subbanda respectiva. Si, por ejemplo, el filtro prototipo del banco de filtros modulados complejos p(n) o q(n) correspondiente es un filtro paso bajo para la subbanda con el índice k =0, debido a la modulación compleja como se expresa por la función exponencial en la ecuación (14), se transferirá a filtro paso bajo para índices de subbanda k≥1 más altos.
15 [0151] La Fig. 14b muestra una representación esquemática de las respuestas al impulso de filtro de subbanda de entrada como se proporciona, por ejemplo, por el convertidor de filtro 101. Para ser más precisos, la Fig. 14b muestra esquemáticamente, que indica la representación de evaluación A(k,n) para las diferentes subbandas, indicadas como un conjunto de flechas 880. Por motivos de simplicidad solo, para cada subbanda se
20 muestra un conjunto de tres flechas 880 en la Fig. 14b para cada una de las subbandas 890-0, ..., 890-4. Como se indica por las llaves 900-0, ..., 900-2, las cinco subbandas 890-0, ..., 890-4 están dispuestas en tres subgrupos de subbandas 900-0, 900-1, 900-2, en los que el primer subgrupo 900-0 comprende solo la primera subbanda 890-0 (k = 0), mientras que el segundo y tercer subgrupos 900-1, 900-2, comprende cada uno dos, en términos de las frecuencias centrales de las subbandas vecinas 890-1 y 890-2, además de 890-3 y 890-4.
25 [0152] Según el blanqueamiento o blanqueamiento espectral llevado a cabo en el marco del módulo de blanqueamiento 402 mostrado en la Fig. 4, según la ecuación (4) con respecto a cada uno de los subgrupos de subbandas 900, se determina el valor máximo de la representación de evaluación, y se restará después de cada uno de los valores de la representación de evaluación para obtener la representación de evaluación blanqueada Aw(k,n),
30 como se muestra en la Fig. 14c. Como consecuencia de restar el valor máximo de la representación de evaluación, para cada uno de los subgrupos 900, la máxima contribución de la representación de evaluación se establecerá a cero, como se indica en la Fig. 14c por los puntos 910.
[0153] Debido a la determinación del valor máximo para cada uno de los subgrupos 900 según la ecuación
35 (4), cada uno de los subgrupos de subbandas 900 comprende al menos un valor de la representación de evaluación blanqueada que tiene el valor de cero, en el que el resto de los valores de la representación de evaluación blanqueada Aw(k,n) es más pequeño que o igual a cero. Como consecuencia, en cada uno de los subgrupos 900 al menos un valor se establece a cero y así representa un valor máximo de manera que cada uno de los subgrupos de subbandas, que se determinaron según un modelo psico-acústico en algunas de las realizaciones, retiene en el
40 transcurso de la compresión al menos un valor de respuesta al impulso de filtro de cada uno de los subgrupos 900.
[0154] Así, en el transcurso del blanqueamiento espectral como se describe por ecuación (4), el peso espectral o la energía espectral se transfiere de las subbandas que tienen una frecuencia central más baja a subbandas que tienen frecuencias más altas aplicando el esquema de blanqueamiento. Una comparación directa de
45 las Fig. 14b y 14c también subraya esto. Mientras que en la Fig. 14b los valores de la representación de evaluación en el subgrupo 900-2 son significativamente más pequeños que aquellos del subgrupo 900-1, después de aplicar el procedimiento de blanqueamiento, los valores de la representación de evaluación blanqueada resultantes en los subgrupos 900-2 son significativamente más grandes en comparación con al menos algunos de los valores de la representación de evaluación del subgrupo 900-1. Debe observarse en este contexto que el subgrupo 900-1
50 comprende dos valores de la representación de evaluación de valor cero como se indica por los puntos 910, que se producen por el hecho de que las representaciones de evaluación A(k,n) como se muestran en la Fig. 14b del subgrupo comprenden dos valores máximos idénticos. Esto, sin embargo, no es una violación de una aplicación de la ecuación (4). La ecuación (4) solo garantiza que al menos un valor de la representación de evaluación de cada subgrupo se establece a cero y así representa el máximo valor en el contexto de la representación de evaluación
55 blanqueada Aw(k,n).
[0155] La Fig. 15 muestra otra realización de un compresor de filtro 501 que es capaz de procesar más de una respuesta al impulso de filtro de subbanda de entrada Hv(n,k). La estructura del compresor de filtro mostrada en la Fig. 15 es muy similar a la mostrada en la Fig. 5 y se diferencia de esa realización solo con respecto al hecho de
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2159790B1 (en) * 2007-06-27 2019-11-13 NEC Corporation Audio encoding method, audio decoding method, audio encoding device, audio decoding device, program, and audio encoding/decoding system
BRPI1009648B1 (pt) 2009-06-24 2020-12-29 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V decodificador de sinal de áudio, método para decodificador um sinal de áudio e programa de computador com o uso de etapas de processamento de objeto de áudio em cascata
CN102792378B (zh) * 2010-01-06 2015-04-29 Lg电子株式会社 处理音频信号的设备及其方法
US9225315B2 (en) * 2010-02-26 2015-12-29 Industry-University Cooperation Foundation Hanyang University Digital filter having improved attenuation characteristics
EP2365630B1 (en) * 2010-03-02 2016-06-08 Harman Becker Automotive Systems GmbH Efficient sub-band adaptive fir-filtering
CN102013879B (zh) * 2010-09-10 2014-09-03 建荣集成电路科技(珠海)有限公司 Mp3音乐均衡调节装置及方法
US9173025B2 (en) 2012-02-08 2015-10-27 Dolby Laboratories Licensing Corporation Combined suppression of noise, echo, and out-of-location signals
US8712076B2 (en) 2012-02-08 2014-04-29 Dolby Laboratories Licensing Corporation Post-processing including median filtering of noise suppression gains
EP2897334B1 (en) 2012-09-27 2017-03-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Adaptive filtering method and system based on error sub-band
JP6173484B2 (ja) 2013-01-08 2017-08-02 ドルビー・インターナショナル・アーベー 臨界サンプリングされたフィルタバンクにおけるモデル・ベースの予測
KR20220140002A (ko) 2013-04-05 2022-10-17 돌비 레버러토리즈 라이쎈싱 코오포레이션 향상된 스펙트럼 확장을 사용하여 양자화 잡음을 감소시키기 위한 압신 장치 및 방법
CN108806704B (zh) 2013-04-19 2023-06-06 韩国电子通信研究院 多信道音频信号处理装置及方法
CN103269212B (zh) * 2013-05-14 2016-05-18 泉州市天龙电子科技有限公司 低成本低功耗可编程多级fir滤波器实现方法
FR3006535A1 (fr) * 2013-05-28 2014-12-05 France Telecom Procede et dispositif de modulation delivrant un signal a porteuses multiples, procede et dispositif de demodulation et programme d’ordinateur correspondants.
EP2830047A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for low delay object metadata coding
EP2830045A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Concept for audio encoding and decoding for audio channels and audio objects
EP2830050A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for enhanced spatial audio object coding
EP2830065A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for decoding an encoded audio signal using a cross-over filter around a transition frequency
US9319819B2 (en) * 2013-07-25 2016-04-19 Etri Binaural rendering method and apparatus for decoding multi channel audio
EP3806498B1 (en) * 2013-09-17 2023-08-30 Wilus Institute of Standards and Technology Inc. Method and apparatus for processing audio signal
CN105874819B (zh) 2013-10-22 2018-04-10 韩国电子通信研究院 生成用于音频信号的滤波器的方法及其参数化装置
US9286902B2 (en) * 2013-12-16 2016-03-15 Gracenote, Inc. Audio fingerprinting
KR101627661B1 (ko) * 2013-12-23 2016-06-07 주식회사 윌러스표준기술연구소 오디오 신호 처리 방법, 이를 위한 파라메터화 장치 및 오디오 신호 처리 장치
CN106105269B (zh) 2014-03-19 2018-06-19 韦勒斯标准与技术协会公司 音频信号处理方法和设备
CN108307272B (zh) 2014-04-02 2021-02-02 韦勒斯标准与技术协会公司 音频信号处理方法和设备
EP3219115A1 (en) * 2014-11-11 2017-09-20 Google, Inc. 3d immersive spatial audio systems and methods
EP3048608A1 (en) * 2015-01-20 2016-07-27 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Speech reproduction device configured for masking reproduced speech in a masked speech zone
CN105553893B (zh) * 2016-01-07 2021-04-09 广东新岸线科技有限公司 一种时域信道冲激响应的估计方法和装置
US9742599B2 (en) * 2016-01-19 2017-08-22 Hughes Network Systems, Llc Partial response signaling techniques for single and multi-carrier nonlinear satellite systems

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4692801A (en) * 1985-05-20 1987-09-08 Nippon Hoso Kyokai Bandwidth compressed transmission system
US6252909B1 (en) * 1992-09-21 2001-06-26 Aware, Inc. Multi-carrier transmission system utilizing channels of different bandwidth
JP3465698B2 (ja) 1993-05-31 2003-11-10 ソニー株式会社 信号復号化方法及び装置
CA2140779C (en) * 1993-05-31 2005-09-20 Kyoya Tsutsui Method, apparatus and recording medium for coding of separated tone and noise characteristics spectral components of an acoustic signal
AU703379B2 (en) 1994-05-11 1999-03-25 Aureal Semiconductor Inc. Three-dimensional virtual audio display employing reduced complexity imaging filters
GB9606814D0 (en) 1996-03-30 1996-06-05 Central Research Lab Ltd Apparatus for processing stereophonic signals
US5923273A (en) 1996-11-18 1999-07-13 Crystal Semiconductor Corporation Reduced power FIR filter
SE512719C2 (sv) * 1997-06-10 2000-05-02 Lars Gustaf Liljeryd En metod och anordning för reduktion av dataflöde baserad på harmonisk bandbreddsexpansion
WO1999009650A1 (en) * 1997-08-21 1999-02-25 Data Fusion Corporation Method and apparatus for acquiring wide-band pseudorandom noise encoded waveforms
US6029126A (en) * 1998-06-30 2000-02-22 Microsoft Corporation Scalable audio coder and decoder
US6442197B1 (en) 1999-02-26 2002-08-27 Texas Instruments Incorporated Phase-shift calculation method, and system implementing it, for a finite-impulse-response (FIR) filter
EP1047047B1 (en) * 1999-03-23 2005-02-02 Nippon Telegraph and Telephone Corporation Audio signal coding and decoding methods and apparatus and recording media with programs therefor
JP3434260B2 (ja) * 1999-03-23 2003-08-04 日本電信電話株式会社 オーディオ信号符号化方法及び復号化方法、これらの装置及びプログラム記録媒体
US7043423B2 (en) * 2002-07-16 2006-05-09 Dolby Laboratories Licensing Corporation Low bit-rate audio coding systems and methods that use expanding quantizers with arithmetic coding
US7272566B2 (en) 2003-01-02 2007-09-18 Dolby Laboratories Licensing Corporation Reducing scale factor transmission cost for MPEG-2 advanced audio coding (AAC) using a lattice based post processing technique
ATE354160T1 (de) 2003-10-30 2007-03-15 Koninkl Philips Electronics Nv Audiosignalcodierung oder -decodierung
EP1691348A1 (en) * 2005-02-14 2006-08-16 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne Parametric joint-coding of audio sources

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Publication number Publication date
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