ES2552052T3 - Unidad de accionamiento eléctrico - Google Patents

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Abstract

Una unidad de accionamiento eléctrico que comprende un motor eléctrico (2) con imanes permanentes, un inversor (3) que alimenta al motor eléctrico (2), una etapa de corriente continua (4) que alimenta el inversor a un modulador (5) que acciona el inversor un controlador (8) que controla el modulador (5) mediante una primera señal digital (Vs_act) que representa la amplitud de las tensiones de fase (Vs) a aplicarse al motor eléctrico (2) y mediante una segunda señal digital (freq_act) que representa la frecuencia eléctrica de las tensiones de fase a aplicar al motor eléctrico (2) sobre la base de una frecuencia de referencia (freq_set) establecida fuera o dentro del controlador (8); comprendiendo la unidad de accionamiento una primera etapa analógica/digital (6) para el cálculo de un valor óptimo del ángulo de avance (δopt) de la tensión (Vs) aplicada al motor eléctrico (2) con respecto a la fuerza contraelectromotriz (Es), una segunda etapa analógica/digital (12) para medir el ángulo (δact) entre la tensión (Vs) aplicada al motor eléctrico y la corriente de fase (Is), estando la unidad de accionamiento caracterizada porque comprende un sensor de temperatura (10) colocado cerca de los imanes permanentes y en comunicación con la primera etapa analógica/digital (6) para proporcionar a la primera etapa analógica/digital (6) información relativa a la la temperatura de los imanes permanentes, estando la primera etapa analógica/digital (6) diseñada para calcular el valor óptimo del ángulo de avance (δopt) como una función lineal del valor pico de la corriente de fase (Is) de acuerdo con la siguiente ecuación:**Fórmula** donde, "Ls" es la inductancia síncrona del motor eléctrico expresado en henrios, "p" es el número de polos del motor eléctrico, "Kcorr" es un coeficiente de corrección con un valor mayor que 1 y menor que 1,2, "KE0" es la constante de la fuerza contra-electromotriz a la temperatura de referencia "T0mag" de los imanes permanentes, "αmag" es el coeficiente de variación con la temperatura de inducción residual de los imanes permanentes, "Tmag" es la temperatura de los imanes permanentes medida por el sensor de temperatura (10), estando el controlador (8) programado para - estimar, con una frecuencia de muestreo eléctrica, el ángulo Σact entre la corriente de fase (Is) y la fuerza contra-electromotriz (Es) como la diferencia entre el valor óptimo citado anteriormente del ángulo de avance (δopt) y el ángulo (Φact) medido entre la tensión (Vs) aplicada al motor eléctrico (2) y la corriente de fase (Is).

Description

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Para proporcionar la señal mencionada proporcional a la corriente Is en la entrada de la etapa 9 «ganancia_Ipk», la unidad de accionamiento 1 comprende la unidad 11 antes mencionada, de un tipo de bajo coste y tipo puramente analógico, para medir el valor máximo de la corriente de fase que se conoce como «pk_detect».
5 La unidad analógica 11, fuera del controlador 8, recibe la señal de tensión presente a través de la derivación Rsh como entrada y se devuelve como salida de una señal analógica cuyo nivel es directamente proporcional a la amplitud de la corriente que atraviesa la derivación Rsh. La unidad analógica 11, que se ilustra esquemáticamente, se describe en la publicación EP2195916 que se hace referencia en el presente documento en su totalidad para la integridad de la descripción.
10 La etapa 9 «ganancia_Ipk» se encuentra, como se mencionó anteriormente, en el controlador 8 y realiza las siguientes operaciones:
 conversión A/D de la señal analógica proporcional a la corriente Is en la salida de la etapa «pk_detect» con 15 intervalo de tiempo entre dos muestreos consecutivos, preferiblemente menos de 1/100 del período eléctrico
mínimo;  búsqueda del máximo de los valores leídos durante cada período eléctrico;  uso del valor máximo encontrado para el cálculo de δopt de acuerdo con la fórmula identificada previamente.
20 La unidad analógica 11 «pk_detect» y la etapa 9 «ganancia_Ipk» forman una primera etapa analógica digital 6 para calcular el valor óptimo δopt del ángulo de avance de la tensión Vs aplicada con respecto a la CEMF Es.
Con referencia a la figura 3b, el ángulo entre la tensión aplicada Vs y la corriente de fase Is se conoce como Φ, positivo cuando Vs está en avance de Is.
25 Indicando δ positivo cuando la tensión Vs está antes de la CEMF Es e γ positivo cuando está delante de la CEMF ES, vinculando la relación fundamental los tres ángulos se pueden escribir, que se pueden derivar mediante la observación de la figura 3b, es decir:
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La estrategia de control óptimo implementado en el controlador 8 controla independientemente la tensión aplicada Vs y la frecuencia eléctrica aplicada al motor 2.
35 Se consigue un funcionamiento óptimo de la unidad de accionamiento 1, como se describe en detalle a continuación, mediante la estimación del único ángulo «γ» muestreado a la frecuencia eléctrica.
Más específicamente, la eficiencia óptima se consigue con γ = 0 y la absorción de corriente mínima.
40 En una primera realización de esta invención, el control de la tensión de alimentación se implementa independientemente de un control de la estabilidad del motor, es decir, de la frecuencia.
El control de la tensión es tal que la tensión de alimentación cambia de tal manera que "γ" es 0, como se describirá en detalle a continuación.
45 La estimación de γ, realizada mediante el controlador 8, utiliza la relación antes mencionada entre δ y Φ ,donde δ se reemplaza mediante el valor óptimo del ángulo de avance δopt mencionado anteriormente, según lo calculado por el controlador 8, mientras que se mide Φ: de este modo:
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En la práctica, en esta solución «γ» no se mide directamente, ya que esto daría lugar a soluciones costosas, sino que se obtiene mediante un cálculo «indirecto» de δopt y una medición directa de Φact.
55 La unidad de accionamiento 1 comprende, por lo tanto, una segunda etapa analógica/digital 12 para medir el ángulo Φact entre la tensión Vs aplicada al motor eléctrico y la corriente de fase Is.
El controlador 8 está programado ventajosamente para estimar, con una frecuencia de muestreo eléctrica, el ángulo γact entre la corriente de fase Is y la fuerza contra60 electromotriz Es como la diferencia entre el valor óptimo del ángulo de avance δopt y el ángulo Φact entre la tensión Vs aplicada al motor eléctrico y el corriente de fase Is medida por la etapa de medición 12.
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En mayor detalle, el controlador 8 comprende un primer nodo sustractor 13 en comunicación con la primera etapa A/D 6 para recibir como entrada el valor óptimo del ángulo de avance δopt y con la etapa 12 para medir el ángulo Φact para calcular la diferencia entre δopt y Φact y obtener γact.
Un primer objetivo de la unidad de accionamiento eléctrico 1 es mantener la máxima eficiencia de la conversión electromecánica.
Como se ilustra en la figura 1, el controlador 8 comprende un integrador 14, que tiene una integración constante Ki, para la integración del ángulo «γact» entre la corriente de fase Is y la fuerza contraelectromotriz Es y determinar la primera señal digital "Vs_act".
En otras palabras, el control óptimo de la tensión aplicada se basa en el ángulo «γact» estimado.
La operación de integración, realizada por el integrador 14, de la diferencia «δopt-δact» es tal que la diferencia «δopt-Φact» se convierte en cero en condiciones de estado estacionario.
En la práctica, la operación de integración asegura que en condiciones de estado estacionario «δopt-Φact» y por lo tanto, «Vs_act» se asienta en el valor consistente con el diagrama vectorial de la figura 4, en relación con el funcionamiento óptimo del circuito de la figura 2 , es decir, la corriente de fase mínima para obtener un cierto par de torsión.
Preferiblemente, la operación de integración se realiza de forma digital mediante el controlador 8.
El control se lleva a cabo en la práctica mediante la medición de la fase pico I (de la que se obtiene δopt) y midiendo el ángulo «Φact».
La combinación de «δopt» y «Φact» da «γact», que después de la integración proporciona la tensión de alimentación.
Un segundo objetivo es hacer estable la unidad de accionamiento 1.
El controlador 8 está programado para calcular la segunda señal digital «freq_act» antes mencionada como la diferencia entre el valor de frecuencia de referencia «freq_set» y un factor de corrección Δfreq proporcional al ángulo «γact» entre la corriente de fase Is y la fuerza contra-electromotriz Es.
El frecuencia «freq_set» se establece fuera del controlador 8 mediante la interfaz de control mencionada o dentro del controlador 8 como se describe en detalle a continuación.
El controlador 8 comprende una primera unidad de cálculo 15 que calcula la frecuencia «freq_set».
El controlador 8 comprende una segunda unidad de cálculo 16 que recibe como entrada el ángulo «γact» entre la corriente de fase Is y la fuerza contra-electromotriz Es para aplicar una constante de proporcionalidad Kp para obtener el factor de corrección "Δfreq" proporcional al ángulo "γact" .
El controlador 8 comprende un segundo nodo sustractor 17 en comunicación con la primera unidad de cálculo 15 para recibir como entrada el valor de «freq_set» y en comunicación con la segunda unidad de cálculo 16 para recibir como entrada el factor de corrección «Δfreq» y calcular la segunda señal de "freq_act" digital como la diferencia entre el valor de "freq_set" y el valor del factor de corrección "Δfreq".
Se sabe a partir de la bibliografía (véase, por ejemplo, «A sensorless, Stable V/f Control Method for Permanet-Magnet Synchronous Motor Drives» -IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, n.º: 3, mayo/junio de 2003) que las unidades de accionamiento sinusoidales basadas en la aplicación de tensión y frecuencia de las unidades de motor síncrono de imanes permanentes muestran una inestabilidad "constitucional" de la velocidad de rotación, demostrable mediante el análisis de las ecuaciones que describen el comportamiento dinámico del motor ecuaciones de tensión y ecuaciones de par.
La inestabilidad se manifiesta con oscilaciones del ángulo «δ» a una frecuencia bien determinable en función de la inercia de la carga, el KE del motor y su inductancia síncrona Ls y se demuestra que modulando la frecuencia aplicada proporcionalmente a las perturbaciones de la potencia de entrada del motor las oscilaciones del ángulo «δ» se amortiguan.
De acuerdo con esta invención, las oscilaciones del ángulo «δ» se amortiguan, es decir, se obtiene un efecto estabilizante mediante la introducción de la corrección proporcional «Δfreq», a «γact», de la frecuencia «freq_set» de acuerdo con la constante de proporcionalidad Kp .
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La corrección se realiza a través del segundo nodo sustractor 17 (véase la Figura 1).
Como «γact» se obtiene por muestreo de frecuencia eléctrica simple, a diferencia de la técnica anterior, se puede usar un microcontrolador de bajo coste de 8 bits como controlador.
Como en condiciones de estado estacionario «γact» tiende a cero, después de haber fijado preferiblemente el control óptimo de la tensión aplicada Vs como se ha descrito anteriormente, la unidad de accionamiento 1 garantiza que la velocidad fijada por medio de la interfaz externa antes mencionada no se ve alterada por el factor de corrección «Δfreq» en condiciones estacionarias (estado fijo).
Observando con mayor detalle en la etapa digital/analógica 12 para medir el ángulo Φact entre la tensión Vs aplicada al motor eléctrico y la corriente de fase Is, hay que señalar que comprende una unidad analógica 18, conocida como «zc_E-I_detect» , para detectar el cruce por cero de la corriente de una primera fase, por ejemplo de la fase indicada con U, del motor eléctrico 2 y una unidad digital 19 conocida como "fi_calc" dentro del controlador 8. La unidad analógica 18 genera como salida una tercera señal digital «zc_E-I_faseU», cuya transición alto-bajo identifica, en una primera configuración operativa que se describe con más detalle a continuación, el paso por cero de la corriente en la primera fase U.
Con particular referencia a las figuras 1 y 5, debe tenerse en cuenta que la unidad de accionamiento 1 comprende, preferiblemente para las funciones descritas en detalle a continuación, una unidad de habilitación 20 de la unidad analógica 18, dentro del controlador 8.
La unidad de habilitación 20 genera una señal de habilitación alta o baja «zce_sobre_la_marcha».
Existe la mencionada primera configuración de funcionamiento de la unidad analógica 18 cuando la señal de habilitación «zce_sobre_la_marcha» es alta, mientras que hay una segunda configuración de funcionamiento de la unidad analógica 18 cuando la señal de habilitación «zce_sobre_la_marcha» es baja. De acuerdo con la realización ilustrada, cuando la señal «zce_sobre_la_marcha» mantiene «alta» la primera configuración de funcionamiento, la unidad analógica 18 está habilitada para la lectura del cruce por cero de la corriente de fase Is.
Cuando la señal «zce_sobre_la_marcha» mantiene «baja» la segunda configuración de funcionamiento, la unidad analógica 18 está habilitada para la lectura del cruce por cero de fuerza contra-electromotriz.
La primera y segunda condiciones de funcionamiento se describen con más detalle a continuación.
El controlador 8 comprende un primer software desviador sw1 para controlar la unidad de habilitación 20.
El primer software desviador sw1 está controlado por una quinta señal digital «puente_habilitado" generada por el controlador 8.
La lógica de bajo nivel «zce_sobre_la_marcha» solamente se activa si el controlador 8 ha verificado que el modulador 5 no controla ninguno de las seis MOSFET Q_alto_U, Q_bajo_U, Q_alto_V, Q_bajo_V y Q_alto_N, Q_bajo_N del puente trifásico 3, a la inversa de la señal de habilitación "zce_sobre_la_marcha" es alta.
Con referencia a la figura 5, cabe señalar que la unidad analógica 18 comprende una primera entrada en comunicación con el terminal de drenaje «d» del MOSFET Q_bajo_U bajo de la rama de alimentación del inversor de la primera fase U, una segunda entrada en comunicación con el terminal de origen «s» del MOSFET Q_bajo_U bajo, una tercera entrada en comunicación con el terminal de puerta «g» del MOSFET Q_bajo_U bajo y una cuarta entrada de habilitación en comunicación con la unidad de habilitación 20 para recibir la señal de habilitación «zce_sobre_la_marcha».
Básicamente, las entradas de la unidad analógica "zc_E-I_detect" son:
 la tensión de la fuente de drenaje de uno de los MOSFET del lado bajo (Q_bajo_U en la figura 1);
 la tensión de puerta del MOSFET Q_bajo_U;
 la señal de habilitación, conocida como "zce_sobre_la_marcha".
La unidad analógica 18 está diseñada, como se mencionó anteriormente, para detectar el cruce por cero de la primera corriente de fase U del motor eléctrico 2 de acuerdo con la caída de tensión entre la primera y la segunda entradas cuando la señal de habilitación es alta.
Como se ilustra en la figura 5, la unidad analógica 18 comprende exclusivamente comparadores de bajo coste.
En la realización preferida ilustrada a modo de ejemplo, la unidad analógica 18 comprende un primer comparador «COMP_1», un segundo comparador «COMP_2»y un tercer comparador «COMP_3».
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