ES2362523A1 - Control de al menos una carga de calentamiento por inducción. - Google Patents
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Abstract
Control de al menos una carga de calentamiento por inducción.Se propone un circuito para controlar al menos una carga de calentamiento por inducción, que comprende al menos un elemento de conexión; una unidad de control que acciona el al menos un elemento de conexión, donde el al menos un elemento de conexión está conectado a la al menos una carga de calentamiento por inducción, y donde la unidad de control está dispuesta para poner en funcionamiento al menos parcialmente el al menos un elemento de conexión en un modo de funcionamiento esencialmente lineal. Asimismo, se proponen un método correspondiente, así como un dispositivo doméstico de calentamiento acorde.
Description
Control de al menos una carga de calentamiento
por inducción.
La invención se refiere a un circuito y a un
método para controlar al menos una carga de calentamiento por
inducción. Asimismo, la invención se refiere a un dispositivo
doméstico de calentamiento que comprende tal circui-
to.
to.
Hay disponibles diferentes tipos de topologías
de inversor para ser utilizadas en el campo de las aplicaciones
domésticas de calentamiento por inducción. Un ejemplo es una
topología de conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS. o single-switch zero
voltaje switching), tal y como se muestra en la figura 1. Esta
topología permite una implementación económica, ya que no existe la
necesidad de una gran cantidad de dispositivos de conexión, y debido
a la simplicidad del circuito de excitación (por ejemplo, no se
requiere aislamiento).
La figura 1 muestra un esquema de circuito para
una topología de inversor de conmutación a tensión cero de
interruptor único (1SW-ZVS) que comprende un
suministro de potencia 101, el cual provee una tensión AC
suministrada a un filtro 102 y a un rectificador 103 resultante en
una tensión DC pulsante 110, que es filtrada por un capacitor 104.
La tensión DC filtrada es conectada a una conexión en serie de una
carga de calentamiento por inducción 105 y un interruptor
electrónico 107, donde dicha carga de calentamiento por inducción
105 comprende un inductor y un resistor. El interruptor electrónico
107 es accionado por una unidad de control y excitadora 106 que
suministra, por ejemplo, una señal de salida de onda rectangular
v_{c} al interruptor electrónico 107. El interruptor electrónico
107 puede comprender al menos uno de los siguientes: un transistor,
un MOSFET (transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor),
un IGBT (transistor bipolar de puerta aislada), o similares.
Un capacitor 108 está conectado en paralelo a
través de la carga de calentamiento por inducción 105, y un
capacitor 109 está conectado en paralelo a través del interruptor
electrónico 107. Una capacitancia del capacitor 108 puede ascender a
N\cdotC_{res}, y una capacitancia del capacitor 109 puede
ascender a (1-N)\cdotC_{res}. El
parámetro N \in [0,1] indica valores de los capacitores resonantes
108, 109 en relación a una capacitancia resonante C_{res}. En
particular, se puede utilizar N = 1.
Basándose en la implementación económica de la
conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS), puede aumentar una complejidad de otras
partes del sistema. Por ejemplo, los requisitos relativos a filtros
de entrada para cumplir los preceptos sobre interferencia
electromagnética (IEM) son mayores que los exigidos para topologías
de inversor que comprendan más de un interruptor electrónico.
El interruptor electrónico 107 puede ser un
interruptor unipolar bidireccional único que sea accionado por la
forma de onda cuadrada v_{c}, tal y como se muestra en la figura
2. La señal de forma de onda cuadrada tiene una duración de ciclo
que asciende a T_{s} (=1/f_{s}), la cual es dividida en una
duración de conexión T_{ON} y una duración de desconexión
T_{OFF}.
Este interruptor electrónico 107 puede ser
utilizado reduciendo un grado de libertad para controlar una
potencia de salida a sólo un parámetro (T_{s} o f_{s}). Un ciclo
de funcionamiento
D =
\frac{T_{s}}{T_{ON}}
es ajustado para alcanzar
condiciones de conmutación a tensión cero (ZVS.o zero voltaje
switching) cuando el interruptor electrónico 107 esté siendo
encendido.
\vskip1.000000\baselineskip
En la figura 3 se muestra un mapa de control de
la potencia de salida, donde P_{i} representa una ubicación para
una potencia de salida constante. Una zona 301 se corresponde con
una región de conmutación a tensión cero (ZVS), la cual es preferida
para ajustar la potencia de salida.
Un punto A representa una condición de
funcionamiento continuo de potencia media, mientras que un punto C
representa una situación de baja potencia de salida bajo condiciones
de conexión no favorables. Una solución ejemplar que alcanza la
salida de potencia inferior del punto C utiliza un funcionamiento
discontinuo del inversor.
Un funcionamiento óptimo del inversor en
términos de condiciones de conexión favorables como las conseguidas
en el punto A se muestra en la figura 4.
La figura 4 representa una situación de
condiciones de conexión optimizadas del inversor de conmutación a
tensión cero de interruptor único (1SW-ZVS) en vista
de la señal de forma de onda cuadrada v_{c}, una corriente i_{L}
que pasa por la carga de calentamiento por inducción 105, y una
tensión v_{T} a través del interruptor electrónico 107. Para fines
explicativos provistos más adelante, se asume que el interruptor
electrónico 107 es un transistor.
\newpage
Asimismo, en la figura 4 se muestra un intervalo
de tiempo 401 que permite encender el interruptor electrónico 107
utilizando conmutación a tensión cero (ZVS). Durante un intervalo de
tiempo 402, el interruptor electrónico 107 está en un estado
conductivo y, durante un intervalo de tiempo 403, un diodo en
antiparalelo del interruptor electrónico está en un estado
conductivo.
Las pérdidas por conmutación de desconexión en
el dispositivo de conexión son bajas debido al gran retraso en el
ascenso en la forma de onda de la tensión v_{T} como resultado del
elevado valor del capacitor resonante C_{res} (por ejemplo, en el
intervalo de centenares de nF). Durante el apagado de la tensión
v_{T}, este capacitor resonante C_{res} se comporta como un
capacitor amortiguador, como se utiliza en topologías, por ejemplo,
de inversores de semipuente resonantes en serie (que ascienden a
decenas de nF).
Aunque las pérdidas por conmutación de
desconexión son bajas, se pueden reducir más usándose dispositivos
de conexión rápidos, o aumentándose una velocidad de conmutación de
cualquier dispositivo dado.
Las pérdidas por conmutación de conexión son
insignificantes en la situación mostrada en la figura 4. Por tanto,
el dispositivo es encendido cuando la corriente i_{L} fluye a
través del diodo en antiparalelo del interruptor electrónico 107,
estableciendo una caída a tensión cero en dicho interruptor.
Para un valor de la frecuencia dado de la
frecuencia de conmutación f_{s} (véase la figura 2), el
dispositivo puede ser encendido dentro de cualquier tiempo en el
intervalo de tiempo 401, dando como resultado casi la misma potencia
de salida. Esto explica también una propiedad de las curvas P_{i}
mostradas en la figura 3: las curvas P_{i} se vuelven casi
verticales al cruzar la zona de conmutación a tensión cero (ZVS)
301.
Por otra parte, las pérdidas son elevadas y el
dispositivo accionado por la conmutación a tensión cero de
interruptor único (1SW-ZVS) puede incluso resultar
dañado si se produce cualquiera de las situaciones mostradas en la
figura 5. Tales modos de funcionamiento ineficientes se corresponden
con puntos de funcionamiento fuera de la zona de conmutación a
tensión cero (ZVS) 301.
Los ejemplos 501 y 502 muestran cada uno un
gráfico para condiciones de conexión no óptimas de un inversor de
conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS), representando la señal de forma de onda
cuadrada v_{c}, una corriente i_{L} que pasa por la carga de
calentamiento 105, y una tensión v_{T} a través del interruptor
electrónico 107.
La situación 501 se corresponde con un punto B1,
tal y como se muestra en la figura 3, siendo un ciclo de
funcionamiento D demasiado extenso, y la situación 502 se
corresponde con un punto B2, tal y como se muestra en la figura 3,
siendo un ciclo de funcionamiento D demasiado breve.
Cargar o descargar el capacitor resonante
C_{res} (dependiendo del valor N como se muestra en la figura 1)
da como resultado pérdidas como sigue a continuación:
P_{ON} =
\frac{1}{2} \cdot C_{res} \cdot f_{s} \cdot
\Delta\upsilon_{T}.
Tal y como se muestra en las situaciones 501 y
502, aparecen crestas de la corriente en el dispositivo de conexión.
La amplitud de tal cresta de la corriente depende, para los valores
predeterminados C_{res} y \Deltav_{T}, de la rapidez con la
que se encienda el transistor. Cuanto más rápido sea el transistor,
más elevada será la cresta de la corriente. En caso de que tal valor
de cresta rebase un área de funcionamiento seguro (SOA, o Safe
Operating Area) del dispositivo, puede conducir al fallo y/o
destrucción del transistor.
La pérdida de potencia asociada con cargar y/o
descargar el capacitor resonante sólo depende de los estados
iniciales y finales del capacitor. El modo en que la carga es
almacenada o retirada del capacitor (casi) no afecta a la potencia
disipada.
Para un dispositivo de conexión dado, tales
crestas de la corriente peligrosas producidas por condiciones que no
sean de conmutación a tensión cero (ZVS) podrían ser eliminadas
forzando el funcionamiento del inversor en la zona de conmutación a
tensión cero (ZVS) 301. Si esto no es posible, la cresta de la
corriente puede ser controlada al menos en cierta medida. Por
ejemplo, la velocidad de conmutación del dispositivo puede ser
reducida por medio de aumentar el valor de un resistor amortiguador
colocado en el bucle del puerto de control del circuito de
excitación. Si no se usan trayectos de excitación separados para el
encendido y el apagado, esta solución iría en contra de una
conmutación rápida que se requeriría en el apagado para reducir una
pérdida por conmutación global.
El problema a resolver es superar las
desventajas expuestas arriba y, en particular, proporcionar un
enfoque eficaz para controlar un elemento de calentamiento por
inducción.
Este problema se resuelve de conformidad con las
características de las reivindicaciones independientes. Otras formas
de realización resultan de las reivindicaciones dependientes.
\newpage
Con el fin de superar este problema, se propone
un circuito para controlar al menos una carga de calentamiento por
inducción, que comprenda
- -
- al menos un elemento de conexión;
- -
- una unidad de control que accione el al menos un elemento de conexión,
- -
- donde el al menos un elemento de conexión esté conectado a la al menos una carga de calentamiento por inducción,
- -
- donde la unidad de control esté dispuesta para poner en funcionamiento al menos parcialmente el al menos un elemento de conexión en un modo de funcionamiento esencialmente lineal.
\vskip1.000000\baselineskip
Ventajosamente, este enfoque permite la
conmutación a tensión cero (ZVS), y también permite la conmutación
que no sea a tensión cero (ZVS) mediante la reducción eficaz de una
potencia de salida del circuito. Esto hace robusto al circuito con
respecto a crestas de la corriente elevadas u oscilaciones
transitorias de la corriente, que pueden ser reducidas o evitadas
antes de que puedan dañar un componente del circuito.
En una forma de realización, la unidad de
control suministra un número de impulsos al elemento de conexión con
el fin de poner en funcionamiento sustancialmente el elemento de
conexión en el modo de funcionamiento lineal.
Tales señales pulsadas pueden ser usadas para
evitar cualquier acumulación de una carga elevada en, por ejemplo,
un gran capacitor en el circuito que podría dañar un componente
durante la conmutación que no sea a tensión cero (ZVS). Cualquier
cresta u oscilación transitoria elevadas de la corriente es menos
significativa en caso de que la unidad de control controle el al
menos un elemento de conexión aplicando una señal pulsante.
Los impulsos son, en particular, de una duración
predeterminada, y pueden ser más bien breves. Ventajosamente, por
medio de tales impulsos (breves), se puede controlar, al menos
parcialmente, una magnitud de la cresta de la corriente u oscilación
transitoria de la corriente que pase por el al menos un elemento de
conexión y/o la carga de calentamiento por inducción.
En otra forma de realización, la unidad de
control acciona el al menos un elemento de conexión aplicando una
señal polifásica.
La señal polifásica puede comprender al menos
dos niveles de la tensión aplicada, utilizados para controlar el al
menos un elemento de conexión.
Por tanto, la unidad de control puede
suministrar al menos un potencial intermedio entre tierra y la
tensión de alimentación hacia el elemento de conexión. Esto comporta
la ventaja de que la cresta de la corriente puede ser controlada
eficazmente por una tensión por debajo de la tensión máxima. Por lo
tanto, cualquier cambio transitorio de la tensión (dv/dt) es además
reducido debido al valor de la tensión inferior aplicado en tal fase
intermedia. Asimismo, el potencial intermedio puede ser utilizado
para poner en funcionamiento al menos parcialmente el elemento de
conexión en un modo lineal, más que en un modo de saturación. Por lo
tanto, la corriente de salida puede ser controlada o limitada de
manera eficaz.
En otra forma de realización, la unidad de
control acciona el al menos un elemento de conexión en dos fases
ocultando una primera señal por una segunda señal.
Así, la primera señal puede ser suministrada al
elemento de conexión, y la segunda señal puede ser usada para
activar o desactivar un interruptor electrónico que, al estar
activado, reduzca el potencial suministrado al elemento de conexión
por la primera señal.
En una siguiente forma de realización, el al
menos un elemento de conexión es parte de un convertidor, en
particular, de un inversor, comprendiendo al menos un capacitor de
resonancia.
Tales convertidores existen en diversas
topologías, y se pueden usar para controlar la al menos una carga de
calentamiento por inducción.
También es una forma de realización que el
convertidor comprenda varios capacitores de resonancia que puedan
ser conectados o desconectados individualmente.
Cambiando la capacitancia de resonancia total
del convertidor, se puede modificar el modo de funcionamiento de tal
modo que, por ejemplo, todavía sea posible la conmutación a tensión
cero (ZVS), incluso en caso de una potencia de salida reducida. Esto
permite un modo eficaz de controlar tal convertidor y, por
consiguiente, la al menos una carga de calentamiento por
inducción.
\newpage
Según otra forma de realización, el convertidor
comprende varios capacitores de resonancia que están conectados en
paralelo, donde cada capacitor de resonancia en paralelo puede ser
conectado o desconectado.
Se observa que, conmutando (desconectando) los
capacitores de resonancia en paralelo (al menos una parte de los
mismos), se puede fijar una potencia de salida diferente (por
ejemplo, inferior) y, al mismo tiempo, se puede mantener un
funcionamiento continuo del convertidor (por ejemplo, inversor). Por
tanto, la posibilidad de ajustar el valor del capacitor de
resonancia permite una utilización eficaz de una potencia de salida
del circuito.
Según una forma de realización, dicho inversor
es un inversor de interruptor único de una rama de semipuente, de un
circuito de semipuente o un circuito de puente completo.
Según otra forma de realización, dicho elemento
de conexión es un dispositivo controlado por la tensión.
En otra forma de realización, el elemento de
conexión comprende al menos uno de los siguientes:
- -
- un IGBT (transistor bipolar de puerta aislada);
- -
- un MOSFET (transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor);
- -
- un transistor;
- -
- un BICMOS (Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor, o metal-óxido semiconductor complementario bipolar).
\vskip1.000000\baselineskip
El problema expuesto arriba es solucionado
también por un método para controlar al menos una carga de
calentamiento por inducción que sea accionada por al menos un
elemento de conexión,
- -
- donde una unidad de control proporcione una señal para controlar el al menos un elemento de conexión
- -
- donde dicha señal ponga en funcionamiento al menos parcialmente el al menos un elemento de conexión en un modo de funcionamiento esencialmente lineal.
\vskip1.000000\baselineskip
Según una siguiente forma de realización, la
unidad de control controla el al menos un elemento de conexión a
través de una señal polifásica.
Según otra forma de realización, dicha señal
polifásica comprende al menos dos niveles diferentes de tensión.
Según otra forma de realización, el al menos un
elemento de conexión es parte de un inversor que comprende varios
capacitores de resonancia que pueden ser conectados o desconectados,
donde los varios capacitores de resonancia son conectados y
desconectados para ajustar una potencia de salida del inversor.
El problema expuesto arriba también es resuelto
por un dispositivo doméstico de calentamiento que comprenda el
circuito tal y como es descrito aquí.
En las siguientes figuras se muestran e ilustran
formas de realización de la invención:
Fig. 6 muestra diferentes formas de realización
de circuitos de excitación con trayectos de la corriente separados
para encender y apagar un IGBT posterior;
Fig. 7 muestra un gráfico de temporización que
representa un esquema de control para reducir un valor de cresta de
la corriente de encendido en condiciones que no sean de conmutación
a tensión cero (ZVS);
Fig. 8 muestra un esquema de circuito con un
circuito de activación que es controlado (en particular, encendido)
en dos fases;
Fig. 9 muestra un gráfico de temporización que
comprende formas de onda de control para el circuito de activación
bifásico según la figura 8;
Fig. 10 muestra un esquema de circuito de una
topología de conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS) modulable, donde varios capacitores pueden
ser conectados en paralelo a una carga de calentamiento por
inducción;
Fig. 11 muestra un mapa de control de la
potencia de salida con respecto a una frecuencia y un ciclo de
funcionamiento de un circuito de control;
\newpage
Fig. 12 muestra un mapa de control de la
potencia de salida diferente, con respecto a una frecuencia y un
ciclo de funcionamiento de un circuito de control, estando basado
este mapa de control de la potencia de salida en un capacitor
resonante Cres, B;
Fig. 13 muestra una topología de inversor de
semipuente alimentado por tensión resonante en serie para controlar
una carga de calentamiento por inducción;
Fig. 14 muestra un gráfico de temporización para
el inversor de semipuente alimentado por tensión resonante en serie
de la figura 13 funcionando por debajo de una frecuencia de
resonancia, donde el inversor puede ser accionado por formas de onda
cuadradas Q1, Q2 que son, en particular, esencialmente
simétricas;
Fig. 15 muestra un gráfico de temporización para
el inversor de semipuente alimentado por tensión resonante en serie
de la figura 13 funcionando por debajo de una frecuencia de
resonancia, donde el inversor usa un modo de control discontinuo
simétrico, y es accionado por formas de onda cuadradas Q1, Q2 que
son, en particular, esencialmente simétricas;
Fig. 16 muestra dos circuitos basados en los
circuitos mostrados en la figura 8 con un circuito de activación que
es controlado en dos fases;
Fig. 17 muestra el inversor de semipuente
alimentado por tensión resonante en serie de la figura 13 con un
conjunto ajustable de capacitores resonantes que pueden ser
activados y desactivados usándose, por ejemplo, interruptores
bipolares bidireccionales.
La figura 6 muestra circuitos de excitación 601,
602 y 603 con trayectos de la corriente separados para encender y
apagar un IGBT siguiente.
En el caso de un circuito 601, un excitador 604
está conectado a través de un diodo D1 y un resistor R1 a la puerta
de un IGBT 605, donde el cátodo del diodo D1 señala hacia la salida
del excitador. Dispuesto en paralelo con respecto al diodo D1 y al
resistor R1 hay un resistor R2. Por tanto, los trayectos de la
corriente (fuente y disipador) están separados usándose un diodo D1,
el cual es, preferiblemente, un diodo rápido de señal pequeña. En
caso de apagarse el IGBT 605, un valor de la resistencia total
proviene de la conexión en paralelo de los resistores R1 y R2, y
asciende a
R_{OFF}
R1||R2 = \frac{R1 \cdot R2}{R1 + R2}
.
En caso de encenderse el IGBT 605, el valor de
la resistencia total asciende a
R_{ON} =
R2;
Por lo tanto, en caso de R2 >> R1,
R_{OFF}
\approx R1 <<
R_{ON}.
En el caso del circuito 602, el excitador 604
está conectado a través de un diodo D1 y un resistor R1 a la puerta
del IGBT 605, señalando el cátodo del diodo D1 hacia el excitador
604. Dispuesto en paralelo con respecto al diodo D1 y al resistor R1
hay una conexión en serie de un diodo D2 y un resistor R2, donde el
cátodo del diodo D2 señala hacia el IGBT 605. Los trayectos de la
corriente (fuente y disipador) están separados usándose dos diodos
D1, D2, en particular, dos diodos rápidos de señal pequeña. Los
valores de la resistencia totales para conectar/desconectar el IGBT
605 son como sigue a continuación:
R_{OFF} =
R1,
R_{ON} = R2
\hskip0.3cmcon
\hskip0.3cmR2 >> R1.
En el caso del circuito 603, el excitador 604
está conectado a través de salidas separadas (y a través de
resistores separados R1, R2, asociados cada uno con una salida) al
IGBT 605. En este caso, no se requiere diodo alguno, ya que el
excitador 604 proporciona servicios de empuje y tracción. La
resistencia total para conectar/desconectar el IGBT 605 es como
sigue a continuación:
R_{OFF} =
R1,
R_{ON} = R2
\hskip0.3cmcon
\hskip0.3cmR2 << R1.
Este enfoque conlleva resistores de puerta
separados y, por tanto, permite reducir las pérdidas por
conmutación. No obstante, no se puede prever eficazmente protección
contra las corrientes elevadas (en particular, oscilación
transitoria de tales corrientes elevadas).
La figura 6 utiliza IGBTs. Se observa, no
obstante, que cualquier otro tipo de dispositivos controlados por la
tensión pueden ser utilizados correspondientemente, por ejemplo,
transistores, MOSFETs, etc.
Por tanto, el enfoque propuesto permite una
protección eficaz de un elemento de conexión, por ejemplo, un
transistor, en una topología de inversor de conmutación a tensión
cero de interruptor único (1SW-ZVS) contra
oscilaciones transitorias de la corriente que puedan provenir de un
ciclo de conmutación no óptimo.
Un enfoque es relativo a una modificación de la
forma de onda activadora del dispositivo de conexión. Otra solución
sugiere un esquema de control diferente, por ejemplo, para un
excitador del elemento de conexión.
Además, un área de control de la conmutación a
tensión cero (ZVS) podría ser ampliada modificándose el valor del
capacitor resonante.
Los siguientes ejemplos pueden ser utilizados
por separado o en combinación(es) unos con otros. Cualquier
aspecto de cualquier ejemplo puede ser transferido a cualquier otro
ejemplo.
\vskip1.000000\baselineskip
Los impulsos de puerta pequeños repetitivos
pueden ser usados para conectar lentamente al menos un IGBT o
elemento de conexión de un inversor. Así, un objetivo es, en
particular, evitar un sonido audible que sea producido por la
descarga del capacitor del bus al comienzo de cada periodo activo
del inversor tras un periodo inactivo (funcionamiento
discontinuo).
Basándose en este enfoque, un valor de cresta de
la corriente puede ser reducido cuando no haya conmutación a tensión
cero (ZVS) en la topología de inversor de conmutación a tensión cero
de interruptor único (1SW-ZVS).
La figura 7 muestra un gráfico de temporización
que representa un esquema de control para reducir un valor de cresta
de la corriente de encendido en condiciones que no sean de
conmutación a tensión cero (ZVS). Se muestra una forma de onda de
control con M impulsos de una duración T_{H, \ ON}, siendo
generados a una frecuencia de repetición que asciende a 1/T_{S, \
ON} para conectar el elemento de conexión, por ejemplo, un
transistor.
Este concepto evita una carga completa del
capacitor de entrada (o varios de tal capacitor de entrada) del
transistor controlado por la tensión. Por tanto, puede ser necesario
más de un impulso para encender por completo el dispositivo.
La ventaja de este enfoque es que el dispositivo
funciona en un modo lineal, y puede ser controlada una magnitud de
la cresta de la corriente. Para cualquier valor del capacitor
C_{res} y valor de tensión \Deltav_{T} dados, una cantidad de
carga del capacitor (cantidad de carga y/o descarga) resulta en M
crestas de la corriente menores en comparación con una gran cresta
de la corriente única. Esta solución es compatible con la solución
mostrada y explicada con el ejemplo 2 más adelante para obtener
diferentes valores para resistores totales en un estado conectado y
estado desconectado (R_{ON} y R_{OFF}).
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 8 muestra un esquema de circuito con
un circuito de activación que es controlado (en particular,
encendido) en dos fases.
Una unidad de control 801 provee una señal
V_{CM} que es suministrada a un excitador 802, y una señal
V_{CS} que es suministrada a la puerta de un MOSFET 807, el cual
es un MOSFET mejorado de canal n. La salida del excitador 802 está
conectada a través de un diodo 803 y un resistor 804 (los cuales
están conectados en serie) a la puerta de un IGBT 808. Un resistor
805 está conectado en paralelo a través de dicho diodo 803 y
resistor 804. El cátodo del diodo 803 está dirigido hacia el
excitador 802. La puerta del IGBT 808 está conectada a través de un
resistor 806 al drenaje del MOSFET 807. El emisor del IGBT 808, la
fuente del MOSFET 807, el excitador 802, así como la unidad de
control 801 están conectados a tierra.
El IGBT 808 es un elemento de conexión ejemplar
que es accionado por la unidad de control 801 a través de dicho
excitador 802 (y el MOSFET 807). El IGBT 808 actúa como interruptor
principal, y el MOSFET 807 actúa como interruptor secundario. El
ejemplo mostrado en la figura 8 se basa en la situación 601 tal y
como está representada en la figura 6, complementado por componentes
para permitir un grado aumentado de libertad para controlar la
cresta de la corriente. En el caso de que el MOSFET 807 esté en un
estado desconectado, el circuito se comporta de manera similar al
representado en la situación 601. Si el MOSFET 807 está conectado,
el divisor de la tensión que comprende los resistores 805 y 806
provoca que una tensión V_{DEV} (a través de la conexión en serie
del resistor 806 y el MOSFET 807) alcance un potencial intermedio
entre tierra y una tensión de alimentación V_{CC} conforme a
\upsilon_{DEV} =
\frac{R_{806}}{R_{805} + R_{806}}
,
donde R_{NR} indica el valor de
la resistencia del resistor NR. Esto da como resultado un efecto de
filtración en contraste con conectar directamente a la cantidad
total de la tensión de alimentación
V_{CC}.
\vskip1.000000\baselineskip
El MOSFET 807 es controlado por la señal
V_{CS} suministrada por el excitador 801, y permite introducir un
paso intermedio \Deltav_{STEP} y una duración T_{STEP} en el
borde ascendente de la señal de control V_{CM}. Durante este paso
intermedio, el IGBT 808 es accionado en un modo (esencialmente)
lineal, en lugar de un modo de saturación. Así, la corriente de
salida puede ser limitada eficazmente.
El dispositivo que actúa como el interruptor
principal de la potencia, por ejemplo, el IGBT 808 conforme a la
figura 8, puede ser implementado por medio de un dispositivo
controlado por la tensión, por ejemplo, un IGBT o un MOSFET. El
interruptor secundario (en la figura 8, el MOSFET 807) puede ser
implementado, por ejemplo, como cualquier transistor de señal
pequeña de baja potencia.
La figura 9 muestra un gráfico de temporización
que comprende formas de onda de control para el circuito de
activación bifásico conforme a la figura 8, que representa la señal
de control V_{CM}, la señal de control V_{CS}, la salida de la
tensión en dos fases V_{DEV} en la puerta del IGBT 808, y una
corriente i_{T} que pasa por el interruptor electrónico 808, así
como una tensión v_{T} a través del interruptor electrónico
808.
La señal de control V_{CM} es una señal de
salida de onda rectangular que es suministrada para controlar el
interruptor electrónico 808. La señal de control v_{CS} define la
duración del paso intermedio T_{STEP} por un intervalo de tiempo
cuando ambas señales V_{CM} y V_{CS} están lógicamente en un
estado elevado. Por tanto, un borde ascendente de la señal de
control V_{CM} puede producirse en cualquier momento dentro de un
área representada como "tiempo de CONEXIÓN opcional", es decir,
en cualquier momento cuando la señal de control V_{CS} esté en
estado elevado.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 10 muestra un esquema de circuito de
una topología de conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS) modulable, donde varios capacitores pueden
ser conectados en paralelo a una carga de calentamiento por
inducción.
Un suministro de potencia 1001 provee una
tensión AC que es suministrada a un filtro 1002 y a un rectificador
1003, resultando en una tensión DC pulsante 1014 que es filtrada por
un capacitor 1004. La tensión DC filtrada 1014 es conectada a una
conexión en serie de una carga de calentamiento por inducción 1007 y
un interruptor electrónico 1006, donde dicha carga de calentamiento
por inducción 1007 comprende un inductor y un resistor en una
conexión en serie.
El interruptor electrónico 1006 es accionado por
una unidad de control y excitadora 1005 que suministra, por ejemplo,
una señal de salida de onda rectangular v_{c} al interruptor
electrónico 1006. El interruptor electrónico 1006 puede comprender
al menos uno de los siguientes: un transistor, un MOSFET, un IGBT, o
similares.
Una conexión en serie que comprenda un capacitor
1008 y un interruptor 1011 está dispuesta en paralelo a la carga de
calentamiento por inducción 1007. Asimismo, otros capacitores 1009,
1010 en conexiones en serie con interruptores 1012, 1013 respectivos
pueden ser dispuestos en paralelo con respecto a dicha carga de
calentamiento por inducción 1007.
Una tensión a través del capacitor 1004 está
indicada como v_{bus}, una corriente que pasa por la carga de
calentamiento por inducción 1007 está indicada como i_{L}, y una
corriente que pasa por el interruptor electrónico 1006 está indicada
como i_{T}.
Este ejemplo mostrado en la figura 10 está
basado en el caso de N = 1 conforme a la figura 1. No obstante, ha
de señalarse que son aplicables diferentes soluciones para N de
manera correspondiente. Una capacitancia resonante total asciende
a
C_{res} =
\sum\limits^{K}_{i=1}
C_{res},
y es obtenida por la conexión en
paralelo de K capacitores resonantes (2K capacitores resonantes en
el caso general). Cada capacitor 1008 a 1010 puede ser conectado o
desconectado a través de los interruptores 1011 a 1013. Cada
interruptor 1011 a 1013 puede ser un interruptor bipolar
bidireccional (por ejemplo, un
relé).
\newpage
La figura 11 muestra un mapa de control de la
potencia de salida con respecto a una frecuencia y un ciclo de
funcionamiento de un circuito de control, donde P_{i} representa
una ubicación para una potencia de salida constante. Una zona 1102
se corresponde con una región de conmutación a tensión cero (ZVS),
la cual es preferida para ajustar la potencia de salida.
Un trayecto 1101 a través de los parámetros de
control puede usarse para ajustar la potencia de salida. Un punto A
indica un punto de potencia de salida máxima dentro de la zona de
conmutación a tensión cero (ZVS) 1102 para un valor de capacitor
resonante C_{res, \ A}, dado.
El valor para la potencia de salida máxima en el
punto A está limitado normalmente por la cresta máxima de la
corriente o por la cresta máxima de la tensión admisibles para un
elemento de conexión particular.
La potencia de salida puede ser reducida desde
el punto A a un valor de la potencia de salida mínimo mostrado por
el punto B, mediante el aumento de la frecuencia de conmutación
f_{s} (véase el trayecto 1101 que señala de A a B).
Un ciclo de funcionamiento puede ser ajustado en
conformidad para alcanzar condiciones de conmutación de encendido de
conmutación a tensión cero (ZVS). Para cualquier valor de la
potencia de salida por debajo de aquel del punto B, no es posible la
conmutación a tensión cero (ZVS) en lo que se refiere al valor del
capacitor resonante C_{res, \ A}, predeterminado en el caso de que
se requiera funcionamiento continuo del inversor.
Con el fin de alcanzar una potencia de salida
inferior también con un funcionamiento continuo del inversor, el
valor del capacitor resonante puede ser reducido a
C_{res, \ B}
< C_{res, \
A}
desconectando cualquiera de los
interruptores 1011 a 1013. Tal reducción de la capacitancia
resonante da como resultado un mapa de control de la potencia de
salida diferente para el valor del capacitor resonante C_{res, \
B}, como se muestra en la figura
12.
Las curvas representadas en el mapa de control
de la potencia de salida de la figura 12 son similares a las
representadas en la figura 11, pero están desplazadas hacia arriba y
a la derecha. Como resultado, el punto B se encuentra ahora fuera de
una zona de conmutación a tensión cero (ZVS) 1202 aplicable para
C_{res, \ B}.
Por tanto, después de que el valor total de la
capacitancia haya sido cambiado a C_{res, \ B}, los parámetros de
control pueden ser adaptados para corresponder al punto C. Por
tanto, se provee la misma potencia de salida que antes, y se
consigue un funcionamiento continuo del inversor.
Asimismo, después de que el valor total de la
capacitancia haya sido cambiado a C_{res, \ B}, una potencia de
salida puede ser reducida de P_{MIN, \ A} a P_{MIN, \ B}, tal y
como está indicado por medio de una flecha 1201 que señala hacia el
punto D. Esta nueva potencia de salida P_{MIN, \ B} está todavía
dentro de la zona de conmutación a tensión cero
(ZVS).
(ZVS).
No obstante, el valor C_{res, \ B} no puede
ser seleccionado al comienzo del proceso de control de la potencia
de salida, ya que el punto A estaría dentro de una zona de
sobretensión que dañaría o destruiría el elemento de conexión. Con
otras palabras, la potencia de salida P_{MAX, \ A} a no puede ser
alcanzada con tal valor de C_{res, \ B} debido a la limitación de
la tensión.
Las soluciones de protección sugeridas también
son aplicables para topologías de inversor basadas en una rama de
semipuente, tales como los inversores de semipuente o de puente
completo.
El inversor de semipuente alimentado por tensión
resonante en serie como se muestra en la figura 13 es una topología
a modo de ejemplo que puede ser utilizada adecuadamente.
Un suministro de potencia 1301 provee una
tensión AC que es suministrada a un filtro 1302 y a un rectificador
1303, dando como resultado una tensión DC pulsante 1311, que es
filtrada por un capacitor 1304. La tensión DC filtrada 1311 es
conectada a una conexión en serie de dos interruptores electrónicos
1306 y 1307, donde cada interruptor electrónico 1306, 1307 es
accionado por una unidad de control y excitadora 1305. Un diodo 1312
y un capacitor 1313 (por ejemplo, capacitor amortiguador) están
conectados en paralelo al interruptor electrónico 1306, mientras que
el diodo 1312 está dispuesto con su cátodo dirigido hacia la tensión
DC 1311. Asimismo, un diodo 1314 y un capacitor 1315 (por ejemplo,
capacitor amortiguador) están conectados en paralelo al interruptor
electrónico 1307, mientras que el diodo 1314 está dispuesto con su
cátodo dirigido hacia la tensión DC 1311.
La toma central entre los interruptores
electrónicos 1306 y 1307 está conectada a través de una carga de
calentamiento por inducción 1308 (que comprende un resistor y un
inductor) a una toma central entre una conexión en serie de dos
capacitores 1309 y 1310, donde dichos capacitores 1309 y 1310 están
conectados a dicha tensión DC 1311.
\newpage
La unidad de control y excitadora 1305
suministra, por ejemplo, una señal de salida de onda rectangular Q1
al interruptor electrónico 1306, y otra señal de salida de onda
rectangular Q2 que es suministrada al interruptor electrónico 1307.
Los interruptores electrónicos 1306, 1307 pueden comprender al menos
uno de los siguientes: un transistor, un MOSFET, un IGBT, o
similares.
La disposición de inversor de la figura 13 puede
estar diseñada para un funcionamiento equilibrado, es decir, la
capacitancia del capacitor 1309 puede ascender a la mitad de la
capacitancia de resonancia C_{res}/2, como la capacitancia del
capacitor 1310.
El capacitor 1313 y el capacitor 1315 pueden
comprender cada uno la capacitancia de salida del interruptor
electrónico (1306 y 1307), así como una capacitancia amortiguadora
externa.
Ventajosamente, un inversor para aplicaciones
domésticas de calentamiento por inducción es accionado por encima de
la frecuencia resonante de carga, dando como resultado conmutación a
tensión cero (ZVS) para la conmutación de encendido, y pérdidas
pequeñas en la desconexión debido a la presencia de los capacitores
amortiguadores 1313 y 1315. La potencia de salida puede ser reducida
aumentándose la frecuencia de conmutación y/o reduciéndose el ciclo
de funcionamiento.
Se puede perder el impacto positivo de la
conmutación a tensión cero (ZVS) dependiendo de una estrategia de
control aplicada para reducir la potencia de salida. Entonces, puede
tener lugar una conmutación dura (hard switching). Por
ejemplo, si un ciclo de funcionamiento es extremadamente breve en lo
referente a una frecuencia de conmutación dada, tal funcionamiento
por debajo de una frecuencia de resonancia puede evitar la
conmutación a tensión cero (ZVS) cuando el elemento de conexión se
conecte. Esto puede conducir a un aumento de la pérdida por
conmutación debido al funcionamiento de conmutación dura. Además, el
inversor puede ser dañado si esas condiciones de conmutación
indeseables dan como resultado un funcionamiento del elemento de
conexión fuera de su área de funcionamiento seguro (SOA).
La figura 14 muestra un gráfico de temporización
para el inversor de semipuente alimentado por tensión resonante en
serie de la figura 13 funcionando por debajo de una frecuencia de
resonancia. Los gráficos de temporización muestran las señales de
salida Q1, Q2 de la unidad de control y excitadora, una tensión
v_{O} a través del interruptor electrónico 1307, una corriente
i_{L} que pasa por la carga de calentamiento por inducción 1308, y
una corriente i_{D1} que pasa por el diodo 1312. El inversor de la
figura 13 puede ser accionado por formas de onda cuadradas Q1, Q2
que son, en particular, esencialmente simétricas.
La figura 14 representa un segmento A con
corriente fluyendo a través del interruptor electrónico 1306. Puesto
que el inversor funciona por debajo de una frecuencia de resonancia,
se permite una oscilación de la carga de calentamiento por inducción
1308 por encima de la mitad de un periodo de la propia frecuencia de
la carga. Como resultado, la corriente i_{L} cambia de dirección,
y fluye a través del diodo en antiparalelo 1312, como se muestra en
el segmento B. Durante este segmento B, el interruptor electrónico
1306 puede ser desconectado obteniéndose condiciones de Conmutación
a Corriente Cero (ZCS, o Zero Current Switching) en la
desconexión.
Mientras que la corriente i_{L} fluye a través
del diodo 1312, el interruptor electrónico 1307 es encendido,
obligando de ese modo al capacitor amortiguador a cargar/descargar
y, así, la tensión de salida v_{O} llega a cero. Una oscilación
transitoria de la tensión de salida dv_{O}/dt depende de lo rápido
que sea conectado el interruptor electrónico 1307, pero es
(esencialmente) independiente de una corriente de carga I_{SW}
(que se asume constante) en el momento de la conexión (por el
contrario, esta corriente I_{SW} determina el valor de dv_{O}/dt
para el funcionamiento por encima de la resonancia). La carga y
descarga de los capacitores amortiguadores producen crestas de
corriente elevadas en el interruptor electrónico 1307, las cuales
dependen de la capacitancia de los capacitores amortiguadores y de
la velocidad de conmutación del interruptor electrónico.
Al mismo tiempo, la corriente i_{D1} a través
del diodo 1312 empieza a disminuir a partir de un valor final
i_{D1, \ B} adoptado al final del segmento B. La oscilación
transitoria negativa di_{D1}/dt depende de lo rápido que se
conecte el interruptor electrónico 1307. Como resultado de la
desconexión forzada en el diodo 1312, una cresta de la corriente
correspondiente a una recuperación inversa del diodo 1312 se produce
al final del segmento C (línea discontinua o momento D). El valor de
cresta de la corriente puede depender de la tecnología de diodo
usada, así como del valor de la corriente i_{D1, \ B} y de lo
rápido que se reduzca conforme a di_{D1}/dt.
En la figura 14, T1 indica un periodo de tiempo
en el que el interruptor electrónico 1306 está activo (cerrado, es
decir, en estado conductivo), D1 indica un periodo de tiempo en el
que el diodo 1312 está en estado conductivo, T1 indica un periodo de
tiempo en el que el interruptor electrónico 1307 está activo
(cerrado, es decir, en estado conductivo), y D2 indica un periodo de
tiempo en el que el diodo 1314 está en estado conductivo.
Las crestas de carga/descarga y la corriente de
recuperación del diodo pueden forzar el funcionamiento fuera de un
área de funcionamiento seguro (SOA) del interruptor electrónico; en
ambos casos, tales efectos perjudiciales pueden ser reducidos con
una velocidad lenta de conmutación de encendido. Como resultado, los
enfoques propuestos para el inversor de conmutación a tensión cero
de interruptor único (1SW-ZVS) para reducir la
velocidad de encendido pueden aplicarse también para topologías
basadas en el inversor de semipuente.
La figura 15 muestra un gráfico de temporización
para el inversor de semipuente alimentado por tensión resonante en
serie de la figura 13 funcionando por debajo de una frecuencia de
resonancia. El inversor usa un modo de control discontinuo
simétrico. Los gráficos de temporización muestran las señales de
salida Q1, Q2 de la unidad de control y excitadora, una tensión
v_{O} a través del interruptor electrónico 1307, y una corriente
i_{L} que pasa por la carga de calentamiento por inducción 1308.
El inversor de la figura 13 puede ser accionado por formas de onda
cuadradas Q1, Q2 que son, en particular, esencialmente
simétricas.
El funcionamiento es similar al ejemplo mostrado
en la figura 14. En un segmento B, se alcanzan las condiciones de
apagado por conmutación a corriente cero (ZCS) en los interruptores
electrónicos 1306 y 1307, pero los diodos en antiparalelo 1312 y
1314 se apagan debido a la baja frecuencia de conmutación y al
extenso tiempo inactivo.
Después de que los diodos 1312 y 1314 se
desconecten, puede tener lugar un funcionamiento discontinuo cuando
quede energía en los capacitores resonantes 1309 y 1310 y no pueda
fluir corriente alguna a través del inversor, al no haber vía
disponible. Una vez que el interruptor electrónico 1307 está
conectado de nuevo, una cresta de la corriente pasa por el
interruptor electrónico 1307, iniciando el momento C. Este valor de
cresta de la corriente depende de la tensión \Deltav_{O} durante
el intervalo discontinuo, los capacitores 1313 y 1315, y la
velocidad de encendido del interruptor electrónico 1307.
\vskip1.000000\baselineskip
El ejemplo 1 mostrado para el inversor de
conmutación a tensión cero de interruptor único
(1SW-ZVS) puede ser aplicado a un inversor de
semipuente de manera conforme, por ejemplo, para reducir una
velocidad de encendido de un interruptor electrónico. La figura 16
muestra un esquema de circuito para una implementación a modo de
ejemplo.
La figura 16 representa dos circuitos 1601 y
1602 con un circuito de activación que es controlado en dos fases.
Cada uno de estos circuitos 1601 y 1602 se corresponde con el
mostrado en la figura 8. La unidad de control de cada circuito 1601
y 1602 es accionada por una unidad de control 1603 común. Además,
está previsto un suministro de potencia 1604 para el circuito 1601,
y está previsto un suministro de potencia 1605 para el circuito
1602.
La figura 17 muestra el inversor de semipuente
alimentado por tensión resonante en serie de la figura 13 con un
grupo ajustable de capacitores resonantes que pueden ser activados y
desactivados usándose, por ejemplo, interruptores bipolares
bidireccionales.
Por lo tanto, los capacitores 1309 y 1310 son
reemplazados en la figura 17 por varias conexiones en serie de
capacitores (1701 y 1702; 1703 y 1704; 1705 y 1706), donde cada
conexión en serie puede ser activada o desactivada por un
interruptor (por ejemplo, un interruptor electrónico) 1707 a 1709.
Cada uno de los dos capacitores conectados en serie tiene una
capacitancia C_{res(i)}/2, donde (i) indica el número de la
conexión en serie (esto es, la conexión en serie i = 1 comprende los
capacitores 1701, 1702; i = 2 comprende los capacitores 1703, 1704,
e i = N comprende los capacitores 1705, 1706).
Ha de señalarse que se pueden prever varias
ramas de capacitores resonantes. Cada rama puede ser activada o
desactivada por separado mediante un interruptor asociado con esta
rama particular.
En esta situación de la figura 17, la
conmutación a tensión cero (ZVS) por encima de una frecuencia de
resonancia puede ser asegurada para un intervalo de frecuencia de
conmutación predeterminado, independientemente de los parámetros de
la carga de calentamiento por inducción.
\vskip1.000000\baselineskip
Las soluciones proporcionadas con la presente
solicitud permiten evitar el funcionamiento que no sea de
conmutación a tensión cero (ZVS) en el encendido en una situación de
inversor de conmutación a tensión cero (ZVS) de interruptor único.
Los ejemplos primero y segundo pueden así limitar la cresta de la
corriente debido a la carga y/o descarga forzada del capacitor
resonante. El primer ejemplo permite limitar la cresta de la
corriente descargando al menos parcialmente un capacitor de filtro
de bus, evitando de ese modo ruido audible.
El segundo ejemplo puede ser implementado
añadiéndose un conjunto de circuitos económicos a un inversor
existente. Ventajosamente, se puede conseguir un control más preciso
de la corriente de la cresta.
El tercer ejemplo reduce o evita ventajosamente
el funcionamiento bajo condiciones que no sean de conmutación a
tensión cero (ZVS).
Esta solución puede ser aplicada también a
topologías de inversor diferentes al inversor de semipuente.
Claims (15)
1. Circuito para controlar al menos una carga de
calentamiento por inducción, que comprende
- -
- al menos un elemento de conexión;
- -
- una unidad de control que acciona el al menos un elemento de conexión,
- -
- donde el al menos un elemento de conexión está conectado a la al menos una carga de calentamiento por inducción,
- -
- donde la unidad de control está dispuesta para poner en funcionamiento al menos parcialmente el al menos un elemento de conexión en un modo de funcionamiento esencialmente lineal.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Circuito según la reivindicación 1, donde la
unidad de control suministra un número de impulsos al elemento de
conexión con el fin de poner en funcionamiento sustancialmente el
elemento de conexión en el modo de funcionamiento lineal.
3. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones enunciadas anteriormente, donde la unidad de
control acciona el al menos un elemento de conexión aplicando una
señal polifásica.
4. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones enunciadas anteriormente, donde la unidad de
control acciona el al menos un elemento de conexión en dos fases
ocultando una primera señal por una segunda señal.
5. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones enunciadas anteriormente, donde el al menos un
elemento de conexión es parte de un convertidor, en particular, de
un inversor, que comprende al menos un capacitor de resonancia.
6. Circuito según la reivindicación 5, donde el
convertidor comprende varios capacitores de resonancia que pueden
ser conectados o desconectados individualmente.
7. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones 5 ó 6, donde el convertidor comprende varios
capacitores de resonancia que están conectados en paralelo, donde
cada capacitor de resonancia en paralelo puede ser conectado o
desconectado.
8. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones 5 a 7, donde dicho inversor es un inversor de
interruptor único, un circuito de semipuente o un circuito de puente
completo.
9. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones enunciadas anteriormente, donde dicho elemento de
conexión es un dispositivo controlado por la tensión.
10. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones enunciadas anteriormente, donde el elemento de
conexión comprende al menos uno de los siguientes:
- -
- un IGBT (transistor bipolar de puerta aislada);
- -
- un MOSFET (transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor);
- -
- un transistor;
- -
- un BICMOS (Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor, o metal-óxido semiconductor complementario bipolar).
\vskip1.000000\baselineskip
11. Método para controlar al menos una carga de
calentamiento por inducción que es accionada por al menos un
elemento de conexión,
- -
- donde una unidad de control proporciona una señal para controlar el al menos un elemento de conexión
- -
- donde dicha señal pone en funcionamiento al menos parcialmente el al menos un elemento de conexión en un modo de funcionamiento esencialmente lineal.
\vskip1.000000\baselineskip
12. Método según la reivindicación 11, donde la
unidad de control controla el al menos un elemento de conexión a
través de una señal polifásica.
\newpage
13. Método según la reivindicación 12, donde
dicha señal polifásica comprende al menos dos niveles diferentes de
tensión.
14. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 11 a 13, donde el al menos un elemento de conexión
es parte de un inversor que comprende varios capacitores de
resonancia que pueden ser conectados o desconectados,
- -
- donde los varios capacitores de resonancia son conectados y desconectados para ajustar una potencia de salida del inversor.
\vskip1.000000\baselineskip
15. Dispositivo doméstico de calentamiento que
comprende el circuito según cualquiera de las reivindicaciones 1 a
10.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| ES200930630A ES2362523B1 (es) | 2009-08-27 | 2009-08-27 | Control de al menos una carga de calentamiento por inducción. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200930630A ES2362523B1 (es) | 2009-08-27 | 2009-08-27 | Control de al menos una carga de calentamiento por inducción. |
Publications (2)
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|---|---|
| ES2362523A1 true ES2362523A1 (es) | 2011-07-07 |
| ES2362523B1 ES2362523B1 (es) | 2012-08-02 |
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ID=44169235
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES200930630A Expired - Fee Related ES2362523B1 (es) | 2009-08-27 | 2009-08-27 | Control de al menos una carga de calentamiento por inducción. |
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