ES2348489T3 - Sincronización inalámbrica automatica de sistemas de vigilancia de árticulos electrónicos. - Google Patents

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Abstract

Aparato para sincronización inalámbrica de sistemas de vigilancia electrónica de artículos, reduciendo la necesidad de ajuste manual de temporización del transmisor adaptando continuamente y actualizando automáticamente la temporización a las condiciones ambientales cambiantes, comprendiendo el aparato un primer y un segundo bucle de enganche de fase, caracterizado porque dicho primer bucle de enganche de fase (1) comprende: un medio (2), sensible a una señal de paso por cero de la línea de alimentación, para detectar un error de fase de línea; un primer oscilador controlado numéricamente (4) sensible al error de fase de línea y a un oscilador de cristal (6), teniendo el primer oscilador controlado numéricamente una salida de referencia, siendo la salida de referencia una entrada al medio para detectar un error de fase de línea; y comprendiendo dicho segundo bucle de enganche de fase (10) un medio (7), sensible a una señal de transmisión procedente de un primer sistema de vigilancia electrónica de artículos, para detectar un error de fase de transmisión; y un segundo oscilador controlado numéricamente (8) sensible al error de fase de transmisión y a la salida de referencia; teniendo el segundo oscilador controlado numéricamente una salida de transmisión sincronizada, siendo la salida de transmisión sincronizada una entrada al medio para detectar un error de fase de transmisión; y en el que la salida de transmisión sincronizada es utilizable como activador de la transmisión sincronizada de un segundo sistema de vigilancia electrónica de artículos .

Description

Antecedentes de la invención
Campo de la invención
Esta invención se refiere al funcionamiento de múltiples sistemas de vigilancia electrónica de artículos (EAS), y más particularmente la sincronización inalámbrica de sistemas EAS que funcionan unos en las mismas inmediaciones que otros. Descripción de la técnica relacionada
Los sistemas EAS muy próximos entre sí a menudo deben ser sincronizados cuidadosamente para evitar interacciones adversas. Existen varios niveles diferentes de posible sincronización. Puede ser sincronizado el oscilador de portadora del transmisor, o puede ser sincronizada la forma de onda moduladora del transmisor. En sistemas más complicados, como los vendidos por Sensormatic Electronics Corporation bajo la marca ULTRA*MAX, la secuencia de configuración del transmisor puede ser sincronizada entre múltiples sistemas.
La patente de EE.UU. Nº 6.201.469, concedida el 13 de marzo de 2001, por Sensormatic Electronic Corporation, cubre la sincronización de la secuencia de configuración del transmisor. La sincronización de la secuencia del transmisor es importante para los sistemas EAS que están muy próximos entre sí de manera que sus zonas de interrogación se superponen. Como se desvela en esa solicitud, la temporización de la ráfaga de transmisión está ligada a directamente a la función de paso por cero de la línea de alimentación, para la que la fase se ajusta manualmente.
Existe una necesidad de sincronizar la forma de onda moduladora de la portadora del transmisor para los sistemas EAS muy próximos, aunque sus zonas de interrogación no estén superpuestas. En sistemas de barrido de radiofrecuencia (RF) esto significa sincronizar la función de barrido entre múltiples transmisores. En sistemas pulsados, como ULTRA*MAX, esto significa sincronizar la función de impulsos del transmisor entre múltiples sistemas.
El documento US5337040 desvela un aparato y un procedimiento para sincronización inalámbrica de sistemas EAS, que comprende dos bucles de enganche de fase. Según este documento, los ciclos de oscilación de una pluralidad de transmisores se sincronizan entre sí usando una señal de sincronización generada en una unidad central y suministrada a la pluralidad de transmisores.
Los sistemas EAS pulsados colocados a cientos de pies unos de otros deben tener su temporización de ráfagas de transmisión alineada con precisión o los transmisores interferirán con los receptores de unos y otros, disminuyendo la sensibilidad o causando falsas alarmas. En los sistemas anteriores esto se ha conseguido usando las tres fases de la línea de alimentación para sincronización. Cada sistema es enchufado en el sistema de alimentación de 60 (o 50) hercios, que está dividido en tres fases. Cada fase es una función sinusoidal nominalmente desplazada de las otras 1/180 de segundo (o 1/150 de segundo para sistemas de 50 hercios). El paso por cero de la línea de alimentación se usa como referencia de temporización, suponiendo que esta separación de 1/180 de segundo es correcta. Sin embargo, debido a variaciones de las condiciones de carga a través de las tres fases de la línea de alimentación, a menudo no están separadas exactamente 1/180 de segundo. Esto hace que los sistemas interfieran entre sí, lo que a su vez causa una llamada de servicio a los técnicos locales. Los técnicos deben venir y ajustar manualmente la temporización de los sistemas. Si cambian las condiciones de carga sobre las líneas de alimentación, el procedimiento se repite con gran coste para la compañía.
Otro problema con el uso de la línea de alimentación como referencia de temporización es que la línea de alimentación no es necesariamente suficientemente estable. En particular, el paso por cero tiene una cantidad significativa de ruido de fase. Este ruido de fase se traduce directamente en fluctuación de temporización sobre los transmisores del sistema. Como el ruido de fase en las fases de las tres líneas no puede ser correlacionado, la fluctuación experimentada por múltiples sistemas agrava el problema.
En sistemas de barrido de RF cuyas zonas de interrogación se superponen, la interferencia de las dos señales de transmisión puede causar disminución de rendimiento. En el peor caso, un transmisor puede estar barriendo bajo mientras el otro lo está haciendo alto, y viceversa. La envolvente de los dos transmisores (es decir, la función moduladora de la portadora) debe estar sincronizada para el mejor rendimiento.
La sincronización de sistemas EAS adyacentes puede conseguirse cableando los sistemas de manera que la temporización de cada sistema EAS pueda controlarse con precisión. El cableado de sistemas EAS adyacentes no siempre es factible o económico. El ajuste manual unido a los pasos por cero de la línea de alimentación incluyen las limitaciones descritas anteriormente en este documento. Se necesita un procedimiento inalámbrico automático de sincronización de la forma de onda moduladora de la portadora de transmisión para un sistema EAS.
BREVE RESUMEN DE LA INVENCIÓN
La invención desvelada se define en las reivindicaciones independientes 1, 5 y 7. Se desvela un sistema de bucle de enganche de fase inalámbrico distribuido para sincronizar la forma de onda moduladora de la portadora de transmisión, como la temporización de impulsos del transmisor en un sistema EAS pulsado y la función de barrido de transmisión para sincronización de barrido de RF. Para eliminar el efecto del ruido de fase en la señal de la línea de alimentación, se usa un bucle de enganche de fase para filtrar esta señal. La salida filtrada se usa como referencia para un segundo bucle de enganche de fase subordinado ligado a un oscilador controlado numéricamente y la señal recibida para proporcionar un algoritmo de bucle de enganche de fase distribuido que es inalámbrico, y sincroniza automáticamente sistemas EAS adyacentes.
En un aspecto de la presente invención, un aparato y procedimiento para sincronización inalámbrica de sistemas de vigilancia electrónica de artículos reduce la necesidad de ajuste manual de la temporización del transmisor adaptando continuamente y actualizando automáticamente la temporización a las condiciones ambientales cambiantes. El aparato y procedimiento incluye un primer bucle de enganche de fase que es sensible a un paso por cero de la línea de alimentación para detectar un error de fase de línea. Un primer oscilador controlado numéricamente es sensible al error de fase de línea y a un oscilador de cristal. El primer oscilador controlado numéricamente tiene una salida de referencia, que es una entrada al detector de error de fase de línea. Un segundo bucle de enganche de fase es sensible a una señal de transmisión procedente de un primer sistema de vigilancia electrónica de artículos para detectar un error de fase de transmisión. Un segundo oscilador controlado numéricamente es sensible al error de fase de transmisión y la salida de referencia, y tiene una salida de transmisión sincronizada, que es la entrada al detector de error de fase de transmisión. La salida de transmisión sincronizada es utilizable como activador para transmisión sincronizada de un segundo sistema de vigilancia electrónica de artículos.
También puede implementarse el filtrado del error de fase de línea donde el primer oscilador controlado numéricamente es sensible a un error de fase de línea filtrado y el filtrado del error de fase de transmisión donde el segundo oscilador controlado numéricamente es sensible a un error de fase de transmisión filtrado.
El primer bucle de enganche de fase puede incluir además un contador que es sensible al oscilador de cristal, y un registrador de captura legible que es sensible al paso por cero de la línea de alimentación y a una salida del contador. La salida del registrador de captura legible es el error de fase de línea. Puede usarse un procesador sensible al paso por cero de la línea de alimentación, al error de fase de línea, y a una interrupción del bucle de enganche de fase de la línea de alimentación para seleccionar un valor para un registrador de periodo programable. Puede usarse un comparador para comparar la salida del contador y el valor del registrador de periodo programable. El comparador puede usarse para poner a cero el contador y para enviar la interrupción de bucle de enganche de fase de la línea de alimentación al procesador.
El segundo bucle de enganche de fase puede incluir un contador que tiene una salida y comparadores para comparar la salida del contador con cada uno de cuatro registradores programables. Los comparadores pueden generar cuatro interrupciones de comparación enviadas al procesador.
Los objetivos, ventajas y aplicaciones de la presente invención resultarán evidentes mediante la siguiente descripción detallada de realizaciones de la invención.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS VARIAS VISTAS DE LOS DIBUJOS
La Figura 1 es un diagrama de bloques de una realización de la presente invención.
La Figura 2
es un diagrama de bloques de una realización del oscilador controlado
numéricamente y el detector de
error de fase usados para el bucle de
enganche de fase de la línea de alimentación.
La Figura 3
es un gráfico de la forma de onda de salida del oscilador controlado
numéricamente mostrado en la Fig. 2.
La Figura 4
es un diagrama de bloques del oscilador controlado numéricamente para el
bucle de enganche de fase del transmisor.
La Figura 5
es un diagrama de temporización que muestra impulsos de transmisión y la
tensión de la línea de alimentación con fases A, B y C.
La Figura 6
es un diagrama de bloques de una realización para el hardware de la sección
receptora.
La Figura 7
es un diagrama de temporización que muestra ventanas de transmisión y
recepción.
La Figura 8
es un organigrama que muestra el controlador de bucle de enganche de fase
del transmisor mientras esta desenganchado.
La Figura 9
es un organigrama que muestra el algoritmo de detección de enganche.
La Figura 10
es un organigrama que muestra el algoritmo de combinación de antenas de
bucle de enganche de fase del transmisor.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN
Haciendo referencia a la Fig. 1, se ilustra una realización de la presente invención tal como está implementada en un sistemas EAS pulsado e incluye generalmente dos bucles de enganche de fase 1 y 10, que puede denominarse un bucle exterior o independiente 1 y un bucle interior o subordinado 10. En el bucle independiente 1, la señal de paso por cero de la línea de alimentación procedente de la línea de alimentación conectada al sistema EAS es introducida en el detector de error del bucle de enganche de fase (PLL) de línea 2. La salida del detector de error del PLL de línea 2 está conectada al filtro de PLL de línea 3, cuya salida está conectada al oscilador controlado numéricamente (NCO) de línea 4. El NCO de línea 4 es sensible a la frecuencia de referencia procedente del oscilador de cristal 6 y a la salida del filtro de PLL de línea 3. El oscilador de cristal 6 incluye cualquier oscilador suficientemente estable como para proporcionar una referencia adecuada. La salida del NCO de línea 4 es introducida en el detector de error del PLL de línea 2, y se usa como referencia para el NCO de PLL de transmisión 8. En el bucle subordinado 10, una señal recibida desde la antena de recepción del sistema EAS, que es una señal recibida desde sistemas EAS adyacentes, es introducida en un detector de error de fase de PLL de transmisión 7. La salida del detector de error del PLL de transmisión 7 está conectada al filtro de PLL de transmisión 9, cuya salida está conectada al NCO de PLL de transmisión 8. El NCO de PLL de transmisión 8 es sensible a la referencia procedente del bucle independiente 1 y la salida del filtro de PLL de transmisión 9. La salida del NCO de PLL 8 es introducida en el detector de error del PLL de transmisión 7, y como el activador para la ráfaga de transmisión. En los bucles 1 y 10, en una realización, por ejemplo, los números de referencia numerados pares indican elementos que están implementados preferentemente en hardware y los números de referencia numerados impares indican elementos que están implementados preferentemente en software.
Haciendo referencia a la Fig. 2, se ilustra una realización para el NCO y el detector de error de fase para el PLL de línea. Los componentes principales de este subsistema son el contador 12 y el comparador 14. El contador 12 se incrementa en uno desde cero en cada entrada de reloj procedente del oscilador de cristal 6. El registrador de periodo programable 16 y la salida del contador son introducidas en el comparador 14. Cuando las dos entradas son iguales, el comparador 14 envía una salida al contador 12 para volver a ponerlo a cero. La forma de onda de salida del NCO se ilustra en la Fig. 3 para funcionamiento de bucle abierto (es decir, el registrador de periodo 16 no está siendo actualizado por la salida del filtro de bucle). La salida del comparador 14 también se envía como una interrupción al microprocesador 19 para que adopte su acción como filtro de bucle. Por último, el registrador de captura 18 sirve como detector de error de fase. El valor del contador 12 en el momento que se produce el evento de paso por cero es una medida del error de fase entre el NCO y la forma de onda de la tensión de línea real.
Haciendo referencia a la Fig. 4, se ilustra el NCO para el PLL del transmisor. Los tiempos de los eventos “fase A”, “fase B” y “fase C”, como se muestra en la Fig. 5 y se describen completamente más adelante, se determinan mediante los registradores de comparación 20-23, los comparadores 24-27 y el contador 28. Existen cuatro eventos de comparación para cuando el periodo de línea y el periodo de ráfagas de transmisión no son acordes, y cuando el periodo de ráfagas de transmisión es inferior a un tercio del periodo de línea, como se explica completamente más adelante en el funcionamiento del PLL del transmisor.
Volviendo a hacer referencia a las Figs. 1 y 2, lo que viene a continuación describe el detector de error de fase de la línea de alimentación 2. Como con cualquier PLL, suponemos que la frecuencia real de la línea de alimentación no está demasiado alejada del valor nominal (por ejemplo, 60 Hz). Esto es cierto de hecho, ya que la frecuencia de la línea de alimentación es típicamente muy exacta aun cuando presenta considerable ruido de fase. La señal de paso por cero de la línea de alimentación activa el registrador de captura 18 para guardar el contenido actual del contador 12 y también genera una interrupción para el procesador 19. El procesador 19 responde con su rutina de servicio de interrupción. El software de la rutina de servicio de interrupción ejecuta el algoritmo de actualización de control y el filtro de bucle de la línea de alimentación 3.
El valor actual del registrador de periodo programable 16 está indicado por p(n), donde (n) es el índice de muestras del PLL de línea. El valor del registrador de captura 18 en el momento de muestreo (n) está indicado por x(n). Suponemos que si x(n) > p(n)/2, entonces la señal de paso por cero se produjo antes de lo esperado, si no, se produjo después de lo esperado. En otras palabras, la señal de error de fase de paso por cero, indicada por e(n), se expresa como
e(n)=x(n)-p(n),
si x(n) > p(n)/2, sino es
e(n)=x(n).
El PLL de línea hace uso de un controlador proporcional e integral de combinación, donde las dos salidas del controlador se suman juntas, esto puede escribirse como
c(n)=gp(n)+gi(n) La salida del controlador proporcional es simplemente una ganancia (A1) multiplicada por el error de fase, o gp=A1*e(n). Después de experimentar con varios esquemas de integrador, el integrador escogido suma la salida del controlador anterior c(n-1) con una ganancia multiplicada por el error de fase actual, o
gi(n)=c(n)+A2*e(n).
Este tipo de controlador proporcional produce buen rendimiento y es computacionalmente simple. Para impedir que la magnitud de la salida del controlador proporcional aumente demasiado durante un periodo transitorio o desenganchado, se utiliza un limitador en gi(n).
La salida del controlador total es, por lo tanto
c(n)=A1*e(n)+c(n-1)+A2*e(n) Si el detector de enganche de bucle ha determinado que el bucle está enganchado, esta salida del controlador total es filtrada con un filtro de respuesta finita al impulso (FIR). (Este filtro es la única diferencia en la implementación del PLL en los casos enganchados frente a desenganchados). En cualquier caso, la longitud del periodo de línea nominal se suma a este valor c(n), el valor está limitado para impedir que el bucle se enganche a un armónico, y el valor final se escribe en el registrador de periodo programable 16.
El detector de enganche de PLL de línea comprueba la magnitud de c(n) cada ciclo de línea. Cada vez que c(n) es menor que algún umbral, se incrementa un contador. Si c(n) es mayor que el umbral, se reduce el contador. Si el contador sube por encima de un nivel determinado experimentalmente, el bucle se considera enganchado. Si cae por debajo de otro nivel determinado experimentalmente, se considera desenganchado.
Haciendo referencia de nuevo a la Fig. 4, el PLL del transmisor es considerablemente más complicado que el PLL de línea. Es un PLL distribuido, donde múltiples sistemas EAS pulsados, como sistemas ULTRA*MAX, próximos entre sí se enganchan en fase a la señal de transmisión de cada uno de los otros. Cada sistema tiene algoritmos de control idénticos pero separados, es decir, no hay sistema maestro que mantenga el tiempo.
Haciendo referencia a la Fig. 5, todos los sistemas ULTRA*MAX se adhieren a un esquema de temporización que está ligado a la frecuencia de la línea de alimentación. Por ejemplo, los sistemas domésticos que usan alimentación de 60 Hz tienen una velocidad de repetición de ráfagas del transmisor que es algún submúltiplo de 180 Hz, por ejemplo, 30 Hz, 45 Hz, 60 Hz o 90 Hz. Esto está basado en la implementación trifásica del sistema de distribución de la línea de alimentación. La temporización típica del sistema se muestra en la Fig. 5 donde el sistema está funcionando a una velocidad de repetición de 90 Hz. El intervalo de tiempo básico es la “fase de línea”, que es el periodo de la línea de alimentación dividido por 3. Las fases se denominan (arbitrariamente) “A”, “B” y “C”. El transmisor se enciende durante 1,6 milisegundos al comienzo de una fase, luego está atento a una respuesta de etiqueta. Durante la siguiente fase el transmisor no se enciende, sino que escucha el entorno de ruido. El transmisor se enciende cada una de las otras fases de línea. Otros ejemplos serían encenderse cada tercera fase de línea, cada cuarta fase de línea, o cada sexta fase de línea. Una fase de línea en la que el transmisor se enciende es una “fase de transmisión”, mientras que una fase de línea en la que el transmisor no se enciende es una “fase media de ruido”.
Haciendo referencia a la Fig. 6, cada sistema ULTRA*MAX convencional que implemente la presente invención puede usar el hardware receptor existente para buscar transmisores de sistemas adyacentes. El mismo hardware receptor se usa para detectar etiquetas, así que prácticamente no se incurre en coste de hardware adicional en un sistema existente para implementar la presente invención. Puede haber cuatro antenas transceptoras (de transmisión y recepción) 31-34, y seis antenas pasivas 35-40, que se combinan 42, 43 en cuatro canales frontales analógicos (AFE) 44-47. Obsérvese que puede haber más entradas de antenas receptoras que canales AFE. Si este es el caso, el software de control del sistema interrogará a las diversas antenas de recepción de un modo de circuito cíclico. Los canales frontales analógicos 44-47 son multiplexados 48, muestreados por un convertidor analógico a digital (ADC) 49, y pasados al subsistema de procesamiento de señales digitales (DSP) 50.
Haciendo referencia también a la Fig. 7, el software define la combinación de una fase de transmisión y una fase media de ruido, como se definió anteriormente y se muestra en la Fig. 5, como un “intervalo de tiempo”. Los eventos de comparación procedentes del NCO de PLL del transmisor 8, y los comparadores 24-27 en la Fig. 4, generan interrupciones para el procesador. Estos eventos de comparación indican el comienzo de la siguiente fase de línea. Si la nueva fase de línea es una fase de transmisión, entonces se inicia una ráfaga de transmisión, si no, no se inicia una ráfaga de transmisión. En una fase de transmisión, en 51 se genera una ráfaga de transmisión de 1,6 milisegundos. Al final de la ráfaga, en 52 se genera una interrupción que activa el conjunto de circuitos ADC 49 para comenzar a muestrear los cuatro canales frontales analógicos 44-47, y pasar las muestras a memorias intermedias en la memoria DSP 50. El ADC 49 sigue muestreando a través del resto del intervalo de tiempo hasta que ha de generarse la siguiente ráfaga de transmisión (aproximadamente 9,51 milisegundos para una tensión de línea de 60 Hz). Durante este tiempo también se producirá un segundo evento de comparación 53, pero este corresponde al inicio de una fase media de ruido, así que no se inicia impulso de transmisión. El ADC 49 muestrea el receptor durante este tiempo de manera que pueden detectarse transmisores de sistemas adyacentes 54.
Hay muchas maneras de implementar el detector de error de fase para el PLL del transmisor. En un entorno de ruido blanco gaussiano, el detector óptimo sería un banco de filtros de cuadratura coincidente igualados a la señal del transmisor ULTRA*MAX. La salida máxima en el tiempo podría situarse y tomarse como la posición de los transmisores de sistemas adyacentes. El entorno no es ruido blanco gaussiano aditivo, pero podrían añadirse simples no linealidades al filtrado para lograr buen rendimiento. Sin embargo, los requisitos de cálculo de este enfoque son muy elevados. Un enfoque alternativo es un esquema de equilibrio de energía, o detector de error de fase "temprano/tardío”. En este enfoque se intenta que la energía de los transmisores de sistemas adyacentes se mantenga equilibrada alrededor del momento central óptimo de donde deberían estar los transmisores. Tanto el enfoque del banco de filtros de cuadratura coincidente como el enfoque de detector temprano/tardío han sido analizados y simulados. Cuando las señales de sistemas adyacentes son débiles, el enfoque de filtros coincidentes es muy superior. Sin embargo, cuando las señales son fuertes hay poca diferencia de rendimiento. Como el detector temprano/tardío es mucho más sencillo, se usa para implementación de la autosincronización desvelada en este documento.
Volviendo a la Fig. 7, las seis ventanas, indicadas “ventana(0)” a “ventana(5)” representan cómo están segmentadas las muestras de ADC de recepción para el propósito de detectar la energía de las señales de sistemas adyacentes. Obsérvese que el límite de ventana(2) y ventana(3) es precisamente el punto central de donde deberían estar las señales de transmisión de sistemas adyacentes 54. Es decir, suponiendo que el PLL del transmisor está enganchado entonces la mitad de la señal de transmisión adyacente estará en la ventana(2) y la mitad estará en la ventana(3).
La primera parte del detector de error de fase del PLL de transmisión y el controlador de bucle es calcular la energía en cada una de las ventanas para cada una de las antenas de recepción conectadas a los canales AFE 44-47. Para notación abreviada, supongamos que (a) indica la antena, (w) indica la ventana (de 0 a 5), y (m) es un índice de tiempo de muestreo. Las energías calculadas en la antena (a), para la ventana (w) en el momento de muestreo (m) se indican como Energy(a,w,m). La siguiente parte del detector de error de fase es clasificar, u ordenar, las energías de mayor a menor. La matriz clasificada de energías se indica RankEnergy(a,k,m), donde el índice de ventanas ha sido cambiado a (k) para indicar la nueva ordenación. La asignación de las energías ordenadas por tiempo Energy(a,w,m) a las energías ordenadas por magnitud RankEnergy(a,k,m) viene dada por RankIndex(a,k,m). Es decir, si el número de ventana 2 tenía la mayoría de energía, entonces
RankEnergy(a,0,m) = 2.
También se calculan algunas otras estadísticas para el PLL del transmisor. La proporción de energía en la ventana temprana (ventana 2) a la energía tardía (ventana 3) se define como
EarlyLateRatio(a,m)=Energy(a,2,m)/Energy(a,3,m).
La proporción de la ventana de energía más grande a la tercera energía de ventana más grande se define como
SNR1(a,m)=RankEnergy(a,0,m)/RankEnergy(a,2,m).
Cuando el PLL del transmisor está enganchado, toda la energía de transmisión estará en las dos ventanas centrales. La tercera ventana más grande es sólo ruido, aunque es la ventana de ruido más fuerte. La ventana de ruido más débil es RankEnergy(a,5,m).
La proporción de la ventana de energía más grande a la cuarta ventana más grande se indica
SNR2(a,m)=RankEnergy(a,0,m)/RankEnergy(a,3,m).
Cuando el PLL no está en enganche, la señal de transmisión puede estar hasta en tres ventanas simultáneamente. En este caso SNR2 es una proporción de la ventana con la mayoría de energía de transmisión presente a la ventana sólo de ruido más grande. La proporción de la ventana de energía más grande a la ventana de energía más débil se indica
SNR3(a,m)=RankEnergy(a,0,m)/RankEnergy(a,5,m).
Por último, las energías calculadas en las seis ventanas son promediadas a lo largo del tiempo usando filtros de paso bajo unipolares para producir estimaciones de la energía media en cada ventana para cada antena. Estos valores medios se indican
EnergyLPF(a,w,m).
Estos valores se usan para detectar cambios en el entorno.
Haciendo referencia a la Fig. 8, inicialmente, en el modo de adquisición, el PLL de línea primero debe adquirirse y engancharse. Después de que el PLL de línea se ha enganchado, entonces el PLL de transmisión (TX) se inicia en 60. En cada intervalo de tiempo, el controlador de PLL TX de modo de adquisición se ejecuta para cada antena receptora que ha sido muestreada por el ADC 49 para ese intervalo de tiempo. El software primero comprueba situaciones excepcionales: no está presente ninguna señal o están presentes demasiadas señales en 61. Si RankEnergy(a,0,m) no es >> (mucho mayor que) RankEnergy(a,3,m), entonces el integrador “sin señal” se incrementa en 62, si RankEnergy(a,0,m) >> (es mucho mayor que) RankEnergy(a,3,m), entonces el integrador “sin señal” se reduce en 63. Si el integrador “sin señal” excede un umbral especificado sobre todas las antenas de recepción muestreadas, entonces el sistema inserta un promedio de ruido forzado a continuación del intervalo de tiempo actual. Esto hace que el transmisor se salte dos fases de línea, en lugar de sólo una. El resultado es que cualquier sistema adyacente que estuviera transmitiendo simultáneamente (y de este modo no pueda ser visto por las antenas de recepción) ahora está transmitiendo una caída de fase de línea (y de este modo puede ser visto por las antenas de recepción). Si hay demasiadas señales, es decir, los sistemas ven múltiples señales de transmisión, que no están sincronizadas, el sistema puede ser enganchado a la señal más alta. Después de esto, el software comprueba dos condiciones para determinar si debería ejecutar los controladores de adquisición alta (aproximada), media, o baja (fina).
Si RankIndex(a,1,m) no es igual a ventana(0) o ventana(1) en 64, entonces el controlador de ganancia aproximada se selecciona en 65. El controlador de ganancia aproximada usa la ecuación:
C(a,m)=[2·RankIndex(a,0,m)-5]·10000,
donde C(a,m) es el valor de control calculado a partir de la antena (a) en el intervalo de tiempo (m)-esimo . Este valor de control se usa para actualizar los registradores de comparación TX NCO 20-23, mostrados en la Fig. 4. Este valor de control tiene un valor máximo de 50000 y un valor mínimo de -50000. Como el oscilador de cristal que acciona el contador es de 40 MHz, estos valores corresponden a +/-50000/40e6=+/-1,25 milisegundos de desplazamiento de tiempo para los eventos de comparación del NCO del transmisor.
Si RankIndex(a,1,m) es igual a ventana(0) o ventana(1) en 64, y ventana(2) no es aproximadamente igual a ventana(3) en 66, entonces el controlador de ganancia media se selecciona en 67. El controlador de ganancia media usa la ecuación:
C(a,m)=[2·RankIndex(a,0,m)-5]·2000.
Este valor de control tiene un valor máximo de 5000 y un valor mínimo de -5000. Estos valores corresponden a +/-2000/40e6=+/-250 microsegundos de desplazamiento de tiempo para los eventos de comparación del NCO del transmisor.
Si RankIndex(a,l,m) es igual a ventana(0) o ventana (1) en 64, y ventana(2) es aproximadamente igual a ventana(3) en 66, entonces se selecciona el controlador de ganancia fina en 68. El controlador de ganancia fina usa la ecuación:
C(a,m)=sign(Energy(a,3,m)-Energy(a,2,m))·500.
Este valor de control tiene un valor máximo de 500 y un valor mínimo de 500. Estos valores corresponden a +/-500/40e6=+/-12,5 microsegundos de desplazamiento de tiempo para los eventos de comparación del NCO del transmisor.
Si se ejecutan los controladores de ganancia alta o media, entonces el integrador de enganche se pone a cero en 65 ó 67, respectivamente. Si no, cuando el controlador de ganancia baja se ejecuta en 68, se llama a la rutina de detección de enganche en 69.
Haciendo referencia a la Fig. 9, se llama al algoritmo de detección de enganche en
69. El algoritmo de detección de enganche se ejecuta para cada antena que ha sido muestreada por uno de los cuatro canales AFE 44-47, como se muestra en la Fig. 6 (es decir, si una antena no está siendo recibida por un canal AFE, entonces el PLL de TX no se ejecuta en esa antena). La primera sección del algoritmo pone cuatro indicadores que ofrecen colectivamente una indicación de cómo de bien está sincronizado el sistema. El indicador EarlyLateBalanced se pone en 70 si Energy(a,2,m) y Energy(a,3,m) están a menos de 3db uno de otro en 71 o, si no, se borra en 72. El indicador EarlyLateBiggest se pone en 73 si RankIndex(a,0,m) es igual a 2 ó 3 en 74 o, si no, se borra en 75. El indicador EarlyLate2ndBiggest se pone en 76 si RankIndex(a,l,m) es igual a 2 ó 3 en 77 o, si no, se borra en 78. El indicador Mostln2Windows se pone en 79 si RankEnergy(a,1,m) es mucho
5 mayor que RankEnergy(a,2,m) en 80 o, si no, se borra en 81. A continuación, en 82, los indicadores se combinan entre sí mediante la ecuación:
Index=8 x EarlyLateBalanced + 4 x EarlyLate2ndBiggest + 2 x EarlyLateBiggest + Mostln2windows,
y se usan como índice dentro de una tabla de “actualización del integrador de enganche” en 10 83. La tabla de “actualización del integrador de enganche” se muestra en la siguiente tabla.
Índice
Estado Actualización del integrador
0
La temporización está muy distante -1024
1
La temporización está muy distante -1024
2
La temporización está acercándose +4
3
La temporización está acercándose +4
4
La temporización está acercándose +4
5
La temporización está acercándose +4
6
La temporización está acercándose mucho +32
7
La temporización está acercándose mucho +32
8
La temporización está muy distante -1024
9
La temporización está muy distante -1024
10
La temporización está acercándose mucho +32
11
La temporización está acercándose mucho +32
12
La temporización está acercándose mucho +32
13
La temporización está acercándose mucho +32
14
La temporización está acercándose mucho +32
15
La temporización está enganchado +128
La actualización del integrador procedente de la tabla de “actualización del integrador de enganche” se suma al integrador en 84. El integrador se limita entre 0 y MaxLockIntegrator, y nominalmente se pone a 16384, en 85. Para proveer histéresis, hay 5 dos umbrales de enganche para el integrador. LowLockThreshold, nominalmente puesto a 8192, se pone en 86 cuando el bucle es enganchado en 87. HighLockThreshold, nominalmente puesto a 12288, se pone en 88 cuando el bucle es desenganchado en 87. Cuando el integrador excede el LockThreshold en 89, el estado de enganche se pone a “enganchado” en 90. Cuando el integrador no excede el LockThreshold en 89 el integrador 10 de enganche se pone a cero en 91 y el estado de enganche se pone a “desenganchado” en
92. El controlador de modo enganchado usa la ecuación
C(a,m)=sign(Energy(a,3,m)-Energy(a,2,m))·100.
Este valor de control tiene un valor máximo de 100 y un valor mínimo de -100. Estos valores 15 corresponden a +/-100/40e6=+/-2,5 microsegundos de desplazamiento de tiempo para los eventos de comparación del NCO del transmisor. En cualquier intervalo de tiempo dado, hasta cuatro antenas de recepción 31-40 pueden haber sido muestreadas por el DSP 50, como se muestra en la Fig. 6. Asimismo, estas mismas antenas de recepción tendrían la detección de error de fase del PLL Tx y la 20 ejecución del controlador de bucle sobre sus datos recibidos muestreados. Dado que las diferentes antenas de recepción tendrán diferentes características de ruido y recibirán
señales de transmisión de sistemas adyacentes con diferentes intensidades, la cuestión es: ¿Cómo combinamos sus salidas del detector de fase/ controlador de bucle?
Si se fueran a idear criterios de bondad para el combinador de antenas puede ser posible (o no) obtener analíticamente un combinador óptimo. Por supuesto, este combinador sólo sería óptimo para los criterios establecidos y las suposiciones usadas. Si las suposiciones ambientales resultaran ser inexactas, hay pocas razones para creer que la solución aún sería óptima. De hecho, si los procedimientos usados no son robustos, el combinador resultante podría ser muy malo si el verdadero sistema se desviara del modelo usado. Además, los criterios originales pueden no captar todas las cualidades que queremos en el combinador.
Es importante darse cuenta de que lo que tenemos es un problema al combinar la diversidad de antenas. Se ha realizado considerable trabajo teórico e implementación de sistemas en los campos de detección y estimación sobre combinación de antenas. Cualquiera de estos resultados podría ser adaptado a nuestro enfoque. Un enfoque por debajo del óptimo usado comúnmente es escoger la antena con la más alta relación de señal a ruido, y usar esta por sí sola. Este procedimiento es de rendimiento por debajo del óptimo, pero es mucho menos complicado que el combinador óptimo, que es por lo que se usa tan a menudo. Resulta que en entornos de relación de señal a ruido (SNR) razonablemente alta, la diferencia de rendimiento es normalmente bastante pequeña.
Haciendo referencia a la Fig. 10, se ilustra una realización para el algoritmo de combinación de antenas, empezando en 100. Si ninguna de las antenas de recepción individuales está enganchada, el combinador de antenas se pone a desenganchado en 101. A continuación, si el combinador es enganchado en 102 ordena todas las antenas enganchadas, que fueron muestreadas en este intervalo de tiempo, según SNR1, en 103. Si no (si el combinador no está enganchado), todas las antenas de recepción que fueron muestreadas este intervalo de tiempo son ordenadas por SNR1, en 104. A continuación de este procedimiento de ordenación, el algoritmo busca la antena de recepción ordenada más alta con SNR2 mayor que 20dB en 105. Si en 106 se encuentra tal antena, en 107 se selecciona como la antena con la que sincronizar, y la fase del PLL del transmisor se ajusta en consecuencia. Si no se encuentra tal antena, el combinador no actualiza en absoluto la fase del PLL de TX en 108. En 109, el estado de enganche del combinador se pone al estado de enganche de la antena seleccionada.
El sistema puede encargarse de situaciones excepcionales en funcionamiento. Un problema encontrado es que todos los sistemas EAS próximos entre sí pueden no estar alimentándose de la misma frecuencia de la línea de alimentación. Este es el caso si algunas tiendas dentro de un centro comercial están alimentándose de un generador, mientras que otras están alimentándose de diferentes generadores o la línea de alimentación. En esta situación, habrá un desplazamiento de frecuencia entre las velocidades de repetición del transmisor que debe ser rastreado por el PLL de TX. Por ejemplo, un conjunto de sistemas puede estar ejecutándose a una velocidad de repetición de 90,1 kHz, mientras que otro conjunto puede estar ejecutándose a una velocidad de repetición de 89,8 Hz. Este desplazamiento de frecuencia debe ser rastreado por el PLL de TX.
Son posibles dos soluciones. En primer lugar, la ganancia del controlador puede aumentarse de manera que el ancho de banda de enganche del PLL sea suficientemente alto. Sin embargo, aumentar el ancho de banda del PLL de esta manera también aumenta la fluctuación de estado estacionario debida a ruido. El segundo enfoque es aumentar el orden del PLL, es decir, añadir un término entero en el controlador para rastrear el desplazamiento de frecuencia.
Otra situación excepcional se produce cuando el PLL del transmisor es incapaz de enganche. Quizá puede ver los transmisores de otros sistemas (a veces), pero debido al ruido excesivo no puede lograr el enganche. Las señales de etiqueta también pueden estar afectando al contenido de energía en muchas de las ventanas de sincronización. Se dispone de varias opciones. En primer lugar, que los criterios del combinador de antenas seleccionen antenas que vean poca o ninguna señal de etiqueta o ruido de interferencia. En segundo lugar, el transmisor puede ser apagado ocasionalmente para eliminar la señal de etiqueta o el ruido inducido por el trasmisor. En tercer lugar, usar un filtro de muescas de peine (cancelador de generación de llamada) para eliminar las etiquetas fijas en la zona de interrogación.
Ha de entenderse que pueden realizarse variaciones y modificaciones de la presente invención sin apartarse del ámbito de la invención. También ha de entenderse que el ámbito de la invención no ha de interpretarse como limitado a las realizaciones específicas desveladas en este documento, sino sólo de acuerdo con las reivindicaciones adjuntas cuando se leen a la luz de la exposición precedente.

Claims (7)

  1. REIVINDICACIONES
    1. Aparato para sincronización inalámbrica de sistemas de vigilancia electrónica de artículos, reduciendo la necesidad de ajuste manual de temporización del transmisor adaptando continuamente y actualizando automáticamente la temporización a las condiciones ambientales cambiantes, comprendiendo el aparato un primer y un segundo bucle de enganche de fase, caracterizado porque dicho primer bucle de enganche de fase
    (1) comprende: un medio (2), sensible a una señal de paso por cero de la línea de alimentación, para detectar un error de fase de línea;
    un primer oscilador controlado numéricamente (4) sensible al error de fase de línea y a un oscilador de cristal (6), teniendo el primer oscilador controlado numéricamente una salida de referencia, siendo la salida de referencia una entrada al medio para detectar un error de fase de línea; y
    comprendiendo dicho segundo bucle de enganche de fase (10)
    un medio (7), sensible a una señal de transmisión procedente de un primer sistema de vigilancia electrónica de artículos, para detectar un error de fase de transmisión; y
    un segundo oscilador controlado numéricamente (8) sensible al error de fase de transmisión y a la salida de referencia;
    teniendo el segundo oscilador controlado numéricamente una salida de transmisión sincronizada, siendo la salida de transmisión sincronizada una entrada al medio para detectar un error de fase de transmisión; y
    en el que la salida de transmisión sincronizada es utilizable como activador de la transmisión sincronizada de un segundo sistema de vigilancia electrónica de artículos .
  2. 2.
    Aparato según la reivindicación 1, que además comprende un medio (3) para filtrar el error de fase de línea, en el que el primer oscilador controlado numéricamente (4) es sensible a un error de fase de línea filtrado y al medio (9) para filtrar el error de fase de transmisión, en el que el segundo oscilador controlado numéricamente (8) es sensible a un error de fase de transmisión filtrado.
  3. 3.
    Aparato según la reivindicación 2, en el que el primer bucle de enganche de fase
    además comprende:
    un contador (12) sensible al oscilador de cristal (6);
    un registrador de captura legible (18) sensible a la señal de paso por cero de la línea
    de alimentación y a una salida del contador, siendo la salida del registrador de captura legible el error de fase de línea; un procesador (19) sensible a la señal de paso por cero de la línea de alimentación, al error de fase de línea, y a una interrupción del bucle de enganche de fase de la línea de
    alimentación, siendo el procesador para seleccionar un valor para un registrador de periodo programable (16); y
    un medio comparador (14) para comparar la salida del contador y el valor del registrador de periodo programable, incluyendo además el medio comparador un medio para poner a cero el contador y para enviar la interrupción de bucle de enganche de fase de la línea de alimentación al procesador.
  4. 4.
    Aparato según la reivindicación 3, en el que el segundo bucle de enganche de fase además comprende un contador (28) que tiene una salida y un medio comparador (24 a 27) para comparar la salida del contador con cada uno de cuatro registradores programables (20 a 23) y generar cuatro interrupciones de comparación.
  5. 5.
    Un procedimiento para sincronización inalámbrica de sistemas de vigilancia electrónica de artículos, reduciendo la necesidad de ajuste manual de temporización del transmisor adaptando continuamente y actualizando automáticamente la temporización a las condiciones ambientales cambiantes, comprendiendo el procedimiento:
    detectar un paso por cero de la línea de alimentación y una salida de referencia de un primer oscilador controlado numéricamente (4) para proveer una señal de error de fase de línea;
    el primer oscilador controlado numéricamente recibir la señal de error de fase de línea y una señal del oscilador y generar la salida de referencia; y
    detectar una señal de transmisión procedente de un primer sistema de vigilancia electrónica de artículos y una salida de transmisión sincronizada procedente de un segundo oscilador controlado numéricamente (8) para proveer un error de fase de transmisión;
    el segundo oscilador controlado numéricamente recibir el error de fase de transmisión y la salida de referencia y generar la salida de transmisión sincronizada, en el que la salida de transmisión sincronizada es utilizable como activador de la transmisión sincronizada de un segundo sistema de vigilancia electrónica de artículos.
  6. 6.
    Un procedimiento según la reivindicación 5, que además comprende filtrar el error de fase de línea y filtrar el error de fase de transmisión.
  7. 7.
    Un sistema de vigilancia electrónica de artículos que incorpora sincronización inalámbrica de una pluralidad de sistemas de vigilancia electrónica de artículos, reduciendo la necesidad de ajuste manual de temporización del transmisor adaptando continuamente y actualizando automáticamente la temporización a las condiciones ambientales cambiantes, comprendiendo el sistema:
    un transmisor y receptor de vigilancia electrónica de artículos, y al menos una antena conectada al transmisor y receptor, comprendiendo el transmisor un primer y un segundo
    bucle de enganche de fase, caracterizado porque: dicho primer bucle de enganche de fase (1) comprende: un medio (2), sensible a una señal de paso por cero de la línea de alimentación, para detectar un error de fase de línea;
    5 un primer oscilador controlado numéricamente (4) sensible al error de fase de línea y a un oscilador de cristal, teniendo el primer oscilador controlado numéricamente una salida de referencia, siendo la salida de referencia una entrada al medio para detectar un error de fase de línea; y
    dicho segundo bucle de enganche de fase (10) comprende:
    10 un medio (7), sensible a una señal de transmisión procedente de un primer sistema de una pluralidad de sistemas de vigilancia electrónica de artículos, para detectar un error de fase de transmisión; y un segundo oscilador controlado numéricamente (8) sensible al error de fase de transmisión;
    15 teniendo el segundo oscilador controlado numéricamente una salida de transmisión sincronizada, siendo la salida de transmisión sincronizada una entrada al medio para detectar un error de fase de transmisión; y
    en el que la salida de transmisión sincronizada es utilizable como activador de la transmisión sincronizada de un segundo sistema de la pluralidad de sistemas de vigilancia 20 electrónica de artículos.
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