CN100566172C - 用于无线同步电子商品监视系统的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于无线同步电子商品监视系统的装置，包括：第一锁相环路，包括：响应电源线零交叉、用于检测线路相位误差的装置；响应所述线路相位误差和晶体振荡器的第一数控振荡器，所述第一数控振荡器具有基准输出端，所述基准输出端是所述线路相位误差装置的输入端；以及第二锁相环路，包括：响应来自第一电子商品监视系统的发射信号，用于检测发射相位误差的装置；以及响应所述发射相位误差和所述基准输出的第二数控振荡器；所述第二数控振荡器具有同步的发射输出端，所述同步的发射输出端是所述发射相位误差装置的输入端；其中所述同步的发射输出用作触发信号，用于第二电子商品监视系统的同步发射。

Description

用于无线同步电子商品监视系统的方法和装置
本申请要求2001年2月8日申请的美国临时申请No.60/269,425的优先权。
技术领域
本发明涉及多个电子商品监视(EAS)系统的操作，尤其涉及相互之间同在附近工作的EAS系统的无线同步。
背景技术
距离很接近的EAS系统经常必须被精细地同步以避免不利的相互作用。可能存在若干不同级别的同步。发射机的载波振荡器能被同步，或发射机的调制波形能被同步。在更为复杂的系统中，如由Sensormatic Electronics Corporation出售的商标为ULTRA＊MAX的系统，其发射机配置序列可以在多种系统之间同步。
Sensormatic Electronics Corporation于2001年3月13日发布的美国专利No.6,201,469涉及发射机配置序列的同步。对于相互之间距离极接近以至于它们的询问区重叠的EAS系统来说，同步发射机序列很重要。如同在该申请中公开的，发射机突发定时直接依赖于电源线零交叉函数，为此相位被手动调整。
对于极接近的EAS系统，即使它们的询问区不重叠，也需要同步发射机载波的调制波形。在扫频RF系统中，这意味着在多个发射机之间同步扫描函数。在脉冲式系统中，如ULTRA＊MAX，这意味着在多个系统之间同步发射机脉冲函数。
相互之间位于几百英尺之内的脉冲式EAS系统必须使它们的发射突发定时精确对准，否则发射机将干扰对方的接收机，从而降低灵敏度或造成虚警。在现有技术系统中，这是通过利用电源线的三相用于同步实现的。每个系统被插入到60(或50)赫兹、被分为三相的电源系统中。每一相都是正弦函数，相互之间相隔1/180秒(或对于50赫兹系统为1/150秒)的额定偏移。假设这个1/180秒间隔是正确的，电源线的零交叉用作定时基准。然而，由于通过电源线的三相的负载情况有变，经常不是精确地相隔1/180秒。这造成系统之间相互干扰，这又导致呼叫本地技术人员提供服务。技术人员必须前来手工调整系统的定时。如果电源线上的负载条件变化，这个过程本身的反复将对公司带来极大的开销。
利用电源线作为定时基准的另一问题是电源线不一定足够稳定。特别是零交叉具有大量的相位噪声。这种相位噪声被直接转化为系统发射机上的定时抖动。由于电源线三相上的相位噪声可能不相关，多个系统经受的抖动使得问题更为复杂。
在询问区重叠的扫频RF系统中，两个发射信号的干扰可能造成性能下降。在最坏情况下，一个发射机可能扫描慢，而另一发射机扫描快，反之亦然。两个发射机的包络(即载波的调制函数)必须同步以获取最佳性能。
同步相邻EAS系统是通过使系统硬连线以便每个EAS系统的定时可以被精确控制实现的。硬连线相邻EAS系统并不总是可行或成本有效的。所涉及的手动调整和电源线零交叉包含上述的局限性。因此需要一种用于EAS系统的同步发射载波的调制波形的无线、自动方法。
发明内容
所公开的本发明是用于同步发射载波的调制波形的分布式无线锁相环路系统，如脉冲式EAS系统中的发射机脉冲定时和用于扫频RF同步的发射扫描函数。为消除相位噪声对电源线信号的影响，采用锁相环路来过滤这个信号。经过滤的输出被用作与数控振荡器和接收信号相连的第二附属锁相环路的基准，以提供无线和自动同步相邻EAS系统的分布式锁相环路算法。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于无线同步电子商品监视系统的装置，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对于手动调整发射机定时的需要，包括：
第一锁相环路，包括：
响应电源线零交叉、用于检测线路相位误差的装置；
响应所述线路相位误差和晶体振荡器的第一数控振荡器，所述第一数控振荡器具有基准输出端，所述基准输出端是所述线路相位误差装置的输入端；以及
第二锁相环路，包括：
响应来自第一电子商品监视系统的发射信号，用于检测发射相位误差的装置；以及
响应所述发射相位误差和所述基准输出的第二数控振荡器；所述第二数控振荡器具有同步的发射输出端，所述同步的发射输出端是所述发射相位误差装置的输入端；以及
其中所述同步的发射输出用作触发信号，用于第二电子商品监视系统的同步发射。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于无线同步电子商品监视系统的方法，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对于手动调整发射机定时的需要，包括：
从第一锁相环路检测电源线零交叉和基准输出以提供线路相位误差信号；
所述第一锁相环路接收所述线路相位误差信号和振荡器信号，并且生成所述基准输出；以及
从第一电子商品监视系统检测发射信号以及从第二锁相环路检测发射同步的发射输出，以提供发射相位误差；
所述第二锁相环路接收所述发射相位误差和所述基准输出，并且生成所述同步的发射输出，其中所述同步的发射输出可用作触发信号，用于第二电子商品监视系统的同步发射。
根据本发明的另一个方面，提供了一种使发射机锁相环路控制器适用于无线同步电子商品监视系统的方法，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对于手动调整发射机定时的需要，包括：
在多个相邻定时窗口的每一个中排序从电子商品监视系统接收的能量；
如果第一个窗口的能量排序远高于第四个窗口，但排序索引不等于0或1，则选择粗略的控制算法；
如果第一个窗口的能量排序远高于第四个窗口，而且排序索引等于0或1，但第二和第三个窗口基本上不相等，则选择中等控制算法；以及
如果第一个窗口的能量排序远高于第四个窗口，排序索引等于0或1，并且第二和第三个窗口基本上相等，则选择精细的控制算法，所述精细的控制算法运行锁定检测算法。
根据本发明的再一个方面，提供了一种为用于无线同步电子商品监视系统的发射机锁相环路组合多个天线输出的方法，包括：
如果均具有天线锁定状态的多个天线中没有一个处于已锁定状态，则设置合路器锁定状态为失锁状态；
如果合路器锁定状态为已锁定状态，则根据最大能量窗口与第三大能量窗口之比(SNR1)排序在当前时隙中抽样的所有天线；
根据SNR1只排序已处于锁定状态且在所述当前时隙被抽样的天线；
识别所述多个天线中具有最高SNR1、且最大能量窗口与第四大能量窗口之比(SNR2)至少为20dB的其中一个天线；
根据所述识别装置识别的天线的输出调整发射机锁相环路的相位，如果所述识别装置没有识别出天线，则不调整所述发射机锁相环路的相位；以及
设置所述合路器锁定状态为所述识别装置所识别的天线的天线锁定状态。
根据本发明的再一个方面，提供了一种结合了无线同步多个电子商品监视系统的电子商品监视系统，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对手动调整发射机定时的需要，包括：
电子商品监视发射机和接收机，以及至少一个连接所述发射机和接收机的天线，所述发射机包括：
第一锁相环路，包含：
响应电源线零交叉、用于检测线路相位误差的装置；
响应所述线路相位误差和晶体振荡器的第一数控振荡器，所述第一数控振荡器具有基准输出端，所述基准输出端是所述线路相位误差装置的输入端；以及
第二锁相环路，包括：
响应来自多个电子商品监视系统中的第一个的发射信号，用于检测发射相位误差的装置；以及
响应所述发射相位误差的第二数控振荡器；所述第二数控振荡器具有同步的发射输出端，所述同步的发射输出端是所述发射相位误差装置的输入端；以及
其中所述同步的发射输出可用作触发信号，用于所述多个电子商品监视系统中的第二个的同步发射。
同步的发射输出可用作触发器，用于第二电子商品监视系统的同步发射。
也可实现过滤线路相位误差，此时第一数控振荡器响应经过滤的线路相位误差，以及实现过滤发射相位误差，此时第二数控振荡器响应经过滤的发射相位误差。
第一锁相环路还可包括响应晶体振荡器的计数器，以及响应电源线零交叉和计数器的输出的可读捕获寄存器。可读捕获寄存器的输出为线路相位误差。响应电源线零交叉、线路相位误差以及电源线锁相环路中断的处理器可用于选择一个用于可编程周期寄存器的值。比较器可用于比较计数器的输出与可编程周期寄存器的值。比较器可用于复位计数器以及发送电源线锁相环路中断到处理器。
第二锁相环路可包括一个具有输出端的计数器和用于分别比较该计数器输出与4个可编程寄存器的比较器。比较器可生成4个比较中断发送到处理器。
通过下面对本发明的实施例的详细描述可清楚本发明的目的、优点和应用。
附图说明
图1是本发明的一个实施例的框图。
图2是用于电源线锁相环路的数控振荡器和相位误差检测器的一个实施例的框图。
图3是图2所示的数控振荡器的输出波形图。
图4是用于发射机锁相环路的数控振荡器的框图。
图5是具有相位A、B和C的发射脉冲和电源线电压的时序图。
图6是用于接收机部分的硬件的一个实施例的框图。
图7是发射和接收窗口的时序图。
图8是开锁时发射机锁相环路控制器的流程图。
图9是锁定检测算法的流程图。
图10是发射机锁相环路天线组合算法的流程图。
具体实施方式
参考图1，图1示意了在脉冲式EAS系统中实现的本发明的一个实施例，其一般包括两个锁相环路1和10，称之为外部或独立环路1以及内部或附属环路10。在独立环路1中，来自与EAS系统相连的电源线的电源线零交叉信号被输入到线路锁相环路(PLL)误差检测器2。线路PLL误差检测器2的输出端连接线路PLL滤波器3，滤波器3的输出端又连接线路数控振荡器(NCO)4。线路NCO4响应来自晶体振荡器6的基准频率和线路PLL滤波器3的输出。晶体振荡器6包括足够稳定地提供适当的基准的任何振荡器。线路NCO 4的输出被输入到线路PLL误差检测器2，并且用作发射PLLNCO 8的基准。在附属环路10中，来自EAS系统的接收天线的接收信号，这是从相邻EAS系统接收的信号，被输入到发射PLL相位误差检测器7。发射PLL相位误差检测器7的输出端连接发射PLL滤波器9，滤波器9的输出端又连接发射PLL NCO 8。发射PLLNCO 8响应来自独立环路1的基准信号和发射PLL滤波器9的输出。PLL NCO 8的输出被输入到发射PLL相位误差检测器7，并且作为发射突发的触发信号。在环路1和10中，在例如一个实施例中，偶数的附图标记指示优选在硬件实现的对象，而奇数的附图标记指示优选在软件实现的对象。
参考图2，示意用于线路PLL的NCO和相位误差检测器的一个实施例。这个分系统的主要部件是计数器12和比较器14。计数器12在从晶体振荡器6输入的每个时钟从0往上加1。可编程周期寄存器16和计数器输出被输入到比较器14。当这两个输入相等时，比较器14发送一个输出到计数器12以复位回零。在图3示意了用于开环操作(即，周期寄存器16不是正在被环路滤波器输出更新)的NCO的输出波形。比较器14的输出还被作为中断发送到微处理器19以用作环路滤波器。最后，捕获寄存器18用作相位误差检测器。在零交叉事件发生时计数器12的值是在NCO和实际的线电压波形之间的相位误差的测量值。
参考图4，示意用于发射机PLL的NCO。图5示意而且下面将详细描述的“相位A”、“相位B”和“相位C”事件时刻由比较寄存器20-23，比较器24-27以及计数器28确定。对于线路周期和发射突发周期何时不相称，以及发射突发周期何时小于1/3线路周期，有4个比较事件，下面将在发射机PLL操作中详细解释。
再次参考图1和图2，下面描述电源线相位误差检测器2。由于对于任何PLL，我们假设实际的电源线频率距离标称值(例如，60Hz)并不太远。在事实上这是正确的，因为电源线频率通常很精确，即使其确实呈现出相当大的相位噪声。电源线零交叉信号触发捕获寄存器18以保存计数器12的当前内容，并且生成对处理器19的中断。处理器19用其中断服务例行程序进行响应。中断服务例行程序软件运行控制更新算法和电源线环路滤波器3。
可编程周期寄存器18的当前值表示为p(n)，其中(n)为线路PLL抽样标记。在抽样时刻(n)捕获寄存器18的值表示为x(n)。我们假设如果x(n)＞p(n)/2，则零交叉信号出现得比预期的早，否则它将出现得比预期的晚。换言之，如果x(n)＞p(n)/2，则表示为e(n)的零交叉相位误差信号表述如下：
e(n)＝x(n)-p(n)
否则：
e(n)＝x(n)
线路PLL利用组合比例和积分控制器，其中这两个控制器的输出相加，这可书写如下：c(n)＝gp(n)+gi(n)
比例控制器的输出只是相位误差的增益(A1)倍，或gp＝A1＊e(n)。在经历了若干个积分器电路后，所选择的积分器将过去的控制器输出c(n-1)与当前相位误差的增益倍相加，或
gi(n)＝c(n-1)+A2＊e(n)
这种比例控制器能产生好的性能而且计算简单。为防止在过渡或开锁周期期间比例控制器的输出幅度变得太大，对gi(n)使用限幅器。
总的控制器输出因此为：
c(n)＝A1＊e(n)+c(n-1)+A2＊e(n)
如果环路锁定检测器已经确定环路被锁定，则利用短的有限冲激响应(fir)滤波器过滤总的控制器输出。(这种滤波器是在锁定与开锁情况下在PLL实现中的唯一差别)。在任何一种情况下，标称线路周期长度被添加到这个值c(n)中，该值被限制以防止环路锁定到谐波，而且最后值被写到可编程周期寄存器16中。
线路PLL锁定检测器检查每个线路周期c(n)的大小。每当c(n)小于某一阈值时，计数器加1。如果c(n)大于该阈值，则计数器减1。如果计数器变得大于根据实验确定的标准，则认为该环路被锁定。如果其下降到小于另一个根据实验确定的标准，则认为其失锁。
再次参考图4，发射机PLL要比线路PLL复杂得多。其为分布式PLL，在此相互之间接近的多个脉冲式EAS系统，如ULTRA＊MAX系统，被锁相到另一系统的发射信号。每个系统具有相同但独立的控制算法，即，不存在主系统维持时间。
参考图5，所有ULTRA＊MAX系统遵守依赖于电源线频率的定时方案。例如，利用60Hz功率的国内系统具有作为180Hz的某个因数的发射机突发重复率，例如，30Hz、45Hz、60Hz或90Hz。这基于电源线分配系统的三相实现。图5示意了典型的系统定时，其中系统工作在90Hz的重复率。基本的时间间隔为“线相位”，其是电源线周期除以3。这些相位(任意地)称为“A”、“B”和“C”。发射机在一个相位之初发射1.6毫秒，接着倾听标记响应。在发射机不发射的随后的相位期间，只侦听噪声环境。发射机每隔一个线路线路相位进行发射。其它例子可以是每第三个线路相位，每第四个线路相位，或每第六个线路相位发射。发射机进行发射的线路相位是“发射相位”，而发射机不发射的线路相位是“噪声平均相位”。
参考图6，实现本发明的每个常规ULTRA＊MAX系统可使用现有的接收机硬件寻找相邻系统发射机。相同的接收机硬件用于检测标记，因此实际上在现有系统中实现本发明不会导致任何附加的硬件成本。可以存在4个收发信机(发射和接收)天线31-34，和6个无源天线35-40，它们被组合(42、43)到4个模拟前端(AFE)信道44-47。应指出，可能存在比AFE信道更多的接收天线输入。如果情况是这样，系统控制软件将以“循环”方式询问各个接收天线。模拟前端信道44-47被模数变换器(ADC)49多路复用(48)、抽样，并被传递到数字信号处理(DSP)分系统50。
参考图7，如同上面定义和图5示意的那样，软件定义发射相位和噪声平均相位的组合为“时隙”。来自发射机PLL NCO 8的比较事件，以及图4中的比较器24-27，产生对处理器的中断。这些比较事件指示下一线路相位的开始。如果新的线相位是发射相位，则启动发射突发，否则不启动发射突发。在发射相位中，在51生成1.6毫秒的发射突发。在突发结束，生成中断(52)，其触发ADC电路49开始抽样4个模拟前端信道44-47，并将这些抽样传递到DSP存储器50中的缓冲区。ADC 49继续抽样其余时隙，直到生成下一个发射突发(对于60Hz的线电压约为9.51毫秒)。在此期间，还将发生第二个比较事件53，但这对应噪声平均相位的开始，因此不会启动发射脉冲。ADC 49在此期间抽样接收机以便相邻系统发射机54能被检测到。
对于发射机PLL实现相位误差检测器有许多方式。在白高斯噪声环境中，最佳检测器将是匹配ULTRA＊MAX发射机信号的一组正交匹配滤波器。时间上的峰值输出可以被定位，并作为相邻系统的发射机的位置。环境不是加性高斯白噪声，但可向该滤波中加入简单的非线性以实现良好的性能。然而，这种方案的计算需求很高。一种可选方案是能量平衡方案，或“早/晚”相位误差检测器。在此方案中，在发射机应当处于的最佳时间中心点附近相邻系统的发射机的能量被试图保持平衡。正交匹配滤波器组方案和早/晚检测器方案已经被分析和模拟。当相邻系统信号弱时，匹配滤波器方案好得多。然而，当信号强时，这两个方案在性能上没有什么差别。由于早/晚检测器简单得多，因此其用于实现在此公开的自动同步。
参考图7，标记为“窗口(0)”至“窗口(5)”的6个窗口表示为了检测相邻系统信号的能量，如何分割接收ADC抽样。应指出，窗口(2)和窗口(3)的边界正好是相邻系统发射信号应处的中心点54。也就是说，假设发射机PLL被锁定，则相邻发射信号中有一半在窗口(2)，而另一半将在窗口(3)。
发射PLL相位误差检测器和环路控制器的第一部分将计算对于连接AFE信道44-47的每个接收天线在每个窗口的能量。为简化符号，令(a)表示天线，(w)表示窗口(0-5)，而(m)是抽样时间索引。对于窗口(w)在抽样时刻(m)在天线(a)计算的能量表示为Energy(a，w，m)。相位误差检测器的下一部分将从大到小分类或排序能量。经分类的能量排列表示为RankEnergy(a，k，m)，其中窗口索引已经变为(k)以指示新的排序。从按时间排序的能量Energy(a，w，m)到按大小排序的能量RankEnergy(a，k，m)的映射由RankIndex(a，k，m)给出。也就是说，如果2号窗口具有最高能量，则：
RankEnergy(a，0，m)＝2。
也可计算其它一些统计数字用于发射机PLL。早窗口(窗口2)的能量与晚能量(窗口3)之比定义为：
EarlyLateRatio(a，m)＝Energy(a，2，m)/Energy(a，3，m)。
最大能量窗口与第三大窗口能量之比定义为：
SNR1(a，m)＝RankEnergy(a，0，m)/RankEnergy(a，2，m)。
当发射PLL被锁定时，所有发射能量都将位于这两个中心窗口。第三大窗口只有噪声，尽管其是噪声最强的窗口。噪声最弱的窗口是RankEnergy(a，5，m)。
最大能量窗口与第四大窗口之比表示为：
SNR2(a，m)＝RankEnergy(a，0，m)/RankEnergy(a，3，m)。
当PLL未被锁定时，发射信号可同时位于多达三个窗口。在此情况下，SNR2为出现最高发射能量的窗口与只有最大噪声的窗口之比。最大能量窗口与最弱能量窗口之比表示为：
SNR3(a，m)＝RankEnergy(a，0，m)/RankEnergy(a，5，m)。
最后，利用单极低通滤波器时间平均在六个窗口计算的能量，以便为每个天线产生在每个窗口的平均能量估计值。这些平均值表示为：
EnergyLPF(a，w，m)。
这些值用于检测环境中的变化。
参考图8，首先在截获模式，线路PLL必须首先截获和变为锁定。在线路PLL变为锁定后，发射(TX)PLL在60启动。在每个时隙，截获模式TX PLL控制器为该时隙已经由ADC 49抽样的每个接收机天线工作。软件在61首先检查是否有例外情况：无信号出现或出现太多信号。如果RankEnergy(a，0，m)不＞＞(远大于)RankEnergy(a，3，m)，则“无信号”积分器在62加1，如果RankEnergy(a，0，m)＞＞(远大于)RankEnergy(a，3，m)，则“无信号”积分器在63减1。如果“无信号”积分器在所有抽样的接收天线超过指定阈值，则系统在当前时隙后插入一个强制的噪声平均。这使得发射机跳过两个线相位，而不只是跳过一个。结果是正在同时发射(因此不能被接收天线看到)的所有相邻天线现在正在发射出去一个线相位(因此可以被接收天线看到)。如果存在太多信号，即，系统看到多个发射信号，这些信号不同步，则系统可被锁定到最高信号。之后，软件检查两种情况以确定其应运行高(粗略的)、中还是低(精细的)增益捕获控制器。
如果RankIndex(a，1，m)在64不等于窗口(0)或窗口(1)，则在65选择粗略的增益控制器。粗略的增益控制器利用公式：
C(a，m)＝[2·RankIndex(a，0，m)-5]·10000，
其中C(a，m)是在(m)th时隙从天线(a)计算的控制值。这个控制值用于更新图4所示的TX NCO比较寄存器20-23。这个控制值具有最大值50000及最小值-50000。由于激励计数器的晶体振荡器是40MHz，这些值对于发射机NCO比较事件对应+/-50000/40e6＝+/-1.25毫秒的时间偏移。
如果RankIndex(a，1，m)在64等于窗口(0)或窗口(1)，而且窗口(2)在66不近似等于窗口(3)，则在67选择中等增益控制器。中等增益控制器利用公式：
C(a，m)＝[2·RankIndex(a，0，m)-5]·20000。
这个控制值具有最大值5000及最小值-5000。这些值对于发射机NCO比较事件对应+/-2000/40e6＝+/-250微秒的时间偏移。
如果RankIndex(a，1，m)在64等于窗口(0)或窗口(1)，而且窗口(2)在66近似等于窗口(3)，则在68选择精细的增益控制器。精细的增益控制器利用公式：
C(a，m)＝sign(Energy(a，3，m)-Energy(a，2，m))·500。
这个控制值具有最大值500及最小值-500。这些值对于发射机NCO比较事件对应+/-500/40e6＝+/-12.5微秒的时间偏移。
如果运行的是高或中增益控制器，则锁定积分器在65或67分别复位为零。否则，当在68运行低增益控制器时，在69调用锁定检测例行程序。
参考图9，锁定检测算法在69被调用。对被图6所示的4个AFE信道44-47之一抽样的每个天线运用锁定检测算法(即，如果天线当前没有被AFE信道接收，则TX PLL不在该天线上运行)。该算法的第一部分设置四个标志，这四个标志共同给出系统同步状态的指示。如果Energy(a，2，m)和Energy(a，3，m)在71在相互之间的3dB内，则在70设置EarlyLateBalanced标志，否则在72清除该标志。如果RankIndex(a，0，m)在74等于2或3，则在73设置EarlyLateBiggest标志，否则在75清除该标志。如果RankIndex(a，1，m)在77等于2或3，则在76设置EarlyLate2ndBiggest标志，否则在78清除该标志。如果RankEnergy(a，1，m)在80远大于RankEnergy(a，2，m)，则在79设置MostIn2Windows标志，否则在81清除该标志。
接着在82，这些标志通过下述公式组合在一起：
Index＝8×EarlyLateBalanced+4×EarlyLate2ndBiggest+
2×EarlyLateBiggest+MostIn2Windows，
并在83作为索引用到“锁定积分器更新”表格中。在下面的表格中示意了“锁定积分器更新”表格。
  索引   状态   积分器更新
  0   定时差距很大   -1024
  1   定时差距很大   -1024
  2   定时接近   +4
  3   定时接近   +4
  4   定时接近   +4
  5   定时接近   +4
  6   定时很接近   +32
  7   定时很接近   +32
  8   定时差距很大   -1024
  9   定时差距很大   -1024
  10   定时很接近   +32
  11   定时很接近   +32
  12   定时很接近   +32
  13   定时很接近   +32
  14   定时很接近   +32
  15   定时被锁定   +128
来自“锁定积分器更新”表格的积分器更新在84被添加到积分器。积分器在85被限制到0和MaxLockIntegrator之间，并且标称值设置为16384。为提供滞后，有两个锁定阈值用于该积分器。当在87环路被锁定时，在86设置LowLockThreshold，其标称值为8192。当在87环路未被锁定时，在88设置HighLockThreshold，其标称值为12288。当在89积分器超过LockThreshold时，锁定状态在90被设置为“锁定”。当积分器在89没有超过LockThreshold时，锁定积分器在91复位，而且锁定状态在92被设置为“未锁定”。
锁定模式控制器利用公式：
C(a，m)＝sign(Energy(a，3，m)-Energy(a，2，m))·100。
这个控制值具有最大值100及最小值-100。这些值对于发射机NCO比较事件对应+/-100/40e6＝+/-2.5微秒的时间偏移。
在任何一个给定时隙上，多达4个接收天线31-40可能已经由DSP 50抽样，如图6所示。同样多的接收天线将使TX PLL相位误差检测和环路控制器在它们抽样的接收数据上工作。假设不同接收天线将具有不同的噪声特性，而且将接收具有不同强度的相邻系统发射信号，问题是：我们如何组合它们的相位检测器/环路控制器输出？
如果希望为天线合路器设计品质因数的标准，则可能(或不可能)在分析上得出最佳合路器。当然，这种合路器将只对于所描述的标准和所使用的假设是最佳的。如果环境假设变得不精确，那么我们没有理由相信这种解决方案仍将是最佳的。实际上，如果所使用的方法不健壮的话，在实际系统偏离所使用的模型时，结果产生的合路器将会很差。而且原标准可能无法获得我们希望在合路器上所具有的所有特性。
意识到我们面临的是天线分集合路的问题很重要。在天线合路的检测和估计领域已经做了大量的理论工作和系统实现。所有这些结果都可能适合我们的方案。通常使用的“次最佳”方案是选择具有最高信噪比的天线，而且全部由自己使用这个天线。这种方法在性能上次最佳，但比最佳合路器简单得多，这就是这种方案经常被使用的原因。结果是在相当高的SNR环境中性能差别通常很小。
参考图10，示意一个用于天线合路算法的实施例，其从100启动。如果没有一个接收天线被锁定，则在101设置天线合路器为失锁。接着，如果在102合路器被锁定，则在103根据SNR1排序在这个时隙抽样的所有被锁定天线。否则(如果合路器失锁)在104根据SNR1排列在这个时隙抽样的所有接收天线。根据这个排序程序，该算法在105寻找SNR2高于20dB的排序最高的接收天线。如果在106找到这种天线，其选择该天线作为在107同步的天线，并且相应地调整发射机PLL的相位。如果没有找到这种天线，在108合路器根本就不修改Tx PLL相位。在109合路器的锁定状态被设置为所选择天线的锁定状态。
系统能处理操作中出现的例外情况。遇到的一个问题是相互之间接近的所有EAS系统可能不是以相同的电源线频率工作。如果商场内的一些商店使用一种发电机，而其它商店使用不同发电机或电源线，就会出现这种情况。在这种情况下，在必须由TX PLL跟踪的发射机重复率之间将存在频率偏移。例如，一套系统可能以90.1Hz的重复率工作，而另一套系统可能以89.8Hz的重复率工作。这种频率偏移必须由TX PLL追踪出。
存在两种可能的解决方案。首先，可增大控制器的增益以便PLL的锁定带宽足够宽。然而，通过这种方式增大PLL的带宽也会增加因噪声导致的稳态抖动。第二种方案是增大PLL的级数，即增加控制器中的积分项以跟踪频率偏移。
当发射PLL不能锁定时将出现另一种例外情况。可能能看到其它系统的发射机(有时)，但由于噪声过大，无法实现锁定。标记信号也可能正影响许多同步窗口中的能量容量。有若干选项可用。首先，使天线合路器标准选择看不到标记信号或干扰噪声的天线。第二，偶尔关闭发射机以清除标记信号或因发射机导致的噪声。第三，利用梳状陷波滤波器(鸣铃消除器)以清除询问区中的固定标记。
应理解的是，不用偏离本发明的范围可改变和修改本发明。还应理解的是，本发明的范围并不解释为局限于在此公开的特定实施例，而是在按照前面的说明阅读时只依据所附权利要求书。

Claims (7)

1、一种用于无线同步电子商品监视系统的装置，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对于手动调整发射机定时的需要，包括：
第一锁相环路，包括：
响应电源线零交叉、用于检测线路相位误差的装置；
响应所述线路相位误差和晶体振荡器的第一数控振荡器，所述第一数控振荡器具有基准输出端，所述基准输出端是所述线路相位误差装置的输入端；以及
第二锁相环路，包括：
响应来自第一电子商品监视系统的发射信号，用于检测发射相位误差的装置；以及
响应所述发射相位误差和所述基准输出的第二数控振荡器；所述第二数控振荡器具有同步的发射输出端，所述同步的发射输出端是所述发射相位误差装置的输入端；以及
其中所述同步的发射输出用作触发信号，用于第二电子商品监视系统的同步发射。
2、根据权利要求1的装置，还包括：
用于过滤所述线路相位误差的装置，其中所述第一数控振荡器响应过滤后的线路相位误差，以及
用于过滤所述发射相位误差的装置，其中所述第二数控振荡器响应过滤后的发射相位误差。
3、根据权利要求2的装置，其中所述第一锁相环路中的第一数控振荡器还包括：
响应所述晶体振荡器的计数器；
响应所述电源线零交叉、所述线路相位误差以及电源线锁相环路中断的处理器，所述处理器为可编程周期寄存器选择一个值；以及
用于比较所述计数器的输出与所述可编程周期寄存器的值的比较器装置，所述比较器装置还包括用于复位所述计数器以及发送所述电源线锁相环路中断到所述处理器的装置；
其中所述第一锁相环路中的用于检测线路相位误差的装置是响应所述电源线零交叉和所述计数器的输出的可读捕获寄存器，所述可读捕获寄存器的输出为所述线路相位误差。
4、根据权利要求3的装置，其中所述第二锁相环路中的第二数据振荡器还包括：
具有输出端的计数器，以及
用于分别比较所述计数器输出与四个可编程寄存器并生成四个比较中断的比较器装置。
5、一种用于无线同步电子商品监视系统的方法，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对于手动调整发射机定时的需要，包括：
从第一锁相环路检测电源线零交叉和基准输出以提供线路相位误差信号；
所述第一锁相环路接收所述线路相位误差信号和振荡器信号，并且生成所述基准输出；以及
从第一电子商品监视系统检测发射信号以及从第二锁相环路检测发射同步的发射输出，以提供发射相位误差；
所述第二锁相环路接收所述发射相位误差和所述基准输出，并且生成所述同步的发射输出，其中所述同步的发射输出可用作触发信号，用于第二电子商品监视系统的同步发射。
6、根据权利要求5的方法，还包括过滤所述线路相位误差和过滤所述发射相位误差。
7、一种结合了无线同步多个电子商品监视系统的电子商品监视系统，通过自动连续使定时适应变化的环境条件而降低对手动调整发射机定时的需要，包括：
电子商品监视发射机和接收机，以及至少一个连接所述发射机和接收机的天线，所述发射机包括：
第一锁相环路，包含：
响应电源线零交叉、用于检测线路相位误差的装置；
响应所述线路相位误差和晶体振荡器的第一数控振荡器，所述第一数控振荡器具有基准输出端，所述基准输出端是所述线路相位误差装置的输入端；以及
第二锁相环路，包括：
响应来自多个电子商品监视系统中的第一个的发射信号，用于检测发射相位误差的装置；以及
响应所述发射相位误差的第二数控振荡器；所述第二数控振荡器具有同步的发射输出端，所述同步的发射输出端是所述发射相位误差装置的输入端；以及
其中所述同步的发射输出可用作触发信号，用于所述多个电子商品监视系统中的第二个的同步发射。
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