ES2341902T3 - Metodo y aparato receptor para determinar un valor de correlacion considerando una coreccion de frecuencia. - Google Patents
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Abstract
Aparato (100) receptor para determinar un valor de correlación de una secuencia de elemento de código repetitiva predeterminada en una señal (115) de recepción, teniendo la secuencia de elemento de código una duración de secuencia de elemento de código y un ciclo de repetición de secuencia de elemento de código, que comprende una unidad (110) de recepción para recibir la señal (115) de recepción un segmentador (120) para proporcionar segmentos de señal de recepción a partir de la señal de recepción, representando dos segmentos de señal de recepción la misma secuencia de elemento de código en diferentes ciclos de repetición y teniendo al menos una separación de tiempo entre ciclos de repetición; un corrector (130) de frecuencia para determinar conjuntos de segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia basándose en conjuntos de frecuencias de corrección, basándose las frecuencias de corrección en la duración de secuencia de elemento de código y el ciclo de repetición de secuencia de elemento de código; un generador (140) de secuencia de elemento de código para generar la secuencia de elemento de código predeterminada; un correlacionador (150) para correlacionar la secuencia de elemento de código predeterminada con los segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia de un conjunto para obtener un valor de correlación de conjunto; y un selector (160) para seleccionar uno de los valores de corrección de conjunto que cumplen una condición predeterminada como el valor de correlación.
Description
Método y aparato receptor para determinar un
valor de correlación considerando una corrección de frecuencia.
La presente invención se sitúa en el campo de la
corrección en frecuencia de señales recibidas, como tiene lugar,
por ejemplo, como desplazamientos Doppler en señales recibidas de
espectro ensanchado cuando existe un movimiento entre un transmisor
y un receptor.
En las comunicaciones inalámbricas es un
problema conocido el hecho de que tienen lugar desplazamientos de
frecuencia, si el receptor y el transmisor no están estacionarios.
Los denominados desplazamientos Doppler son un problema general de
las comunicaciones móviles, ya que a menudo los receptores de
señales desplazadas en frecuencia tienen que aplicar correcciones
de frecuencia con el fin de lograr una calidad de la señal
suficiente. Este problema tiene un carácter general y tiene lugar
básicamente en la mayoría de los sistemas de comunicación móvil. A
continuación, se hará referencia a sistemas de comunicación de
espectro ensanchado, sin embargo, también pueden hacerse
consideraciones similares con respecto a otros sistemas de
comunicación móvil.
En sistemas de comunicación de espectro
ensanchado, se utilizan secuencias predefinidas, denominadas
secuencias de elemento de código, con el fin de ensanchar una señal
de información en el dominio de frecuencia. En un receptor, se
genera una réplica de dicha secuencia de elemento de código, con el
fin de correlacionar la secuencia generada con la señal de
recepción o recibida. A continuación se usarán de manera sinónima
las expresiones de señal de recepción y recibida. A través de la
correlación puede extraerse la señal deseada de la señal de
recepción, denominándose también esta operación como
desensanchamiento. Las secuencias de elemento de código utilizadas
también se conocen como códigos PRN (PRN = Pseudo Random
Noise, ruido pseudoaleatorio). La correlación en el receptor
puede eliminar el código PRN y se realiza básicamente mediante
correlación, es decir, multiplicando e integrando la señal entrante
por la réplica del código.
Con el fin de permitir una correlación
apropiada, deben alinearse en el tiempo los comienzos de ambos
códigos, es decir, la réplica y el código dentro de la señal
recibida, lo que puede realizarse mediante una búsqueda iterativa a
través de correlaciones con señales recibidas de diferentes
desplazamientos en el tiempo. De este modo, en una primera
dimensión puede evaluarse un desplazamiento en el tiempo
apropiado.
Otra dimensión de búsqueda puede ser la
frecuencia, en la que las distorsiones o los errores de señal se
deben a los denominados efectos Doppler. Debido al movimiento mutuo
del transmisor y el receptor, la señal recibida puede desplazarse
en frecuencia. Por tanto, la segunda dimensión de búsqueda puede ser
en frecuencia. Ambos efectos, los desplazamientos en frecuencia y
en el tiempo, no se conocen en el receptor, y pueden usarse
diferentes algoritmos para reducirlos.
Hallar el retardo del código entrante, también
denominado retardo de código, es el propósito, por ejemplo, de GNSS
(GNSS = Global Navigation Satellite Systems, sistemas
globales de navegación por satélite). Puede usarse una correlación
en el dominio de frecuencia, por ejemplo utilizando la FTT (FFT =
Fast Fourier Transform, transformada rápida de Fourier),
para determinar este valor. Tal como se mencionó anteriormente,
también debe tenerse cuidado con el efecto Doppler, ya que también
debe eliminarse o reducirse el desplazamiento en frecuencia. Con el
fin de hacer esto, un algoritmo conocido consiste en realizar una
búsqueda iterativa a través de una malla de posibles frecuencias
Doppler, que está determinada por el intervalo de frecuencias
Doppler, que puede ser, por ejemplo, de [-5, 5] Hz en un GNSS con
receptores estáticos.
Además, existen algoritmos conocidos para
aumentar la relación señal a ruido (SNR,
signal-to-noise ratio) de un
valor de correlación en el receptor. A continuación se explicará la
correlación de segmentos de señal de recepción con secuencias de
elemento de código.
En este caso, y en lo sucesivo, un valor de
correlación corresponderá a un resultado de correlacionar dos
secuencias, que produce una función o secuencia de correlación
compuesta por múltiples valores de correlación. Sin embargo, dentro
de estas secuencias resultantes puede haber valores de correlación
particulares, por ejemplo un valor pico o un valor que satisface
una condición predeterminada que ha de detectarse, por ejemplo, para
hallar un retardo correcto de una secuencia recibida. Por tanto, la
expresión valor de correlación puede corresponder a un valor de un
resultado de correlación en términos de una secuencia o función.
Un algoritmo público actual para aumentar la SNR
es, por ejemplo, el denominado método de medio bit alterno (AHBM,
alternate half-bit method) y el denominado
método de bit completo (FBM, full-bit
method). Difieren con respecto al tiempo de integración
coherente que se usa en un correlacionador para la integración y que
es de una duración de medio bit (AHBM) o de un bit completo (FBM),
respectivamente. Los tiempos de integración que superan esas
duraciones, se refieren a integraciones incoherentes, porque fuera
de estas duraciones se desconocen los datos de modulación, por
tanto, no puede anticiparse la superposición coherente de estas
partes de señal. Sin embargo, también se conoce que la ganancia de
la integración incoherente no es tan alta como la ganancia de la
integración coherente, especialmente en escenarios de baja SNR. Por
ejemplo, en escenarios en interiores, en los que pueden recibirse
señales de recepción bastante débiles, con un corto tiempo de
integración coherente, puede no ser posible una detección
apropiada. Un problema de estos sistemas convencionales es que es
difícil un posicionamiento adecuado en escenarios en interiores o
escenarios de baja SNR.
Además, la cantidad de duración de señal
integrada de manera coherente limita el lado de malla de una malla
de frecuencias Doppler en el que ha de buscarse. El salto de
frecuencia máximo que puede realizarse viene dado por la
expresión
Esta condición tiene en cuenta que las
variaciones de fase dentro de una fracción de señal integrada de
manera coherente (de duración T_{COH}) deben limitarse con el fin
de impedir una superposición destructiva. Si se exige que al menos
la mitad de la potencia de señal pueda integrarse dentro del tiempo
coherente, se obtiene que el máximo desplazamiento de fase
permisible es de dos tercios de n, lo que implica la condición
anterior para el salto de frecuencia máximo.
Por ejemplo, en escenarios en interiores, ya se
sabe que la SNR es muy baja. Por tanto, parece apropiado aumentar
el tiempo de integración coherente con el fin de adquirir una señal
por satélite de manera apropiada y para obtener después la posición
de los usuarios también de manera más apropiada. Sin embargo, según
la condición anterior, cuanto mayor es el tiempo de integración
coherente, más fina es la malla de frecuencias Doppler y, por
consiguiente, mayor es la complejidad puesto que una malla Doppler
más fina proporciona muchas más frecuencias Doppler que han de
considerarse. Además, cuando se amplían los tiempos de integración
coherente hasta un valor superior a una duración de un único bit,
esto implica que deben conocerse los símbolos de datos o bits
dentro del tiempo de integración coherente para poder combinarlos de
manera coherente. De lo contrario, si no se conocen los bits y se
integra a través de límites de bit de diferentes bits, los cambios
de signo de bit pueden provocar una superposición destructiva. Esto
implicaría de nuevo que ha de estar disponible un canal piloto en
el sistema de comunicación, es decir, una secuencia de datos de
transmisión conocida. Si la secuencia de bits transmitida no se
conoce, y observando que un bit se traduce en al menos una secuencia
de elemento de código o varias secuencias de elemento de código que
podrían combinarse de manera coherente, el receptor no sabe si se
ha producido un cambio de signo o no en los límites de bit. Por
tanto, la combinación coherente a través de límites de bit es muy
crítica si no se conocen los bits.
Como ya se mencionó anteriormente, el aumento
del tiempo de integración coherente genera un incremento
proporcional del número de correlaciones que han de realizarse,
suponiendo que es necesario realizar al menos una correlación por
cada desplazamiento de frecuencia Doppler concebible. Además, aunque
un sistema tenga un canal piloto, el canal piloto que consiste en
una secuencia de datos que se repite implicaría entonces que ha de
llevarse a cabo un proceso de sincronización, que puede ampliar
drásticamente la complejidad de un algoritmo de detección en cuanto
a la cantidad de operaciones que es necesario llevar a cabo.
Los algoritmos AHMB y FBM mencionados
anteriormente sólo tienen un tiempo de integración coherente
limitado, debido a los límites de bit y, por tanto, su rendimiento
es muy limitado con respecto a escenarios de baja SNR. Para tiempos
de integración coherentes más largos se requiere un canal piloto,
pero aunque exista un canal piloto, el número de operaciones que
han de llevarse a cabo con el canal piloto puede consumir mucho
tiempo de procesamiento en el receptor. Si se requiere tal
sincronización, una estructura de receptor puede volverse más
compleja, puede aumentar su consumo de energía y puede aumentar
significativamente la complejidad del algoritmo de detección. El
documento WO 2006/119816 A1 describe un concepto para decodificar
una señal basándose en un flujo entrante de muestras de datos que
representan al menos una señal fuente de espectro ensanchado
digitalizada, convertida de manera descendente. Las muestras de
datos recibidas se subdividen en varios bloques de datos, que se
correlacionan individualmente con una réplica de código disponible
localmente, antes de procesarse para la compensación de frecuencia
Doppler.
El documento US 2007/0025476 A1 da a conocer
métodos y aparatos para determinar errores de frecuencia portadora
de una señal con forma de impulso en cuadratura desfasada en serie,
tal como una señal modulada por desplazamiento mínimo. El error de
la frecuencia portadora se determina recibiendo una señal con forma
de impulso en cuadratura que tiene una secuencia de sincronización
que detecta la sincronización de la señal con forma de impulso en
cuadratura y almacena una señal en fase de banda base y una señal en
cuadratura de banda base de la secuencia de sincronización mientras
se detecta la sincronización. Tras detectar la sincronización, se
leen segmentos de las señales en cuadratura y en fase de banda base
almacenadas y se correlacionan con la secuencia de ensanchamiento.
Entonces se estima el error de la frecuencia portadora basándose en
diferencias de fase entre cada una de las señales
correlacionadas.
El documento US 6.195.328 B1 proporciona un
sistema mejorado de adquisición y seguimiento para señales GPS. El
sistema se basa en el ajuste de bloques de la señal de
sincronización de la señal de modulación por desplazamiento
bifásico con el fin de obtener la frecuencia portadora y el ángulo
de fase correctos. Este sistema mejorado tiene las ventajas de ser
más robusto en presencia de ruido que los enfoques convencionales y
también de prestarse a una implementación simplificada puesto que
la sincronización del código de adquisición/grueso sólo tiene que
estar dentro de medio elemento de código para mantener la
sincronía.
El objetivo de la presente solicitud es
proporcionar un concepto mejorado para determinar un valor de
correlación.
Este objetivo se logra mediante un aparato
receptor según la reivindicación 1 y un método según la
reivindicación 15.
La presente invención se basa en el hallazgo de
que puede recuperarse un valor o función de correlación más eficaz,
respectivamente una mayor SNR con una carga computacional similar,
si se usan secuencias repetitivas más cortas de las señales de
recepción para la combinación coherente, siendo la separación de
tiempo entre las secuencias repetitivas mayor que la propia
duración de la secuencia. En realizaciones, estas secuencias
repetitivas pueden corresponder a un canal piloto que tiene símbolos
repetitivos, pudiendo un símbolo estar representado por una
secuencia de elemento de código tal como por ejemplo una secuencia
de ruido pseudoaleatorio (PRN). De esta manera, puede disminuirse
el número de desfases de frecuencia que han de tenerse en cuenta
para compensar los desplazamientos Doppler, reduciendo la
complejidad computacional. Además, puede reducirse adicionalmente
el número de correlaciones que han de realizarse dentro de una
búsqueda iterativa entre todas las frecuencias o desfases Doppler
posibles, si un ciclo de repetición de la secuencia, es decir, la
separación de tiempo entre los segmentos repetitivos como, por
ejemplo, un periodo de repetición de un símbolo piloto, y la
duración de secuencia, se eligen de manera que se produzcan grupos
de posibles frecuencias Doppler, pudiendo aproximarse dentro de un
grupo de posibles frecuencias Doppler correlaciones mediante
desplazamientos en frecuencia del valor de correlación de, por
ejemplo, una frecuencia central del grupo. Examinando el esquema de
otra manera, puede lograrse una mejor SNR con la misma complejidad
computacional que con los enfoques convencionales. Además, pueden
mejorarse adicionalmente los valores de correlación si también se
tienen en cuenta cambios de frecuencia Doppler. Especialmente si
el ciclo de repetición, respectivamente el número de secuencias que
se tienen en cuenta y que están separadas por un ciclo de
repetición, es largo, la frecuencia Doppler, es decir los desfases
de frecuencia, puede cambiar durante la adquisición de las
secuencias repetitivas. Las SNR de los valores o funciones de
correlación pueden mejorarse adicionalmente teniendo en cuenta los
cambios de frecuencia Doppler.
En algunas realizaciones, por ejemplo para GNSS,
puede tenerse en cuenta la tasa de cambio de frecuencia Doppler.
Puesto que este efecto puede producir cambios en las fases, por
ejemplo, de los picos de correlación de cada segmento. Esta
consideración puede producir una tercera dimensión de búsqueda, es
decir, una búsqueda de tasa de cambio de frecuencia. En
realizaciones, también puede aproximarse una tasa de cambio de
frecuencia mediante desplazamientos de fase y puede reducirse
adicionalmente la complejidad computacional.
A continuación, se describirán realizaciones de
la presente invención usando las figuras adjuntas, en las que
la figura 1 muestra un diagrama de bloques de
una realización de un aparato receptor;
la figura 2 ilustra una señal recibida que
comprende una secuencia de elemento de código repetitiva;
la figura 3 ilustra una malla gruesa y una fina
de frecuencias de corrección;
la figura 4 ilustra la consideración de cambios
de frecuencia;
la figura 5 muestra un diagrama de flujo de una
realización de un método para determinar un valor de
correlación;
la figura 6 ilustra la relación entre las
correlaciones y los desplazamientos de fase; y
la figura 7 ilustra una realización de una
estructura de receptor paralelo.
La figura 1 muestra un diagrama de bloques de un
aparato 100 receptor. El aparato receptor comprende una unidad 110
de recepción, un segmentador 120 y un corrector 130 de frecuencia,
un generador 140 de secuencia de elemento de código, un
correlacionador 150 y un selector 160.
En este caso, y en lo sucesivo, un valor de
correlación corresponderá a un resultado de correlacionar dos
secuencias, que produce una función o secuencia de correlación
compuesta por múltiples valores de correlación. Sin embargo, dentro
de estas secuencias o funciones resultantes puede haber valores de
correlación particulares, por ejemplo un valor pico o un valor que
satisface una condición predeterminada, que ha de detectarse, por
ejemplo, para hallar un retardo correcto de una secuencia recibida.
Por tanto, la expresión valor de correlación puede corresponder a
un valor de un resultado de correlación en términos de una secuencia
o función.
El aparato 100 receptor está adaptado para
determinar un valor o función de correlación de una secuencia de
elemento de código repetitiva predeterminada en una señal 115 de
recepción, que se ilustra entre la unidad 110 de recepción y un
segmentador 120 en la figura 1. La señal 115 de recepción se muestra
a lo largo de un eje de tiempo, en el que se señalan las secuencias
1, 2, 3,..., N de elemento de código. Las secuencias de elemento de
código tienen una duración de secuencia de elemento de código y un
ciclo de repetición de secuencia de elemento de código, por
ejemplo, como una secuencia de datos piloto. En otras palabras, a
partir de la señal 115 de recepción en la figura 1, puede
observarse que una secuencia de elemento de código tiene una
duración y que una secuencia de elemento de código se repite tras un
determinado ciclo de repetición, por ejemplo, en una trama de
símbolo piloto repetitivo, representándose un símbolo piloto
mediante, respectivamente modulando, una o múltiples secuencias
PRN, posiblemente también repetitivas, es decir, los segmentos en la
señal 115 de recepción que también están designados con 1, 2, 3,
..., N son las mismas secuencias de elemento de código
repetitivas.
El aparato 100 receptor comprende la unidad 110
de recepción para recibir la señal 115 de recepción. El segmentador
120 está adaptado para proporcionar segmentos de señal de recepción
a partir de la señal de recepción, representando dos segmentos de
señal de recepción la misma secuencia de elemento de código en
diferentes ciclos de repetición y teniendo al menos una separación
de tiempo entre ciclos de repetición. En realizaciones, los
segmentos de señal de recepción pueden corresponder a secuencias
PRN, que se modulan mediante símbolos piloto repetitivos. Entonces
se proporcionan estos segmentos al corrector 130 de frecuencia, que
está adaptado para determinar conjuntos de segmentos de señal de
recepción corregidos en frecuencia basándose en conjuntos de
frecuencias de corrección, basándose las frecuencias de corrección
en la duración de secuencia de elemento de código y el ciclo de
repetición de secuencia de elemento de código.
El generador 140 de secuencia de elemento de
código está adaptado para generar la secuencia de elemento de
código predeterminada dentro del aparato 100 receptor. La secuencia
de elemento de código predeterminada corresponde a una réplica
local de la secuencia de elemento de código repetitiva en la señal
de recepción. El correlacionador 150 está adaptado para
correlacionar la secuencia de elemento de código predeterminada con
los segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia de un
conjunto para obtener un valor o función de correlación de
conjunto; y el selector 160 está adaptado para seleccionar uno de
los valores o funciones de corrección de conjunto que cumplen una
condición predeterminada como el valor o función de correlación.
Para ilustrar mejor las componentes de la señal
115 de recepción, la figura 2 muestra otra realización de una señal
de recepción que comprende una secuencia de elemento de código
repetitiva.
La figura 2 muestra dos líneas de tiempo, una en
la parte inferior y otra en la parte superior, en las que se indica
una señal de recepción. La magnitud de la señal de recepción se
indica mediante |r|. A partir del diagrama inferior, puede
observarse que una señal de recepción tiene segmentos repetitivos,
que tienen un ciclo de repetición o separación de tiempo
T_{ESPACIO}=KT_{PILOTO}, donde K es un valor entero positivo, e
indicándose los segmentos repetitivos mediante patrones repetitivos.
En la parte superior de la figura 2, se muestra una versión
ampliada de un segmento, en la que la duración de un segmento es
T_{subparte}. A partir del diagrama superior de la figura 2,
puede observarse que un segmento se compone de una secuencia de
elemento de código, que en realizaciones puede componerse también de
varias secuencias de elemento de código.
Volviendo de nuevo a la figura, 1, la tarea del
segmentador 1 es proporcionar segmentos de señal de recepción a
partir de la señal de recepción, representando dos segmentos de
señal de recepción la misma secuencia en un ciclo de repetición
diferente, teniendo al menos una separación de tiempo entre ciclos
de repetición. En realizaciones, los segmentos de señal de
recepción pueden corresponder a secuencias PRN, que se modulan
mediante símbolos piloto repetitivos. Además, en realizaciones,
pueden considerarse más de dos segmentos de señal de recepción, que
representan todos la misma secuencia en un ciclo de repetición o
periodo piloto diferente, teniendo al menos una separación de
tiempo de duración del periodo o ciclo de repetición. En otras
palabras, en el aparato 100 receptor se realiza un intento de
hallar las marcas de tiempo de una secuencia determinada dentro de
la señal de recepción mediante la correlación de los segmentos de
señal de recepción, en los que está presente dicha secuencia de
elemento de código, y mediante la suma de dichas correlaciones con
el fin de mejorar una SNR, por ejemplo, con el fin de distinguir un
valor pico dentro de dichas correlaciones.
La figura 1 muestra que el segmentador 120
proporciona los segmentos r_{1}, r_{2},..., r_{N} de señal de
recepción al corrector 130 de frecuencia. Se señala que es un
ejemplo usar N segmentos. Las realizaciones no están limitadas a
ningún número de segmentos.
El corrector 130 de frecuencia corrige ahora la
frecuencia de los segmentos de señal de recepción, aplicando
diferentes conjuntos de frecuencias de corrección al conjunto de
segmentos. En otras palabras, un conjunto de frecuencias de
corrección comprende una frecuencia de corrección por cada segmento
de señal de recepción. Dicha frecuencia de corrección se aplica
entonces al segmento correspondiente de los segmentos de señal de
recepción, produciendo un conjunto de segmentos de señal de
recepción corregidos en frecuencia. Los segmentos de señal de
recepción corregidos en frecuencia del conjunto de segmentos de
señal de recepción corregidos en frecuencia se correlacionan
entonces individualmente con la secuencia de elemento de código
predeterminada y se suman los resultados, produciendo un valor de
correlación de conjunto. Ha de observarse que el valor de
correlación corresponde a un valor de una secuencia o función de
correlación, es decir, la función o secuencias de correlación
pueden sumarse.
El conjunto de frecuencias de corrección
comprende frecuencias de corrección, que se basan en la duración de
secuencia de elemento de código y el ciclo de repetición de
secuencia de elemento de código. En otras realizaciones, las
frecuencias de corrección podrían haber tenido en cuenta también los
cambios de frecuencia de la señal de recepción. En la realización
descrita en la figura 1, cada conjunto de corrección de frecuencia
comprende una frecuencia de corrección para cada segmento de señal
de recepción. El corrector (130) de frecuencia puede estar adaptado
para determinar un conjunto de frecuencias de corrección por cada
frecuencia de una malla gruesa de frecuencias entre una frecuencia
gruesa mínima y una frecuencia gruesa máxima, con un tamaño de paso
grueso que depende de la duración de secuencia de elemento de
código. El número de diferentes conjuntos de frecuencias de
corrección corresponde entonces al número de diferentes frecuencias
de corrección de la malla gruesa, cada conjunto de corrección de
frecuencia comprende una frecuencia de corrección para cada segmento
de señal de recepción.
\newpage
La figura 3 ilustra una malla gruesa y una fina
de frecuencias de corrección. En la parte superior de la figura 3,
se ilustra una línea de frecuencia con una malla gruesa de
frecuencias f_{Ci}, donde i es un índice para las frecuencias de
corrección gruesas, que pueden ser de cualquier valor en
realizaciones. La malla gruesa de frecuencias puede comenzar en la
frecuencia f_{C1} 310 gruesa mínima y alcanzar una frecuencia 320
gruesa máxima. Dentro de la malla, las frecuencias gruesas pueden
ser equidistantes, por ejemplo, tal como se indica mediante el
tamaño 330 de paso de frecuencia gruesa, que puede depender de la
duración de secuencia de elemento de código. En una realización, la
frecuencia 310 gruesa mínima sería mayor que o igual a -5 kHz, la
frecuencia 320 gruesa máxima podría ser menor que o igual a 5 kHz y
el tamaño 330 de paso grueso podría ser menor que o igual a dos
tercios dividido entre la duración de secuencia de elemento de
código, con el fin de garantizar una coherencia entre los valores
de correlación de cada segmento corregido en frecuencia de un
conjunto.
Además, el corrector 130 de frecuencia puede
estar adaptado para determinar un conjunto de frecuencias f_{Ci,j}
de corrección por cada frecuencia de una malla fina de frecuencias
de corrección alrededor de una frecuencia f_{Ci} de corrección de
la malla gruesa, donde j es un índice para las frecuencias de
corrección finas, que pueden ser de cualquier valor en
realizaciones. Esto se indica en la parte inferior de la figura 3,
en la que está ampliada una zona alrededor de la frecuencia
f_{C3} de corrección gruesa. El diagrama en la parte inferior de
la figura 3 muestra un eje de frecuencia, con una malla fina de
frecuencias f_{C3,-1}, f_{C3,0}, f_{C3,1} de corrección,
puestas como ejemplo alrededor de una frecuencia f_{C3} de
corrección de la malla gruesa. De manera similar a lo que se afirmó
anteriormente, la malla fina puede comprender un desfase 350 de
frecuencia fina mínima y un desfase 360 de frecuencia fina máxima,
en los que desfase se refiere a una frecuencia central respectiva,
que puede ser una frecuencia de la malla de frecuencia gruesa.
Además, puede aplicarse un tamaño 360 de paso fino para frecuencias
de corrección de malla fina equidistantes.
En una realización, el desfase 350 de frecuencia
fina mínima puede ser mayor que o igual a -0,5 dividido entre el
ciclo de repetición de secuencia de elemento de código, el desfase
360 de frecuencia fina máxima puede ser menor que o igual a 0,5
dividido entre el ciclo de repetición de secuencia de elemento de
código y el tamaño 370 de paso fino puede ser menor que o igual a
un tercio dividido entre el ciclo de repetición de secuencia de
elemento de código.
En otras realizaciones, el corrector 130 de
frecuencia puede estar adaptado para determinar un conjunto de
frecuencias de corrección por cada tasa de cambio de frecuencia de
una malla de tasa de cambio de frecuencia, teniendo la malla de
tasa de cambio de frecuencia una tasa de cambio de frecuencia
mínima, la tasa de cambio de frecuencia máxima y un tamaño de paso
de tasa de cambio de frecuencia. Resultarían consideraciones
similares a las que se describieron anteriormente para las tasas de
cambio de frecuencia en tales realizaciones.
La figura 4 ilustra las consideraciones de tasas
de cambio de frecuencia. La figura 4 muestra una línea de tiempo,
en la que se indican varios segmentos de señal de recepción mediante
las etiquetas 1, 2,..., N. Si el transmisor y el receptor se mueven
uno con respecto al otro, entonces se produce un desfase de
frecuencia. En la figura 4, se supone que este desfase f_{1} de
frecuencia se aplica al segmento 1. A continuación, si la velocidad
relativa entre el transceptor y el receptor cambia en el tiempo,
dicho desfase de frecuencia cambia también. Suponiendo que la
velocidad relativa entre el transmisor y el receptor aumenta de
manera constante, es decir, la aceleración entre ellos es
constante, para segmentos de señal de recepción equidistantes, se
producen los mismos desfases de frecuencia. En la figura 4, se
indica que entre el segmento 1 y 2 de señal de recepción, se
produce un cambio de frecuencia de \Deltaf y, por tanto,
Por consiguiente, para el segmento N de señal de
recepción se obtiene
En esta realización, se ha supuesto que una
aceleración entre transmisor y receptor es constante. Las
realizaciones no se limitan a esta suposición, que únicamente tiene
fines explicativos. Generalmente, puede tenerse en cuenta cualquier
aceleración, movimiento o velocidad arbitrarios entre un transmisor
y un receptor, con el fin de derivar un conjunto de frecuencias de
corrección. Las frecuencias de corrección pueden entonces cambiar
independientemente entre los segmentos a lo largo de la línea de
tiempo.
En una realización, la tasa de cambio de
frecuencia mínima puede ser mayor que o igual a -2 Hz/s, la tasa de
cambio de frecuencia máxima puede ser menor que o igual a 2 Hz/s y
el tamaño de paso de tasa de cambio para la malla de tasa de cambio
de frecuencia entre las tasas de cambio de frecuencia mínima y
máxima puede ser menor que o igual a 0,5 Hz/s.
Por tanto, en realizaciones, el número de
conjuntos de frecuencias de corrección puede estar determinado por
el número de frecuencias de corrección gruesas en la malla gruesa
multiplicado por el número de frecuencias de corrección finas en la
malla fina multiplicado por el número de tasas de cambio de
frecuencia diferentes en la malla de tasa de cambio de
frecuencia.
En realizaciones, el correlacionador 150 puede
estar adaptado para correlacionar la secuencia de elemento de
código predeterminada con cada segmento de señal de recepción
corregido en frecuencia de un conjunto para obtener un valor o
función de correlación de segmento para cada segmento de señal de
recepción corregido en frecuencia del conjunto de frecuencias de
corrección. Entonces, el correlacionador 150 puede estar adaptado
además para combinar todos los valores o funciones de correlación de
segmento del conjunto para obtener un valor de correlación de
conjunto por cada conjunto de frecuencias de corrección. El número
de diferentes conjuntos de frecuencias de corrección puede estar
determinado por el número de frecuencias de corrección gruesas
multiplicado por el número de frecuencias de corrección finas
multiplicado por el número de cambios de frecuencia diferentes que
pueden tenerse en cuenta.
En realizaciones, el corrector 130 de frecuencia
puede estar adaptado para proporcionar desplazamientos de fase por
cada frecuencia de corrección de la malla fina de frecuencias de
corrección a valores de correlación corregidos en frecuencia de
segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia basándose
en la malla gruesa de frecuencias. Volviendo de nuevo a la figura
3, en lugar de determinar correlaciones para cada conjunto de
frecuencias de corrección para cada frecuencia de corrección de la
malla fina, pueden sustituirse las correlaciones de malla fina por
correlaciones de malla gruesa multiplicadas por desplazamientos de
fase. Entonces, el corrector 130 de frecuencia puede estar adaptado
para proporcionar desplazamientos de fase por cada tasa de cambio de
frecuencia de la malla de tasa de cambio de frecuencia a las
correlaciones de segmento de señal de recepción corregido en
frecuencia basándose en la malla gruesa de frecuencias. En otras
palabras, en realizaciones, las correlaciones para las frecuencias
de malla fina y los cambios de tasa de frecuencia pueden sustituirse
o aproximarse aplicando desplazamientos de fase a correlaciones de
segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia que se han
corregido según frecuencias de corrección de la malla gruesa.
La aplicación de los desplazamientos de fase,
por ejemplo, la multiplicación de los valores o las funciones de
correlación que resultan de la malla gruesa, puede llevarse a cabo
en el correlacionador 150. En otras realizaciones, puede llevarse a
cabo mediante un aproximador independiente, que recibe conjuntos de
valores de correlación de segmento desde el correlacionador 150 y
aplica conjuntos de desplazamientos de fase a los conjuntos de
valores de correlación de segmento. Una función o valor de
correlación de conjunto puede determinarse entonces mediante el
aproximador, o el correlacionados 150 respectivamente, combinando
los valores de correlación de segmento desplazados en fase de un
conjunto. En otras palabras, el corrector 130 de frecuencia puede
proporcionar conjuntos de desplazamientos de fase en lugar de las
frecuencias de corrección de la malla fina y la malla de cambio de
frecuencia. Basándose en la combinación de funciones o valores de
correlación de segmento desplazados en fase de un conjunto de
segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia según la
malla de corrección de frecuencia gruesa, pueden determinarse los
valores de correlación de conjunto de las mallas fina y de
corrección de frecuencia de tasa de cambio de frecuencia. En
realizaciones, estas operaciones pueden llevarse a cabo mediante el
correlacionador 150, el corrector 130 de frecuencia o un
aproximador.
La señal 115 recibida puede ser una señal de
recepción de espectro ensanchado de código o una señal de recepción
CDMA (CDMA = Code Division Multiple Access, acceso múltiple
por división de código). En otras realizaciones puede ser una señal
de recepción según un sistema GNSS, GPS (GPS = Global Positioning
System, sistema de posicionamiento global), el sistema Galileo,
GLONASS (GLONASS = Russian GNSS, GNSS ruso, etc.). Sin
embargo, las realizaciones no se limitan a estos sistemas, su
alcance puede referirse a cualquier señal de recepción desplazada o
distorsionada en frecuencia.
La figura 5 ilustra un diagrama de flujo de una
realización de un método para determinar un valor de correlación de
una secuencia de elemento de código repetitiva predeterminada y una
señal de recepción, teniendo la secuencia de elemento de código una
duración de secuencia de elemento de código y un ciclo de repetición
de secuencia de elemento de código. La primera etapa 510 consiste
en recibir la señal de recepción. La etapa 510 va seguida por la
etapa 520 de proporcionar segmentos de señal de recepción a partir
de la señal de recepción, representando dos segmentos de señal de
recepción la misma secuencia de elemento de código en diferentes
ciclos de repetición y teniendo al menos una separación de tiempo
entre ciclos de repetición. Sigue una etapa 530, en la que se
determinan los conjuntos de segmentos de señal corregidos en
frecuencia basándose en conjuntos de frecuencias de corrección,
basándose las frecuencias de corrección en la duración de secuencia
de elemento de código y el ciclo de repetición de secuencia de
elemento de código. En una etapa 540, se genera la secuencia de
elemento de código predeterminada. En la siguiente etapa 550, se
lleva a cabo la correlación de la secuencia de elemento de código
predeterminada con los segmentos de señal de recepción corregidos en
frecuencia del conjunto para obtener un valor de correlación de
conjunto. En una última etapa 560, se selecciona uno de los valores
de corrección de conjunto que cumplen una condición predeterminada
como el valor de correlación.
En realizaciones, la condición predeterminada
que cumple el valor de correlación seleccionado podría ser el mayor
valor de correlación de una función de correlación. En otras
realizaciones, con el fin de determinar un valor de correlación con
una determinada certeza, el valor de correlación puede tener que
superar un umbral predeterminado. Esto podría ser, por ejemplo, con
el fin de determinar un valor de correlación correcto en un tiempo
correspondiente con una certeza dada, es decir, por ejemplo una
proporción de errores de bits, por ejemplo del 2%. Relacionado con
la proporción de errores de bits, podría haber un determinado umbral
de SNR y, en cuanto se determina un valor de correlación superior
al umbral, se finaliza el procedimiento. Naturalmente, son
concebibles varios criterios diferentes con el fin de seleccionar el
valor de correlación, el método de la invención no se limitará a
ninguno de ellos en particular.
En general, el objetivo de llevar a cabo o
evaluar la malla Doppler, es decir, la gruesa, la fina y la de
tasas de cambio, es eliminar el efecto Doppler durante la parte de
señal integrada de manera coherente. La frecuencia Doppler
restante, que puede denominarse f^{error}_{D}, es la onda que
todavía está modulando la señal. Con el fin de permitir una
superposición coherente, cuando se usa una parte de señal continua,
esta frecuencia debe ser suficientemente pequeña para que tenga
aproximadamente la misma fase en todos los picos de correlación
sumados de manera coherente. Tal como se explicó anteriormente, esto
es lo que conduce a la condición del tamaño de intervalo Doppler
de
Puesto que las realizaciones de la presente
invención segmentan el tiempo de integración coherente, esta
condición puede evitarse y, por tanto, materializarse un tamaño de
intervalo de frecuencia superior. Esta ventaja resulta de
realizaciones que no integran una parte de señal T_{COH} continua,
sino varias partes de señal, correspondientes a subpartes, de
manera similar a saltos en el tiempo. En otras palabras, las
realizaciones pueden utilizar una señal de longitud T_{COH},
formada por subpartes repetitivas separadas de manera uniforme en el
tiempo. La longitud de las partes de tiempo puede ser un múltiplo
de la duración de código PRN, es decir, una duración de secuencia
de elemento de código.
Si la señal de recepción proporciona una
secuencia de datos piloto, es decir una secuencia conocida, el
espacio de tiempo T_{ESPACIO} entre las subpartes puede ser un
múltiplo de la duración de esta secuencia, T_{PILOTO}, con el fin
de garantizar que los símbolos de datos en las subpartes son
iguales. Esto se ilustra en la figura 2, en la que el ciclo de
repetición de la secuencia es T_{ESPACIO} y la duración de
secuencia de elemento de código es T_{subparte}. Por tanto, las
realizaciones consiguen dos ventajas, en primer lugar puede llevarse
a cabo una suma de integración coherente debido a la igualdad de
símbolos de las subpartes y, en segundo lugar, no es necesaria la
sincronización de la secuencia piloto, puesto que T_{ESPACIO}=
K\cdotT_{PILOTO}, donde K es un número natural mayor que o
igual a 1. Por tanto, pueden tenerse en cuenta segmentos de señal
de recepción que tienen una separación que es un multiplicador
entero del ciclo de repetición.
Con el fin de realizar una suma coherente entre
picos de correlación de subpartes, la fase de la frecuencia Doppler
restante f^{error}_{D} en esas partes debe ser casi "igual".
Pueden formularse dos condiciones, si las subpartes o los segmentos
se separan tal como se describió anteriormente, la definición de
intervalo Doppler cambia a través de las siguientes
condiciones:
donde K es un número entero
positivo.
Con la primera condición, puede garantizarse que
se genera correctamente un pico de correlación dentro del intervalo
Doppler grueso, que es el más próximo a la frecuencia Doppler real
f_{D}, en cada subparte o segmento, aunque puede que no sea
posible distinguirlo debido a la baja SNR. En otras palabras, la
primera condición se refiere a la superposición coherente de las
señales dentro de un segmento de señal de recepción, dando lugar a
la malla de frecuencia de corrección gruesa.
Con la segunda condición puede garantizarse que
las fases de los picos de correlación no distinguibles de cada
subparte o segmento son iguales, y por tanto, pueden sumarse de
manera coherente. En otras palabras, la segunda condición se
refiere a la superposición coherente de los valores, secuencias o
funciones de correlación resultantes de diferentes segmentos de
señal de recepción, dando lugar a la malla de corrección de
frecuencia fina. Para lograr este objetivo, ha de realizarse otra
malla Doppler en los alrededores del intervalo Doppler
correlacionado previo, es decir, se aplica una malla de corrección
de frecuencia fina sobre la malla de corrección de frecuencia
gruesa. Este rango de malla Doppler fina puede definirse mediante
T_{ESPACIO} de la siguiente manera:
Tal como puede observarse fácilmente, el tamaño
del rango puede disminuir cuando aumenta T_{ESPACIO}. Las
realizaciones pueden usar este hecho como una orientación hacia una
reducción de la carga computacional. Además, si este rango Doppler
fino es suficientemente pequeño, no tendrán que realizarse
necesariamente correlaciones con respecto a la malla de corrección
de frecuencia fina, ya que pueden aproximarse esas correlaciones
mediante un cambio de fase aplicado a las correlaciones de
corrección de frecuencia gruesa.
La figura 6 ilustra esta idea mostrando un eje
de frecuencia con frecuencias gruesas indicadas mediante una malla
de estrellas con un tamaño de paso de frecuencia gruesa de
\Deltaf^{gruesa}_{intervalo}. Alrededor de cada una de las
frecuencias de corrección gruesas, hay varias frecuencias de
corrección finas que se indican mediante barras en el rango Doppler
fino. En lugar de evaluar correlaciones de cada una de las
frecuencias del rango Doppler fino, pueden realizarse correlaciones
sólo para las frecuencias de corrección gruesas (estrellas), pueden
aproximarse las frecuencias de corrección finas mediante
desplazamientos de fase, tal como se indica en el lado derecho de
la figura 6.
En realizaciones, puede realizarse la
aproximación de la siguiente manera:
donde 8 n es el
índice de subparte de señal, f^{intervalo / fino}_{D} es el
intervalo dentro del rango Doppler fino y f^{intervalo /
grueso}_{D} es el intervalo Doppler grueso dentro del rango
Doppler fino
actual.
Tal como se mencionó anteriormente, cuanto mayor
se elige T_{ESPACIO} más tiempo se tarda en construir un conjunto
completo de subpartes o segmentos de tamaño T_{COH}. En algunos
escenarios, esto podría ser crítico, si la frecuencia Doppler
cambia durante este tiempo. Por tanto, las realizaciones también
pueden tener en cuenta la tasa de cambio de frecuencia, que puede
indicarse mediante:
Este parámetro, para un receptor GNSS estático
normal puede requerir, por ejemplo, un valor dentro del rango de
[-1, 1] Hz/s. Este valor puede representar los cambios en la
velocidad entre el receptor y el transmisor, es decir, un valor de
aceleración. Cuanto más largo es el periodo de tiempo considerado,
mayor es el impacto de la tasa de cambio de la frecuencia. El
cambio en la frecuencia está relacionado directamente con la
frecuencia Doppler restante, como
es decir, f^{error}_{D} puede no
ser un valor constante, sino un valor que varía
linealmente:
En esta realización, f^{error}_{D} puede
aproximarse como un valor que varía linealmente, según la secuencia
de Tailor anterior. Generalmente, en realizaciones, puede tenerse
en cuenta una variación más compleja del error de frecuencia.
Con el fin de combatir el efecto de aceleración
transmisor-receptor, puede tenerse en cuenta otra
malla, la malla de cambio de frecuencia, a lo largo del rango
de
En realizaciones, esta malla puede representar
una tercera dimensión de búsqueda e implica un incremento de la
carga computacional. En otras realizaciones, también puede llevarse
a cabo dentro de la misma aproximación que ya se ha mencionado
anteriormente. En realidad, puede introducirse un pequeño cambio en
la expresión de aproximación de fase con el fin de tener en cuenta
esta tercera malla:
La complejidad computacional de este método
depende de nuevo del tamaño de paso de malla, que se determina
ahora mediante las últimas dos dimensiones, es decir, la malla de
frecuencia Doppler fina, f^{intervalo \ fino}_{D} y la tasa de
cambio de frecuencia Doppler o malla
En realizaciones, una vez fijado el tamaño de
las subpartes, es decir la duración de secuencia de elemento de
código y T_{ESPACIO}, estos pasos sólo dependen de T_{COH}, es
decir del número de subpartes que se desea integrar de manera
coherente. Cuanto mayor es este número, más finas pueden realizarse
las mallas.
En otras realizaciones, puede lograrse una
reducción de toda la operación si se implementa más de un
multiplicador complejo en hardware con el fin de llevar a cabo más
multiplicaciones simultáneamente. Tal como se mostró anteriormente
en la definición de \Delta\varphi, puede aplicarse una
aproximación a cada subparte o segmento, en la que el valor de
aproximación puede depender del índice de subparte n,
\Delta\varphi[n]. Una paralelización puede reducir el
tiempo computacional por el número de multiplicadores implementados
en paralelo. La figura 7 ilustra una realización de una estructura
de receptor con una paralelización de este tipo. La figura 7 muestra
n_{MAX} segmentos 702, 704 y 706 de señal de recepción corregidos
en frecuencia, proporcionados por ejemplo por una unidad 110 de
recepción, un segmentador 120 y un corrector 130 de frecuencia. Se
supone en la figura 7 que todos estos segmentos de señal de
recepción ya se han corregido según una frecuencia de corrección
gruesa f^{intervalo \ grueso}_{D}, es decir, en esta realización
pueden llevarse a cabo las etapas descritas a continuación para cada
frecuencia de corrección de la malla de frecuencia de corrección
gruesa, es decir, para cada uno de los conjuntos corregidos en
frecuencia de segmentos de señal de recepción para cada frecuencia
de corrección de la malla de frecuencia gruesa.
Cada uno de los segmentos 702, 704 y 706 de
señal de recepción se correlaciona entonces en un correlacionador
150 con la secuencia de elemento de código predeterminada generada
localmente, produciendo los valores o las funciones 712, 714 y 716
de correlación de segmento. En lugar de correlacionarlas también con
las frecuencias de corrección finas, las salidas de los valores o
las funciones 712, 714 y 716 de correlación de segmento se
multiplican por desplazamientos de fase, dentro de los
multiplicadores 722, 724 y 726. Los desplazamientos de fase
\Delta\varphi[1], \Delta\varphi[2],...,
\Delta\varphi[n_{MAX}] corresponden a la definición
anterior, es decir, puede haber tantos desplazamientos de fase como
el producto del número de tasas de cambio de frecuencia diferentes
y el número de intervalos de frecuencia diferentes dentro de la
malla de corrección de frecuencia fina. La figura 7 muestra una
realización en la que la aplicación de los desplazamientos de fase
se realiza en el correlacionador 150. Otras realizaciones pueden
llevar estas operaciones a cabo en un aproximador independiente.
Los desplazamientos de fase correspondientes pueden proporcionarse
mediante el corrector de frecuencia, respectivamente mediante otra
entidad independiente, por ejemplo el aproximador.
Los valores de correlación de segmento
desplazados en fase se suman entonces en el sumador 730, con lo que
se produce un valor de correlación, respectivamente una función de
correlación, que puede proporcionarse a un detector,
respectivamente, selector con el fin de hallar el valor de
correlación, por ejemplo un pico de correlación. A partir del
resultado presentado en la figura 7, en la salida.
Con el fin de apreciar mejor las mejoras de las
realizaciones, a continuación se considera una comparación de la
complejidad computacional entre la manera convencional y una
realización, basándose en el sistema GNSS Galileo. Este sistema
proporciona un canal piloto y una secuencia de datos piloto de 25
símbolos BPSK (BPSK = Binary Phase Shift Keying, modulación
por desplazamiento de fase binaria). La unidad para ponderar la
complejidad computacional será el número de multiplicaciones
complejas que ha de realizarse mediante cada método. En primer
lugar, se muestran los principales parámetros del sistema Galileo
que afectan a los algoritmos de adquisición. Algunos de ellos
dependen de los parámetros del receptor y se han fijado en los
valores elegidos más comúnmente hoy en día, sin embargo las
realizaciones no se limitan a los mismos.
El tiempo integrado de manera coherente deseado
es T_{COH} = 100 ms. Los parámetros de Galileo son longitud de
PRN de 4 ms, el número de puntos en 4 ms es
y
compuesto por una secuencia de 25
símbolos
BPSK.
El algoritmo clásico usa un módulo de FFT de
raíz 2 en hardware. Los parámetros del nuevo algoritmo son
Estas mallas se han calculado con un pequeño
programa de instrucciones, basándose en la expresión de
\Delta\varphi facilitada anteriormente y proporcionan una
eficacia mínima del 84,5% sobre la integración coherente, debido al
desajuste de fase de las subpartes de señal. Por tanto, con el fin
de obtener una ganancia de integración coherente de 100 ms, tendrán
que integrarse 116 ms (T^{eficaz}_{COH}), con el fin de garantizar
esta ganancia. De esta manera, el número de subpartes que han de
integrarse se eleva a N_{SUBPARTE}=29, y el número de
multiplicadores (N_{multiplicadores}) implementado también será
de 29.
Los parámetros para el algoritmo clásico son
Cada correlación se realiza con las 3 FFT y el
número de multiplicaciones en una FFT de raíz 2 viene dado por
19 donde N es el número de puntos de la FFT. En este
caso, N=2^{14}. Además, una desventaja de este método es que
requiere sincronización con la secuencia de símbolos piloto, que, en
este caso, está compuesta por 25 símbolos. Por tanto, todas estas
operaciones deben multiplicarse por 25.
\newpage
Por tanto,
La ganancia sobre la carga computacional con el
nuevo algoritmo se aprecia fácilmente, porque se ha reducido en un
factor de 245.
Las realizaciones de la presente invención
proporcionan la ventaja de que aumentar una SNR con el fin de
adquirir satélites en GNSS. Pueden usarse las realizaciones en
todos los sistemas de comunicación CDMA u otros, en los que tiene
lugar un efecto Doppler desconocido. Éste puede ser el caso en GNSS
basado en CDMA, como GPS, Galileo, Compass, etc. También pueden
usarse las realizaciones en sistemas de comunicación de espectro
ensanchado como, por ejemplo, Glonass (GNSS ruso), que aunque no es
un sistema CDMA, no usa código PRN para ensanchar su espectro de
señal.
Las realizaciones de la presente invención
permiten la ruptura de la ley de intervalos de frecuencia Doppler,
en cuanto al número de correlaciones que han de realizarse. Los
tiempos de señal integrados de manera coherente pueden extenderse
fuera de los límites de bit, incluso con una complejidad
computacional menor que anteriormente. Las realizaciones
proporcionan otra ventaja significativa, porque pueden no basarse en
una sincronización con una secuencia piloto, ya que el periodo de
repetición o ciclo de secuencias piloto se conoce en tales
sistemas. Por tanto, las realizaciones pueden permitir la
adquisición en escenarios en interiores de receptores autónomos de
GNSS, que pueden equiparse fácilmente con una realización y que dan
lugar a un consumo de tiempo aceptable.
Dependiendo de determinados requisitos de
implementación de los métodos de la invención, los métodos de la
invención pueden implementarse en hardware o en software. La
implementación puede realizarse usando un medio de almacenamiento
digital, en particular un disco, DVD, CD, etc., que tiene señales de
control legibles electrónicamente almacenadas en el mismo, que
actúan conjuntamente con un sistema informático programable de tal
manera que se realizan los métodos de la invención. Generalmente,
la presente invención es, por tanto, un producto de programa
informático con un código de programa almacenado en un soporte
legible por ordenador, siendo operativo el código de programa para
realizar los métodos de la invención cuando se ejecuta el producto
de programa informático en un ordenador. En otras palabras, los
métodos de la invención son, por tanto, un programa informático que
tiene un código de programa para realizar al menos uno de los
métodos de la invención cuando se ejecuta el programa informático
en un ordenador.
- 100
- Aparato receptor
- 110
- Unidad de recepción
- 115
- Señal de recepción
- 120
- Segmentador
- 130
- Corrector de frecuencia
- 140
- Generador de secuencia de elemento de código
- 150
- Correlacionador
\vskip1.000000\baselineskip
- 310
- Frecuencia gruesa mínima
- 320
- Frecuencia gruesa máxima
- 330
- Tamaño de paso de frecuencia gruesa
\vskip1.000000\baselineskip
- 350
- Desfase de frecuencia fina mínima
- 360
- Desfase de frecuencia fina máxima
- 370
- Tamaño de paso de malla de frecuencia fina
\vskip1.000000\baselineskip
- 510
- Recibir la señal de recepción
- 520
- Proporcionar segmentos de señal de recepción
- 530
- Determinar conjuntos de segmentos de señal de recepción corregidos en frecuencia
- 540
- Generar la secuencia de elemento de código predeterminada
- 550
- Correlacionar la secuencia de elemento de código predeterminada
- 560
- Seleccionar el valor de correlación
\vskip1.000000\baselineskip
- 702
- Segmento de señal de recepción
- 704
- Segmento de señal de recepción
- 706
- Segmento de señal de recepción
- 712
- Valor o función de correlación
- 714
- Valor o función de correlación
- 716
- Valor o función de correlación
- 722
- Multiplicador
- 724
- Multiplicador
- 726
- Multiplicador
- 730
- Sumador
Claims (16)
1. Aparato (100) receptor para determinar un
valor de correlación de una secuencia de elemento de código
repetitiva predeterminada en una señal (115) de recepción, teniendo
la secuencia de elemento de código una duración de secuencia de
elemento de código y un ciclo de repetición de secuencia de elemento
de código, que comprende
una unidad (110) de recepción para recibir la
señal (115) de recepción
un segmentador (120) para proporcionar segmentos
de señal de recepción a partir de la señal de recepción,
representando dos segmentos de señal de recepción la misma secuencia
de elemento de código en diferentes ciclos de repetición y teniendo
al menos una separación de tiempo entre ciclos de repetición;
un corrector (130) de frecuencia para determinar
conjuntos de segmentos de señal de recepción corregidos en
frecuencia basándose en conjuntos de frecuencias de corrección,
basándose las frecuencias de corrección en la duración de secuencia
de elemento de código y el ciclo de repetición de secuencia de
elemento de código;
un generador (140) de secuencia de elemento de
código para generar la secuencia de elemento de código
predeterminada;
un correlacionador (150) para correlacionar la
secuencia de elemento de código predeterminada con los segmentos de
señal de recepción corregidos en frecuencia de un conjunto para
obtener un valor de correlación de conjunto; y
un selector (160) para seleccionar uno de los
valores de corrección de conjunto que cumplen una condición
predeterminada como el valor de correlación.
2. Aparato (100) receptor según la
reivindicación 1, en el que el corrector (130) de frecuencia está
adaptado para determinar las frecuencias de corrección basándose en
cambios de frecuencia de la señal de recepción.
3. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que cada conjunto de corrección
de frecuencia comprende una frecuencia de corrección para cada
segmento de señal de recepción.
4. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que el corrector (130) de
frecuencia está adaptado para determinar un conjunto de frecuencias
de corrección por cada frecuencia de una malla gruesa de
frecuencias entre una frecuencia gruesa mínima y una frecuencia
gruesa máxima con un tamaño de paso grueso que se basa en la
duración de la secuencia de elemento de código.
5. Aparato (100) receptor según la
reivindicación 4, en el que la frecuencia gruesa mínima es mayor que
o igual a -5 kHz, la frecuencia gruesa máxima es menor que o igual
a 5 kHz y el tamaño de paso grueso es menor que o igual a dos
tercios dividido entre la duración de la secuencia de elemento de
código.
6. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones 4 ó 5, en el que el corrector (130) de frecuencia
está adaptado para determinar un conjunto de frecuencias de
corrección por cada frecuencia de una malla fina de frecuencias
alrededor de una frecuencia de corrección de la malla gruesa,
teniendo la malla fina un desfase de frecuencia fina mínima con
respecto a la frecuencia de corrección gruesa, un desfase de
frecuencia fina máxima con respecto a la frecuencia de corrección
gruesa y un tamaño de paso fino.
7. Aparato (100) receptor según la
reivindicación 6, en el que la frecuencia fina mínima es mayor que o
igual a -0,5 dividido entre el ciclo de repetición de secuencia de
elemento de código, el desfase de frecuencia fina máxima es menor
que o igual a 0,5 dividido entre el ciclo de repetición de secuencia
de elemento de código y el tamaño de paso fino es menor que o igual
a un tercio dividido entre el ciclo de repetición de secuencia de
elemento de código.
8. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que el corrector (130) de
frecuencia está adaptado para determinar un conjunto de frecuencias
de corrección por cada tasa de cambio de frecuencia de una malla de
tasa de cambio de frecuencia, teniendo la malla de tasa de cambio de
frecuencia una tasa de cambio de frecuencia mínima, una tasa de
cambio de frecuencia máxima y un tamaño de paso de tasa de cambio
de frecuencia.
9. Aparato (100) receptor según la
reivindicación 8, en el que la tasa de cambio de frecuencia mínima
es mayor que o igual a -2 Hz/s, la tasa de cambio de frecuencia
máxima es menor que o igual a 2 Hz/s y el tamaño de paso de tasa de
cambio es menor que o igual a 0,5 Hz/s.
10. Aparato receptor según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que el correlacionador (150) está
adaptado para correlacionar la secuencia de elemento de código
predeterminada con cada segmento de señal de recepción corregido en
frecuencia de un conjunto para obtener un valor de correlación de
segmento para cada segmento de señal de recepción corregido en
frecuencia para un conjunto de frecuencias de corrección y para
combinar todos los valores de correlación de segmento de cada
conjunto de frecuencias de corrección para obtener un valor de
correlación por cada conjunto de frecuencias de corrección.
11. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones 6 a 10, en el que el corrector (130) de frecuencia
está adaptado para proporcionar un desplazamiento de fase por cada
frecuencia de corrección de la malla fina para los segmentos de
señal de recepción corregidos en frecuencia basándose en la malla
gruesa de frecuencias.
12. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones 8 a 11, en el que el corrector (130) de frecuencia
está adaptado para proporcionar un desplazamiento de fase por cada
tasa de cambio de frecuencia de la malla de tasa de cambio de
frecuencia para los segmentos de señal recibida corregidos en
frecuencia basándose en la malla gruesa de frecuencias.
13. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones 11 ó 12, en el que el correlacionador (150) está
adaptado para aplicar el desplazamiento de fase a los valores de
corrección de segmento y para combinar los valores de correlación
de segmento desplazados en fase para obtener un valor de correlación
por cada conjunto de frecuencias de corrección.
14. Aparato (100) receptor según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que la unidad (110) de recepción
está adaptada para recibir una señal CDMA (CDMA = Code Division
Multiple Access, acceso múltiple por división de código), GNSS
(GNSS = Global Navigation Satellite System, sistema global de
navegación por satélite), GPS (GPS = Global Positioning
System, sistema de posicionamiento global), Galileo,
Glonass.
15. Método para determinar un valor de
correlación de una secuencia de elemento de código repetitiva
predeterminada en una señal de recepción, teniendo la secuencia de
elemento de código una duración de secuencia de elemento de código
y un ciclo de repetición de secuencia de elemento de código, que
comprende:
recibir la señal de recepción;
proporcionar segmentos de señal de recepción a
partir de la señal de recepción, representando dos segmentos de
señal de recepción la misma secuencia de elemento de código en
diferentes ciclos de repetición y teniendo al menos una separación
de tiempo entre ciclos de repetición;
determinar conjuntos de segmentos de señal de
recepción corregidos en frecuencia basándose en conjuntos de
frecuencias de corrección, basándose las frecuencias de corrección
en la duración de secuencia de elemento de código y el ciclo de
repetición de secuencia de código;
generar la secuencia de elemento de código
predeterminada;
correlacionar la secuencia de elemento de código
predeterminada con los segmentos de señal de recepción corregidos
en frecuencia de un conjunto para obtener un valor de correlación de
conjunto; y
seleccionar uno de los valores de corrección de
conjunto que cumplen una condición predeterminada como el valor de
correlación.
16. Programa informático que tiene un código de
programa para realizar un método según la reivindicación 15, cuando
se ejecuta el código de programa en un ordenador.
Applications Claiming Priority (1)
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