JP6023707B2 - 発信機から信号を受信する受信機のグレアを低減する方法 - Google Patents

Description

本発明の主題は、測位システム内の少なくとも１つの受信機のグレアを低減するための方法と、このような測位システムと、に関する。

更に詳しくは、本発明は、符号分割多重アクセス（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）とも呼ばれる符号に基づいた多重化を使用するシステムに適用され、これには、例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）及びＧＮＳＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍ）が該当する。

内部干渉（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）現象とも呼ばれるグレア現象（「ニアファー（ｎｅａｒ ｆａｒ）」とも呼称される）は、複数の信号が同一周波数において放出されるＣＤＭＡを使用するシステムに発生する主要な問題点である。システムの放出源が使用する符号が、システムの受信機による受信の際に、これらの符号間に存在するパワーの差に対して十分な弁別を実行しない際に、このグレア又は内部干渉現象が発生する。グレアによって眩惑されると、受信機は、最弱符号を追跡する能力を喪失し、場合によっては、誤差を生成する。

既知のシステムに使用されている符号は、Ｇｏｌｄ符号であろう。これらの符号については、例えば、Ｒｏｂｅｒｔ ＧＯＬＤによる「Ｏｐｔｉｍａｌ ｂｉｎａｒｙ ｓｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｆｏｒ ｓｐｒｅａｄ ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」という論文に記述されている。Ｇｏｌｄ符号は、「Ｃ／Ａ」（Ｃｏａｒｓｅ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）又は「民生用」符号とも呼ばれている。この符号の長さは、１０２３モーメントであり、且つ、これは、１．０２３ＭＨｚでクロッキングされている。従って、Ｇｏｌｄ符号の最小周期は、ちょうど１ｍｓである。

Ｇｏｌｄ符号は、２つの時間シフトされた最長系列を組み合わせた結果である。尚、本発明の文脈において、「最長系列」という表現は、例えば、ＧＰＳの場合には、１０ビットであり、且つ、ロシアのＧＬＯＮＡＳＳシステムの場合には、９ビットであるシフトレジスタによって生成される周期的な２値系列を表している。最長系列の特性は、以下のとおりである。
−これらは、バランスしており、即ち、符号内の１の数は、１＋符号内の０の数に等しく、且つ、
−大文字のＮが系列のサイズである場合に、自己相関は、メインピークから−１／Ｎだけ離れたところに等しい。

ＧＰＳ又はＧＮＳＳシステムによってカバーされていないゾーン内の物体の測位の場合に、前記ゾーン内に発信機のコンステレーションを配備することが知られており、このゾーンは、例えば、建物の内部に対応している。外部アンテナの支援によって建物の屋根の上で信号を取得して建物の内部に再伝送し、且つ、この信号をローカルコンステレーションのそれぞれの発信機から同時に放出させることができる。コンステレーションの発信機からの信号がゾーンの受信機のレベルで相互に干渉することを防止するために、オリジナルの信号は、コンステレーションの発信機のそれぞれのアンテナごとに異なる方式で遅延されており、従って、これは、シフトされた放出を使用するシステムに対応している。

但し、このようなシステムにも、信号のグレアが依然として存在している。更には、例えば、測位の実行を所望するゾーンが建物である際の建物の壁に起因したゾーン内の間接経路の存在により、放出信号を変調している符号の計測が妨げられる。

上述の２つの問題点が、システムによる位置検出を更に複雑且つ不正確なものにする可能性がある。

有効且つ低廉であると同時に実装が比較的簡単である、同一の符号によって変調された信号を放出するいくつかの発信機を有するシステムの少なくとも１つの受信機のグレアを低減するための方法の利益を享受するというニーズが存在している。

本発明の目的は、このニーズに対処することにあり、且つ、その態様のうちの１つによれば、本発明は、測位システム内の少なくとも１つの受信機のグレアを低減するための方法により、この目的を実現しており、このシステムは、
−複数の発信機であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも１つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第１信号と、第１信号に対して位相シフトされた第２信号と、を有し、第２信号は、第１信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される、複数の発信機と、
−受信機であって、発信機によって放出された信号を検出するように構成され、且つ、発信機のうちの１つによって放出された第１及び第２信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機と、
を有し、この方法においては、
−それぞれの発信機は、システムのその他の発信機のそれぞれ第１及び第２信号を変調する符号の位相とはその位相が異なる符号によって変調されたそれぞれ第１及び第２信号を放出し、それぞれの発信機によって放出された第１信号のメイン相関ピーク及び第２信号のメイン相関ピークは、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出された信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に配設され、且つ、
−受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数が、この相関関数のいくつかの項が消滅して受信機のグレアを低減するように、算出される。

本発明によれば、システムの発信機によって放出される信号と、相関関数の算出と、は、この相関関数のみを算出することにより、追跡を所望する発信機によって放出される第１及び第２信号以外の信号によって受信機のグレアを搬送する前記関数の項のすべて又は一部を取り消し、これにより、受信機のグレアを低減又は実際に除去することができるようなものになっている。

更には、上述の方法においては、システムのそれぞれの発信機は、２つの信号を同時に放出しており、且つ、１つの発信機によって放出される信号のうちの一方によって生じる干渉を除去できるようにしているのは、その発信機によって放出される信号のうちの他方である。従って、それぞれの発信機によって放出される２つの信号のうちの一方が経験する物理的現象の大部分が、前記２つの信号のうちの他方が経験する物理的現象と同一になることができる。この結果、干渉信号の間接経路を低減又は除去することも可能となろう。

使用する符号は、最長系列符号であってよい。このような符号の自己相関関数は、メイン相関ピークの外側に同一の第２ピークレベルを常に有するという特性を有しており、これらの第２ピークは、いずれも、自己相関関数の最小値をとる。１０ビットレジスタにおいて生成された最長系列は、メイン相関ピークが１に等しい際に、−１／１０２３に等しい単一の第２ピークレベルを有する。この第２ピークレベルは、

比率に対応している。信号を変調する符号として最長系列を利用することにより、算出される相関関数の第２ピークの値を非常に顕著に低減することができる。

一変形形態として、システムの発信機によって放出される信号を変調する符号は、最長系列ではなく、且つ、システムの発信機において、それぞれ第１信号及び第２信号を変調する符号の位相シフトは、それぞれの発信機の第１信号のメイン相関ピーク及び第２信号のメイン相関ピークが、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出される信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に位置するように、発信機ごとに予め選択されている。

このような発信機ごとのそれぞれ第１信号及び第２信号の符号の位相シフトの選択により、システムのそれぞれの発信機によって放出される信号の自己相関ピークを、算出された相関関数において変位させることが可能となり、この結果、前記相関関数の過大な値の第２ピークがメイン相関ピークと干渉することができなくなり、これにより、干渉低減の観点において、最長系列符号を使用しているシステムの性能に等しい性能を得ることができる。

例えば、Ｇｏｌｄ符号などの最長系列以外の符号を使用する際には、白色領域の数及び場所が符号ごとに異なるため、それぞれの符号の関数として位相シフトを判定してもよい。白色領域は、例えば、ＶＥＲＶＩＳＣＨ−ＰＩＣＯＩＳ Ａ．及びＳＡＭＡＭＡ Ｎ．の「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｉｎ ａ Ｒｅｐｅａｔｅｒ ａｎｄ Ｐｓｅｕｄｏｌｉｔｅ Ｉｎｄｏｏｒ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ」（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ｔｏｐｉｃｓ ｉｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第３巻、第５号、８１０〜８２０頁、２００９年１０月）という文献に記述されているアルゴリズムによって判定してもよい。

発信機ごとにそれぞれ第１及び第２信号を変調する符号の位相シフトは、例えば、Φ_ｋ＋１−Φ_ｋ＞２チップ＋ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}という関係を満足しており、「ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}」は、潜在的な間接経路と、符号モーメント又は符号ビットに対応する「チップ」と、を含む測位環境において遭遇する最大距離を表している。このような位相シフト値によれば、信号の変調に使用される符号が最長系列である際に、グレアの低減が可能となる。

１つの発信機によって放出された第１信号を変調している符号と別の発信機によって放出された第１信号を変調している符号の間の符号位相シフトは、前記発信機によって放出された第２信号を変調している符号とこの別の発信機によって放出された第２信号を変調している符号の間の符号位相シフトと等しくてもよい。一変形形態として、２つの発信機の間において、第１及び第２信号は、異なる値だけ、位相シフトされている。

第１信号を変調する符号との関係における第２信号を変調する符号の遅延は、同一であってもよく、或いは、一変形形態として、システムの少なくとも２つの発信機について、異なっていてもよい。

それぞれの発信機によって放出される第１及び第２信号の間の位相シフトは、１８０°の±１０％以内に等しくてもよく、これにより、受信機のグレアの更なる低減が可能となる。

本方法は、例えば、建物などのように、内部（屋内）において実施し、これにより、例えば、ＧＰＳ又はＧＮＳＳによってカバーされていないゾーン内の物体の測位のために機能してもよい。

受信機は、特に１０ＭＨｚ以下の、特に８ＭＨｚ以下の、特に６ＭＨｚ以下の、特に４ＭＨｚ以下の、特に２ＭＨｚ以下の帯域幅のフィルタの支援により、発信機によって放出された信号のアンチエイリアシングフィルタリングを実行することが可能であり、これにより、相関関数の値に対して直接的な影響を及ぼすスペクトルエイリアシングに関係したノイズを低減することができる。

使用する信号が周波数Ｌ１の民生用ＧＰＳ信号である際には、そのエネルギーの９０％が、わずかに２ＭＨｚにわたって分散する。従って、２ＭＨｚの通過帯域を有する低域通過又は帯域通過フィルタを利用することにより、４〜５ＭＨｚのサンプリング周波数において、過大なエネルギーを消費しない比較的低いサンプリング周波数によって動作しつつ、エイリアシングの結果を十分に制限できるようにしてもよい。

一変形形態として、或いは、アンチエイリアシングフィルタリングステップとの組合せにおいて、本発明による方法は、前記サンプリング周波数と前記放出信号のベーススペクトルの幅の間の比率が、５以上に、特に１０以上に、特に２０以上に、特に３０以上に、特に４０以上に、特に５０以上になるように、発信機によって放出された信号をサンプリング周波数に従って受信機によってサンプリングするステップを有することができる。高サンプリング周波数の使用により、スペクトルのエイリアシングされた部分が有するエネルギーを可能な限り小さくすることが可能となり、この結果、オーバーラップノイズが低減される。周波数Ｌ１の民生用ＧＰＳ信号の場合には、このスペクトル幅は、２ＭＨｚであり、且つ、サンプリング周波数は、５ＭＨｚ〜５０ＭＨｚであってよく、又は実際には最大で１００ＭＨｚであってもよい。一変形形態として、使用する信号は、そのスペクトルが２０ＭＨｚの幅を有する軍事用ＧＰＳ信号であってもよく、この場合には、サンプリング周波数は、５０ＭＨｚ又は実際には１００ＭＨｚである。

独立的に、或いは、アンチエイリアシングフィルタリング及びオーバーサンプリングステップとの組合せにおいて、本方法は、２０超の、特に２０〜６００の、特に５０〜６００の、特に１００〜６００の、特に１００〜１５０の比率により、発信機によって放出された信号を変調している符号の周波数を受信機によって低減させるステップを有することができる。符号の周波数を低減することにより、信号のエネルギーが比較的狭い帯域に集中する。従って、同一のサンプリング周波数において、スペクトルエイリアシングの干渉を受けにくいスペクトル的に比較的高密度の信号を得ることができる。

受信機は、静的なものであってもよく、即ち、受信機によって受信される信号内のシステムの発信機に由来する信号間の相対的なドップラーが、いずれも、ゼロである。

一変形形態として、受信機は、静的なものでなくてもよい。

更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システム内の少なくとも１つの受信機のグレアを低減するための方法であり、このシステムは、
−複数の発信機であって、それぞれの発信機は、同一の最長系列符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第１信号と、第１信号に対して位相シフトされた第２信号と、を有し、第２信号は、第１信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される、複数の発信機と、
−受信機であって、発信機によって放出された信号を検出するように構成され、且つ、発信機のうちの１つによって放出された第１及び第２信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機と、
を有し、この方法においては、
−それぞれの発信機は、第１及び第２信号を放出し、且つ、
−受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数が、この相関関数のいくつかの項が消滅して受信機のグレアを低減するように、算出される。

更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムであり、このシステムは、
−複数の発信機であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも１つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第１信号と、第１信号に対して位相シフトされた第２信号と、を有し、それぞれ第１及び第２信号は、システムのその他の発信機のそれぞれ第１及び第２信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調され、それぞれの発信機によって放出された第１信号のメイン相関ピークと第２信号のメイン相関ピークは、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出された信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に配設される、複数の発信機と、
−発信機によって放出された信号を受信するように構成され、且つ、発信機のうちの１つによって放出された第１及び第２信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機であって、受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数を算出するように構成された受信機と、
を有する。

更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムにおける使用が意図された発信機であり、前記システムは、少なくとも１つのその他の発信機と、前記発信機及びその他の発信機によって放出された信号を検出するように構成された受信機と、を有し、前記発信機は、システムのその他の発信機に共通である符号によって変調された第１信号と、第１信号に対して位相シフトされた第２信号と、を放出するように構成されており、第２信号は、第１信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される。

発信機によって放出された信号を変調している共通符号は、最長系列符号であってよい。

更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムにおける使用が意図された受信機であって、測位システムは、複数の発信機を有し、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも１つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第１信号と、第１信号に対して位相シフトされた第２信号と、を有し、第２信号は、第１信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調されており、受信機は、発信機によって放出された信号を受信するように構成されており、且つ、発信機のうちの１つによって放出された第１及び第２信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成し、且つ、受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数を算出するように構成されている。

本発明については、本発明の実装形態の非限定的な例に関する以下の説明を参照することにより、且つ、添付図面を検討することにより、更に十分に理解することができよう。

本発明による方法を実施してもよいシステムを概略的に示す。 受信機の局部信号の生成器を機能的に示す。 最長系列符号の自己相関関数の図である。 システムの発信機によって放出された信号と受信機の局部信号の間の相関の算出された相関関数を概略的に示す。 １６ＭＨｚにおけるサンプリングの後のＬ１におけるＧＰＳ信号のエンベロープのスペクトル図である。 サンプリングされた信号のエイリアシングの低減のために受信機によって実装されたフィルタの帯域幅を示す表である。 サンプリング周波数の関数としての干渉信号と被干渉信号の間において許容される最大パワー偏差の変動を示す。 本発明及び従来技術に従って生成されたシミュレーション結果を示す。 本発明及び従来技術に従って生成されたシミュレーション結果を示す。 本発明及び従来技術に従って生成されたシミュレーション結果を示す。 本発明及び従来技術に従って生成されたシミュレーション結果を示す。 本発明の別の例示用の実装形態に従って使用される符号の自己相関関数を示す。 所与の符号について配備することができるリピーライトの最大数を判定するためのアルゴリズムを実行するステップを概略的に示す。

図１には、本発明を実施してもよい例示用のシステム１が示されている。

このシステムは、受信機２と、ローカルコンステレーションを形成する複数の発信機３と、を有する。図１に示されているように、システム１は、例えば、建物４の内部のように、内部（屋内）において実施してもよい。説明の対象であるこの例示用の用途においては、建物４の内部に位置する空間は、建物４の壁の存在に起因し、ＧＰＳ又はＧＮＳＳネットワークによってカバーされてはいない。

このＧＰＳ又はＧＮＳＳネットワークは、衛星６を有し、これらの衛星６の信号は、ネットワークによってカバーされているゾーン内の建物３の外部に配置されたアンテナ７によって取得される。取得されたこれらの信号は、次いで、ケーブル８を介して、システム１の発信機３に送付される。

これらの発信機３は、検討対象の例においては、リピーライト（ｒｅｐｅａｌｉｔｅ）である。この「リピーライト」という表現は、アンテナからの同一の信号をすべてが受信する発信機を表しており、この信号は、コンステレーションの発信機に対して永久に再伝送され、且つ、これらの発信機によって同時に放出される。これらの信号間の干渉を低減するために、信号を発信機ごとに異なる方式で遅延させてもよい。

図１においては、ＰＲ_ｊは、外部アンテナ７から衛星６を隔てている擬距離を表している。擬距離ＰＲ_ｊは、受信機２のクロックバイアスを含み、Δ_{ｃａｂｌｅ}は、ケーブル８の通過に対応する共通遅延を表し、且つ、Δ_{ｉ，ｉ＋１}は、発信機のコンステレーションの２つの連続した発信機３の間の意図的に生成された遅延に対応している。更に図１においては、距離ｄ_ｉは、受信機２のアンテナから発信機３のアンテナを隔てている距離である。

この検討対象の例においては、発信機３によって放出される信号は、最長系列符号によって変調されている。最長系列とは、（ＧＰＳの場合には、１０ビットの、そして、ロシアのＧＬＯＮＡＳＳシステムの場合には、９ビットの）シフトレジスタによって生成される周期的な２値系列である。

図３には、最長系列符号の自己相関関数が示されている。この図に示されているように、この自己相関関数は、メイン相関ピークの外側に同一の第２ピークレベルを常に有する。例えば、１０ビットレジスタにおいて生成された最長系列の場合には、この系列の自己相関関数は、１に等しいメイン相関ピークと、−１／１０２３に等しい単一の第２ピークレベルと、を有する。この第２ピークレベルは、

比率に対応している。

以下においては、最長系列符号の場合に、「白色領域」という表現は、最長系列符号の自己相関関数の第２ピークを表している。

但し、本発明は、以下において理解されるように、発信機３によって放出された信号を変調するための最長系列の利用に限定されるものではない。

発信機から放出される信号は、例えば、周波数Ｌ１のＧＰＳ信号である。これらの信号は、受信機２のアンテナによって受信された後に、増幅され、且つ、周波数ｆ_Ｌ１未満の中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＦＩ）に変換される。

検討対象の例においては、これらの信号は、サンプリングされ、且つ、次いで、デジタル化され、その後に、受信機２の受信チャネルによって処理される。これらの受信チャネルは、図２に示されている追跡ループを実装している。

これらのループは、第１発信機３の信号の搬送波及び符号をそれぞれ復調するように機能するＰＬＬループ８とＤＬＬループ９という２つの位相ロックループを有する。

第１信号の追跡のために、受信機は、搬送波及び符号という２つの個別の要素に分解された信号のローカルレプリカを使用しており、ループ８及び９は、このローカルレプリカを第１発信機によって放出される信号と永久的に同期させる。受信機内に存在しているチャネルの数と同数の発信機を並行して追跡することができる。

図２は、相互に入れ子になっており、且つ、同一の相関器（又は積分器）を使用する追跡ループ８及び９を示している。

受信機２のチャネル内の局部信号は、以下のように、グループ化された形態においてモデル化してもよい。

ｆ_ｌｏｃは、搬送波上の局部信号のドップラー周波数に対応しており、且つ、θ_ｌｏｃは、クロックバイアス及び受信機２のドリフトを含むこの搬送波上の位相に対応しており、τは、追跡対象である符号ｉ上に生成された遅延である。

まず、ＤＬＬループ９について説明することとする。ＤＬＬループ９の目的は、入射符号上において受信機のローカル符号を同期させるというものである。このループは、例えば、Ｓｔａｎｄａｒｄ ＤＬＬの略称であるＳＤＬＬともしばしば呼称される所謂「Ｅａｒｌｙ ｍｉｎｕｓ Ｌａｔｅ」（又は、「Ａｄｖａｎｃｅ ｍｉｎｕｓ Ｄｅｌａｙ」）ループである。

このループは、符号生成器１０を有し、この符号生成器１０は、Ｅ（Ｅａｒｌｙ）と呼ばれる０．５チップだけ先行するレプリカ（この場合に、チップとは、符号モーメント又は符号ビットを表している）、Ｌ（Ｌａｔｅ）と呼ばれる０．５チップだけ遅延したレプリカ、及びＰ（Ｐｒｏｍｐｔ）と呼ばれる位相オフセットを有していないレプリカという符号の３つのレプリカを生成するように構成されている。これらのレプリカは、ループ９の後述する弁別器１５の動作を保証できるようにするものであり、且つ、後述するＶＣＯ１７の制御信号に基づいて生成される。

発信機によって放出された信号の和に対応する入射信号Ｓは、ミキサ１１により、搬送波のローカルレプリカと混合され、且つ、次いで、ミキサ１２により、符号生成器１０に由来するローカル符号の３つのレプリカと混合される。

この結果得られる信号は、これらのループの積分時間である時間Ｔｓにわたって積分器１３によって合計される。この動作は、２つの目的を有しており、低域通過フィルタの役割と相関器の役割の両方を実行する。

低域通過フィルタリングにより、ｆ_ｌｏｃ＋ＦＩにおける高周波数部分を除去することができる。

積分器１３においては、６つの相関演算が実行され、これらは、以下のとおりである。
−ＩＰは、同相Ｐｒｏｍｐｔ相関に対応しており、
−ＩＥは、同相Ｅａｒｌｙ相関に対応しており、
−ＩＬは、同相Ｌａｔｅ相関に対応しており、
−ＱＰは、直交Ｐｒｏｍｐｔ相関に対応しており、
−ＱＥは、直交Ｅａｒｌｙ相関に対応しており、且つ、
−ＱＬは、直交Ｌａｔｅ相関に対応している。

この後に、積分器１３の出力における結果は、弁別器１５に送付される。

ループ９の弁別器１５は、追跡を所望する信号の符号ｃとローカル符号の間の位相誤差を検出するように構成されている。正規化されたバージョンにおけるその数式は、例えば、限定を伴うことなしに、次のとおりである。

弁別器１５は、Ｅａｒｌｙ相関がＬａｔｅ相関に等しい際に、バランスする。

弁別器の出力は、０．５〜−０．５チップの誤差において線形であり、これにより、発散を伴うことなしに、最大で±１．５チップまで動作することができる。

弁別器１５により、追跡を所望する信号の符号と局部信号の符号の間の対応する位相シフトを得ることが可能であり、これにより、ループ９は、自身が生成するローカル符号の位相を必要な量だけ補正することができる。

この後に、弁別器１５の出力における信号は、フィルタ１６によって処理されるが、このフィルタ１６は、ループ９内のノイズを低減するように構成されている。又、このフィルタ１６によれば、外部干渉によって又はその他の信号との相互相関によって生成される残留スプリアス信号を除去することもできる。

フィルタ１６は、例えば、通過帯域における利得を提供する能動型低域通過フィルタである。実現するべき目的に従って、
−フィルタの次数と、
−等価ノイズ帯域Ｂｎ
というパラメータを調節することができる。

この「フィルタの次数」という表現は、デジタルフィルタの電子的等価物を構成している誘導子やコンデンサなどの反応性素子の数を意味するものと理解されたい。

高フィルタ次数は、動的状況における比較的良好な復元力を提供することが可能であり、この結果、ループ９は、加速に追随する能力を有することになるが、ノイズの影響を受けやすくなり、且つ、とりわけ、不安定になる。

等価ノイズ帯域に関しては、Ｂｎが大きいほど、ループ内における許容可能な周波数変位（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）が大きくなり、且つ、大きな動的負荷に対応する可能性が大きくなる。その一方で、ノイズが増大することになろう。ループ９は、非常にノイズが多いが、比較的静的であるため（積分ごとの符号上におけるドップラーの変動が非常に小さい）、選択されるＢｎの値は、通常、相当に小さい。一般的なＢｎの値は、ループ９の場合には、０．５Ｈｚである。その他の例においては、Ｂｎは、０．０５Ｈｚにまで小さくしてもよい。

ループ９がバランスしている際には、フィルタ１６の出力は、発信機３によって放出された信号を変調している符号と受信機２のローカル符号の間のドップラー差に対応している。次いで、フィルタ１６の出力をＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１７の入力が受け取っている。

ＶＣＯ１７は、フィルタ１６の出力における信号を積分して位相を取得する動作を実行し、次いで、この位相と、例えば、１．０２３ＭＨｚに等しいＶＣＯの中心周波数と、に基づいて、クロック信号が生成され、次いで、このクロック信号により、符号生成器１０が駆動されることになる。

次に、ＰＬＬループ８の動作について説明することとする。このループ８は、入射信号の搬送波を復調するように構成されている。これは、例えば、Ｃｏｓｔａｓループを伴っている。

このループ８は、その標準化された数式が、限定を伴うことなしに、例えば、

である弁別器２０を有し、ＱＰ及びＩＰは、例えば、先ほど定義済みのものである。

弁別器２０の出力における信号は、この後に、フィルタ２１によって処理されるが、このフィルタ２１は、前述のフィルタ１６ど同一のタイプである。フィルタ２１の次数は、ｎがフィルタ１６の次数である際には、例えば、ｎ＋１に等しく、且つ、フィルタ２１のＢｎの値は、フィルタ１６のものを上回っており、例えば、１０Ｈｚ〜１８Ｈｚである。

この後に、フィルタ２１の出力における信号は、ループ８に固有のＶＣＯ２２によって処理され、このＶＣＯ２２は、前述のＶＣＯ１７と同一の方式によって動作している。

この後に、ＶＣＯ２２の出力における信号が搬送波生成器２３を駆動している。

図４の例においては、ループ９のＶＣＯ１７は、フィルタ１６の出力における信号のみを入力として受け取っている。

図示されてはいない一変形形態においては、フィルタ２１の出力における信号が、ループ９のＶＣＯ１７にも伝送されており、この結果、ＶＣＯ１７は、ループ９のフィルタ１６とループ８のフィルタ２１の出力の支援により、クロック信号を生成している。フィルタ１６の出力における信号は、周波数ｆ_Ｌ１と符号の周波数の間の比率により、即ち、この説明対象の例においては、１５４０により、除算される。フィルタ２１の出力における信号のこのような取得により、特に、ループ９のフィルタ１６の等価ノイズ帯域Ｂｎに０．０５Ｈｚという小さな値を使用することが可能になっている。

説明対象の例によれば、それぞれの発信機３は、特定の符号断片によって位相シフトされた信号Ｓ１及びＳ２のペアを放出している。又、検討対象の例においては、２つの信号Ｓ１及びＳ２は、１８０°だけ位相シフトされている。

２つの符号断片の間の位相シフトは、例えば、この符号の１／２周期に等しいか又はこれとは異なるなどように、任意のものであってよい。

システムのそれぞれの発信機３による信号Ｓ１及びＳ２のペアの放出によって受信機２によって受信される信号の式が、式（５．１）である。

ｎ_ｒは、システム１のローカルコンステレーションのリピーライト３の数であり、Ａ_ｋは、リピーライト３_ｋによって放出される信号の振幅であり、Ｄ_ｋは、リピーライト３_ｋと関連付けられたナビゲーションメッセージであり、ｆ_ｋは、受信機のクロックバイアスのドリフトを含む受信機２のアンテナのレベルにおけるリピーライト３_ｋと関連付けられたドップラー周波数であり、θ_ｋは、リピーライト３_ｋと関連付けられた搬送波の位相であり、ｃ_ＳＭは、リピーライトによって放出される最長系列であり、Φ_ｋは、リピーライト３_ｋの放出を弁別するために符号上に生成される位相シフトであり、φは、同一のアンテナによって放出された第１及び第２信号を変調している符号の間の位相シフトであり、ｄ_ｋは、受信機２のアンテナとリピーライト３_ｋのアンテナの間の擬距離であり、ｎ（ｔ）は、熱ノイズ及びその他の誤差の供給源である。

検討対象の例においては、リピーライト３_ｋの第１信号とリピーライト３_ｋ＋１の第１信号の間の符号位相シフトΦ_ｋ＋１−Φ_ｋは、これらのリピーライトの第２信号の間の符号位相シフトに等しい。これらの位相シフト値Φ_ｋ＋１−Φ_ｋは、既定値をとるように選択してもよい。

例えば、Φ_ｋ＋１−Φ_ｋは、２チップ＋ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}を上回るように選択される。距離ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}は、例えば、環境のサイズの関数として判定され、ｄＩｎｄｏｏｒは、発信機と受信機の間において、環境内において遭遇する最大距離である。

ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}は、例えば、適宜、幅広の又は狭いマージンを伴って、建物の設計図から読み取ることにより、或いは、レーザーテレメータによる計測により、判定される。

前述のように、同一のリピーライト３_ｋによって放出された２つの信号Ｓ１及びＳ２の間の符号位相シフトφは、任意の値をとることが可能であり、恐らくは、前記信号を変調する符号の１／２周期に等しい。この位相シフトφは、それぞれのリピーライトによって放出された信号のペアのすべてについて同一であってもよい。

一変形形態として、この位相シフトφは、システム１の少なくとも２つのリピーライトの間において異なっていてもよい。

同一のリピーライト３_ｋによって放出された２つの信号Ｓ１及びＳ２の間の符号位相シフトφの値とリピーライト間における符号位相シフトΦ_ｋ＋１−Φ_ｋの値は、関係付けられてもよい。

例えば、それぞれのリピーライト３_ｋごとに、φ＝Φ_ｋ＋１−Φ_ｋを選択する。このようなφの値によれば、信号Ｓ（ｔ）の自己相関関数を算出する際に、システムのそれぞれのリピーライト３によって放出されたそれぞれの信号の自己相関ピークが、それらが同一のアンテナに由来するか又は異なるアンテナに由来するかとは無関係に、オーバーラップしないようにすることができる。

信号のローカルレプリカとも呼ばれる受信機が使用する局部信号Ｓ_ｌｏｃ（ｔ，τ）は、式（５．２）によって定義される。

ｆ_ｌｏｃは、局部信号のドップラー周波数であり、θ_ｌｏｃは、この局部信号の搬送波の位相であり、且つ、τは、最長系列のローカルレプリカの位相シフト制御である。

受信機２によって追跡されるリピーライト３の決定は、τを式（５．２）において変位させるインターバルの選択肢に由来している。

本発明による方法を実施する際には、（５．１）による信号Ｓ（ｔ）は、（５．２）に従って局部信号と関連付けられる。

相関関数を算出するために、積分時間が、例えば、Ｔと等しくなるように選択され、Ｔは、最長系列符号の周期の整数倍に等しい。

この結果、式（５．３）に従って定義されるｎ_ｒ個の項Ｒ_ｋ（τ）の合計として相関関数を記述することができる。

受信機２がリピーライト３_ｉの信号を追跡している際には、ｆ_ｌｏｃ≒ｆ_ｉ及びθ_ｌｏｃ≒θ_ｉと記述することができる。

「取得状態にある受信機」という表現は、受信機が、存在している信号、それらの位相シフト、及びそれらのドップラーを「粗く」判定しているフェーズを意味するものと理解されたい。

「追跡状態にある受信機」という表現は、取得によって見出された信号のローカルレプリカの位相のスレービングに対応する取得に後続するフェーズを意味するものと理解されたい。追跡フェーズにおいては、入射信号と受信機によって生成されたそのローカルレプリカの間の位相シフトの時間に伴う変化を計測することにより、伝播時間の計測値を連続的に取得することができる。

受信機が静的であるという仮定の下においては、コンステレーションの任意のリピーライト３_ｋについて、ｆ_ｉ＝ｆ_ｋである。

これらの条件下においては、式（５．３）を次の（５．４）として書き直してもよい。

即ち、例えば、ＫＡＰＬＡＮ Ｅｌｌｉｏｔ及びＨＥＧＡＲＴＹ Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒの「Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＧＰＳ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ、２００６年、第２版、第４章、７３０頁）という文献に定義されている三角関数Ｒ（τ）であり、この関数は、次のようになっている。

Ｔ_ｃは、符号チップの持続時間である。

Ｎが符号内のチップの数に等しい場合には、インターバル］０；Ｔ［における最長系列の自己相関関数は、

に等しい。

これらの条件下においては、式（５．４）を式（５．７）のように書き直すことができる。

この場合には、受信機２が「追跡」モードにあるため、τは、以下の２つのインターバルのうちの１つに属している。

これらのインターバルにおいては、Ｒ_ｋ（τ）は、すべてのｋ≠ｉの場合に、消滅する。実際に、式（５．７）がゼロではないインターバルは、ｋ≠ｉの場合に、次のとおりである。

この結果、検討対象の例においては、本発明者らは、次の内容を選択しているため、これらのインターバルは、すべてばらばらである。
φ＝Φ_ｊ＋１−Φ＞２Ｔｃ＋ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}であり、これから、ｊ≦ｎ_ｒのすべてについて、φ＝Φ_ｊ＋１−Φ_ｊ＞２Ｔｃ＋ｄ_ｊが得られる。

従って、以上の内容から、式（５．７）は、ｋ≠ｉのすべてにおいてゼロであると結論付けてもよい。完全な相関を記述することが望ましい場合には、ｋ＝ｉの場合に、式（５．７）を記述することで十分である。

受信機２が検討対象のリピーライト３_ｋによって放出された第１信号Ｓ１を追跡する場合には、本発明者らは、インターバル［−Ｔ_ｃ＋Ｔ／２＋Φ_ｋ＋ｄ_ｋ；Ｔ_ｃ＋Ｔ／２＋Φ_ｋ＋ｄ_ｋ］にあり、且つ、項ｃｏｓ（θ_ｋ−θ_ｌｏｃ）が１に等しいため、式（５．７）の第２項Ｒ（τーΦ_ｋ−ｄ_ｋ−Ｔ／２）は、ゼロである。

受信機２が検討対象のリピーライト３_ｋによって放出された第２信号Ｓ２を、即ち、その符号がφだけ位相シフトされているものを追跡する場合には、式（５．７）の第１項Ｒ（τ−Φ_ｋ−ｄ_ｋ−Ｔ／２）は、項ｃｏｓ（θ_ｋ−θ_ｌｏｃ）が１に等しい際に、ゼロである。

この結果、式（５．７）は、本発明者らが検討対象のリピーライト３_ｋによって放出された第１信号を追跡しているのか又は第２信号を追跡しているのかに応じて、値として、次のものをとる。

従って、図４に示されているように、リピーライト３_ｋによって放出された信号Ｓ１及びＳ２のペアを追跡している際に、リピーライトによって放出された信号と受信機２の局部信号の間の相関の算出された相関関数のグレア現象を搬送するすべての項が消滅するように積分インターバルを選択することにより、追跡対象であるリピーライトによって放出された第１又は第２信号のメイン相関ピーク３０のみが残される。

図４のピーク３０は、多様なリピーライト３のメイン相関ピークを示している。これらのそれぞれは、その他のリピーライト３との間の相互相関を有していないが、それぞれのリピーライト３によって放出された信号のペアは、そのすべてが、受信機によって受信された信号内に存在しており、且つ、そのすべてが、同一の自己相関関数を有する。

信号Ｓ１のメインピーク３０上に存在している唯一の干渉は、同一のアンテナ上において放出された信号Ｓ２の第２レベルであり、且つ、これは、１０ビットにおいて生成された最長系列の場合には、−１／１０２３に等しい。

積分インターバルの選択肢は、発信機ごとのそれぞれ第１及び第２信号の間の符号位相シフトのために、且つ、同一の発信機によって放出された第１及び第２信号のペア内の符号位相シフトの、選択された値の結果的として得られるものであってよい。

次に、受信機２が静的である本発明の例示用の実装形態と、取得の際の操作と、について検討することとする。

この例においては、発信機３は、リピーライトであり、且つ、取得対象の信号は、単一の符号上に分散している。単一の時間／周波数走査に従って、信号の組全体の取得を実行してもよい。

取得の際には、受信機２によって受信された式（５．１）による信号Ｓ（ｔ）と式（５．２）による局部信号の間の相関の相関関数を算出する際に、周波数の最大値と符号の全体を走査するように、τ及びｆ_ｌｏｃを変化させる。

この例においては、受信機２は静的であるものと見なされている。従って、ｋ≦ｎ_ｒのすべてにおいて、ｆ＝ｆ_ｋという近似を実行することができる。

これらの条件下においては、算出される相関関数を式（５．９）による項の合計として記述してもよい。

式（５．９）は、ＶＡＮ ＤＩＥＲＥＮＤＯＮＣＫ Ａ． Ｊ．の「Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ： Ｔｈｅｏｒｙ ＆ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（Ｐｒｏｇｒｅｓｓ ｉｎ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ、１９９６年、第８章、第１巻、７７７頁）という文献に説明されているように、式（５．１０）に圧縮することができる。

受信機２が追跡モードにおいて動作している前述の例において述べたように、式（５．１０）の項は、１つにグループ化することが可能であり、且つ、その場合に、１０ビットにおいて生成された符号の場合には、積分が常に−１／１０２３に等しいため、それらは、グループ化により、相互に除去される。

相関の値が、符号の位相シフトと、搬送波の間のドップラー差と、の関数として得られる３次元パターンに対応した理論的な取得パターンは、検討対象の例においては、時間に対応した符号シフト軸に沿ってφ＝Φ_ｋ＋１−Φ_ｋだけ離隔した一連のカーディナルサイン（ｃａｒｄｉｎａｌ ｓｉｎｅ）に似ている。

間接経路に関しては、限度ｄ_{Ｉｎｄｏｏｒ}の算出が、これらの経路の可能な最大距離を有する場合には、そのドップラーが直接的な信号のドップラーと同一である間接経路は除去される。

式（５．１）〜式（５．８）は、いずれもがアナログ信号を使用しているが、現在使用されている受信機２の圧倒的大多数は、デジタルであり、従って、アナログ信号をサンプリングするステップを伴う。従って、このサンプリングが、上述のグレアを低減するための方法の有効性に対して影響を及ぼすことになろう。

例えば、ＫＡＰＬＡＮ Ｅｌｌｉｏｔ及びＨＥＧＡＲＴＹ Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒの「Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＧＰＳ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ、２００６年、第２版、第６章、７３０頁）という文献において想起されているＮｙｑｕｉｓｔ−Ｓｈａｎｎｏｎのサンプリング理論は、情報の損失を伴うことなしに信号をサンプリングするためには、サンプリング周波数は、少なくともその信号内に含まれている最大周波数の２倍でなければならないとしている。別の表現をすれば、この理論は、信号がサンプリング動作の後に自身の上部に折り返されることのないように（エイリアシングされないように）、サンプリング周波数は、信号のスペクトルの最大周波数の２倍に等しくなければならないとしている。スペクトルエイリアシングは、相関関数の値に対して直接的な影響を有するノイズを生成する。

ＧＰＳ信号の場合には、信号の変調に使用される符号は、無制限の幅を有しており、即ち、信号を収容可能な有限の帯域が存在しておらず、従って、情報の損失を伴うことなしにこれらの信号をサンプリングすることは不可能である。実際に、サンプリング周波数とは無関係に、ＧＰＳ信号の符号のスペクトルの帯域が制限されていないことから、このスペクトルの一部は、サンプリング周波数の半分に等しい直接サンプリングスペクトル帯域内において常にエイリアシングされる（従って、これは、オーバーラップが最小限である最大の帯域という意味において、有用な帯域である）。

例えば、Ｇｏｌｄ符号などのようなＧＰＳシステム内において使用される符号は、エネルギーの９０％が、この符号のスペクトルのメインローブの幅の２．０４６ＭＨｚ以内に位置するようになっている。受信機２が、４〜５ＭＨｚのサンプリング周波数において、且つ、１〜１．２５ＭＨｚの中間周波数により、サンプリングする際には、メインローブは、自身の上部において折り返されないようにすることができる。それにも拘わらず、サイドローブは、メインローブ上において折り返され、これにより、干渉をもたらす。図５には、このようなサンプリングされたＧＰＳ信号符号のパワースペクトル密度が示されている。

この図５に示されているように、サンプリングが直接的である０〜８ＭＨｚの周波数帯域においては、破線によって表されているサイドローブの一部がエイリアシングされる。

このエイリアシング効果は、有用な帯域外の周波数帯域上の信号の「レプリカ」の生成に起因しており、これらの帯域の幅は、サンプリング周波数の半分に等しい。

これらの「レプリカ」は、有用な帯域幅の右側及び左側の両方において有用な信号によって対称的に形成されることから、エイリアシングの影響を極小化するために、ＧＰＳ受信機は、可能な限り有用な帯域の中心に位置した中間周波数を使用している。

図５の例においては、サンプリング周波数は、１６ＭＨｚに等しく、従って、このことから、有用な帯域は、０〜８ＭＨｚに位置することになる。メインローブの干渉低減の観点において、受信機用の最適な中間周波数として、４ＭＨｚが選択される。図５は、有用な帯域上においては、有用な信号は、エイリアシングされた部分よりも大きく、これは、この帯域外には、当て嵌まらないことを示している。又、図５は、２つのレプリカのそれぞれに由来するエイリアシングされたローブは、メインローブのレベルにおいて、可能な限り小さいことをも示している。

算出された相関関数に対するスペクトルオーバーラップの有害な影響に起因し、このオーバーラップを低減することが望ましい。

次に、これを実行するための例示用の解決策について説明することとする。

サンプリングと関連するスペクトルオーバーラップの影響を低減又は実際に除去するための３つの解決策について説明する。これらの解決策は、相互に独立的に実施してもよい。一変形形態として、これらのうちの２つ又は実際にはそのすべてを１つに組み合わせることもできる。

第１の例によれば、本方法は、受信機２によって受信されたアナログ信号Ｓ（ｔ）を、この信号が受信機２によって低周波数ＦＩに変換された後に、且つ、そのサンプリング及びそのデジタル化の直前に、フィルタリングするステップを有する。

このステップにおいては、例えば、１０ＭＨｚ以下の、特に８ＭＨｚ以下の、特に６ＭＨｚ以下の、特に４ＭＨｚ以下の、特に２ＭＨｚ以下の帯域幅の低域通過フィルタ又はアナログ帯域通過フィルタが使用される。

このステップにより、その幅がサンプリング周波数の半分に等しい有用な帯域のものよりも低い値に信号のスペクトルの帯域を制限することができる。

図５に示されているものとは対照的に、このようにフィルタリングされた信号をサンプリングする際には、予めフィルタリングされているために、スペクトルのエイリアシングされた部分は、これにより、大幅に低減される。最高周波数を除去することにより、上述のＮｙｑｕｉｓｔ−Ｓｈａｎｎｏｎ理論の適用条件を採用することができる。

衛星６が民生用ＧＰＳ信号をＬ１において放出している場合には、それらのスペクトルのエネルギーの９０％は、わずかに２ＭＨｚにわたって分散する。

このステップにおいて使用されるフィルタは、例えば、２ＭＨｚの通過帯域を有しており、且つ、受信機２用のサンプリング周波数は、４〜５ＭＨｚであってよい。

従って、フィルタの使用により、スペクトルオーバーラップの影響を制限することができる。

図６は、上述のように受信機によるサンプリングの前に入射信号に対して適用されたアナログアンチエイリアシングフィルタの効果を示す表である。

この表に示されている結果を得るためには、
−（周波数ｆ_Ｌ１又はＦＩがゼロである変調されてはいない）ベースバンド信号を２００ＭＨｚのサンプリング周波数においてオーバーサンプリングする。ＲＰｍａｘによって表された第１パワー比率を計測するが、このパワー比率は、これらの条件下においてアンチエイリアシングフィルタを使用することによって取得することを期待できる最適条件に対応している。
−オーバーサンプリングされた信号を低い周波数においてアンダーサンプリングする。第１パワー比率を下回る第２パワー比率を取得し、且つ、これは、アンチエイリアシングフィルタが存在しない状態において、そのスペクトルがエイリアシングされる信号に対応している。

第１及び第２パワー比率の間の差は、アンチエイリアシングフィルタの使用から期待することができる最大限の改善に対応している。

この後に、アンダーサンプリング操作の直前に、入射信号に対する次数１０のＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈタイプの低域通過フィルタを追加することにより、上述のシミュレーションを再度実行する。次いで、その値が図６に示されている第１パワー比率ＲＰｍａｘを取得しており、図６は、信号に対するアンチエイリアシングフィルタリングの効果を示している。

図６は、所与のサンプリング周波数用のアンチエイリアシングフィルタの使用によってＲＰｍａｘに提供された改善を示している。表の第１列は、サンプリング周波数を示しており、且つ、最後の列は、使用するオーバーサンプリング周波数ごとに得ることができる最大の改善を示している。ラベル「ｎ／ａ」は、関係するサンプリング周波数の半分を超過しているため、そのフィルタ幅が不適切であることを示している。

図６に示されているように、使用するフィルタ幅とは無関係に、相関関数の値の顕著な改善が存在している。アンチエイリアシングフィルタリングの肯定的な効果は、アンチエイリアシングフィルタの使用によってもたらされるスムージング効果を上回っている。

次に、スペクトルオーバーラップの現象を低減するための本発明による別の例示用の解決策について説明することとする。

この例によれば、本方法は、オーバーサンプリングするステップを有する。このオーバーサンプリングの技法は、特に、外形のレベルにおいて出現するギザギザを除去するように、運動する物体の３Ｄモデル化の際の演算において知られており、この理由から、これは、「アンチエイリアシング」とも呼称される。

このオーバーサンプリングステップによれば、信号のベーススペクトルのものよりも相当に大きいサンプリング周波数が使用され、これにより、スペクトルのエイリアシングされた部分のエネルギーを低減させることができる。このオーバーサンプリングステップにより、オーバーラップノイズが低減される。本出願人は、サンプリング周波数が増大するほど、相関関数の第２ピークが−１／１０２３という単一の値に向かう傾向が強まり、これは、エイリアシングされるスペクトルのエネルギーの部分が高サンプリング周波数によって低減されるという事実の結果として得られるものであることに注目した。

図７は、図６を参照して述べたものと同一の方式によって実行されたシミュレーションにおけるサンプリング周波数の関数としての干渉信号と被干渉信号Ｒｐｍａｘの間のパワーの最大偏差を示している。結果が図７に示されているシミュレーションは、上述のアンチエイリアシングフィルタリングステップが存在しない状態において実行されている。

図７に示されている結果は、サンプリング周波数の１／４に等しい中間又は変調周波数を有する受信機２によって更に得られている。実行されたシミュレーションにおいては、サンプリング周波数値は、技術的に「合理的」な値に留まるように、５ＭＨｚ〜１００ＭＨｚである。

オーバーサンプリングにより、干渉信号と被干渉信号Ｒｐｍａｘの間のパワーの最大偏差を大きな値に押し戻すことができることに留意されたい。８０ＭＨｚを上回るサンプリング周波数において実現されている６０ｄＢという偏差値から始まって、受信機のグレアが非常に満足のゆく方式によって低減されるものと実際に見なしてもよい。

又、オーバーサンプリング周波数が１０に等しい倍率だけ増大された際には、約２０ｄＢの利得が得られることに留意されたい。実際に、Ｆｅ＝１０ＭＨｚとＦｅ＝１００ＭＨｚの間においては、利得は１９．５ｄＢであり、且つ、Ｆｅ＝５ＭＨｚとＦｅ＝５０ＭＨｚの間においては、利得は１８ｄＢである。

サンプリング周波数の増大は、アンチエイリアシングフィルタリングのみに対して、大きな性能の利得を提供することになることが図７から理解されよう。

但し、本発明は、オーバーサンプリングステップとアンチエイリアシングフィルタリングステップの両方の実施に限定されるものではない。

但し、このオーバーサンプリングステップにおける高サンプリング周波数の利用により、例えば、この周波数が１００ＭＨｚに接近した際に、エネルギーが消費される。この理由から、スペクトルエイリアシングを低減するための本発明による別の解決策は、使用される符号の周波数を低減させるステップを実施する必要がある。

この実施された方法は、リピーライト３によって放出された信号を変調している符号の周波数を低減させるステップを有することができる。このようなステップにおいては、好ましくは、放出信号の搬送波周波数に対しては、なんの対策も施さない。受信機２のアナログ部分の変更を回避し、受信機２のデジタル部分にのみ対策を施すことができる。

符号の周波数が低減された後に、信号のスペクトルは、帯域が制限されていない状態に留まるが、エネルギーは、更に狭い帯域にわたって集中している。従って、同一サンプリング周波数において、スペクトルエイリアシングの干渉の影響を受けにくいスペクトル的に高密度の信号の利益を享受することができる。

例えば、ナビゲーションメッセージの周波数を変更することが望ましくない際には、最大で２０の比率により、符号の周波数を低減することができる。ＧＰＳ信号の場合には、従来のＧＰＳ信号の２０符号／ビットの代わりに、１符号／情報ビットが存在することになる。

この比率２０を超過することが望ましい場合には、ナビゲーションメッセージの周波数を低減するか又はナビゲーションメッセージを除去することができる。

但し、符号の周波数を低減させ、且つ、その結果、その持続時間（従って、積分の持続時間）を増大させることができるのは、最大で、信号搬送波の変化と適合することを要する特定の限度まで、である。

符号の積分の持続時間は、例えば、ＫＡＰＬＡＮ Ｅｌｌｉｏｔ及びＨＥＧＡＲＴＹ Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒの「Ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ＧＰＳ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ、２００６年、第２版、第５章、７３０頁）という文献により、好ましくは、６００ｍｓ未満でなければならないことが知られている。

従って、このステップにおいては、最大で６００の比率により、符号の周波数を低減することができる。

この検討対象の用途によれば、１００〜１５０の比率による符号の周波数の低減が適当であるという結果となろう。

２０ＭＨｚのサンプリング周波数を有する受信機によれば、２〜３ＧＨｚのサンプリング周波数及び１．０２３ＭＨｚの符号の場合に得られることになる性能に等しい性能を実現することができる。

その結果が図７に報告されている、即ち、アンチエイリアシングフィルタを利用するものと同一の条件下において実行されたシミュレーションは、２０ＭＨｚのサンプリング周波数と１００の比率による符号周波数の低減の場合には、干渉信号と被干渉信号の間において８１ｄＢのパワーの最大偏差が得られることを示しており、従って、これは、グレアの顕著な低減に対応している。この偏差は、同一条件下において、１００ＭＨｚのサンプリング周波数の場合に、９５ｄＢに達する。

更には、信号を変調する符号の周波数を低減することにより、符号のチップの持続時間が増大することに留意されたい。そして、この増大は、図２には示されていないループの「物理的」性能領域の増大と協働し、受信機２によってソフトウェア的に実現される短い間接経路を低減させる。ＳＭＩＣＬとも呼ばれるこのループについては、例えば、ＪＡＲＤＡＫ Ｎ．、ＶＥＲＶＩＳＣＨ−ＰＩＣＯＩＳ Ａ．、ＪＥＡＮＮＯＴ Ｍ．、ＦＬＵＥＲＡＳＵ Ａ．、及びＳＡＭＡＭＡ Ｎ．の「Ｏｐｔｉｍｉｓｅｄ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｌｏｏｐ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ Ｃａｓｅ ｏｆ ｒｅｐｅａｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｉｎｄｏｏｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ」（ＥＮＣ−ＧＮＳＳ ２００８、２００８年４月、Ｔｏｕｌｏｕｓｅ， Ｆｒａｎｃｅ）という文献に記述されている。

１．０２３ＭＨｚの符号周波数の場合には、ループＳＭＩＣＬは、経路を０．５チップにまで低減することが可能であり、これは、ＧＰＳ信号の場合には、１５０メートルに対応している。例えば、２０の比率によって低減された符号周波数を使用する場合には、ループＳＭＩＣＬは、間接経路の影響を最大で１５０×２０＝３０００メートルに低減することになる。別の表現をすれば、ＳＭＩＣＬを無効にする間接経路は、３ｋｍを上回らなければならず、システム１が内部において実施される際には、ほとんどの経路がこの距離を超過しないため、これは、相当な利点である。

次に、上述の例のうちの１つによる方法の実施を伴う又は伴わない様々なシミュレーション結果について述べることとする。

リピーライトＲ１、Ｒ２、Ｒ３、及びＲ４という４つの発信機３を使用し、これらのシミュレーションを実行している。リピーライトＲ１は、そのパワーが変化しない信号を有する。リピーライトＲ２、Ｒ３、及びＲ４は、等しいパワーを有する。シミュレートされた実時間は、１秒に等しい。サンプリング周波数は、５０ＭＨｚである。リピーライトＲ１に由来する受信信号と関連する受信機の搬送波／ノイズ比（Ｃ／Ｎ０）は、５０ｄＢ−Ｈｚに等しい。

動的モードにおけるシミュレーションの場合には、それぞれのリピーライトと関連するドップラーは、それぞれ、Ｒ１の場合には、０Ｈｚに、Ｒ２の場合には、−２．７７Ｈｚに、Ｒ３の場合には、−４．６１Ｈｚに、Ｒ４の場合には、−４．４５Ｈｚに、等しい。

詳細は省略するが、受信機の追跡ループは、１ｍｓという積分時間によってパラメータ設定され、且つ、ループフィルタは、次数が１であり、且つ、ＤＬＬループ９のフィルタ１６の場合には、特性Ｂｎ＝１Ｈｚを、そして、ＰＬＬループ８のフィルタ２１の場合には、特性Ｂｎ＝１０Ｈｚを有する。

Ｒ２、Ｒ３、及びＲ４の信号のパワーを変化させ、且つ、上述のグレアを低減するための方法の効果が明らかになるように、受信機とＲ１の間の擬距離の計測に対する影響を観察する。

１つのパワーレベルを変化しない状態に残しつつ、いくつかのパワーレベルを変化させることは、障害物によって発信機の信号が遮断される実際のケースに対応することができる。

同一の条件下において、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４のそれぞれの同一のパワーレベルにおいて、２つのシミュレーションを実施している。第１シミュレーションは、システムのそれぞれの発信機のための符号として、シフトされた最長系列を使用している。第２シミュレーションは、それぞれの発信機ごとに、上述の信号ペアを使用して実行される。

動的モードにある受信機２の場合には、それぞれのリピーライト３上に生成されるドップラーは、その４つのコーナーにリピーライトが位置することになる２０メートル×２０メートルの正方形上に中心を有する直径が１０メートルの円形軌跡の小さな部分に沿って１ｍ／ｓで移動する受信機２のものに対応している。選択された系列は、ドップラー差が相互の関係において最も変化するものである。この動きは、実際のケースをシミュレートするために便利であり、且つ、実際のケースを相当に表しているため、受信機２の変位のために、円形の一部分が選択される。

シミュレートされた実時間は、１秒であり、従って、これは、１０００個の計測値に対応している。これらの計測値は、ループがロックオンされる瞬間から、即ち、それらが過渡的状況を離脱し、且つ、安定した状況に位置する瞬間から、常に取得される。別の表現をすれば、ループは、入射信号のローカルレプリカ、搬送波、及び符号が入射信号と同相である際に、ロックオンされる。次いで、これらのレプリカは、入射信号に対して「スレービング」される。

−シミュレーション時間を制限するため、並びに、
−ドップラーは、一秒間において大きくは変化しない、
という２つの理由から、実際の１秒の時間のみをシミュレートすることが選択されている。

既定値として選択されているものなどの受信機のループパラメータは、ＧＰＳ信号の変化に対応する追跡ループのパラメータを代表するものである。

熱ノイズに関しては、相当に強力なベース信号が使用される。但し、５０ｄＢ−ＨｚのＣ／Ｎ０は、屋内測位システムにおける現実の限度内に留まっている。

シミュレータの実行速度とスペクトルエイリアシングの影響の低減の間の妥協点を得るように、５０ＭＨｚに等しいサンプリング周波数が選択されている。

リピーライトＲ１とその他の３つのリピーライトの間のパワー比率について、０ｄＢから５０ｄＢまで変化するシミュレーション結果が得られている。

図８及び図９は、受信機２が静的である場合に対応しており、図８は、Ｒ１に由来する信号とｉ≠１の場合のその他のリピーライトＲｉに由来する信号の間のパワー比率の関数として受信機とリピーライトＲ１の間の擬距離の誤差の値を示しており、且つ、図９は、これらの同一の誤差について得られた標準偏差を示している。図８及び図９においては、上述のように、リピーライトがそれぞれ信号Ｓ１及びＳ２のペアを放出した際に得られた結果は、曲線１１０に対応しており、且つ、最長系列符号によって変調された単一の信号がそれぞれのリピーライトによって放出された際の結果は、曲線１００に対応している。

図８及び図９に鑑み、２０〜３０ｄＢというパワー比率以降においては、最長系列のみを利用することにより、受信機２がグレアによって眩惑されていることに留意されたい。図８に示されているように、信号Ｓ１及びＳ２のペアのそれぞれの発信機による放出を伴わない曲線１００によれば、擬距離の誤差は、この検討対象の例においては、パワー比率が４０ｄＢを上回る際に１．３メートルという値に達する時点まで、顕著に増大しており、この結果、リピーライトＲ１以外の発信機から生じる第２相互相関ピークが、メイン相関ピークに対して、非常に大きい。

曲線１１０によって示されているように、本発明による信号Ｓ１及びＳ２のペアの放出の場合には、第２相互相関ピークがメイン相関ピークを上回ることを防止することが可能であり、従って、擬距離計測の信頼性が高い。本発明による方法は、大きなグレアが存在する状態においても、優れた誤差の安定性を実現することを図９から理解されたい。

その結果がここには示されていない更に高いサンプリング周波数を有するシミュレーションは、上述のように、スペクトルエイリアシングの影響が低減されるため、本発明による方法における更に安定した標準偏差を示している。

従って、静的受信機２によれば、図８及び図９によって示されているように、干渉の除去が、非常に満足できるものとなり、或いは、実際に完全なものとなる。

次に、受信機が動的である、即ち、リピーライトの相対的なドップラーがゼロではない場合を、実行されたシミュレーションにおいて検討することとする。

図１０及び図１１は、図８及び図９のものに類似したシミュレーションに対応しているが、それぞれのリピーライトと関連付けられたドップラーが、それぞれ、Ｒ１の場合には０Ｈｚに、Ｒ２の場合には、−２．７７Ｈｚに、Ｒ３の場合には、−４．６１Ｈｚに、Ｒ４の場合には、−４．４５Ｈｚに、等しいという事実が異なっている。

図１０及び図１１の曲線１００及び１１０の比較は、本発明による方法が、従来技術に対して、擬距離の誤差を低減することができることを示している。

ドップラーを有するその他の発信機の信号によって受信機２に対して生じる劣化を低減するために、受信機２が使用する図２に示されている追跡ループのフィルタ１６及び２１を変更することができる。これらのフィルタにより、ループ内のノイズを低減することができるが、「スプリアス」周波数の原因、即ち、その他の発信機の影響を低減することもできる。内部において本発明が実施された際に、予想される変化は、建物の内部のものである。この場合には、比較的狭い帯域を有するフィルタ１６及び２１を有する追跡ループを受信機２に使用することが可能であり、且つ、従って、スプリアス発振を低減することができる。

従って、ＧＰＳ受信機が従来使用しているフィルタ１６及び２１の帯域を低減することにより、その信号の取得及び／追跡を所望しているもの以外の発信機のドップラーに起因した障害を低減することができる。これらのフィルタ１６及び２１の帯域は、例えば、２に、又は実際には、５に、又は実際には、１０に、等しい比率により、低減される。習慣的に使用されているフィルタ１６及び２１の１−Ｈｚ帯域を、０．５Ｈｚに、又は実際には０．１Ｈｚに、低減してもよい。場合によっては、フィルタ１６及び２１の帯域を、１Ｈｚ以降において、２０に等しい比率により、低減することもできる。一変形形態として、フィルタ１６の帯域のみを、上述の比率のうちの１つの比率により、低減し、フィルタ２１の帯域を１Ｈｚに等しい状態に留めておいてもよい。

本発明は、上述の例に、且つ、特に、発信機によって放出された信号を変調する符号としての最長系列の利用に限定されるものではない。

この代わりに、例えば、リピーライトの間の放出遅延の選択肢を最適化することにより、単一のＧｏｌｄ符号生成器を使用することもできる。又、一変形形態として、Ｐ（Ｐｒｅｃｉｓｅ又はＰｒｏｔｅｃｔｅｄ）符号などのＧＰＳ用のその他の既知の符号を使用することもできよう。

ｎ個のリピーライトと、単一のソース信号と、を有する測位システムを使用する受信機の場合には、受信機２によって受信される信号Ｓ（ｔ）は、次式（５．２０）によって示されているように、すべてが同一のランダムな擬似符号を有するが相互の関係において遅延されたｎ個の信号の合計である。

ｎｓは、外部アンテナ７によって受信されると共にリピーライト３によって再伝送される衛星６の数であり、ｎは、内部測位のために配備されたリピーライト３の数であり、Ａｉ，ｋは、リピーライト３_ｋによって再伝送される衛星６_ｉの信号の振幅であり、φｉ，ｋ（ｔ）は、リピーライト３_ｋによって再伝送される衛星６_ｉの信号の搬送波の位相であり、ｔにおける依存性は、ドップラーの存在を示しており、τ_０，ｋは、リピーライト３_ｋとリピーライト３_０（遅延されていないもの）の間において信号に生成された遅延であって、ｋ＝０．．．ｎ−１であり、Ｔｉ，ｋは、衛星６_ｉの信号の外部における伝播時間の、リピーライト３_ｋのアンテナからの内部における伝播時間の、且つ、受信機２のクロックバイアスの、合計に等しい遅延であり、ｄｉ（ｔ）は、衛星６_ｉ用のナビゲーションメッセージであり、ｃｉ（ｔ）は、衛星６_ｉの信号の擬似ランダム符号であり、且つ、ｎ（ｔ）は、熱ノイズ及びその他の干渉供給源を考慮している。

信号の処理においては、相関の結果は、実際には、同一の自己相関関数の、但し、様々な時点において取得された、要素の合計である。第２ピークによって生成されるグレア生成干渉を低減するために、Ｇｏｌｄ符号の自己相関関数の特性を使用することができる。これらの特性のうちの１つは、３つのピークの第２レベルの存在であり、且つ、更に詳しくは、これらのうちの最小のもの（１／１０２３）は、最長系列の自己相関関数のものであり、且つ、これは、最も頻繁に遭遇するものである。

図１２は、ＧＰＳ信号のＧｏｌｄ符号の自己相関関数の理論曲線を示している。これは、メイン相関ピーク上に中心を有する。

図１２は、相関が最小である「白色領域」Ｄの存在を強調表示している。これらの領域の長さは、符号に応じて、大幅に変化することができるが、最大で数チップとすることができる。次いで、リピーライトの間の遅延τ_０，ｋの値を選択することが可能であり、これに伴う効果は、システム１のリピーライトによって放出される信号の組によって形成される信号の相関パターン内において自己相関ピークを「変位」させるというものである。別の表現をすれば、リピーライトの様々な放出の相対的な遅延τ_０，ｋを変化させることにより、相関関数の有用な部分である入射信号のメイン相関ピークを平行移動させることができる。基本的な概念は、それぞれのリピーライトに対応するそれぞれのメイン相関ピークが、１つに加算されたすべてのその他の自己相関関数に共通する白色領域内に平行移動するように、遅延τ_０，ｋの値を選択するというものである。

この結果、−１／１０２３を上回る第２ピークが、受信機２によって受信される入射信号のメイン相関ピークに干渉しなくなる。従って、この結果、干渉低減の観点において、最長系列を符号として使用するシステムのものに全体的に等しい性能が得られることになる。

符号として最長系列を使用するものに等しいシステムを得るためには、次の３つの条件が、リピーライトの間の遅延τ_０，ｋの値に課される。
−それぞれの自己相関関数が一意であるため、符号当たりに単一の最適化のみが存在する。
−最適なものとなるために、それぞれのメイン相関ピークは、すべてのその他の自己相関関数の最低レベルにおいて存在している。
−メイン相関ピークの幅の２チップ＋環境のサイズを満足するように、即ち、「白色領域」Ｄのサイズが、少なくとも２チップ＋ｄＩｎｄｏｏｒとなるように、遅延τ_０，ｋを選択する（ｄＩｎｄｏｏｒは、上述のように定義されている）。

例えば、以下のようにすることにより、符号として最長系列を使用しているものに等しいシステムが得られる。

システムが、Ｇｏｌｄ符号によって変調された信号を放出する２つのリピーライトのみを有する際には、Ｇｏｌｄ符号の自己相関関数のメインピークに対して対称であるという特性を使用することにより、これらのリピーライトによって放出された信号を選択することができる。従って、自己相関関数の白色領域が、十分に大きく、且つ、従って、１つの相関ピークを配置するのに適当である場合には、その白色領域は、自動的に、その他の相関ピークにとっても適切なものとなる。

システムが少なくとも３つのリピーライトを有する際には、２つのリピーライトを有する先ほど検討したシステムに対して新たに追加されたリピーライトの自己相関関数の第２ピークが、予め利用されているリピーライトのメインピークの組に干渉しないことを保証することが望ましい。

受け入れ可能な数のリピーライトについてτ_０，ｋの最適化が可能となるように、白色領域は、比較的数が多い。

例えば、ＶＥＲＶＩＳＣＨ−ＰＩＣＯＩＳ Ａ．及びＳＡＭＡＭＡ Ｎ．の「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｉｎ ａ ｒｅｐｅａｔｅｒ ａｎｄ ｐｓｅｕｄｏｌｉｔｅ ｉｎｄｏｏｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ」（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ ｓｅｌｅｃｔｅｄ ｔｏｐｉｃｓ ｉｎ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第３巻、第５号、８１０〜８２０頁、２００９年１０月）という文献に記述されているアルゴリズムを使用し、所与の自己相関関数用に配備してもよいリピーライトの最大数を判定する。

このアルゴリズムの第１ステップは、リピーライトの自己相関関数のメインピークに最も近接した白色領域をサーチするステップを有する。この白色領域が判明したら、そこに第２のリピーライトを配置し、これにより、図１３におけるように、これらのリピーライトの２つの自己相関関数を重畳させる。

この第１ステップの実行が完了したら、第２ステップにおいて、これらの自己相関関数の重畳の結果として得られる関数に基づいて、最も近接した白色領域のサーチを実行する。

このプロセスは、アルゴリズムの停止条件である白色領域が存在しなくなる時点まで、後続のリピーライトによって反復的に継続される。

「有する」という表現は、特記されていない限り、「少なくとも１つを有する」という表現と同義であるものと理解されたい。

Claims (17)

1. 測位システム（１）内の少なくとも１つの受信機（２）のグレアを低減するための方法であって、前記システムは、
   複数の発信機（３）、ここで、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値であるところの少なくとも１つの白色領域（Ｄ）と、を有するところの同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機（３）ごとに、前記符号によって変調された第１信号（Ｓ１）と、前記第１信号に対して位相シフトされた第２信号（Ｓ２）とを有し、前記第２信号（Ｓ２）は、前記第１信号（Ｓ１）を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調される、及び、
   受信機（２）、ここで該受信機（２）は、前記発信機（３）によって放出された前記信号を検出するように構成され、且つ、前記発信機（３）のうちの１つによって放出された前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成する、
   を有し、
   前記方法においては、
   それぞれの発信機（３）は、前記システムのそれ以外の発信機（３）の前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号それぞれを変調する前記符号の位相とはその位相が異なる前記符号によって変調されたそれぞれ前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号を放出し、それぞれの発信機（３）によって放出された前記第１信号（Ｓ１）のメイン相関ピーク及び前記第２信号（Ｓ２）のメイン相関ピークは、前記受信機の前記局部信号と前記システムの前記以外のすべての発信機（３）によって放出された前記信号との間の相関について算出された相関関数の白色領域（Ｄ）内に配設され、且つ、
   前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから結果的に得られた信号との間の相関について、相関関数のいくつかの項が消滅して前記受信機のグレアを低減するように相関関数が算出される、方法。
2. 使用される前記符号は、最長系列符号である、請求項１に記載の方法。
3. 前記システム（１）の前記発信機（３）において、それぞれの発信機の前記第１信号のメイン相関ピーク及び前記第２信号のメイン相関ピークが、前記局部信号と前記システムのそれ以外のすべての発信機によって放出された前記信号との間の相関について前記算出された相関関数の白色領域（Ｄ）内に位置するように、それぞれ前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号を変調する前記符号の位相シフトが、一つの発信機（３）から次の発信機（３）へと順次予め選択される、請求項１に記載の方法。
4. １つの発信機（３）によって放出された前記第１信号（Ｓ１）を変調している前記符号と別の発信機（３）によって放出された前記第１信号（Ｓ１）を変調している前記符号との間の符号位相シフトは、前記発信機（３）によって放出された前記第２信号（Ｓ２）を変調している前記符号と前記別の発信機（３）によって放出された前記第２信号（Ｓ２）を変調している前記符号との間の符号位相シフトに等しい、請求項３に記載の方法。
5. 前記第１信号（Ｓ１）を変調する前記符号との関係における、前記第２信号（Ｓ２）を変調する前記符号の遅延は、前記システムの少なくとも２つの発信機（３）について同一である、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記第１信号（Ｓ１）を変調する前記符号との関係における、前記第２信号（Ｓ２）を変調する前記符号の遅延は、前記システムの少なくとも２つの発信機（３）について異なっている、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の方法。
7. それぞれの発信機によって放出された前記第１（Ｓ１）及び前記第２（Ｓ２）信号の間の位相シフトは、１８０°に±１０％以内で等しい、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の方法。
8. 内部（屋内）において実施される、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記受信機（２）は、前記発信機（３）によって放出された前記信号のアンチエイリアシングフィルタリングを実行する、請求項１乃至８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記受信機（２）は、１０ＭＨｚ以下の帯域幅のフィルタの支援により、前記発信機（３）によって放出された前記信号のアンチエイリアシングフィルタリングを実行する、請求項９に記載の方法。
11. 前記受信機（２）は、サンプリング周波数と前記放出信号のベーススペクトルの幅との比率が、２超になるように、前記サンプリング周波数に従って前記発信機（３）によって放出された前記信号のサンプリングを実行する、請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の方法。
12. 前記発信機（３）は、周波数Ｌ１のＧＰＳ信号を放出し、且つ、前記サンプリング周波数は、５ＭＨｚ〜１００ＭＨｚである、請求項１１に記載の方法。
13. 前記受信機（２）は、２０超の比率だけ、前記発信機（３）によって放出された前記信号を変調している前記符号の周波数を低減させる、請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 前記受信機（２）は、２０〜６００の比率だけ、前記発信機（３）によって放出された前記信号を変調している前記符号の周波数を低減させる、請求項１３に記載の方法。
15. 測位システム（１）であって、
    −複数の発信機（３）であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値であるところの少なくとも１つの白色領域（Ｄ）と、を有するところの同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機（３）ごとに、前記符号によって変調された第１信号（Ｓ１）と、前記第１信号（Ｓ１）に対して位相シフトされた第２信号（Ｓ２）と、を有し、前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号はそれぞれ、前記システムのその他の発信機（３）のそれぞれ前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調され、それぞれの発信機（３）によって放出された前記第１信号（Ｓ１）のメイン相関ピーク及び前記第２信号（Ｓ２）のメイン相関ピークは、受信機の局部信号と、前記システムの前記それ以外のすべての発信機（３）によって放出された前記信号との間の相関について算出された相関関数の白色領域（Ｄ）内に配設される、複数の発信機（３）と、
    −前記発信機（３）によって放出された前記信号を受信するように構成され、且つ、前記発信機（３）のうちの１つによって放出された前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成する受信機（２）であって、前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから得られる信号との間の相関について相関関数を算出するように構成された受信機（２）と、
    を有する測位システム（１）。
16. 請求項１５に記載の測位システム（１）に備えられた発信機（３）であって、前記発信機（３）は、前記システムの前記その他の発信機（３）に共通である符号によって変調された第１信号（Ｓ１）と、前記第１信号（Ｓ１）に対して位相シフトされた第２信号（Ｓ２）と、を放出するように構成されており、前記第２信号（Ｓ２）は、前記第１信号（Ｓ１）を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調される、発信機（３）。
17. 請求項１５に記載の測位システム（１）に備えられた受信機（２）であって、前記発信機（３）からの前記信号は、それぞれの発信機（３）ごとに、前記符号によって変調された第１信号（Ｓ１）と、前記第１信号（Ｓ１）に対して位相シフトされた第２信号（Ｓ２）と、を有し、前記第２信号（Ｓ２）は、前記第１信号（Ｓ１）を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調され、
    前記受信機（２）は、前記発信機（３）によって放出された前記信号を受信するように構成され、且つ、前記発信機（３）のうちの１つによって放出された前記第１（Ｓ１）及び第２（Ｓ２）信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成し、且つ、前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから得られる信号との間の相関について相関関数を算出するように構成されている、受信機（２）。
    

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