ES2256956T3 - Procedimiento para generar codigos cuasi-ortogonales y extendedor que lo usa en un sistema de comunicacion movil. - Google Patents
Procedimiento para generar codigos cuasi-ortogonales y extendedor que lo usa en un sistema de comunicacion movil.Info
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Abstract
Dispositivo de transmisión de canal para un sistema de comunicación móvil CDMA (acceso múltiple por división de código), que comprende: un primer extendedor (911) para extender por lo menos una señal de entrada con códigos cuasi-ortogonales; un segundo extendedor (913) para extender otra señal de entrada con códigos de Walsh; y un extendedor de PN (pseudo-ruido) (919) para extender de forma compleja señales procedentes de dichos primer y segundo extendedor con secuencias de PN, en el que un valor de correlación parcial entre dichos códigos cuasi-ortogonales y dichos códigos de Walsh no excede un valor límite de correlación parcial específico, donde dicho valor límite de correlación parcial específico cumple una primera condición que se representa como donde Si(t) representa un código cuasi-ortogonal i-ésimo, Wk(t) representa un código de Walsh k-ésimo, N es igual a la longitud de los códigos de Walsh, M es una variable que depende de un cambio de una tasa de datos, y N/M min representa elvalor límite de correlación parcial específico.
Description
Procedimiento para generar códigos
cuasi-ortogonales y extendedor que lo usa en un
sistema de comunicación móvil.
La presente invención se refiere de forma general
a un sistema de comunicación móvil y, en concreto, a un
procedimiento para generar códigos cuasi-ortogonales
y un extendedor que utiliza los mismos en un sistema de
comunicación móvil.
En general, un sistema CDMA (acceso múltiple por
división de código) separa los canales por medio de la utilización
de códigos ortogonales para aumentar la capacidad de canal. Por
ejemplo, un enlace directo especificado por el estándar
IS-95/IS-95A separa los canales por
medio de la utilización de los códigos ortogonales. Este
procedimiento de separación de canal se puede aplicar también a un
enlace inverso IS-95/IS-95A por
medio de alineación temporal.
La figura 1 ilustra el enlace directo
IS-95/IS-95A en el cual los canales
se separan por medio de códigos ortogonales. En referencia a la
figura 1, los canales se separan por medio de códigos ortogonales
asignados Wi (donde i=0-63), respectivamente, que
típicamente son códigos de Walsh. El enlace directo
IS-95/IS-95A utiliza códigos
convolucionales con una tasa de código R=1/2, usa una modulación
BPSK (modulación por desplazamiento de fase bivalente), y presenta
un ancho de banda de 1,2288 MHz. Por consiguiente, el número de
canales disponibles es 1,2288 MHz / (9,6 KHz * 2) = 64 (es decir,
el enlace directo IS-95/IS-95A puede
separar 64 canales por medio de la utilización de códigos
ortogonales).
Por medio de seleccionar un procedimiento de
modulación y detectar la tasa de datos mínima, se puede determinar
el número de códigos ortogonales disponibles. Sin embargo, los
diseñadores de sistemas CDMA se esfuerzan continuamente en aumentar
el número de canales para mejorar la capacidad. Sin embargo, incluso
cuando un sistema CDMA utiliza el número aumentado de canales, el
número de códigos ortogonales disponibles se encuentra limitado. En
concreto, el aumento de la capacidad de canal se encuentra limitado
debido al número limitado de códigos ortogonales disponibles. En un
sistema de comunicación móvil que utiliza una tasa de datos
variable, la longitud de los códigos de Walsh depende de la tasa de
datos variable. Por tanto, es deseable generar códigos
cuasi-ortogonales que permitan la mínima
interferencia con la longitud de los códigos de Walsh.
En US 5.416.797 A se describe un sistema y
procedimiento para generar formas de onda de señal en un sistema de
telefonía celular CDMA. En detalle, se describe que se construyen
secuencias de pseudo-ruido para proporcionar
ortogonalidad entre los usuarios de forma que se reduce la
interferencia mutua y se alcanza una capacidad mayor y un mejor
rendimiento de enlace. Con códigos ortogonales de
pseudo-ruido, la correlación cruzada es cero sobre
un intervalo de tiempo predeterminado, dando como resultado ninguna
interferencia entre los códigos ortogonales, mientras las tramas de
código de tiempo se encuentren alineadas unas con otras en el
tiempo. Además se describe que los datos del canal de sincronismo y
los datos del canal de búsqueda se codifican por separado,
intercalados y operados por XOR por medio de una puerta XOR con
secuencias de Walsh. Ambas señales operadas por XOR se hacen operar
otra vez por XOR con una señal de pseudo-ruido.
En EP 0 729 241 A2 se describe un sistema de
comunicación de acceso múltiple por división de código de modo dual
y un procedimiento correspondiente sobre el mismo. Se muestra un
transmisor en un sistema de comunicación que comprende un
codificador de Walsh así como un modulador de canal de
pseudo-ruido.
En EP 0 898 393 A2 se describe un procedimiento
de generación de código pseudo-ortogonal y un
dispositivo para la extensión de los datos de canal en un sistema
de comunicación móvil CDMA. En el procedimiento y dispositivo
descritos, se seleccionan M códigos ortogonales a partir de N
códigos ortogonales y sus combinaciones se listan en una tabla. A
continuación, se selecciona una combinación de código ortogonal
según un índice de código y se entrelazan los elementos de los
códigos ortogonales y la combinación. Por tanto, se generan códigos
pseudo-ortogonales resistentes a la interferencia
por multicamino (MRPOC). Como códigos ortogonales se utilizan
códigos de Walsh. Dichos MRPOC se utilizan para extender un canal
de piloto/control y un canal de tráfico.
Es por tanto un objeto de la presente invención
proporcionar un dispositivo y procedimiento mejorados en un sistema
de comunicación móvil utilizando códigos ortogonales para aumentar
la capacidad de canal y proporcionar una interferencia mínima con
los códigos ortogonales.
Este objetivo se soluciona a través del tema de
las reivindicaciones independientes de la presente invención.
Las realizaciones preferidas son el tema de las
reivindicaciones dependientes.
Un aspecto de la presente invención es
proporcionar un dispositivo y procedimiento para generar códigos
cuasi-ortogonales en un sistema de comunicación
móvil utilizando códigos ortogonales para aumentar la capacidad de
canal, y proporcionar una interferencia mínima con los códigos
ortogonales.
Otro aspecto de la presente invención es
proporcionar un dispositivo y procedimiento para extender una señal
por medio de la utilización de códigos de Walsh y códigos
cuasi-ortogonales en un sistema de comunicación
móvil CDMA.
Otro aspecto de la presente invención es además
proporcionar un dispositivo y procedimiento para generar códigos
cuasi-ortogonales que permiten la mínima
interferencia con códigos de Walsh de diferentes longitudes debido
a la tasa de datos variable en un sistema de comunicación móvil
utilizando tanto los códigos de Walsh como los códigos
cuasi-ortogonales.
Según un aspecto de la presente invención, un
dispositivo de transmisión de canal para un sistema de comunicación
móvil CDMA comprende un primer extendedor para extender por lo menos
una señal de entrada con códigos cuasi-ortogonales,
un segundo extendedor para extender otra señal de entrada con
códigos de Walsh, y un extendedor de PN
(pseudo-ruido) para extender de forma compleja
señales de salida del primer y segundo extendedor con secuencias de
PN. Los códigos cuasi-ortogonales se caracterizan
por el hecho de que un valor de correlación parcial con los códigos
de Walsh no excede un valor límite mínimo de correlación
parcial.
Según otro aspecto de la presente invención, un
procedimiento para generar códigos cuasi-ortogonales
de longitud 2^{2m} en un sistema de comunicación móvil que
utiliza códigos de Walsh y los códigos
cuasi-ortogonales comprende las etapas de generar
una secuencia m de longitud 2^{2m} y seleccionar subsecuencias con
un periodo de 2^{m-1} por medio de seleccionar
elementos a intervalos de 2^{m+1}; generar subsecuencias
diferentes de cero a partir de las subsecuencias seleccionadas;
generar 2^{m-1} secuencias por medio de conectar
las subsecuencias, y permutar por columna las secuencias
seleccionadas por medio de una función de permutación de columna;
añadir códigos de Walsh a las secuencias permutadas por columna para
generar secuencias cuasi-ortogonales candidatas con
un valor de correlación plena entre los códigos de Walsh y otros
códigos cuasi-ortogonales menor que un valor límite
mínimo de correlación plena; y seleccionar, a partir de las
secuencias candidatas cuasi-ortogonales, códigos
cuasi-ortogonales con un valor de correlación
parcial con los códigos de Walsh que cumple un valor de correlación
parcial mínimo a una tasa de datos variable.
El objeto y las ventajas de la presente invención
arriba mencionados se harán más aparentes por medio de la
descripción detallada de una realización preferida de la misma con
referencia a las figuras adjuntas, en las cuales:
la figura 1 es un diagrama que ilustra la
separación de canal por medio de la utilización de códigos
ortogonales;
la figura 2 es un diagrama que ilustra una
correlación parcial entre un código de Walsh y un código
cuasi-ortogonal;
la figura 3 es un diagrama que muestra una
estructura de una matriz Q según una primera realización de la
presente invención;
la figura 4 es un diagrama que muestra una
estructura de una matriz Q' según una segunda realización de la
presente invención;
la figura 5 es un diagrama de flujo que ilustra
un procedimiento para generar códigos
cuasi-ortogonales según un aspecto de la presente
invención;
la figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra
un procedimiento para generar códigos
cuasi-ortogonales según otro aspecto de la presente
invención;
la figura 7 es un diagrama que ilustra la
expansión de canal por medio de la utilización de códigos
cuasi-ortogonales según la presente invención;
la figura 8 es un diagrama de bloques de un
sistema de comunicación móvil que utiliza los códigos
cuasi-ortogonales y los códigos de Walsh según una
realización de la presente invención;
la figura 9 es un diagrama de bloques de una
parte (819) de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de
PN de la figura 8 utilizando los códigos
cuasi-ortogonales para los canales de piloto y
control y los códigos de Walsh para los canales de tráfico según
una realización de la presente invención; y
la figura 10 es un diagrama de bloques de una
parte (819) de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de
PN utilizando los códigos de Walsh para los canales de piloto y
control y los códigos cuasi-ortogonales para los
canales de tráfico según una realización de la presente
invención.
La presente invención se refiere a un
procedimiento para generar códigos cuasi-ortogonales
que permiten la mínima interferencia con los códigos ortogonales en
un sistema CDMA que utiliza los códigos ortogonales, para aumentar
la capacidad de canal del sistema y la capacidad de una celda
individual.
Los códigos cuasi-ortogonales de
la presente invención deberían cumplir las siguientes condiciones
que se expresan por medio de las ecuaciones (1) a (3).
...(1) <Condición
1>\left|\sum\limits_{t=1}^{N}
(-1)S_{i}{}^{(t)} + W_{k}{}^{(t)}\right| \leq
\theta_{Nmin}
...(2) <Condición
2>\left|\sum\limits_{t=1}^{N}
(-1)S_{i}{}^{(t)} + S'_{i}{}^{(t)}\right| \leq
\theta_{Nmin}
...(3) <Condición
3>\left|\sum\limits_{t=1 +
\left(\tfrac{N}{M}l\right)}^{\tfrac{N}{M}(l+1)}
(-1)S_{i}{}^{(t)} + W_{k}{}^{(t)}\right| \leq
\theta_{\tfrac{N}{M}min}
donde l = 0, 1, 2, ...,
M-1;
W_{k}(t) representa un código ortogonal
k-ésimo de longitud N (1 \leq k \leq N); y S_{i}(t)
representa un código cuasi-ortogonal de longitud N
(1 \leq i \leq X) donde X es un número de código
cuasi-ortogonal que cumple las condiciones dadas
por las ecuaciones (1) a (3).
La primera condición de la ecuación (1) implica
que una correlación plena entre un código ortogonal i-ésimo
W_{k}(t) (1 \leq k \leq N, 1 \leq t \leq N) y un
código cuasi-ortogonal i-ésimo S_{i}(t) (1
\leq k \leq X, 1 \leq t \leq N) no excede \theta_{Nmin}.
Específicamente, cuando se toma la correlación entre los códigos de
Walsh de longitud N y los códigos cuasi-ortogonales
de longitud N, la correlación plena entre ellos debería ser menor
que el límite de correlación plena mínimo \theta_{Nmin}. La
segunda condición de la ecuación (2) implica que la correlación
plena entre una línea i-ésima y una línea i'-ésima del código
cuasi-ortogonal no debería exceder
\theta_{Nmin}. Específicamente, cuando se toma la correlación
entre diferentes códigos de Walsh de longitud N, la correlación
plena entre ellos debería ser menor que el valor límite de
correlación plena mínimo \theta_{Nmin}. La tercera condición de
la ecuación (3) implica que cuando se utilizan los códigos
cuasi-ortogonales de longitud N y los códigos de
Walsh de longitud N/M, la correlación parcial entre los códigos
respectivos de longitud N/M no debería exceder \theta_{N/M \
min}. M es un valor obtenido dividiendo la longitud completa de los
códigos de Walsh por la longitud de los códigos de Walsh cuya
longitud cambia debido a la tasa de datos variable. Por ejemplo,
cuando se utilizan los códigos de Walsh de N=64 a la tasa de datos
de 9,6 Kbps, si la tasa de datos se modifica a 19,2 Kbps, la
longitud de los códigos de Walsh se vuelve N/M=32. En este caso, M
es 2. Cuando la tasa de datos cambia como arriba se ha indicado, si
la longitud N de los códigos de Walsh se modifica y se mantiene la
longitud de los códigos cuasi-ortogonales, el valor
de correlación parcial entre los códigos de Walsh con la longitud
modificada y los códigos cuasi-ortogonales con
longitud constante debería ser menor que el valor límite mínimo de
correlación parcial \theta_{N/M \ min}. Esto significa utilizar
una parte de la longitud de la secuencia de los códigos
cuasi-ortogonales para la correlación, cuando se
modifica la longitud del código de Walsh. En este caso, los códigos
cuasi-ortogonales deberían tener una correlación
menor con los códigos de Walsh que presentan la longitud
modificada.
La ecuación anterior (1) muestra la propiedad de
correlación plena entre los códigos ortogonales y los códigos
cuasi-ortogonales, y \theta_{Nmin} es un valor
que satisface un radio de cobertura de un primer código de
Reed-Muller de longitud N, y representa un valor que
teóricamente presenta la propiedad de correlación mínima. Además,
la ecuación (2) muestra la condición de la correlación plena entre
los códigos cuasi-ortogonales. Además, la ecuación
(3) muestra la propiedad de correlación parcial entre los códigos
ortogonales y los códigos cuasi-ortogonales. En la
figura 2 se muestra la propiedad de correlación parcial de la
ecuación (3), donde M = 2^{a} (0 \leq a \leq log_{2}N). La
correlación parcial cumple una condición de que si se aumenta la
tasa de datos durante el servicio de datos, la señal de entrada se
extiende con los códigos de Walsh de longitud N/M y se transmite.
La ecuación (3) muestra una condición que cumple esta propiedad de
correlación. Por ejemplo, cuando N=256, los valores \theta_{N/M
\ min} se muestran en la siguiente tabla 1.
\vskip1.000000\baselineskip
| N=256 | M=1 | \theta_{N/M\ min}=16 |
| N=256 | M=2 | \theta_{N/M\ min}=16 |
| N=256 | M=4 | \theta_{N/M\ min}=8 |
| N=256 | M=8 | \theta_{N/M\ min}=8 |
| N=256 | M=16 | \theta_{N/M\ min}=4 |
| N=256 | M=32 | \theta_{N/M\ min}=4 |
| N=256 | M=64 | \theta_{N/M\ min}=2 |
Los resultados de la tabla 1 se pueden extender
al caso general. Por ejemplo, cuando N=1024 y a=2 (M=4), para la
correlación parcial entre un código ortogonal de longitud 1024 y un
código ortogonal de longitud 256, se debería considerar un límite
de correlación plena \theta_{Nmin} entre un código ortogonal de
longitud 256 y una secuencia diferente que el código ortogonal. La
tabla 2 a continuación muestra la relación entre la longitud N y e
valor límite mínimo de correlación \theta_{Nmin}.
| N=2048 | \theta_{Nmin}=64 |
| N=1024 | \theta_{Nmin}=32 |
| N=512 | \theta_{Nmin}=32 |
| N=256 | \theta_{Nmin}=16 |
| N=128 | \theta_{Nmin}=16 |
| N=64 | \theta_{Nmin}=8 |
| N=32 | \theta_{Nmin}=8 |
La investigación ha mostrado que se pueden
utilizar secuencias de Kasami para cumplir las condiciones
anteriores (1) y (2). En concreto, se conoce bien en la técnica que
una familia de secuencias de Kasami presenta una buena propiedad de
correlación cruzada entre las secuencias de Kasami de un grupo
específico de secuencias de Kasami y la propiedad de correlación
plena de la familia de secuencias de Kasami. Por el contrario, no
se han realizado investigaciones para proporcionar una secuencia que
cumple la anterior condición (3). Sin embargo, es muy importante
que el estándar IS-95B o el sistema CDMA futuro que
soporta tasa de datos variable cumpla la condición (3).
En primer lugar, entre las secuencias de longitud
2^{2m}, existen 2^{m} secuencias de Kasami que cumplen las
condiciones (1) y (2), que comprenden una secuencia m misma. Un
conjunto de secuencias de Kasami K se representa por medio de la
siguiente ecuación (4).
... (4)K =
[S_{0}(t), S_{1}(t), ..., S_{2 ^{\wedge}
m-1}(t)]
donde t = 0, ...,
2^{2m}-2, y S_{0}(t) es la secuencia
m.
En referencia ahora a la figura 3, la matriz Q se
puede construir por medio de desplazar cíclicamente las secuencias
del conjunto K de secuencias de Kasami de la ecuación (4). La matriz
Q tiene 2^{m}*2^{2m} filas y 2^{2m} columnas. Aquí, se conoce
bien que los códigos de Walsh se pueden realizar a partir de una
primera fila 2^{2m} por medio de la permutación de columna. De
esta forma, se pueden obtener códigos ortogonales de longitud
2^{2m} y (2^{m}-1)*2^{2m} secuencias que
cumplen las condiciones anteriores (1) y (2).
A continuación, se seleccionan las secuencias que
cumplen la condición (3) a partir de las
(2^{m}-1)*2^{2m} secuencias. Es necesario
agrupar las secuencias ortogonales a partir de las secuencias
seleccionadas. Aunque la matriz original Q se encuentra agrupada de
esta forma, se desagrupa después de la conmutación de columna. Sin
embargo, como se ilustra en la figura 4, es posible obtener una
matriz Q' formada por medio de reagrupar los códigos ortogonales.
Como se muestra, la matriz Q' comprende 2^{m} grupos
ortogonales.
En referencia ahora a la figura 5, un diagrama de
flujo ilustra un procedimiento para generar secuencias candidatas
cuasi-ortogonales de longitud 2^{2m}.
Inicialmente, se escoge (etapa 511) una secuencia m m(t) de
longitud 2^{2m}-1 (donde t = 0, 1, ...,
2^{2m}-2). A continuación. se generan (etapa 512)
las subsecuencias con un período de 2^{m}-1 por
medio de extraer (fijar) elementos de la secuencia m m(t)
(escogida en la etapa 511) a intervalos de (2^{m}+1). A
continuación, se determina si la suma de las subsecuencias (fijadas
en la etapa 512) es o no cero [\sum\limits_{t=0}^{2^{m}-1}
m_{sub} (t) = 0] (etapa 513). Si la suma de las subsecuencias es
cero (resultado afirmativo en la etapa 513), se generan (etapa 514)
las subsecuencias diferentes de cero
[m_{sub}(t)=m((2^{m}+1)t + 1)].
Cuando se determina que la suma de las
subsecuencias no es cero (resultado negativo en la etapa 513), se
define (etapa 515) una función para permutar en columna la secuencia
de Kasami desplazada en columna. Específicamente, se define un
mapeado \sigma desde {0, 1, ..., 2^{2m}-2} a
{1, 2, ..., 2^{2m}-1}|\sigma(t)=
\sum\limits_{t=0}^{2^{m}-1} m(t +
i)2^{2m-1-i} .
A continuación, las subsecuencias (generadas en
la etapa 512) se desplazan en columna para realizar
2^{m}-1 secuencias (etapa 516), lo cual significa
la generación de las secuencias completas por medio de conectar las
subsecuencias. Como resultado, como se muestra en la figura 5, las
secuencias se definen como:
Las secuencias (definidas en la etapa 516) se
conmutan en columna (etapa 517) por medio de la función de
permutación (definida en la etapa 515), para construir nuevas
secuencias. Aquí, se pueden construir tantas secuencias nuevas como
el número de subsecuencias.
Esto es, las nuevas secuencias (en la etapa 517)
se representan de la forma siguiente;
A continuación, se enumeran los códigos
cuasi-ortogonales (etapa 518) como se muestra en la
figura 4 utilizando las e_{i}(t) arriba definidas. Esto
es, las secuencias candidato cuasi-ortogonales se
generan por medio de sumar los valores permutados en columna a los
códigos de Walsh, y las secuencias candidato
cuasi-ortogonales anteriormente mencionadas cumplen
las condiciones de las ecuaciones (1) y (2). La operación de la
etapa 518 se puede expresar por medio de;
Después de la generación de las secuencias
candidato cuasi-ortogonales que cumplen las
ecuaciones (1) y (2), el procedimiento se encuentra preparado para
seleccionar los códigos cuasi-ortogonales que
cumplen la condición de la ecuación (3) (etapa 519). Por
consiguiente, (después de la etapa 518), se seleccionan los códigos
cuasi-ortogonales que cumplen la condición de la
ecuación (3) a partir de las secuencias candidato
cuasi-ortogonales a través de experimentación. Aquí,
e_{i}(t) seleccionada según el procedimiento anteriormente
descrito para la figura 5 se denomina una máscara.
Los códigos cuasi-ortogonales
generados por medio del procedimiento arriba descrito se muestran a
continuación en las tablas 3A y 3B. La tabla 3A muestra los códigos
cuasi-ortogonales de longitud 128 y la tabla 3B
muestra los códigos cuasi-ortogonales de longitud
256. En las siguientes tablas 3A y 3B, g(x) representa
coeficientes de un polinomio característico utilizado para generar
la secuencia m.
\hskip0.2cmg(x) = 1100111
\hskip0.2cmg(x) = 101001101
En referencia ahora a la figura 6, un diagrama de
flujo ilustra un procedimiento para generar una secuencia candidato
cuasi-ortogonal de longitud 2^{2m}+1. En la figura
6, las etapas 611 a 616 son similares a las etapas 511 a 516 que se
han tratado anteriormente para la figura 5. Después de la etapa 616,
las secuencias nuevas generadas e_{i}(t) se repiten dos
veces (etapa 617), construyéndose de esta forma las nuevas
secuencias como sigue.
[e_{i}(t)|t = 1, ...,
2^{2m}; i = 2, ...,
2^{m}]
e'{}_{i}(t) =
e_{i}(t)
e'{}_{i}(t +
2^{2m}) =
e_{i}(t)
Después de repetirse dos veces, las secuencias
e_{i}(t) presentan la forma que se muestra en la tabla 4 a
continuación, donde la secuencia e'_{i}(t) presenta
2^{m}-1 filas y 2^{2m+1} columnas.
| e_{i}(t) | e_{i}(t) |
A continuación, se generan los códigos
cuasi-ortogonales (etapa 618) por medio de utilizar
las secuencias e_{i}(t) generadas en la etapa 617, donde
los códigos de Walsh que son los códigos ortogonales se expresan
por medio de:
Todas o ninguna de las secuencias de los códigos
cuasi-ortogonales generados según los procedimientos
que se ilustran en las figuras 5 y 6 presentan las propiedades de
ortogonalidad. Además, el número de los grupos seleccionados
depende de la secuencia m seleccionada. La tabla 5 a continuación
muestra los estados arriba mencionados, y las secuencias
seleccionadas se denominan códigos cuasi-ortogonales
en la especificación.
| 2m | Polinomio característico | # de secuencias cuasi-ortogonales |
| 1100001 | 3*64 | |
| 1100111 | 3*64 | |
| 6 | 1110011 | 3*64 |
| 1000011 | 2*64 | |
| 1101101 | 2*64 | |
| 1011011 | 2*64 | |
| 101001101 | 6*256 *** | |
| 101011111 | 6*256 | |
| 110001101 | 4*256 | |
| 110000111 | 4*256 | |
| 111110101 | 4*256 | |
| 100011011 | 2*256 | |
| 100101101 | 2*256 | |
| 8 | 101100011 | 2*256 |
| 101100101 | 2*256 | |
| 101101001 | 2*256 | |
| 101110001 | 2*256 | |
| 110101001 | 2*256 | |
| 111000011 | 2*256 | |
| 111100111 | 2*256 | |
| 100101011 | 0 | |
| 111001111 | 0 |
Aquí, e'_{i}(t) representa la secuencia
de longitud 2^{2m+1} y e_{i}(t) representa la secuencia
de longitud 2^{2m}. Por supuesto, e'_{i}(t) se puede
realizar a partir de una combinación de múltiples
e'_{i}(t). Aunque el número de posibles combinaciones es
(2^{m}-1)*(2^{m}-1), el número
de e'_{i}(t) es (2^{m}-1) bajo todas las
circunstancias. Por ejemplo, para la longitud 512, el número de
conjuntos de códigos cuasi-ortogonales es 6*512
cuando se utiliza una primera secuencia m de 2m=8, como se
representa por medio de *** en la tabla 5.
Como se ha descrito anteriormente, es posible
aumentar la capacidad de canal por medio de utilizar códigos
cuasi-ortogonales de la presente invención cuando se
necesitan más códigos ortogonales en situaciones en las que se
utilizan códigos de Walsh. En dicho caso, tiene lugar una
interferencia mínima con los códigos de Walsh, proporcionando de
esta forma un valor de correlación fijado. Por ejemplo, cuando N=64,
un valor de correlación entre el código
cuasi-ortogonal y el código de Walsh es 8 o -8.
Además, el valor de correlación parcial entre los códigos
cuasi-ortogonales de longitud N=256 y los códigos de
Walsh de longitud N=64 es también 8 o -8. Esto significa que es
posible determinar una magnitud de la interferencia.
Estos códigos cuasi-ortogonales
se pueden utilizar en cada sistema CDMA que utiliza códigos de
Walsh. Cuando un sistema CDMA utiliza los códigos
cuasi-ortogonales junto con los códigos de Walsh, se
pueden tomar en consideración las tres opciones siguientes:
Opción
1
En un sistema que proporciona servicio a una tasa
de datos variable por medio de la utilización de los códigos de
Walsh, es posible utilizar libremente los códigos de Walsh sin
restricción respecto a la longitud, así como la utilización de
todas las secuencias de código cuasi-ortogonales
como longitud total.
Opción
2
Es posible construir dos conjuntos ortogonales
por medio de seleccionar uno de un grupo de códigos de Walsh y un
grupo de código cuasi-ortogonal, y permitir que los
dos grupos soporten la tasa de datos variable.
Opción
3
Es posible utilizar un grupo de códigos de Walsh
y el grupo cuasi-ortogonal como un grupo y permitir
que los dos grupos utilicen una tasa de datos variable. En este
caso, puede tener lugar una propiedad de código aleatorio entre los
grupos de código cuasi-ortogonal.
Es preferible utilizar los códigos
cuasi-ortogonales según las aplicaciones a utilizar
tomando en consideración las tres opciones arriba mencionadas. Esto
es, cuando se utilizan solamente los códigos de Walsh, un lado
modulador intercambia un número de código ortogonal previamente
ocupado con un lado demodulador. Sin embargo, cuando se utilizan
los códigos ortogonales y los códigos
cuasi-ortogonales, es necesario que el lado
modulador intercambie el código ortogonal previamente ocupado y el
número de grupo (un índice i de la matriz Q' e_{i}(t) de
la figura 4) con el lado demodulador. En dicho caso, el grupo de
código ortogonal se denomina grupo 0 y, de esta forma, los números
de grupo que suceden se definen de nuevo hasta
2^{m}-1.
A continuación de hará referencia a un
procedimiento para utilizar como grupo de código ortogonal el grupo
de código cuasi-ortogonal para un sistema que
presenta tasa de datos variable. Los elementos del grupo de código
cuasi-ortogonal se representan por medio de la suma
del código de Walsh que corresponde con un número de código de
Walsh específico y una cuasi-máscara que corresponde
a un número de grupo cuasi-ortogonal. En este caso,
el número de grupo de código cuasi-ortogonal
representa el e_{i}(t) que se selecciona. Un procedimiento
para soportar la tasa de datos variable en el grupo de código
cuasi-ortogonal es utilizar el número de código
ortogonal asignado como el número del grupo de código de Walsh y a
continuación sumar los e_{i}(t) asignados a intervalos de
longitud N.
La figura 7 muestra un caso en el que los canales
se expanden por medio de utilizar los códigos de Walsh y los
códigos cuasi-ortogonales en el enlace directo
IS-95/IS-95A según una realización
de la presente invención. En concreto, los códigos de Walsh se
representan por medio de W_{i} (donde i=0-63) y
los canales se separan por medio de los códigos ortogonales
asignados, respectivamente. Los códigos
cuasi-ortogonales se representan por medio de
S_{i} (donde i=0-191), y se asignan a los canales
de tráfico. Como se ilustra, el enlace directo
IS-95/IS-95A puede conducir la
separación de canal para 64 subscriptores por medio de utilizar los
códigos de Walsh, y adicionalmente para 192 subscriptores por medio
de utilizar los códigos cuasi-ortogonales. Por
consiguiente, se debe apreciar que el número de canales se puede
aumentar por un factor de 3 por medio de utilizar los códigos de
Walsh junto con los códigos cuasi-ortogonales.
La figura 8 muestra un diagrama de bloques de un
sistema de comunicación móvil con un extendedor que utiliza códigos
de Walsh y los códigos de Walsh según una realización de la presente
invención. En el sistema de comunicación móvil de la figura 8, los
transmisores de canal comprenden el canal piloto, el canal de
control y el canal de tráfico. Las señales de canal se separan
independientemente por medio de utilizar los códigos de Walsh y los
códigos cuasi-ortogonales.
En referencia a la figura 8, un primer
convertidor de canal (o mapeador de señal) 811 convierte flujos de
bits de datos de canal de entrada piloto y de control.
Específicamente, el primer convertidor de señal 811 convierte un
flujo de bits de entrada 0 a una señal +1 y un flujo de bits de
entrada 1 a una señal -1, y a continuación entrega las señales
convertidas a un extendedor de código ortogonal y una parte de
enmascaramiento de PN (pseudo-ruido) 819. Un
segundo convertidor de señal 813 convierte un flujo de bits de datos
de canal de tráfico de entrada. El segundo convertidor de señal 813
convierte un flujo de bits de entrada 0 a una señal +1 y un flujo
de bits de entrada 1 a una señal -1, y a continuación entrega las
señales convertidas a la parte de extensión de código ortogonal y
enmascaramiento de PN 819. Aquí, cuando el dispositivo de
comunicación utiliza modulación QPSK, los convertidores de señal
primero y segundo 811 y 813 demultiplexan los datos pares e
impares, respectivamente.
Un generador de código de Walsh 814 genera
códigos de Walsh W_{i} según los índices de código de los canales
correspondientes y entrega los códigos de Walsh generados W_{i} a
la parte de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN
819. Un generador de código cuasi-ortogonal 815, con
los códigos cuasi-ortogonales, selecciona los
códigos cuasi-ortogonales S_{i} correspondientes
al índice de código del canal correspondiente al índice de código
del canal correspondiente, y proporciona los códigos
cuasi-ortogonales seleccionados a la parte de
extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN 819. Por otro
lado, el generador de código cuasi-ortogonal 815
genera la máscara de código cuasi-ortogonal, genera
los códigos cuasi-ortogonales por medio de sumar la
máscara a los códigos de Walsh correspondientes, y proporciona los
códigos cuasi-ortogonales generados a la parte de
extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN 819. Un
generador de código de PN 817 genera un código PN real PN_{i} y
un código PN imaginario PN_{q}, y aplica los códigos PN generados
a la parte de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN
819. La parte 819 de extensión de código ortogonal y
enmascaramiento de PN extiende las señales obtenidas del primer y
segundo convertidor de señal 811 y 813 por medio de, en primer
lugar, multiplicar las señales de salida por los códigos de Walsh
W_{i} y los códigos cuasi-ortogonales S_{i}, y
a continuación enmascarar por PN las señales extendidas por medio
de multiplicar las señales extendidas por los códigos PN reales e
imaginarios PN_{i} y PN_{q}, generando de esta forma señales de
salida X_{i} y X_{q}. Un filtro de banda base 821 filtra por
banda base las señales extendidas X_{i} y X_{q} obtenidas de la
parte de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN 819.
Un desplazador de frecuencia 823 desplaza las señales obtenidas del
filtro de banda base 821 a una señal de RF (radiofrecuencia).
Se asume que los canales piloto y de control (que
son canales de referencia) y el canal de tráfico se encuentran
ocupados por un terminal de usuario de la figura 8, para obtener una
ganancia de demodulación de sincronismo. En esta situación, el
terminal de usuario transmite bits de datos de 1 o 0 a través del
canal de tráfico, y transmite datos de referencia de 1 o 0 para
demodular de forma síncrona el canal de tráfico a través de los
canales piloto y de control. Los bits de datos de 1 y 0 sobre los
canales piloto y de control y el canal de tráfico se convierten
respectivamente a las señales -1 y +1 por medio del primer y segundo
convertidor de señal 811 y 813, y se aplican a la parte de
extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN 819. A
continuación, la parte de extensión de código ortogonal y
enmascaramiento de PN 819 genera una señal compleja de extensión en
la banda base por medio de multiplicar las señales de entrada por
los códigos de Walsh o cuasi-ortogonales
correspondientes, multiplica las señales de extensión ortogonal por
los códigos de PN, y entrega las señales complejas generadas al
filtro de banda base 821. La señal extendida compleja se compone de
la componente real X_{i} y la componente imaginaria X_{q}. El
filtro de banda base 821 a continuación modula y filtra la señal
compleja por modulación OQPSK (desplazamiento de fase cuadrivalente
desplazada), y el desplazador de frecuencia 823 desplaza la señal
de salida del filtro de banda base 821 a la señal de RF extendida.
La parte de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN
819 es una parte de extensión que mejora la propiedad de
correlación contra el retardo por multicamino, y se puede realizar
por medio de diferentes estructuras.
La figura 9 ilustra una realización de la
estructura de la parte de extensión de código ortogonal y
enmascaramiento de PN 819 que utiliza los códigos
cuasi-ortogonales S_{i} para los canales piloto y
de control y los códigos de Walsh W_{i} para el canal de tráfico,
y utiliza el enmascaramiento PN complejo. Un primer extendedor 911
multiplica las señales de canal piloto y de control por los códigos
cuasi-ortogonales S_{i} y entrega una señal
extendida ortogonalmente d1. Un segundo convertidor extendedor 913
multiplica la señal de canal de tráfico por los códigos de Walsh
W_{i} y entrega una señal extendida ortogonalmente d2. Un
repetidor 917 repite los códigos de PN, PN_{i} y PN_{q},
obtenidos de un generador de código PN 817, un número de veces
predeterminado. Un multiplicador complejo 919 multiplica las señales
extendidas d1 y d2 obtenidas de los extendedores primero y segundo
911 y 913, respectivamente, por los códigos de PN, PN_{i} y
PN_{q}, obtenidos del repetidor 917, y genera señales enmascaradas
por PN X_{i} y X_{q} (X_{i}=d1*(PN_{i}+PN_{q}),
X_{q}=d2*(PN_{i}+PN_{q})). Como se muestra en la figura 9, el
multiplicador complejo 919 realiza un enmascaramiento PN complejo
por medio de la operación compleja.
En la figura 9, los códigos
cuasi-ortogonales S_{i} asignados a los canales
piloto y de control y los códigos de Walsh W_{i} asignados al
canal de tráfico son subcódigos que constituyen los códigos
ortogonales y deberían ser diferentes unos de otros. Por tanto,
cuando la parte de extensión de código ortogonal y enmascaramiento
de PN 819 se construye como se muestra en la figura 9, es posible
alcanzar la sincronización completa de tiempo entre los canales
piloto y de control y el canal de tráfico, reduciendo de esta forma
la interferencia mutua.
La figura 10 ilustra una realización de la parte
de extensión de código ortogonal y enmascaramiento de PN 819 que
utiliza los códigos de Walsh W_{i} para los canales piloto y de
control y los códigos cuasi-ortogonales S_{i}
para el canal de tráfico, y que no utiliza el enmascaramiento PN
complejo. Un primer extendedor 1011 multiplica señales de entrada
de canal piloto y de control por los códigos de Walsh W_{i} y
entrega una señal extendida d1. Un segundo extendedor 1013
multiplica la señal de entrada de canal de tráfico por los códigos
cuasi-ortogonales S_{i} y entrega una señal
extendida d2. Un sumador 1015 suma la señal extendida d1 obtenida
del primer extendedor 1011 a la señal extendida d2 obtenida del
segundo extendedor 1013 para generar una señal d1+d2. Un sumador
1017 suma la señal extendida d2 obtenida del segundo extendedor 1013
a la señal extendida d1 obtenida del primer extendedor 1011 para
generar una señal d2+d1. Un repetidor 1021 repite los códigos de PN
real e imaginario PN_{i} y PN_{q} obtenidos de un generador de
código PN 817, un número predeterminado de veces. Un multiplicador
1023 multiplica la señal extendida d1+d2 obtenida del sumador 1015
por el código de PN PN_{i} obtenido del repetidor 1021 y genera
una señal X_{i} enmascarada por PN. Un multiplicador 1025
multiplica la señal extendida d2+d1 obtenida del sumador 1017 por el
código de PN PN_{q} obtenido del repetidor 1021 para generar una
señal X_{q} enmascarada por PN.
En la figura 10, los códigos de Walsh asignados a
los canales piloto y de control deberían ser diferentes de los
códigos cuasi-ortogonales S_{i} asignados al canal
de tráfico. La parte de extensión de código ortogonal y
enmascaramiento de PN 819 construida de esta forma puede lograr
sincronización completa de tiempo entre los canales piloto y de
control y el canal de tráfico, reduciendo de esta forma la
interferencia mutua.
En resumen, es posible expandir la capacidad de
canal por medio de utilizar los códigos de Walsh junto con los
códigos cuasi-ortogonales como se ha descrito
anteriormente. Como arriba se ha descrito, el extendedor que se
ilustra en la figura 9 utiliza los códigos
cuasi-ortogonales para los canales piloto y de
control y los códigos de Walsh para el canal de tráfico. Por el
contrario, el extendedor que se ilustra en la figura 10 utiliza los
códigos de Walsh para los canales piloto y de control y los códigos
cuasi-ortogonales para el canal de tráfico. Además,
es posible utilizar separadamente códigos de Walsh para el canal
piloto y códigos cuasi-ortogonales para el canal de
control, y viceversa. También es posible utilizar selectivamente los
códigos de Walsh y los códigos cuasi-ortogonales
para el canal de control, el canal piloto y el canal de tráfico.
Claims (8)
1. Dispositivo de transmisión de canal para un
sistema de comunicación móvil CDMA (acceso múltiple por división de
código), que comprende:
un primer extendedor (911) para extender por lo
menos una señal de entrada con códigos
cuasi-ortogonales;
un segundo extendedor (913) para extender otra
señal de entrada con códigos de Walsh; y
un extendedor de PN
(pseudo-ruido) (919) para extender de forma compleja
señales procedentes de dichos primer y segundo extendedor con
secuencias de PN,
en el que un valor de correlación parcial entre
dichos códigos cuasi-ortogonales y dichos códigos de
Walsh no excede un valor límite de correlación parcial específico,
donde dicho valor límite de correlación parcial específico cumple
una primera condición que se representa como
\left|\sum\limits_{t=1 +
\left(\tfrac{N}{M}l\right)}^{\tfrac{N}{M}(l+1)}
(-1)S_{i}{}^{(t)}+W_{k}{}^{(t)}\right| \leq
\theta_{\tfrac{N}{M}min}
donde S_{i}(t) representa
un código cuasi-ortogonal i-ésimo, W_{k}(t)
representa un código de Walsh k-ésimo, N es igual a la longitud de
los códigos de Walsh, M es una variable que depende de un cambio de
una tasa de datos, y \theta_{N/M \ min} representa el valor
límite de correlación parcial
específico.
2. Dispositivo de transmisión de canal como se
reivindica en la reivindicación 1 en el que se utiliza una parte
especificada de los códigos cuasi-ortogonales cuando
se varía una tasa de datos de la señal de entrada a dicho primer
extendedor.
3. Dispositivo de transmisión de canal para un
sistema de comunicación móvil CDMA (acceso múltiple por división de
código), que comprende:
un primer extendedor (911) para extender por lo
menos una señal de entrada con códigos
cuasi-ortogonales;
un segundo extendedor (913) para extender otra
señal de entrada con códigos de Walsh; y
un extendedor de PN
(pseudo-ruido) (919) para extender de forma compleja
señales procedentes de dichos primer y segundo extendedor con
secuencias de PN,
en el que un valor de correlación plena entre
dichos códigos cuasi-ortogonales y dichos códigos de
Walsh no excede un valor límite mínimo de correlación plena, y un
valor de correlación plena entre uno de dichos códigos
cuasi-ortogonales y dichos otros códigos
cuasi-ortogonales no excede dicho valor límite
mínimo de correlación plena, en el que el valor mínimo de
correlación plena con dichos códigos de Walsh cumple una primera
condición que se representa por medio de
\left|\sum\limits_{t=1}^{N}(-1)S_{i}{}^{(t)}+W_{k}{}^{(t)}\right|
\leq
\theta_{Nmin}
y el valor mínimo de correlación
plena con dichos otros códigos cuasi-ortogonales
cumple una segunda condición que se representa por medio
de
\left|\sum\limits_{t=1}^{N}(-1)S_{i}{}^{(t)}+S'_{i}{}^{(t)}\right|
\leq
\theta_{Nmin}
donde S_{i}(t) representa
un código cuasi-ortogonal i-ésimo, W_{k}(t)
representa un código de Walsh k-ésimo, N es igual a una longitud de
los códigos de Walsh, M es una variable que depende de un cambio de
una tasa de datos, \theta_{Nmin} representa el valor límite
mínimo de correlación parcial, y S'_{i}(t) representa
dichos otros códigos
cuasi-ortogonales.
4. Dispositivo de transmisión de canal como se
reivindica en la reivindicación 3, en el que una parte especificada
de los códigos cuasi-ortogonales se utiliza cuando
varía una tasa de datos de la señal de entrada a dicho primer
extendedor.
5. Procedimiento de transmisión de canal para un
sistema de comunicación móvil CDMA, que comprende las etapas de:
extender por lo menos una señal de entrada con
códigos cuasi-ortogonales;
extender otra señal de entrada con códigos de
Walsh; y
extender de forma compleja dichas señales
extendidas procedentes de dichos primer y segundo extendedor con
secuencias de pseudo-ruido,
en el que un valor de correlación parcial entre
dichos códigos cuasi-ortogonales y dichos códigos de
Walsh no excede un valor límite de correlación parcial específico,
donde dicho valor mínimo de correlación parcial cumple una primera
condición que se representa por medio de
\left|\sum\limits_{t=1+\left(\tfrac{N}{M}l\right)}^{\tfrac{N}{M}(l+1)}
(-1) S_{i}{}^{(t)} + W_{k}{}^{(t)}\right|\leq
\theta_{\tfrac{N}{M}min}
donde S_{i}(t) representa
un código cuasi-ortogonal i-ésimo, W_{k}(t)
representa un código de Walsh k-ésimo, N es igual a una longitud de
los códigos de Walsh, M es una variable que depende de un cambio de
una tasa de datos, y \theta_{N/M \ min} representa dicho valor
límite de correlación parcial
específico.
6. Procedimiento de transmisión de canal como se
reivindica en la reivindicación 5, en el que se utiliza una parte
especificada de los códigos cuasi-ortogonales cuando
se varía una tasa de datos de la señal de entrada a dicho primer
extendedor.
7. Procedimiento de transmisión de canal para un
sistema de comunicación móvil CDMA, que comprende las etapas de:
extender por lo menos una señal de entrada con
códigos cuasi-ortogonales;
extender otra señal de entrada con códigos de
Walsh; y
extender de forma compleja dichas señales
extendidas procedentes de dichos primer y segundo extendedor con
secuencias de pseudo-ruido,
en el que un valor de correlación plena entre
dichos códigos cuasi-ortogonales y dichos códigos de
Walsh no excede un valor límite mínimo de correlación plena
específico, y un valor de correlación plena entre dichos códigos
cuasi-ortogonales y dichos otros códigos
cuasi-ortogonales no excede dicho valor límite
mínimo de correlación plena, donde el valor mínimo de correlación
plena con dichos códigos de Walsh cumple una primera condición que
se representa por medio de
\left|\sum\limits_{t=1}^{N}(-1)S_{i}{}^{(t)}+W_{k}{}^{(t)}\right|
\leq
\theta_{Nmin}
y el valor mínimo de correlación
plena con dichos otros códigos cuasi-ortogonales
cumple una segunda condición que se representa por medio
de
\left|\sum\limits_{t=1}^{N}(-1)S_{i}{}^{(t)}+S'_{i}{}^{(t)}\right|
\leq
\theta_{Nmin}
donde S_{i}(t) representa
un código cuasi-ortogonal
i-ésimo,
W_{k}(t) representa un código de Walsh
k-ésimo, N es igual a una longitud de los códigos de Walsh, M es una
variable que depende de un cambio de una tasa de datos,
\theta_{Nmin} representa el valor mínimo límite de correlación
parcial, y S_{i}'(t) representa dichos otros códigos
cuasi-ortogonales.
8. Procedimiento de transmisión de canal como se
reivindica en la reivindicación 7, en el que una parte especificada
de los códigos cuasi-ortogonales se utiliza cuando
se varía una tasa de datos de la señal de entrada a dicho primer
extendedor.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR97-046402 | 1997-09-09 | ||
| KR1019970046402A KR100365346B1 (ko) | 1997-09-09 | 1997-09-09 | 이동통신시스템의쿼시직교부호생성및쿼시직교부호를이용한대역확산장치및방법 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2256956T3 true ES2256956T3 (es) | 2006-07-16 |
Family
ID=19521072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES98944316T Expired - Lifetime ES2256956T3 (es) | 1997-09-09 | 1998-09-09 | Procedimiento para generar codigos cuasi-ortogonales y extendedor que lo usa en un sistema de comunicacion movil. |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6377539B1 (es) |
| EP (1) | EP1013009B1 (es) |
| JP (2) | JP3888852B2 (es) |
| KR (1) | KR100365346B1 (es) |
| CN (1) | CN1160878C (es) |
| BR (1) | BR9812038A (es) |
| CA (1) | CA2298690C (es) |
| DE (1) | DE69833382T2 (es) |
| ES (1) | ES2256956T3 (es) |
| RU (1) | RU2178621C2 (es) |
| WO (1) | WO1999013599A1 (es) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1997
- 1997-09-09 KR KR1019970046402A patent/KR100365346B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1998
- 1998-09-09 ES ES98944316T patent/ES2256956T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-09-09 EP EP98944316A patent/EP1013009B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-09-09 BR BR9812038A patent/BR9812038A/pt not_active IP Right Cessation
- 1998-09-09 CA CA 2298690 patent/CA2298690C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-09 WO PCT/KR1998/000274 patent/WO1999013599A1/en active IP Right Grant
- 1998-09-09 JP JP2000511270A patent/JP3888852B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-09 RU RU2000104858A patent/RU2178621C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1998-09-09 US US09/149,924 patent/US6377539B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-09-09 DE DE1998633382 patent/DE69833382T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-09 CN CNB988084910A patent/CN1160878C/zh not_active Expired - Lifetime
-
2003
- 2003-12-10 JP JP2003412580A patent/JP3895721B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990024992A (ko) | 1999-04-06 |
| BR9812038A (pt) | 2000-10-03 |
| CA2298690C (en) | 2006-08-22 |
| US6377539B1 (en) | 2002-04-23 |
| WO1999013599A1 (en) | 1999-03-18 |
| KR100365346B1 (ko) | 2003-04-11 |
| RU2178621C2 (ru) | 2002-01-20 |
| JP3888852B2 (ja) | 2007-03-07 |
| CN1160878C (zh) | 2004-08-04 |
| JP2004153842A (ja) | 2004-05-27 |
| JP2002526947A (ja) | 2002-08-20 |
| EP1013009B1 (en) | 2006-02-01 |
| EP1013009A1 (en) | 2000-06-28 |
| JP3895721B2 (ja) | 2007-03-22 |
| CA2298690A1 (en) | 1999-03-18 |
| CN1272266A (zh) | 2000-11-01 |
| DE69833382D1 (de) | 2006-04-13 |
| DE69833382T2 (de) | 2006-07-13 |
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