ES2255271T3 - Controlador de trayectoria. - Google Patents
Controlador de trayectoria.Info
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Abstract
Sistema de control de flujo que comprende: un sistema electromagnético que comprende al menos una bobina de fase y un núcleo, en el que la bobina de fase está colocada de modo que la bobina de fase establece un flujo magnético dentro del núcleo cuando la bobina de fase se excita; un observador de flujo colocado para proporcionar una señal de realimentación de flujo que corresponde al flujo en el núcleo; y caracterizado por un controlador de flujo que tiene una primera entrada que recibe una señal de comando de flujo, una segunda entrada que recibe la señal de realimentación de flujo y una salida acoplada a la bobina de fase, comprendiendo el controlador de flujo: una conexión de adición que recibe la señal de comando de flujo y la señal de realimentación del flujo y proporciona una señal de error que varía con la diferencia entre la señal de comando de flujo y la señal de realimentación del flujo; y un circuito de control de excitación que recibe en una entrada la señal de error: (a) excitando el circuito de control de excitación la bobina de fase para aumentar el flujo en la bobina de fase cuando la señal de error indica que la señal de comando de flujo es mayor que la señal de realimentación de flujo en al menos una cantidad predeterminada; y (b) excitando el circuito de control de excitación la bobina de fase para reducir el flujo en el sistema de control cuando la señal de error indica que la señal de realimentación del flujo es mayor que la señal de comando de flujo en al menos una cantidad predeterminada.
Description
Controlador de trayectoria.
La presente invención se refiere a un sistema de
control de flujo novedoso, y más particularmente a un sistema de
control de flujo para el uso en aplicaciones de control de
movimiento. Aún más particularmente, la presente invención se
refiere a un sistema de control de movimiento novedoso para el uso
en soldadores por fricción.
En la mayoría de sistemas electromagnéticos, la
transferencia de energía de un componente del sistema a otro es
crítica para el correcto funcionamiento del sistema. En muchos
sistemas electromagnéticos, esta transferencia de energía se
consigue excitando adecuadamente un componente del sistema para
establecer un flujo magnético que interactúe con otro componente del
sistema para transferir energía del componente excitado al otro
componente. A pesar del hecho de que la transferencia de energía se
consigue mediante el flujo, en los sistemas electromagnéticos
conocidos no se controla directamente el flujo del sistema. En
cambio, se controla la corriente y/o el voltaje aplicados al
elemento excitado y, basándose en relaciones supuestas entre la
corriente, el voltaje y el flujo, se supone que el control de la
corriente y/o el voltaje basado en estas relaciones supuestas
producirá el flujo adecuado. Este control de la corriente y/o el
voltaje se implementa normalmente porque, hasta la fecha, la técnica
anterior no ha proporcionado un sistema eficiente, de bajo coste y
de fácil implementación para controlar directamente el flujo en un
sistema electro-
magnético.
magnético.
Una desventaja de los sistemas de control de
corriente y/o de voltaje tal como se han descrito anteriormente es
que las relaciones entre la corriente, el voltaje y el flujo no se
pueden representar matemáticamente de manera sencilla y varían de
manera no lineal dependiendo de una variedad de variables. Por
ejemplo, las características particulares de cada pieza de material
magnético en un sistema darán como resultado relaciones de voltaje,
corriente y flujo que varían de un sistema a otro, e incluso dentro
de un cierto sistema, de una sección del sistema a otra. Debido a
estas distintas relaciones de voltaje, corriente y flujo, es difícil
controlar de manera precisa y correcta las corrientes y/o los
voltajes para producir el flujo deseado y por tanto la transferencia
de energía deseada. Como tal, la técnica anterior es limitada en su
capacidad para proporcionar un sistema electromagnético en el que se
controle directamente el flujo.
La falta de un sistema de control de flujo
adecuado en la técnica anterior es particularmente evidente en los
sistemas electromagnéticos en los que se desea controlar finalmente
la fuerza ejercida por un componente del sistema sobre otro
componente del sistema. En tales sistemas, la fuerza propiamente
dicha producida por el sistema está relacionada con el flujo
establecido por el componente excitado del sistema. Sin embargo, tal
como se describió anteriormente, dado que la técnica anterior no
puede controlar el flujo de manera directa y precisa, no puede, por
tanto, controlar con precisión la fuerza producida por tales
sistemas.
La incapacidad de la técnica anterior para
controlar con precisión las fuerzas establecidas en un sistema
electromagnético es particularmente grave en aplicaciones en las que
el movimiento de al menos un componente del sistema debe controlarse
de manera precisa. Un ejemplo de una aplicación así es un soldador
por fricción o por vibración para impulsar una pieza termoplástica
que se va a soldar con un movimiento vibratorio lineal, orbital,
rotacional o arbitrario con relación a otra pieza termoplástica, con
ambas piezas en contacto forzado a lo largo de las superficies de
las mismas que se van a soldar de modo que el movimiento relativo de
las piezas entre sí provoca una fricción para calentar las piezas a
lo largo de las intersecciones de las mismas de modo que al cesar el
movimiento, las piezas se enfríen y se suelden entre sí.
Los soldadores por fricción están especialmente
indicados para el uso en la soldadura de piezas termoplásticas por
medio de fuerzas vibratorias lineales, rotacionales u orbitales que
inducen un calentamiento por fricción en las piezas. Este
calentamiento por fricción en la interfaz de las superficies que se
van a soldar ocasiona que las partes se fundan en sus superficies de
contacto y que se unan entre sí mientras se enfrían. Aunque las
fuerzas vibratorias que generan el calentamiento por fricción pueden
crearse a través de medios mecánicos de acoplamiento, es común
emplear un sistema electromagnético para generar el movimiento
controlado necesario.
Hay numerosos soldadores por fricción accionados
o bien de manera electromagnética o bien de manera hidráulica
disponibles comercialmente para funcionar en un modo vibratorio
lineal. Sin embargo, el movimiento de estos soldadores por fricción
no es ideal. Debido al movimiento lineal o de vaivén del componente
de soldadura, las fuerzas de fricción en la interfaz de los
materiales de soldadura son de traslación y descienden a velocidad
cero cada vez que los componentes de soldadura invierten el sentido.
Cuando los componentes están a velocidad cero, no se produce ningún
calor, ya que la soldadura por fricción es un proceso de resistencia
que proporciona un calor proporcional al producto de las fuerzas de
resistencia y al promedio del cuadrado de la velocidad relativa de
los componentes en la interfaz.
Además, muchos sistemas de soldadura por
movimiento lineal utilizan sistemas o accionadores electromagnéticos
que utilizan el conocido circuito magnético Scott-T
para convertir energía eléctrica trifásica en un movimiento mecánico
monofásico. En tales sistemas, debido a la naturaleza
electromagnéticamente vinculada del componente accionador del
sistema, es difícil controlar de manera precisa el movimiento del
elemento móvil en todas las direcciones y limitar los intervalos de
velocidad cero para el elemento móvil. Por consiguiente, se han
desarrollado movimientos y controladores alternativos para
componentes de soldadura por fricción que buscan reducir o minimizar
los componentes de velocidad cero y simplificar los circuitos de
control.
Una alternativa así es la soldadura por rotación,
en la que los componentes de soldadura se giran sobre un eje, y las
fuerzas rotacionales, no un movimiento lineal, producen el
calentamiento por fricción en la interfaz. Sin embargo, las fuerzas
rotacionales son proporcionales a la distancia radial desde el
centro de rotación, y por consiguiente, ni la velocidad de los
componentes ni el calentamiento resultante es radialmente uniforme.
Además, la soldadura por fricción se limita en general a
aplicaciones en las que las piezas que se van a soldar tienen una
geometría circular.
Una segunda alternativa es producir un movimiento
orbital de los componentes de soldadura de manera electromagnética.
Durante el movimiento orbital, la velocidad de los componentes
permanece constante mientras se frotan las piezas, generándose así
la misma cantidad de calentamiento por fricción que se genera por
movimiento lineal, pero con menos fuerza requerida y menos
desplazamiento relativo de los componentes de soldadura.
A pesar de las ventajas de calentamiento de la
soldadura orbital, hay partes que no son susceptibles de soldadura
por movimiento orbital, pero que son susceptibles de soldadura por
movimiento o bien lineal o bien rotativo. Por consiguiente, se han
desarrollado soldadores de fricción accionados de manera
electromagnética y capaces de producir o bien un movimiento lineal o
bien un movimiento orbital. Se da a conocer un soldador de fricción
así en la patente estadounidense Nº 5.378.951 de Snyder. El sistema
accionador electromagnético de estos soldadores por fricción es
similar en varios aspectos al de un motor electromagnético.
En tales sistemas, tres bobinas magnéticas
acopladas están colocadas de manera equidistante alrededor de la
circunferencia del soldador, en un plano paralelo al plano del
movimiento. Las bobinas magnéticas acopladas están conectadas
eléctricamente en una conexión o bien delta o bien en forma de Y
para formar fundamentalmente un componente estator de motor orbital.
Un inducido triangular o componente rotor formado de manera separada
como un cuerpo único de material magnético está colocado de manera
central con relación al componente estator, de modo que cada cara
del inducido triangular es adyacente a una bobina magnética. El
inducido se mantiene en el plano orbital horizontal mediante un
sistema de soporte de muelles de flexión conectado a un gran
bastidor estacionario. El movimiento orbital del inducido resulta de
la aplicación de una corriente CA trifásica controlada a las bobinas
magnéticas acopladas, produciéndose una fuerza en el inducido
proporcional al flujo generado. Este movimiento del inducido puede
descomponerse en vectores de desplazamiento, velocidad y aceleración
proporcionales en amplitud al seno y al coseno del doble de la
frecuencia de línea de corriente CA. Se produce un movimiento
lineal del inducido mediante la adición de un segundo motor orbital
o dividiendo cada bobina magnética acoplada de un único motor
orbital en dos secciones y aplicando corriente selectivamente a
varias secciones en combinaciones o bien en serie o bien en
paralelo.
Surgen varias desventajas al producir un
movimiento orbital usando bobinas magnéticas acopladas. Primero, el
uso de bobinas magnéticas acopladas reduce el rendimiento global del
sistema, ya que la fuerza generada en un sentido siempre genera
elementos de fuerza neutralizadores en el sentido opuesto debido al
acoplamiento de las trayectorias de flujo en el circuito magnético.
Segundo, el sistema es incapaz de producir un movimiento que no sea
ni orbital ni lineal, es decir, un movimiento arbitrario puro. Es
deseable producir un movimiento arbitrario de los componentes de
soldadura cuando el sistema necesita compensar una distribución
desigual de la masa del inducido o cuando se desean órbitas
aleatorias.
Finalmente, los sistemas de control para producir
el movimiento orbital o lineal del inducido se vuelven complejos.
Cuando se utilizan bobinas magnéticas acopladas en un motor orbital,
se obliga al flujo magnético dentro del sistema a sumar cero. Si
además también se obliga a sumar cero a las corrientes de fase CA,
no hay suficientes grados de libertad en el sistema magnético para
generar las fuerzas arbitrarias para producir un movimiento
arbitrario. Sin embargo, si no se obliga a las corrientes de fase a
sumar cero, existen suficientes grados de libertad en el sistema
magnético para producir las fuerzas arbitrarias, pero se requiere un
funcionamiento con flujo continuo para generar esas fuerzas
arbitrarias.
El flujo a través de cada entrehierro entre las
bobinas magnéticas y las caras adyacentes del inducido en tales
sistemas es una función de todas las corrientes trifásicas y las
magnéticas no lineales. No hay en ningún instante una bobina
magnética sin usar o sin excitar. Esto limita la capacidad de
utilizar cualquier forma de control preciso de flujo en tales
sistemas.
Se conoce por el documento
US-A-4 715 523 una unidad
accionadora electromagnética para un soldador por fricción en el que
se monitoriza el flujo magnético.
La invención se define en la reivindicación 1.
Algunas características opcionales de la invención se definen en las
reivindicaciones dependientes.
Los objetos, características y ventajas de la
invención así como las realizaciones actualmente preferidas de la
misma se harán más evidentes a partir de la lectura de la
descripción siguiente en relación con los dibujos adjuntos.
La figura 1 ilustra un sistema de control de
flujo novedoso según ciertos aspectos de la presente invención.
Las figuras 2A y 2B ilustran en mayor detalle una
realización ejemplar de un sistema de control de flujo tal como el
ilustrado en la figura 1.
La figura 2C ilustra una realización ejemplar de
un circuito de control de errores de retorno a cero.
La figura 3A ilustra en general una realización
ejemplar de un observador de flujo de lazo abierto que puede
utilizarse en el sistema de control de la figura 1.
La figura 3B ilustra en general un circuito que
utiliza un filtro de paso bajo que proporciona una señal
correspondiente al flujo en un sistema electromagnético.
La figura 4 ilustra en general un actuador
electromagnético que puede utilizarse con un sistema de control de
flujo novedoso de la figura 1.
La figura 5 ilustra en general un ejemplo de un
sistema de control de fuerza que implementa una transformación
deseada de fuerza a flujo construido según ciertas enseñanzas de la
presente invención.
Las figuras 6A-6D ilustran en
general, a través del uso de bloques de pseudocódigo, una forma
ejemplar de una transformación de fuerza a flujo que puede
implementarse a través del uso de un microcontrolador o un
microprocesador de programas.
La figura 7A ilustra en general una
representación de las varias bobinas de fase del actuador de la
figura 4 que deberían excitarse para producir una fuerza para un
factor de fuerza deseado en términos de X e Y.
La figura 7B ilustra en general un grupo de
bloques funcionales que, cuando se implementan, generan los comandos
de flujo adecuados para implementar la transformación de flujo a
fuerza reflejada por la figura 7A.
Las figuras 8A-8C ilustran en
general bloques funcionales para un controlador de fuerza a flujo
que puede utilizarse para producir un movimiento lineal de un
elemento móvil.
La figura 9 proporciona un diagrama de bloques de
alto nivel de un sistema de control de posición ejemplar útil en la
comprensión de la presente invención. Puede utilizarse para
construir un aparato de soldadura por vibración.
La figura 10A ilustra en general bloques
funcionales que puede utilizarse para implementar un controlador de
posición para el uso en el aparato de la figura 9, útil para ayudar
a la comprensión de la presente invención.
La figura 10B ilustra bloques funcionales
similares a los de la figura 10A que se ajustan para reflejar un
controlador que funciona a base de muestreos, útil para ayudar a la
comprensión de la presente invención.
La figura 11A ilustra en general un conjunto
ejemplar de bloques funcionales que pueden utilizarse para
implementar un generador de comandos de posición útil para ayudar a
la comprensión de la presente invención.
La figura 11B ilustra un generador de comandos de
posición similar al de la figura 10A que funciona a base de
muestreos para producir señales de comando de posición en respuesta
a señales de entrada muestreadas, útil para ayudar a la comprensión
de la presente invención.
Las figuras 12A-12D ilustran en
general el funcionamiento de un controlador de posición del tipo
ilustrado en la figura 9 para varios modos de funcionamiento, útil
para ayudar a la comprensión de la presente invención.
La figura 13 ilustra en general una forma de un
sistema de control QD construido según ciertas enseñanzas de la
presente invención, útil para ayudar a la comprensión de la presente
invención.
Las figuras 14A-14D ilustra en
general bloques funcionales que pueden utilizarse para implementar
el controlador QD ejemplar de la figura 13, útil para ayudar a la
comprensión de la presente invención.
Caracteres de referencia correspondientes indican
partes correspondientes a lo largo de las varias vistas de los
dibujos.
Pasando a los dibujos, y en particular a la
figura 1, se muestra un sistema 10 de control de flujo novedoso
construido según ciertos aspectos de la presente invención. En
general, el sistema 10 novedoso incluye un controlador 12 de flujo
que recibe en un comando 13 de flujo de entrada y proporciona como
salida una señal 14 de excitación de bobina de fase. La señal 14 de
excitación de bobina de fase se proporciona, a través de medios
adecuados, a un sistema 15 electromagnético. Un observador 16 de
flujo proporciona una señal de realimentación al controlador 12 de
flujo que corresponde al flujo en el sistema 15 electromagnético. En
general, el controlador 12 de flujo proporciona señales 14 de
excitación de bobina de fase que excitan el sistema 15
electromagnético de modo que el flujo en el sistema 15
electromagnético cumpla el comando 13 de flujo.
El sistema 15 electromagnético puede ser
cualquier sistema electromagnético que incluya al menos una bobina
de fase y un núcleo, en el que la bobina de fase puede excitarse a
través de la aplicación de energía eléctrica (por ejemplo, a través
de la aplicación de un voltaje y/o una corriente controlados) para
establecer un flujo en el núcleo. Por ejemplo, el sistema 15
electromagnético puede ser tan sencillo como un inductor con núcleo
de hierro, con una bobina de fase enrollada alrededor de un núcleo,
o un transformador que tiene unos bobinados primario y secundario
enrollados cada uno alrededor de un núcleo.
Se cree que el sistema 10 de control de flujo de
la presente invención tiene una aplicación particular a sistemas 15
electromagnéticos que constituyen actuadores electromagnéticos en
los que la excitación del sistema 15 produce el movimiento de un
elemento móvil. Por ejemplo, se cree que el sistema de control de
flujo de la figura 1 tiene una aplicabilidad particular a los
sistemas 15 electromagnéticos que incluyen un núcleo principal (o
una pluralidad de núcleos magnéticamente desacoplados) alrededor del
cual están enrolladas una o más bobinas de fase. En tales
realizaciones, normalmente se proporciona un elemento móvil que
interactúa con el núcleo cuando se excita el núcleo de modo que la
excitación del núcleo ocasione el movimiento del elemento móvil. El
elemento móvil puede ser una pieza de material paramagnético (por
ejemplo, acero) o una pila de laminaciones de tales materiales que
interactúe con el núcleo excitado de manera similar a la interacción
entre el rotor y el estator de una máquina de reluctancia. De manera
alternativa, el elemento móvil puede incluir uno o más imanes
permanentes (o electroimanes, o incluso bobinas de inducción) que
interactúen con el núcleo excitado de manera similar a la
interacción entre el rotor y el estator de una máquina magnética
permanente. Aunque el siguiente análisis se realice en el contexto
de uno o más sistemas 15 electromagnéticos específicos, los expertos
en la técnica comprenderán que el sistema 10 de control de flujo
descrito puede utilizarse con un número de sistemas 15
electromagnéticos y que el análisis en el presente documento es para
ilustrar y explicar la presente invención y no para limitar el
alcance de las reivindicaciones presentadas en el presente
documento.
En la figura 1 se ilustra el sistema 15
electromagnético como si tuviera una única bobina de fase. En
aplicaciones en las que el sistema 15 electromagnético incluye una
pluralidad de bobinas de fase, la señal 14 de excitación puede tomar
la forma de un vector de excitación que incluye distintas señales de
excitación para cada una de las bobinas de fase individuales. En
tales aplicaciones, el comando 13 de flujo puede tomar la forma de
un vector de comando de flujo que incluye distintas señales de
comando de flujo para cada una de las varias bobinas de fase. En
tales aplicaciones, el flujo asociado con cada una de las bobinas de
fase puede controlarse independientemente. Por motivos de claridad,
el siguiente análisis se centra inicialmente en la estructura y el
funcionamiento del controlador 12 de flujo en el contexto de un
sistema que tiene un sistema 15 electromagnético que incluye una
única bobina de fase. Los expertos en la técnica apreciarán que
puede construirse un controlador 12 de flujo multifásico simplemente
duplicando el sistema monofásico de control de flujo descrito en el
presente documento.
Las figuras 2A y 2B muestran en mayor detalle un
ejemplo de realización de un sistema 10 de control de flujo. La
figura 2B muestra un circuito de accionamiento eléctrico para
excitar el sistema 15 electromagnético y la figura 2A muestra un
circuito de control que proporciona las señales de control para el
accionador de la figura 2B. Se analizará primero el accionador de la
figura 2B.
En la realización ilustrada, el sistema 15
electromagnético se ilustra como una única bobina de fase enrollada
alrededor de un núcleo. La bobina de fase define dos extremos. Los
dos extremos de la bobina de fase están acoplados a través de un bus
CC de alto voltaje (V_{CCA}) por un puente de conmutación que
comprende un dispositivo 17 de conmutación superior, un dispositivo
18 de conmutación inferior, un diodo 19 de retorno inferior y un
diodo 20 de retorno superior. Los dispositivos 17 y 18 de
conmutación pueden ser cualquier dispositivo de conmutación
controlable adecuado tal como transistores de potencia MOSFET, BJT,
BIFET, IGBT, MCT, FET estándar o cualquier otro dispositivo de
conmutación adecuado que pueda controlarse a través de la aplicación
de una señal de control. En la realización ilustrada, el dispositivo
17 de conmutación superior está controlado por la señal SU de
control y el dispositivo 18 de conmutación inferior está controlado
por la señal SL de control. Los diodos 19 y 20 de retorno pueden ser
cualquier dispositivo que exhiba características de corriente (por
ejemplo, unidireccional) similares a las de un diodo.
Generalmente, las señales SU y SL de conmutación
pueden activarse para producir tres estados de conmutación: (i) un
primer estado en el que ambos dispositivos 17 y 18 de conmutación
superior e inferior se vuelven conductores; (ii) un segundo estado
en el que sólo uno de los dispositivos de conmutación se hace
conductor; y (iii) un tercer estado en el que ninguno de los
dispositivos de conmutación se hace conductor. Cuando las señales SU
y SL de conmutación están en el primer estado, de modo que ambos
dispositivos 17 y 18 de conmutación superior e inferior se vuelvan
conductores, la bobina 18 de fase se acoplará a través del bus
V_{CCA}, haciendo de este modo que la corriente eléctrica fluya
desde el carril positivo del bus V_{CCA} (por ejemplo, +
V_{CCA}), a través de la bobina de fase del sistema 15
electromagnético, hasta la masa del bus V_{CCA}. Este flujo de
corriente provocará que se transfiera energía desde el bus V_{CCA}
hasta el sistema 15 electromagnético, dando así como resultado un
aumento del flujo del sistema 15.
Cuando las señales SU y SL de conmutación están
en el segundo estado, de modo que se haga conductor sólo uno de los
dispositivos 17 ó 18 de conmutación y el otro se haga no conductor,
el voltaje aplicado a través de la bobina de fase del sistema 15
será aproximadamente cero. Bajo este segundo estado de conmutación,
cualquier corriente en la bobina de fase "circulará libremente"
a través del dispositivo de conmutación conductor y uno de los
diodos de retorno. Por ejemplo, si hay corriente en la bobina 15 de
fase y las señales SU y SL son tales que el dispositivo 17 de
conmutación superior se hace conductor y el dispositivo 18 de
conmutación inferior es no conductor, la corriente en la bobina de
fase "circulará libremente" desde el carril positivo del bus
V_{CCA}, a través de la bobina de fase, y de vuelta hasta el
carril positivo del bus V_{CCA} a través del diodo 20 de retorno
superior. El voltaje aplicado a través de la bobina de fase en tales
circunstancias será la caída de voltaje a través del diodo 20 de
retorno más el voltaje a través del dispositivo 17, o un voltaje de
aproximadamente cero. Cuando el dispositivo 18 de conmutación
inferior se haga conductor y el dispositivo 17 de conmutación
superior sea no conductor se obtendrá un estado similar de voltaje
sustancialmente cero. Bajo tales circunstancias, la corriente
circulará libremente a través del dispositivo 18 de conmutación
inferior y del diodo 19 de retorno inferior. Cuando la corriente en
la bobina de fase está en un estado de circulación libre, el flujo
establecido por la bobina de fase permanecerá sustancialmente
constante o disminuirá ligeramente. Como tal, la energía en la
máquina electromagnética, y por tanto el flujo, permanecerá
sustancialmente constante o disminuirá ligeramente.
Cuando las señales SU y SL de conmutación están
en el tercer estado, de modo que ambos dispositivos 17 y 18 de
conmutación superior e inferior estén abiertos, cualquier corriente
en la bobina de fase al iniciarse este estado de conmutación
continuará fluyendo porque la bobina de fase es un elemento
inductivo y la corriente no puede reducirse a cero de manera
instantánea. Sin embargo, dado que los dispositivos 17 y 18 de
conmutación superior e inferior son no conductores, la trayectoria
para este flujo de corriente será desde el carril de masa del bus
V_{CCA}, a través del diodo 19 de retorno inferior, a través de la
bobina de fase del sistema 15 y hasta el carril positivo del bus
V_{CCA} a través del diodo 20 de retorno superior. Por tanto, en
este tercer estado, la bobina de fase del sistema 15 se acoplará de
manera negativa a través del bus V_{CCA} de modo que el negativo
del bus V_{CCA} se aplica a través del bobinado de fase. Esta
aplicación del negativo del bus V_{CCA} al bobinado de fase
tenderá a hacer bajar cualquier flujo, y por tanto corriente, en el
bobinado de fase hasta cero. Por tanto, cuando las señales SU y SL
están en el tercer estado, la energía almacenada en el sistema 15
electromagnético se disipará o devolverá al bus V_{CCA}, y la
energía en el sistema, y por tanto el flujo, disminuirá.
Los expertos en la técnica apreciarán que el
esquema de conmutación particular ilustrado en las figuras 2A y 2B
es tan sólo uno de tales esquemas que pueden utilizarse para
controlar la excitación de una bobina de fase. Pueden utilizarse
otros sistemas de conmutación, por ejemplo, sistemas de conmutación
que utilizan un puente en H completo con cuatro dispositivos de
conmutación. Por lo general, puede utilizarse cualquier disposición
de conmutación para implementar los sistemas descritos en el
presente documento que permitan controlar la excitación de la
bobina de fase de modo que el flujo en el sistema 15 se incremente,
permanezca sustancialmente constante o se reduzca.
En la realización de las figuras 2A y 2B, el
controlador 12 de flujo proporciona las señales de conmutación SU y
SL. En la figura 2A se proporciona una representación esquemática de
un controlador 12 de flujo ejemplar.
Con referencia a la figura 2A, el controlador 12
de flujo ilustrada comprende una conexión 25 de adición que recibe,
en una entrada positiva, una señal 13 de comando de flujo
correspondiente al nivel de flujo deseado y, en una entrada
negativa, una señal de realimentación de flujo del observador 16 de
flujo que corresponde al flujo en el sistema 15 electromagnético. La
conexión 25 de adición resta la señal de realimentación de flujo del
comando 13 de flujo para producir una señal de error que varía con
la diferencia entre el flujo real y el flujo deseado. Cuando la
señal de error de flujo es positiva, el comando de flujo es mayor
que la realimentación de flujo, y será necesario aumentar el flujo
en el sistema 15 para poner el flujo al nivel del comando de flujo.
Cuando la señal de error es negativa, el flujo de realimentación es
mayor que el comando de flujo, y será necesario disminuir el flujo
en el sistema 15 para poner el flujo en el sistema al nivel del
comando de flujo. La señal de error de la conexión 25 de adición es
amplificada primero por un amplificador 26 y se proporciona luego a
un circuito 21 de control de excitación.
El circuito 21 de control de excitación genera
unas señales SU y SL de conmutación para aumentar, reducir o
estabilizar el flujo en el sistema 15 electromagnético dependiendo
de la magnitud de la señal de error.
El circuito 21 de control de excitación puede
tomar muchas formas. Por ejemplo, el controlador puede utilizar una
forma de modulación convencional de anchura de pulso o de la
frecuencia de pulso para controlar la excitación de la bobina de
fase. De manera alternativa, el circuito 21 de control de excitación
puede tomar la forma de un controlador que cerrará ambos
dispositivos 17 y 18 de conmutación cuando la señal de error sea
positiva; abrirá ambos dispositivos de conmutación cuando la señal
de error sea negativa; y abrirá un dispositivo de conmutación y
cerrará el otro cuando la señal de error sea cero. Según una
realización del controlador 21 de fase, las señales de conmutación
SU y SL se controlan de modo que la señal de error se reduzca hasta
cero y se le permita circular libremente hasta que la señal de
error caiga fuera de una banda de histéresis controlada. Tal
controlador histerético por tiempo se denomina en el presente
documento controlador con "error de retorno a cero" o RZE. El
controlador RZE descrito es ventajoso porque prevé, para
aplicaciones en las que el comando de flujo deseado no está
cambiando rápidamente y la energía disponible es lo suficientemente
grande como para forzar un seguimiento de manera relativamente
rápida, un seguimiento rápido de la señal de comando de flujo de
modo que el "retardo" en el seguimiento de referencia del flujo
sea menor que un periodo de muestreo del sistema de control.
En la figura 2C se ilustra un esquema detallado
que ilustra una realización de un circuito de control RZE tal como
se describe en el presente documento. Generalmente, el controlador
21 RZE de la figura 2C incluye un comparador 22A superior y un
comparador 22B inferior que, juntos, establecen dos bandas de
histéresis asimétricas, adyacentes, centradas en torno al error
cero. Cada uno de los comparadores se encarga sólo de una polaridad
de error. Las salidas de los dos comparadores se proporcionan a unos
inversores 23a y 23b y las salidas de los dos inversores
corresponden a las señales SU y SL.
Generalmente, cuando la magnitud de las señales
de error del amplificador 26 es grande y positiva (lo que indica que
hay necesidad de aumentar el flujo en el sistema electromagnético),
las salidas de ambos comparadores 22a y 22b serán bajas. Suponiendo
que los dispositivos 17 y 18 de conmutación superior e inferior son
del tipo que se hace conductor cuando se aplica un voltaje positivo
a las puertas de control de los dispositivos, las salidas bajas de
los comparadores 22a y 22b serán invertidas por los inversores 23a y
23b para producir unas señales SU y SL de alto nivel, colocando así
los dispositivos de conmutación en la primera conducción de
conmutación, de modo que el flujo en el sistema 15 electromagnético
tenderá a aumentar.
Cuando la magnitud de las señales de error del
amplificador 26 sea grande y negativa, las salidas de ambos
comparadores 22a y 22b serán altas. Estas señales altas serán
invertidas por los inversores 23a y 23b, dando como resultado unas
señales SU y SL de bajo voltaje que provocarán que ambos
dispositivos 17 y 18 de conmutación superior e inferior se vuelvan
no conductores, reduciendo así la corriente (y por tanto el flujo)
en el sistema electromagnético.
Cuando la señal de error del amplificador 26 está
entre valores positivos grandes y valores negativos grandes, el
estado de las señales SU y SL de conmutación dependerá de la
magnitud de la señal de error, ya que se compara con los voltajes
+V_{H} y -V_{H} de histéresis. En la realización ilustrada, la
aplicación de los voltajes +V_{H} y -V_{H} de histéresis se
controla mediante una señal T de activación de modo que, cuando T
(24a) es lógicamente alta, el voltaje +V_{H} de histéresis se
aplica a la entrada positiva del comparador 22a y no se aplica
ningún voltaje de histéresis al comparador 22b inferior, y que
cuando T (24b) es lógicamente baja, el voltaje -V_{H} de
histéresis se aplica al comparador 22b inferior y no se aplica
ningún voltaje de histéresis al comparador 22a superior. Tal como se
explica más abajo, la señal T de activa-
ción cambia de estado para controlar la aplicación de los voltajes +V_{H}/-V_{H} de histéresis a los comparadores 22a y 22b.
ción cambia de estado para controlar la aplicación de los voltajes +V_{H}/-V_{H} de histéresis a los comparadores 22a y 22b.
Suponiendo que existe un estado inicial en el que
la señal de activación es lógicamente alta, y el flujo en el sistema
15 electromagnético está por debajo del flujo de comando de modo que
la señal de error del amplificador 26 es positiva y grande y las
salidas de los comparadores 22a y 22b son ambas bajas (lo que
resulta en unas señales SU y SL lógicamente altas). Bajo tales
condiciones, el flujo en el sistema 15 empezaría a aumentar, y por
tanto, la magnitud de las señales de error del amplificador 26
empezaría a reducirse. En algún momento, la magnitud de la señal de
error empezará a decrecer desde un valor positivo grande hacia cero.
En el instante en el que la señal de error llegue a y sobrepase el
cero, la salida del comparador 22b inferior (que no tiene
realimentación de histéresis) cambiará de estado, resultando así en
una transición de la señal SL de alta a baja. Esto provocará que la
disposición de conmutación se sitúe en el segundo estado de
conmutación, de modo que una corriente en el sistema 15
electromagnético circulará libremente, lo que dará como resultado un
flujo constante o ligeramente decreciente. Este cambio de estado de
las señales SU y SL ocasionará también un cambio en el estado de la
señal T de activación, lo que dará por tanto como resultado la
aplicación del voltaje -V_{H} de realimentación al comparador
inferior. Si el flujo decrece hasta el punto en el que la señal de
error de amplificador 26 cae ahora por debajo del valor de
histéresis, la salida del comparador 22b inferior cambiará de nuevo
de estado, lo que dará como resultado que la señal SL cambie de baja
a alta y por tanto aplique electricidad de nuevo al sistema 15
electromagnético provocando un aumento del flujo en el sistema 15, y
se producirá un troceado en las señales de error entre -V_{H} y
cero.
Suponiendo que existe un segundo conjunto de
condiciones iniciales en el que la señal de activación es
lógicamente baja, y el flujo en el sistema 15 electromagnético está
por encima del flujo de comando de modo que la señal de error del
amplificador 26 es negativa y grande y las salidas de los
comparadores 22a y 22b son ambas altas (lo que da como resultado
unas señales SU y SL lógicamente bajas). Bajo tales condiciones, el
flujo en el sistema 15 electromagnético comenzaría a decrecer, y,
por tanto la magnitud de la señal de error del amplificador 26
comenzaría a aumentar. En algún momento, la magnitud de la señal de
error aumentará desde un valor negativo grande hasta cero. En el
instante en el que la señal de error llegue a y sobrepase el cero,
las salidas de ambos comparadores 22a y 22b superior e inferior
habrán cambiado de estado, dando así como resultado una transición
de ambas señales SU y SL de lógicamente bajas a lógicamente altas.
Esto provocará que la distribución de conmutación se sitúe en el
primer estado de conmutación, de modo que aumentará la corriente en
el sistema 15 electromagnético, dando como resultado un flujo
creciente. Este cambio en el estado de las señales SU y SL
ocasionará también un cambio en el estado de la señal T de
activación, resultando así en la aplicación del voltaje +V_{H} de
realimentación al comparador 22b superior. Si el flujo aumenta hasta
el punto en el que la señal de error del amplificador 26 supere
ahora el valor de histéresis, la salida del comparador 22b superior
cambiará de nuevo de estado, dando como resultado el cambio de la
señal SU de lógicamente alta a lógicamente baja. La señal SL
permanecerá lógicamente alta, y por tanto, la disposición de
conmutación se situará en el estado de circulación libre,
ocasionando que el flujo en el sistema 15 permanezca constante o que
decrezca ligeramente, y se producirá un troceado en las señales de
error entre cero y +V_{H}.
Por tanto, tal como se describió anteriormente,
el controlador histerético de la figura 2C puede controlar el flujo
en el sistema 15 electromagnético de modo que el flujo: (i) aumente
cuando el flujo esté por debajo del nivel deseado en una cantidad de
histéresis negativa; (ii) disminuya cuando el flujo esté por encima
del nivel de flujo deseado en una cantidad de histéresis positiva; y
(iii) se permita que permanezca sustancialmente constante o que
disminuya ligeramente cuando el flujo esté entre los valores de
histéresis positivo y negativo. En la patente estadounidense Nº
5.530.333 titulada "Control of an Inductive Load", por Michael
J. Turner, expedida el 25 de junio de 1996, la cual se incorpora en
su totalidad en el presente documento por referencia, pueden
encontrarse detalles adicionales con respecto a la estructura y el
funcionamiento de un controlador histerético del tipo descrito en
relación con la figura 2C.
Los expertos en la técnica que tengan el
beneficio de esta descripción apreciarán que el controlador 21 de
flujo de la figura 2C no es más que uno de varios controladores de
flujo que pueden utilizarse para implementar el sistema de control
de flujo de la figura 1.
Con referencia de nuevo a la figura 1, puede
observarse que en el sistema 10 de control de flujo ilustrado, una
señal de realimentación de flujo de un observador 16 de flujo
proporciona una indicación del nivel de flujo en el sistema 15
electromagnético. El observador 16 de flujo puede tomar la forma de
un sensor de flujo (por ejemplo, un magnetómetro); una sonda de
efecto Hall tal como un dispositivo Hall de película fina; un
dispositivo superconductor de interferencia cuántica (SQUID); o un
calculador de flujo que utilice, por ejemplo, la medida del
entrehierro curvo de flujo de una bobina determinada.
Para sistemas en los que las bobinas de fase del
sistema 10 electromagnético se excitan de modo que haya períodos
regulares durante los cuales cada bobina de fase experimenta un
estado de flujo cero (es decir, que cada bobina tiene un flujo cero
en su interior durante un intervalo distinto de cero), el flujo
asociado con cada bobina puede ser estimado por un observador de
flujo de lazo abierto que se pone a cero durante un intervalo de
flujo cero conocido para esa bobina de fase. Tal observador de flujo
de lazo abierto puede proporcionar una indicación del flujo a través
de la aplicación de la relación conocida entre el flujo asociado con
una bobina y el voltaje aplicado y la corriente en esa bobina. Esa
relación conocida se refleja en la siguiente ecuación 1:
Ecuación 1Flujo
= Integral de [V_fase_n(t) -
i_fase_n(t)*R]/Nt
en la que V_fase_n(t) es una
señal correspondiente al voltaje de bobina de fase como función del
tiempo; i_fase_n(t) es una señal correspondiente a la
corriente de bobina de fase como función del tiempo; R es un valor
correspondiente a la resistencia de bobina de fase; y Nt es el
número de vueltas que comprende la bobina de
fase.
Para determinar el flujo aproximado para cada
bobina de fase puede utilizarse un integrador de lazo abierto
convencional. Para evitar problemas de deriva, el integrador de lazo
abierto puede ponerse a cero durante estados de flujo cero conocidos
para minimizar la acumulación de incertidumbre en el integrador con
el tiempo. La puesta a cero del integrador puede producirse o bien
de manera cronometrada (en la que los estados de flujo cero ocurren
a intervalos de tiempo conocidos) o bien el integrador puede ser un
simple integrador estabilizado. Cuando el sistema 15
electromagnético se excita de modo que en el sistema sólo se
establece un flujo unipolar, puede utilizarse un integrador
estabilizado que está estabilizado en cero.
La figura 3A ilustra en general una realización
ejemplar de un observador 30 de flujo de lazo abierto que puede
utilizarse en el sistema 10 de control ilustrado en la figura 1. Con
referencia a la figura 3A, el observador de flujo de lazo abierto
ejemplar comprende un circuito 31 integrador estabilizado que recibe
como su entrada una señal que es igual a la suma de cuatro señales
de entrada de voltaje. Las cuatro señales de entrada de voltaje que
determinan la entrada al circuito 31 integrador son, de arriba a
abajo en la figura 3: (i) un voltaje +V INTCP que corresponde a una
caída de voltaje constante que está asociada con el funcionamiento
de los dispositivos 17 y 18 de conmutación de potencia; (ii) una
señal de voltaje correspondiente a la magnitud de la corriente i de
fase; (iii) una señal +V_{CC} que está acoplada de manera
conmutable a la entrada del inversor 31; y (iv) una señal -V_{CC}
que está acoplada de manera conmutable a la entrada del inversor 31.
Las señales +V_{CC} y -V_{CC} corresponden a niveles de voltaje
CC que están relacionados de manera conocida con los niveles
positivos y negativos asociados con el alto voltaje V_{CCA} que se
aplica a la bobina de fase del sistema 15. Normalmente, las señales
+V_{CC} y -V_{CC} serán proporcionalmente menores que las
señales +V_{CCA} y -V_{CCA} asociadas con el bus CC de alto
voltaje.
En la realización de la figura 3A, la señal
+V_{CC} está acoplada a la entrada del integrador 31 a través de
un conmutador 32a controlado que se hace conductor cuando ambas
señales SU y SL son lógicamente bajas (es decir, cuando la
disposición de conmutación acoplada a la bobina de fase se actúa de
modo que el bus +V_{CCA} se aplica a la bobina de fase). De manera
similar, la señal -V_{CC} está acoplada a la entrada del
integrador 31 a través de un conmutador 32b controlado que se hace
conductor cuando ambas señales SU y SL son lógicamente altas (es
decir, cuando la disposición de conmutación acoplada a la bobina de
fase de modo se actúa que el bus -V_{CCA} se aplica a la bobina
de fase). La salida del integrador 31 estabilizado es -1* el flujo
(se invierte la señal). Puede utilizarse un amplificador con
ganancia = -1 en la salida del integrador estabilizado para ver la estimación del flujo. La inversión de la estimación del flujo Se aprovecha en el amplificador de error del controlador de flujo. El amplificador de error es un amplificador de adición con la referencia de flujo y la estimación del flujo como entradas que resultan en la ganancia K (referencia de flujo - estimación del flujo) en su salida.
ganancia = -1 en la salida del integrador estabilizado para ver la estimación del flujo. La inversión de la estimación del flujo Se aprovecha en el amplificador de error del controlador de flujo. El amplificador de error es un amplificador de adición con la referencia de flujo y la estimación del flujo como entradas que resultan en la ganancia K (referencia de flujo - estimación del flujo) en su salida.
Debido a la relación conocida entre las señales
+V_{CC} y -V_{CC} y el bus V_{CCA}, el voltaje que aparece en
la entrada del integrador 31 corresponderá directamente al voltaje
que se aplica a la bobina de fase. Como tal, una integración del
voltaje de entrada aplicado a un integrador producirá una señal que
corresponde directamente al flujo en el sistema 15 electromagnético.
El circuito ilustrado tiene una salida de la estimación de flujo
estabilizada > 0.
Se cree que el uso de los dispositivos 32a y 32b
de conmutación y de las señales +V_{CC} y -V_{CC} para
proporcionar una señal que representa el voltaje real aplicado a la
bobina de fase es beneficioso porque la magnitud del valor real del
bus CC es normalmente relativamente alta (del orden de varios
cientos de voltios más). Como tal, se requerirían componentes
grandes y costosos para integrar directamente los voltajes
relativamente altos que se aplican a la bobina de fase. Usando la
aproximación de la figura 3A, pueden utilizarse dispositivos de
menor voltaje, más económicos, para proporcionar una indicación
precisa del flujo en el sistema 15. Los expertos en la técnica que
tengan el beneficio de esta descripción apreciarán que los voltajes
reales aplicados a la bobina de fase podrían utilizarse para generar
el voltaje de entrada para el integrador 31. Alternativamente,
podrían utilizarse bobinas exploradoras que utilicen una proporción
del voltaje de fase e integrarse directamente para formar la
bobina.
En el circuito ejemplar de la figura 3A, la
corriente de fase se aplica a un resistor 33 para proporcionar una
señal de voltaje que está destinada a corregir la entrada al
integrador 31 para la resistencia de bobina. El valor del resistor
33 usado para la operación de corrección descrita anteriormente
puede seleccionarse de una serie de maneras diferentes. Para un
factor de corrección relativamente sencillo, el valor del resistor
33 puede seleccionarse como un valor inalterable que representa una
estimación de la resistencia de bobina de fase sobre las condiciones
de funcionamiento esperadas del sistema 15 electromagnético
asociado. Dado que R variará con la temperatura y con otros
factores de funcionamiento, el valor R seleccionado será sólo una
estimación aproximada del valor R real para cada bobinado de fase.
La compensación actual puede mejorarse si el valor R se
mide/estima/calcula a través del uso de un modelo térmico y de
medidas o técnicas eléctricas usadas actualmente para estimar
resistencias reales, tales como la inyección de voltaje CC.
De nuevo con referencia a la figura 3A, se
observará que, incluso a través de la conmutación del accionador, se
utilizan las señales SU y SL para desarrollar una señal de bajo
voltaje correspondiente a la señal de alto voltaje aplicada
realmente a la bobina de fase, siendo la corriente i de fase real,
no las corrientes de conmutación, la corriente que se usa para
obtener el factor de corrección de corriente. La corriente de fase
real debería utilizarse para proporcionar un factor de corrección de
corriente más preciso, ya que la corriente de conmutación no
corresponderá necesariamente a la corriente de fase. En las
realizaciones en las que los voltajes reales que se aplican a las
bobinas de fase se estiman mediante el uso de señales de conmutación
del accionador y de un bus de bajo voltaje, el factor de corrección
de corriente deberá escalarse de manera adecuada antes de restar el
factor de corrección de corriente del voltaje correspondiente al
voltaje aplicado a las bobinas de fase.
Aunque pueden utilizarse integradores reales para
obtener una estimación del flujo en el sistema 15 tal como se
describe en conexión con la figura 3A, en muchas aplicaciones puede
utilizarse un enfoque más simplista. En particular, cuando el flujo
en el sistema 15 es de promedio cero bipolar (discontinuo o
continuo), el flujo del sistema puede estimarse aproximadamente
sencillamente filtrando por paso bajo el voltaje aplicado a la
bobina de fase
(V - iR) (o filtrando por paso bajo un voltaje que, como el voltaje aplicado al integrador 31 de la figura 3A, corresponde al voltaje de bobina de fase). Tal estimación del flujo en el sistema 15 mediante el uso de filtros de paso bajo es beneficiosa en ciertas aplicaciones ya que puede minimizar los problemas de deriva y de conducta aleatoria asociados con ciertos integradores. La figura 3B ilustra en general una aproximación así en la que se aplica una señal correspondiente al voltaje de bobina de fase (que puede corregirse para la resistencia de bobina) a un filtro 34 de paso bajo para proporcionar una señal correspondiente al flujo asociado con la bobina de fase. La señal proporcionada reflejará también una caída de voltaje del dispositivo que siempre se opone al voltaje de accionamiento y que cambiaría de signo en aplicaciones que implican corrientes bipolares de excitación.
(V - iR) (o filtrando por paso bajo un voltaje que, como el voltaje aplicado al integrador 31 de la figura 3A, corresponde al voltaje de bobina de fase). Tal estimación del flujo en el sistema 15 mediante el uso de filtros de paso bajo es beneficiosa en ciertas aplicaciones ya que puede minimizar los problemas de deriva y de conducta aleatoria asociados con ciertos integradores. La figura 3B ilustra en general una aproximación así en la que se aplica una señal correspondiente al voltaje de bobina de fase (que puede corregirse para la resistencia de bobina) a un filtro 34 de paso bajo para proporcionar una señal correspondiente al flujo asociado con la bobina de fase. La señal proporcionada reflejará también una caída de voltaje del dispositivo que siempre se opone al voltaje de accionamiento y que cambiaría de signo en aplicaciones que implican corrientes bipolares de excitación.
Cuando se utilizan filtros de paso bajo en lugar
de integradores para estimar el flujo de una bobina de fase
determinada, la constante de tiempo del filtro debería ser mayor que
el período asociado con la frecuencia fundamental de la excitación
de flujo para esa bobina. Por ejemplo, si la bobina de fase se
excita a una frecuencia fundamental de
100 Hz (un periodo de 10 ms), la constante de tiempo para el filtro de paso bajo para esa bobina de fase debería ser de aproximadamente 50 ms o mayor. Dada la proporción 5:1 (o mayor) de la constante de tiempo del filtro a la frecuencia fundamental del voltaje y el voltaje promedio cero de cada voltaje de bobina, los filtros de paso bajo integrarán de manera aproximada el voltaje de bobina para proporcionar una estimación útil de los flujos de
bobina.
100 Hz (un periodo de 10 ms), la constante de tiempo para el filtro de paso bajo para esa bobina de fase debería ser de aproximadamente 50 ms o mayor. Dada la proporción 5:1 (o mayor) de la constante de tiempo del filtro a la frecuencia fundamental del voltaje y el voltaje promedio cero de cada voltaje de bobina, los filtros de paso bajo integrarán de manera aproximada el voltaje de bobina para proporcionar una estimación útil de los flujos de
bobina.
El sistema 10 de control de flujo novedoso, y sus
varios componentes, descritos anteriormente en relación con las
figuras 1-3B, pueden utilizarse beneficiosamente en
una serie de aplicaciones diferentes. Por ejemplo, el sistema 10 de
control de flujo puede utilizarse para controlar el flujo en una
máquina eléctrica rotativa, tal como un motor de inducción
convencional, un motor universal, un motor de reluctancia conmutada
o un motor de imán permanente o un motor híbrido (por ejemplo, IP y
RC). El sistema de control de flujo novedoso descrito en el presente
documento puede utilizarse también en varios dispositivos de
calibración en los que el flujo que pasa a través de un núcleo debe
controlarse hasta un nivel deseable predeterminado. Además, el
sistema de control de flujo descrito en el presente documento puede
usarse para controlar dispositivos actuadores electromagnéticos en
los que el movimiento de un elemento móvil se controla a través del
control del flujo que pasa a través de uno o más núcleos
para-
magnéticos.
magnéticos.
La figura 4 ilustra en general un actuador 40
electromagnético que puede usarse con el sistema 10 de control de
flujo novedoso descrito anteriormente. En general, el actuador 40
electromagnético comprende un conjunto 41 exterior estacionario y un
elemento móvil colocado dentro de un hueco definido por el conjunto
41 estacionario. En la realización ilustrada, el conjunto 41
exterior estacionario comprende tres generadores de flujo
desacoplados magnéticamente, sustancialmente idénticos, que
comprenden unos núcleos 43A, 43B y 43C en E. Cada núcleo en E
comprende una pila de laminaciones sustancialmente idénticas de un
material paramagnético (por ejemplo, acero) que define un núcleo con
forma de E que tiene un brazo central y dos brazos secundarios, en
el que los brazos secundarios están colocados a cada lado del brazo
central. Una parte de horquilla acopla el brazo central a los brazos
secundarios. En la realización ilustrada, para cada núcleo en E, el
ancho del brazo central es mayor que el ancho de los brazos
secundarios. En una realización, para cada núcleo en E, los anchos
de los dos brazos secundarios son sustancialmente idénticos y son
aproximadamente la mitad o ligeramente menos que la mitad del ancho
del brazo central. Por lo general, para construir los núcleos 43A,
43B y 43C en E pueden usarse las mismas técnicas de construcción
usadas para construir los núcleos de estator de las máquinas de
reluctancia con-
mutada.
mutada.
Colocada alrededor de los brazos centrales de
cada uno de los núcleos 43A, 43B y 43C en E se encuentra una bobina
de fase. En las realizaciones ilustradas, cada una de las bobinas A,
B y C de fase tiene el mismo número de vueltas y está formada de la
misma manera, de modo que las tres bobinas A, B y C de fase son
"simétricas".
Cada bobina de fase está colocada alrededor del
brazo central de su núcleo en E respectivo, de modo que, cuando se
aplica energía eléctrica a la bobina de fase, se establecerá una
corriente en la bobina de fase que establecerá un flujo a través del
núcleo en E. En la figura 4 se proporcionan mediante líneas curvas
aproximaciones de las trayectorias de flujo que se establecerán
cuando las bobinas A, B y C de fase de los núcleos 43A, 43B y 43C en
E. Tal como se refleja en la figura, las trayectorias de flujo para
los tres núcleos en E son sustancialmente idénticas y la
trayectoria de flujo de cada núcleo en E define una trayectoria de
flujo central a través del brazo central y dos trayectorias de flujo
secundarias a través de los brazos secundarios.
Con referencia de nuevo a la figura 4, puede
observarse que la disposición de los tres núcleos 43A, 43B y 43C en
E es tal que los núcleos en E definen una alma generalmente
triangular. Colocado dentro de esta alma existe un elemento 42 móvil
con forma sustancialmente triangular. En la realización ilustrada,
el elemento 42 móvil comprende una pila de laminaciones
sustancialmente idénticas de material paramagnético (por ejemplo,
acero), aunque se prevén realizaciones alternativas en las que el
elemento móvil incluya imanes permanentes (bobinas de inducción) o
electroimanes.
Tal como apreciarán los expertos en la técnica
que tengan el beneficio de esta descripción, en el actuador 40
electromagnético de la figura 4, la excitación de una de las bobinas
de fase de uno de los núcleos en E producirá una fuerza en el
elemento móvil que tenderá a provocar el movimiento del elemento
móvil hacia el núcleo con forma de E excitado. Esto es porque
siempre que se excita una bobina de fase, el elemento móvil tenderá
a moverse a una posición en la que se minimice la reluctancia de la
bobina de fase excitada. Por tanto, si se excita la bobina de fase A
asociada con el núcleo 43A en E, el elemento 42 móvil tenderá a
moverse hacia abajo hacia el núcleo 43A en E para minimizar la
reluctancia de la bobina A excitada.
En la realización ilustrada en la figura 4, los
tres núcleos 43A, 43B y 43C en E están dispuestos de modo que el
movimiento del elemento móvil pueda controlarse a lo largo de dos
grados de libertad. Por ejemplo, usando los indicadores de
referencia X, Y de la figura 4, el elemento móvil puede controlarse
para moverse tanto en el sentido X positivo como en el negativo (un
primer grado de libertad) y tanto en el sentido Y positivo como en
el negativo (un segundo grado de libertad), así como a lo largo de
cualquier trayectoria definida por puntos X e Y. Por tanto, el uso
de los tres núcleos en E permite controlar el elemento móvil a lo
largo de dos grados de libertad.
Aunque el actuador específico de la figura 4
permite controlar el elemento móvil a lo largo de dos grados de
libertad, los expertos en la técnica apreciarán que pueden usarse
diferentes números y disposiciones de los núcleos en E para
controlar el movimiento a lo largo de más o menos grados de
libertad. Por ejemplo, si se desease un actuador que fuese capaz de
moverse a lo largo de un único grado de libertad (por ejemplo,
únicamente a lo largo del eje X positivo y negativo), entonces
podría usarse un elemento móvil sustancialmente rectangular con tan
sólo dos núcleos en E. Por lo general, cuando el movimiento del
elemento móvil está provocado por la tendencia del elemento móvil a
moverse a una posición en la que se minimiza la reluctancia de una
bobina excitada, para controlar N grados de libertad se requerirán
N+1 bobinas de fase.
En realizaciones alternativas en las que se
colocan sobre el elemento móvil imanes permanentes o electroimanes
(y, por tanto, en las que la excitación de una bobina con corriente
positiva o negativa puede producir fuerzas tanto positivas como
negativas a lo largo de un grado de libertad), sólo se requieren N
bobinas para controlar N grados de libertad. Con referencia de nuevo
al actuador 40 de la figura 4, puede observarse que las trayectorias
de flujo asociadas con los tres núcleos 43A, 43B y 43C en E son
independientes entre sí. En otras palabras, los tres núcleos en E
ilustrados están "desacoplados magnéticamente". Una ventaja de
esta característica es que el flujo en cada uno de los núcleos en E
puede controlarse independientemente. Además, en la realización de
la figura 4, las bobinas A, B y C de fase asociadas con los tres
núcleos en E son excitables por separado. En otras palabras, las
bobinas de fase están "desacopladas eléctricamente". Como
tales, las corrientes de fase en cada bobina de fase pueden
controlarse de manera independiente de las corrientes en las otras
bobinas de fase. Tal como se explica con más detalle más abajo,
esta capacidad para controlar independientemente el flujo y la
corriente en cada núcleo en E independientes del flujo y las
corrientes en los demás núcleos en E es ventajosa en muchos
respectos.
Con referencia de nuevo a la figura 4, puede
mostrarse que para cada núcleo en E, la fuerza ejercida sobre el
elemento móvil que tiende a mover el elemento hacia el núcleo en E
excitado es proporcional al cuadrado del flujo que pasa a través del
brazo central del núcleo en E y corresponde generalmente a la
siguiente ecuación 2:
\frac{1}{2*\mu
o*S}(flujo^{2})
en la que \muo es una constante
que refleja la permeabilidad magnética del aire, S es un valor
correspondiente al área de la sección transversal del brazo central
del núcleo en E que es paralelo a una cara de un elemento 42 móvil,
y flujo es una señal que corresponde al flujo en el núcleo en E de
interés. El valor del flujo puede ser proporcionado por un
observador de flujo del tipo descrito anteriormente en conexión con
la descripción del observador 16 de
flujo.
Usando representaciones matriciales, la relación
entre los flujos en los tres núcleos 43A, 43B y 43C en E y las
fuerzas ejercidas sobre el elemento móvil que tienden a mover el
elemento móvil hacia los núcleos 43A, 43B y 43C en E puede
representarse mediante la ecuación matricial 1:
\newpage
| FA | 1 0 0 | flujo_A^2 | |||
| FB | = (1/[2*\muo*S]) | * | 0 1 0 | * | flujo_B^2 |
| FC | 0 0 1 | flujo_C^2 |
en la que FA, FB y FC representan
las fuerzas que tienden a mover el elemento 42 móvil hacia los
brazos móviles de los núcleos 43A, 43B y 43C en E, respectivamente,
y flujo A, flujo B y flujo C representan los flujos reales o
estimados en los núcleos en E
correspondientes.
Mediante cálculos geométricos sencillos, las
fuerzas que se ejercerán sobre el elemento móvil pueden
transformarse a partir de las coordenadas FA, FB y FC en fuerzas en
coordenadas X e Y utilizando la ecuación matri-
cial 2:
cial 2:
| FX = | 0 | \surd3/2 | -\surd3/2 | * | FA; FA, FB, FC \geq 0 |
| FY | -1 | ½ | ½ | FB | |
| FC |
Puede apreciarse a partir de las ecuaciones
matriciales n^{os} 1 y 2 que para una cierta fuerza deseada
arbitraria, en términos de un sistema de referencia adecuado (por
ejemplo, FX y FY), existe un número significativo, es más
potencialmente un número infinito, de soluciones de flujo_A, flujo_B
y flujo_C que son capaces de producir dicha fuerza deseada. Además,
debido a la naturaleza desacoplada de los núcleos en E y las bobinas
de fase del actuador 40 de la figura 4, no hay ninguna limitación
que haga ilícita ninguna de estas soluciones potencialmente
infinitas. Como tal, debido a la naturaleza del actuador ilustrado
en la figura, puede seleccionarse la solución óptima de flujo_A,
flujo_B y flujo_C. Una vez que se selecciona la solución de flujo
deseada, puede implementarse a través del uso de sistemas 10 de
control de flujo del tipo descrito anteriormente en conexión con las
figuras 1-3A. Por lo general, se requerirá un
sistema 10 de control de flujo separado para controlar el flujo en
cada uno de los tres núcleos 43A, 43B y 43C en E. Por lo general,
una solución o transformación óptima de "fuerza en flujo" para
convertir una fuerza X, Y arbitraria deseada a los valores de
flujo_A, flujo_B y flujo_C necesarios para producir esa fuerza será
la solución que minimice el flujo neto del sistema y, por tanto,
minimice la cantidad de energía necesaria para establecer ese flujo.
Tal solución normalmente proporcionará el enfoque más eficiente
energéticamente para establecer la fuerza deseada. Además, para
muchos actuadores electromagnéticos, existirán transformaciones
fuerza en flujo que requerirán el funcionamiento de los actuadores
de modo que se establezca un flujo unipolar discontinuo en el núcleo
o núcleos de los actuadores. Un tal funcionamiento de flujo
discontinuo permite el uso de los observadores de flujo de lazo
abierto que se describieron anteriormente. Una ventaja del actuador
electromagnético novedoso ilustrado en la figura 4 es que la
transformación óptima de fuerza en flujo requiere el funcionamiento
del actuador de modo que se establezca un flujo unipolar discontinuo
en los tres núcleos 43A, 43B y 43C en E durante el funcionamiento
del
actuador.
actuador.
La transformación fuerza en flujo óptima para un
sistema dado puede obtenerse: (i) estableciendo la relación entre
las fuerzas asociadas con los diferentes elementos actuadores (por
ejemplo, los núcleos en E) y los flujos asociados con esos elementos
actuadores (por ejemplo, determinando la relación reflejada por la
ecuación matricial 1); (ii) estableciendo la relación entre las
fuerzas deseadas en un sistema de referencia dado (por ejemplo, X,
Y) y las fuerzas asociadas con los diferentes elementos actuadores
(por ejemplo, determinando la relación reflejada por la ecuación
matricial 2); y (iii) resolviendo para los flujos de los elementos
actuadores en términos de las fuerzas deseadas en el sistema de
referencia dado y seleccionando la solución que es la solución de
norma mínima. Aunque puede usarse cualquier solución de norma
mínima, se ha encontrado que es beneficioso seleccionar la solución
o transformación fuerza en flujo que es la solución de norma
euclidiana mínima. El concepto de una solución de norma euclidiana
mínima será comprendido por los expertos en la técnica y se analiza
en general en la página 166 de Modern Control Theory (3ª Ed.)
por William L. Brogen.
Una vez que se establece la transformación fuerza
en flujo deseada para un sistema dado, se puede implementar en la
práctica a través de un sistema de control de fuerza. En la figura 5
se muestra una realización ejemplar de tal sistema de control de
fuerza.
Con referencia a la figura 5, se muestra un
sistema 50 de control de fuerza que incluye un actuador 40
electromagnético, del tipo ilustrado en la figura 4, que es excitado
por un controlador 12' de flujo que recibe como entrada unos
comandos cmd_flujo_A, cmd_flujo_B y cmd_flujo_C de flujo deseados y
unas señales flujo_A_est, flujo_B_est y flujo_C_est de
realimentación de flujo. Los comandos de estimación de flujo los
proporciona un estimador 16' de flujo que, por bobina de flujo,
puede tomar la forma de cualquiera de los observadores de flujo
descritos anteriormente en conexión con el observador 16 de flujo de
la figura 1. El controlador 12' de flujo, para cada fase, compara el
comando de flujo con la estimación de flujo en un comparador 19',
amplifica la señal de error en un amplificador 26' y genera señales
de excitación de bobina de fase apropiadas a través del uso de un
circuito 21 de control de excitación. La construcción del
controlador 12' puede, por fase, seguir la descripción proporcionada
anteriormente en conexión con el controlador 12 de flujo de la
figura 1. Los circuitos de accionamiento requeridos para excitar las
bobinas A, B y C de fase no se ilustran en la figura 5, aunque serán
evidentes para los expertos en la técnica que tengan el beneficio de
esta descripción.
Acoplado al controlador 12' de flujo hay un
controlador 51 de fuerza en flujo que recibe en sus entradas unos
comandos de fuerza deseados en un sistema de referencia dado (el
sistema de referencia X, Y y Z en la figura 5) y proporciona en su
salida comandos de flujo adecuados en términos de cmd_flujo_A,
cmd_flujo_B y cmd_flujo_C. El controlador 12' de flujo recibe y
actúa sobre los comandos de flujo de una manera similar a la
descrita anteriormente en conexión con el controlador 12 de flujo de
la figura 1.
Aunque el controlador 51 de fuerza en flujo puede
construirse a partir de circuitos exclusivamente analógicos, en la
realización ilustrada de la figura 5, el controlador 51 de fuerza en
flujo incluye un circuito digital, tal como un microprocesador o un
microcontrolador, que se programa de manera adecuada para
implementar una transformación fuerza en flujo deseada. El uso de un
circuito digital para construir el controlador de fuerza en flujo
puede ser beneficioso porque la transformación fuerza en flujo puede
implementarse fácilmente mediante relaciones matemáticas que se
implementan fácilmente en circuitos digitales y porque el uso de
circuitos digitales permite la fácil modificación de la
transformación fuerza en flujo. Además, cuando se utilizan circuitos
digitales para implementar el controlador 51 de fuerza en flujo, los
comandos de fuerza de entrada pueden o digitales o analógicos. Si
son analógicos, se requerirá algún tipo de conversión analógico
digital para transformar los comandos de fuerza en valores digitales
adecuados. De manera similar, cuando se utiliza un controlador 51 de
fuerza en flujo, puede requerirse convertir los comandos de flujo
deseados (si son digitales) en señales analógicas si se usa un
controlador de flujo analógico. La construcción y la programación de
un controlador 51 de fuerza en flujo se encontrarán dentro de la
capacidad de un experto en la técnica que tenga el beneficio de esta
descripción.
Las figuras 6A-6D ilustran, a
través del uso de un bloque de pseudocódigo, una forma ejemplar de
un controlador 51 de fuerza en flujo que puede implementarse a
través del uso de un microcontrolador o microprocesador programado.
La transformación fuerza en flujo implementada por el controlador
ilustrado por las figuras 6A-6D corresponde a la
solución de norma euclidiana mínima para el actuador 40 de la figura
4. Los expertos en la técnica que tengan el beneficio de esta
descripción apreciarán que aunque la descripción del controlador 51
es en términos de bloques funcionales de pseudocódigo discretos, el
controlador puede implementarse a través de uno o más procesadores
programados, circuitos analógicos o una combinación de ambos.
Con referencia a la figura 6A, el funcionamiento
general del controlador 51 de fuerza en flujo está divida en tres
bloques 60, 61y 62 funcionales de alto nivel. Por lo general, el
bloque 60 funcional etiquetado FXY_a_FABC recibe los comandos de
fuerza deseados en términos de un determinado sistema de referencia
(en este caso el sistema de referencia XY) y convierte los comandos
de fuerza en comandos de fuerza que son acordes con la disposición
física del actuador 40 (aquí, la disposición de los núcleos 43A, 43B
y 43C en E). El bloque 61 funcional recibe los comandos de fuerza en
términos de la disposición del actuador 40 y convierte esos comandos
de fuerza en comandos de flujo que corresponden a las bobinas de
fase del actuador 40. El bloque 62 funcional es un bloque funcional
opcional no requerido para todas las implementaciones del
controlador 51 que recibe los comandos de flujo procedentes del
bloque 61 y modifica los comandos para garantizar que cada uno de
los comandos de flujo es cero durante un intervalo de tiempo finito.
El uso del bloque 62 de "ajuste a cero_flujo" garantiza que los
flujos en el actuador 40 son discontinuos, por tanto, permitidos
para el uso de algunas de las formas beneficiosas de los
observadores de flujo descritos anteriormente en conexión con el
observador 16 de flujo. Cada bloque funcional se analizará en más
detalle más abajo.
Las figuras 6B1-6B4 ilustran la
estructura y el funcionamiento de un bloque 60 funcional que
transforma los comandos de fuerza de entrada en términos de FX y FY
en comandos de fuerza en términos de las fuerzas FA, FB y FC que
pueden ser generadas directamente por el actuador 40. En la
realización ilustrada, el bloque 60 funcional utiliza primero los
comandos FX y FY para obtener seis señales F_a1, F_a2, F_b1, F_b2,
F_c1 y F_c2 de control intermedias en unos bloques 63a, 63b y 63c
funcionales. Los bloques 63a-63c funcionales
multiplican esencialmente cada uno los comandos FX y FY por una
matriz de estado 2X2 que, por bobina de fase, implementa una inversa
positiva o negativa de cada partición posible de la ecuación
matricial 2. La solución correcta se selecciona entonces de entre
las soluciones posibles. Las matrices de estado 2X2 utilizadas por
los bloques 63a-63c funcionales se ilustran,
respectivamente, en las figuras 6B2, 6B3 y 6B4. Cada uno de los
bloques 63a, 63b y 63c funcionales proporciona dos valores de fuerza
de salida porque la implementación de la inversa de la ecuación
matricial 2 producirá dos soluciones para cada una de FA, FB y FC.
La solución adecuada para el sistema es seleccionada por unos
bloques 64a, 64b y 64c funcionales.
Con referencia de nuevo a la figura 6B1, cada uno
de los bloques 64a, 64b, 64c funcionales recibe como sus entradas
las dos soluciones de fuerzas de su bloque 63a, 63b o 63c funcional
asociado. Debido a la naturaleza de los bloques 63a, 63b y 63c
funcionales, al menos una de las soluciones de fuerza será positiva.
Los bloques 64a, 64b y 64c funcionales eliminan primero todas las
soluciones de fuerza negativas ajustando el correspondiente comando
de fuerza intermedio a cero y seleccionando luego el mayor de los
dos comandos de fuerza ajustados. En la realización específica de la
figura 6B1, los comandos de fuerza seleccionados procedentes de los
bloques 64a, 64b y 64c funcionales son limitados a un valor máximo
por un bloque 65 funcional para producir los comandos Fa, Fb y Fc de
fuerza por bobina de fase limitados. Se prevén realizaciones en las
que la función limitante implementada por el bloque 65 se elimina o
se implementa como una función de algún otro parámetro del
sistema.
Con referencia de nuevo a la figura 6A, una vez
que el bloque 60 funcional genera los comandos Fa, Fb y Fc, esos
comandos son procesados por el bloque 61 funcional para producir los
comandos flujo voltios_flujo_A, voltios_flujo_B y voltios_flujo_C.
El bloque 61 funcional se ilustra en mayor detalle en la figura 6C.
El funcionamiento del bloque 61 funcional representa una
implementación sencilla de la inversa acotada (>0) de la ecuación
matricial 1 por bobina de fase. Específicamente, cualquier comando
Fa, Fb y Fc negativo se ajusta a cero, ya que el actuador 40 no
puede producir fuerza negativa. A partir de los comandos de fuerza
FA, FB y FC ajustados, el flujo por bobina de fase requerido se
decide tomando la raíz cuadrada del comando de fuerza ajustado para
una fase dada multiplicado por un valor constante que corresponde
a
\sqrt{2\mu_{o}S}
Véase la ecuación 2 más arriba. Las salidas del
bloque 61 funcional son las señales voltios_flujo_A, voltios_flujo_B
y voltios_flujo_C de comando de flujo.
En la realización particular de la figura 6A, los
comandos de flujo procedentes del bloque 61 funcional se aplican
como entradas a un bloque 61 funcional de puesta a cero del flujo
que garantiza que los comandos de flujo son cero durante un
intervalo de tiempo finito. El uso de tal bloque de puesta a cero
del flujo no se requiere para la mayoría de las aplicaciones y sólo
es esencial para un movimiento X lineal. La forma precisa del bloque
62 funcional variará ligeramente dependiendo de si el controlador 51
digital de fuerza en flujo está funcionando por muestreo o de manera
continua. La figura 6D1 ilustra una construcción ejemplar de un
bloque 62 funcional para un controlador digital que muestrea los
varios valores de parámetro de control regularmente. La figura 6D2
ilustra un bloque 62' funcional similar para un controlador 51 que
funciona continuamente.
Con referencia a las dos figuras 6D1 y 6D2, los
bloques 62 y 62' funcionales reciben los comandos voltios_flujo_A,
voltios_flujo_B y voltios_flujo_C de flujo y entonces, en unos
bloques 66a, 66b y 66c funcionales para la figura 6D1 y unos bloques
66a', 66b' y 66c' funcionales para la figura 6D2, generan una señal
de comando de flujo promedio que corresponde a un promedio móvil de
la señal de comando de flujo a lo largo de un cierto intervalo de
tiempo. La manera diferente en la que se determinan estos valores
medios de comando de flujo constituye la diferencia más
significativa entre el controlador por muestreo reflejado en la
figura 6D1 y el controlador continuo reflejado en la figura 6D2.
Podría usarse cualquier forma de filtro de promedio digital o
analógico con la constante de lima adecuada.
Tanto los comandos de flujo reales como los
comandos de flujo promediados se proporcionan a un bloque 67
funcional. El bloque 67 funcional compara los comandos de flujo
reales con una fracción de los comandos de flujo medios y si el
comando de flujo real para una fase determinada es menos que una
fracción del comando de flujo medio, ajusta el comando de flujo para
que sea un valor de flujo mínimo. Si el valor de flujo real es mayor
que la fracción del comando de flujo medio, entonces el comando de
flujo real no se ajusta. Por tanto, las salidas del bloque 67
funcional constituyen las salidas voltios_flujo_A, voltios_flujo_B y
voltios_flujo_C de comando de flujo procedentes del controlador 51
de fuerza en flujo. Con referencia a la figura 5, estas salidas son
procesadas entonces por el controlador 12' de flujo para controlar
el flujo en el actuador 40.
Los expertos en la técnica que tengan el
beneficio de esta descripción reconocerán que la transformación
fuerza en flujo particular reflejada en las figuras
6A-6D no es más que un ejemplo de una transformación
fuerza en flujo que puede ser implementada por un controlador de
fuerza en flujo construido según ciertas enseñanzas de esta
descripción. Por ejemplo, una transformación fuerza en flujo
alternativa puede estar basada en un ángulo descrito por los
comandos FX y FY de fuerza y la disposición física de los núcleos en
E que comprenden el actuador 40.
La figura 7A ilustra de manera general una
representación de cuál de las bobinas de fase del actuador 40
debería excitarse para producir fuerza para un vector de fuerza
deseado en términos de X e Y. Básicamente, la figura 7A hace de
ventana para cuáles de las bobinas estarán encendidas como una
función de la dirección de la fuerza deseada en términos de un
vector que comprende unas componentes FX y FY. En esta
transformación fuerza en flujo, al igual que en la anterior, sólo se
excitan dos bobinas de fase en un instante dado. Con referencia a la
figura 7A, puede hacerse notar que cualquier fuerza ordenada
correspondiente a un ángulo de entre 30 grados y 150 grados puede
generarse por una combinación de las fuerzas FB y FC con una fuerza
FA cero. De manera similar, cualquier fuerza deseada que tenga una
dirección entre 150 grados y -90 grados puede generarse a partir de
las fuerzas FA y FC sin fuerza FB alguna, y cualquier fuerza deseada
con un vector de dirección entre -90 grados y 30 grados puede
generarse con las fuerzas FA y FB y sin fuerzas FC.
La figura 7B ilustra generalmente un bloque
funcional para generar los comandos de flujo adecuados para
implementar la transformación fuerza en flujo reflejada por la
figura 7A. Primero, el bloque funcional ilustrado en la figura
calcula el ángulo de fuerza adecuado como una función de los
comandos FX y FY. Entonces, utilizando ese ángulo, el bloque
determina en qué categoría de la figura 7A se encuentra el ángulo, y
basándose a esta determinación, determina los comandos de flujo
adecuados para las dos bobinas de fase que han de excitarse para esa
categoría. Estos comandos de flujo generados se aplican entonces al
controlador 12' de flujo, y el sistema funciona tal como se
describió anteriormente.
Se prevén otras transformaciones fuerza en flujo
adicionales. Por ejemplo, las transformaciones fuerza en flujo
particulares descritas anteriormente ocurrieron en el contexto de un
actuador 40 que tiene tres núcleos en E desacoplados que está
diseñado para controlar el movimiento del elemento 42 móvil a lo
largo de dos grados de libertad. Son posibles realizaciones
alternativas en las que el actuador comprende tan sólo dos núcleos
en E dispuestos para el movimiento lineal del elemento móvil. En
tales aplicaciones, el único comando de fuerza de entrada sería un
comando FX (o FY). Adicionalmente, podrían utilizarse cuatro núcleos
en E y podrían proporcionarse comandos FX y FY. Las figuras
8A-8C ilustran de manera general unos bloques
funcionales para un controlador 80 de fuerza en flujo que puede
utilizarse en un sistema lineal de dos núcleos en E, controlando
cada conjunto de dos un eje (grado de libertad).
Con referencia a la figura 8A, el controlador 80
ilustrado recibe un comando FX de fuerza y genera como salidas unos
comandos de flujo para las dos bobinas de fase, designados como A y
B. En general, un bloque 81 funcional transforma primero el comando
FX en unos comandos FA y FB de fuerza correspondientes al actuador
lineal y un bloque 82 funcional transforma estos comandos de fuerza
en unos comandos voltios_flujo_A y voltios_flujo_B de flujo
adecuados.
En la figura 8B se proporcionan detalles del
bloque 81 funcional. En general, el bloque 81 funcional recibe el
comando FX y, si el comando FX es negativo, asigna un valor cero a
FA y un valor igual a la magnitud de FX a FB. Por el contrario, si
FX es positivo, el bloque funcional asigna un valor cero a FB y el
valor absoluto de FX a FA. Los comandos FA y FB son restringidos
entonces a un valor máximo. El bloque 81 funcional proporciona los
comandos FA y FB a un bloque 82 funcional que determina los comandos
de flujo adecuados, voltios_flujo_A y voltios_flujo_B.
En la figura 8C se ilustra en más detalle el
bloque 82 funcional. Con referencia a la figura 8C, el bloque 82
funcional básicamente establece el comando de flujo correspondiente
si el comando de fuerza es igual que o menor que cero o calcula el
comando de flujo adecuado usando la inversa de la ecuación 1. Los
comandos voltios_flujo_A y voltios_flujo_B de flujo se aplican
entonces para excitar el sistema a un controlador de flujo
adecuado.
Los sistemas de control de fuerza descritos
anteriormente en conexión con las figuras 5-8C
tienen varias ventajas que no son disponibles generalmente a partir
de los sistemas conocidos para controlar un actuador
electromagnético para producir una fuerza deseada. Por ejemplo, en
los sistemas de control conocidos, la variable de control usada para
obtener una fuerza deseada es o bien el voltaje o bien la corriente
aplicados a las bobinas de fase. Estos sistemas están limitados
intrínsecamente porque, si se usa un control de voltaje, las fuerzas
que se producirán serán una función no lineal del voltaje
controlado. Tales problemas de control no lineal son, en la
práctica, de implementación difícil y costosa y no permiten acomodar
condiciones de funcionamiento y/o tolerancias de fabricación
cambiadas. Si se usa un control de corriente, el sistema es
inestable en lazo abierto y, para un rendimiento razonablemente
aceptable, deben tratarse las características no lineales del núcleo
del actuador. Esto resulta en las mismas dificultades no lineales
asociadas con los sistemas de control de voltaje.
El uso de un sistema de control de flujo tal como
el que se describe en el presente documento reduce o elimina de
manera significativa muchas de las dificultades asociadas con los
sistemas de control de voltaje o de corriente. Esto se debe a que,
cuando se utiliza el control de flujo, la fuerza que se genera a
través de cada entrehierro de cada elemento actuador es proporcional
al cuadrado del flujo en el entrehierro. Como tales, no hace falta
tener en cuenta las no linealidades del material magnético y las no
linealidades en la dinámica eléctrica para proporcionar un control
aceptable. Por tanto, los sistemas de control de fuerza y de flujo
que se describen en el presente documento pueden utilizarse para
implementar esquemas de control más sencillos y eficientes que son
de diseño e implementación más fácil y económica. Además, cuando se
unen al uso de un observador de flujo sencillo de lazo abierto tal
como el descrito en el presente documento, el control de flujo puede
resultar en un sistema extremadamente eficiente y elegante.
Aunque el sistema de control de flujo de la
figura 5 permite el control eficiente de la fuerza ejercida sobre el
elemento 42 móvil del actuador 40, en muchas aplicaciones es el
movimiento del elemento móvil (por ejemplo, la posición/velocidad o
la trayectoria del elemento móvil), no las fuerzas ejercidas sobre
el mismo, las que se desea controlar. Para tales aplicaciones, puede
mejorarse el sistema de la figura 5 para incorporar un lazo de
control de posición/velocidad que genere los comandos FX y FY de
fuerza deseados de tal modo que se controle el movimiento del
elemento móvil de una manera deseada. Las aplicaciones de un sistema
de control posición/velocidad del tipo descrito anteriormente son
numerosas. Por ejemplo, tal sistema de control de posición/velocidad
puede usarse para construir cojinetes electromagnéticos, así como
aparatos vibratorios y de cribado. Una aplicación específica de tal
controlador de posición/velocidad es en el campo de los soldadores
orbitales. Tales soldadores funcionan normalmente impulsando una
primera pieza que se va a soldar (por ejemplo, una pieza
termoplástica) con un movimiento orbital con relación a una segunda
pieza que se va a soldar de modo que el movimiento relativo de las
primera y segunda piezas provoque una fricción para calentar las
piezas a lo largo de la intersección de las mismas, de manera que al
cesar el movimiento relativo, las partes se enfriarán y quedarán
soldadas entre sí.
En tales soldadores, normalmente se coloca una
primera parte en un soporte. Se coloca asimismo una segunda pieza en
un soporte. Las piezas se sujetan luego en contacto forzado entre sí
a lo largo de una interfaz entre las partes y se proporciona un
impulso para impulsar la segunda pieza a lo largo de una trayectoria
repetitiva predeterminada con relación a la primera pieza para
calentar las piezas por fricción a lo largo de la interfaz, de modo
que al terminar el movimiento repetitivo, las piezas quedan soldadas
entre sí.
Los soldadores orbitales convencionales son
capaces de mover la primera pieza que se va a soldar de modo que el
movimiento relativo entre las piezas se restringa a un movimiento o
bien lineal o bien orbital. Estas restricciones al movimiento del
soldador son limitantes porque, para muchas aplicaciones, se desea
un movimiento relativo diferente y arbitrario de modo que el
movimiento relativo de las partes que se van a soldar pueda
corresponderse estrechamente a la forma de las piezas. Tal
"correspondencia a la forma" puede aumentar de manera
significativa la resistencia de la soldadura resultante. A través
del uso del sistema de control de posición/velocidad descrito en el
presente documento puede construirse un aparato de soldadura que es
capaz de establecer un movimiento relativo arbitrario entre las
piezas que se van a soldar, incluyendo el movimiento lineal, el
movimiento orbital, el movimiento giratorio o cualquier movimiento
arbitrario de la pieza que se va a soldar. Los expertos en la
técnica apreciarán que el sistema de control de posición/velocidad
descrito en el presente documento no es más que un ejemplo de un
sistema de control que se puede construir según las enseñanzas del
presente documento y que pueden controlarse otras características y
combinaciones de características (por ejemplo, la aceleración, la
velocidad, la posición o cualquier combinación de las mismas).
La figura 9 proporciona un diagrama de bloques de
alto nivel de un sistema 90 de control de posición/velocidad
ejemplar que puede utilizarse para construir un aparato de soldadura
tal como el descrito anteriormente.
Aunque el siguiente análisis está en el contexto
de un aparato de soldadura, los expertos en la técnica que tengan el
beneficio de esta descripción apreciarán que el sistema de control
de posición dado a conocer puede utilizarse para controlar la
posición/velocidad de un elemento móvil en otras aplicaciones.
Con referencia a la figura 9, el sistema 90 de
control de posición/velocidad es idéntico en muchos aspectos al
sistema de control de fuerza de la figura 5. En particular, dentro
del recuadro 50 de líneas discontinuas, el sistema 90 de control de
posición/velocidad incluye todos los componentes del sistema 50 de
control de fuerza de la figura 5, todos los cuales funcionan tal
como se ha descrito anteriormente en conexión con la figura 5.
Puesto que el actuador 40 del sistema es parte de una gran máquina
de soldadura por vibración, el elemento móvil del actuador puede
acoplarse a un brazo de soldadura adecuado o a otra herramienta de
soldadura adecuada (no mostrada).
Además de incluir los componentes del sistema 50
de control de fuerza, el control 90 de posición/velocidad incluye
dos componentes principales adicionales. Primero, en la realización
de la figura 9, las señales FX y FY de comando de fuerza son
generadas por un controlador 91 de posición/velocidad. El
controlador 91 de posición/velocidad recibe en sus entradas: (i)
señales 92 de comando de posición que representan la
posición/velocidad (o trayectoria) deseada del elemento móvil del
actuador 40; y (ii) señales de realimentación procedentes de un
observador 93 de posición/velocidad que representan información de
posición/velocidad o de trayectoria actual asociada con el elemento
móvil del actuador 40. En general, el controlador 91 de
posición/velocidad compara los comandos de posición/velocidad con la
información de realimentación de posición/velocidad para producir
señales de error de posición/velocidad y utiliza estas señales de
error de posición/velocidad para generar los comandos de fuerza
adecuados que tenderán a llevar el elemento móvil a la
posición/velocidad indicada por los comandos 92 de
posición/velocidad o a moverse a lo largo de la trayectoria definida
por los comandos 92 de trayectoria, cuando se proporcionan comandos
de trayectoria.
El controlador 91 de posición/velocidad puede
tomar muchas formas dependiendo de la manera en que se definan la
posición/velocidad y/o la trayectoria deseadas del elemento móvil.
En una realización, el controlador 91 de posición/velocidad puede
construirse para controlar la posición y la velocidad del elemento
móvil del actuador 40 en términos de la posición del elemento móvil
en un sistema de referencia X, Y y en términos de la velocidad del
elemento móvil en términos de X e Y. En tal sistema, los dos
comandos de posición de entrada proporcionados al controlador 91 de
posición/velocidad serán en términos de cmd_X, cmd_X_dot (velocidad
X), cmd_Y y cmd_Y_dot (velocidad Y), y los dos comandos de
realimentación procedentes del observador 93 de posición/velocidad
(descrito en más detalle mas abajo) serán en términos de las
posiciones y velocidades X e Y reales o estimadas del elemento móvil
(por ejemplo, real_X, X_dot_real, real_Y, Y_dot_real).
Al igual que el controlador 51 de fuerza en flujo
descrito anteriormente, el controlador 91 de posición/velocidad
puede implementarse a través del uso de un procesador digital
programado, tal como un microprocesador o un microcontrolador. En
ciertas aplicaciones, el controlador 91 de posición/velocidad puede
implementarse usando el mismo procesador programado que resultó para
implementar el controlador de fuerza en flujo. También se prevén
implementaciones analógicas. En funcionamiento, el controlador 91 de
posición/velocidad recibe las señales X, X_dot, Y e Y_dot de comando
del generador de comandos de posición/velocidad y compara las
señales de comando con señales de realimentación que representan la
posición y la velocidad reales o estimadas del elemento móvil
(real_X, X_dot_real, Y_real, Y_dot_real). Como resultado de esta
comparación del comando de posición y velocidad instantáneas y de
las señales de realimentación, se generan cuatro señales de error
(eX, eY, eX_dot y eY_dot) correspondientes a las diferencias entre
las señales de comando y las señales de realimentación. Las cuatro
señales de error pueden multiplicarse entonces por ganancias de
control adecuadas que pueden optimizarse para cada aplicación.
Luego se suman entre sí las señales de error de X (eX y eX_dot) y se
suman entre sí las señales de Y (eY y eY_dot) para producir unas
señales FX y FY de comando requeridas para colocar el elemento móvil
en la posición deseada y con la velocidad deseada. Antes de
proporcionarse al sistema 50 de control de fuerza, los comandos FX y
FY de fuerza pueden filtrarse por paso de banda para reducir la
polarización y el contenido en ruido. Las señales FX y FY de comando
de fuerza filtradas se proporcionan entonces al controlador 51 de
fuerza en flujo del sistema 50 de control de flujo. Dependiendo de
los modos parasíticos del sistema y de otros factores, el filtro y
la operación de filtrado pueden o no ser necesarios. En una
realización del controlador 91 de posición/velocidad, las señales de
realimentación que representan la posición y la velocidad X, Y del
elemento móvil del actuador 40 se generan a través del uso de un
observador 93 de posición/velocidad que incluye acelerómetros
convencionales que se colocan con respecto al actuador 40 de modo
que puedan proporcionar información de aceleración X e Y al
controlador 91. En esa realización, la posición y la velocidad en
términos de X e Y son obtenidas por el controlador 91 de
posición/velocidad utilizando filtros de paso bajo que son, a
efectos prácticos, a frecuencias superiores a 170 Hz, integradores.
El uso de filtros de paso bajo en lugar de integradores puros,
elimina los problemas de acumulación de la deriva y la varianza de
los integradores de lazo abierto.
En la figura 10A se proporcionan bloques funcionales ejemplares para implementar tal controlador de posición.
En la figura 10A se proporcionan bloques funcionales ejemplares para implementar tal controlador de posición.
Con referencia a la figura 10A, las señales de
aceleración de los acelerómetros X (d_2_x_dt_2) e Y (d_2_y_dt_2) del
observador 93 de posición/velocidad se aplican como entradas a los
bloques funcionales designados como 100X y 100Y. Cuando se utiliza
un controlador 91 digital, cualquier señal analógica de aceleración
debería convertirse a valores digitales, y los valores digitales
deberían aplicarse como entradas al controlador 91.
Los bloques 100X y 100Y funcionales incluyen
respectivamente transformaciones matemáticas convencionales que
transforman las señales de aceleración en estimaciones de la
velocidad del elemento móvil en términos de X e Y (por ejemplo,
X_dot_est e Y_dot_est). Las estimaciones de velocidad X e Y se
aplican entonces, respectivamente, a unos bloques 101X y 101Y
funcionales que transforman las estimaciones de velocidad en
estimaciones de posición/velocidad. La naturaleza matemática de la
transformación se ilustra en la figura 10A. Las estimaciones de
velocidad y posición X e Y se aplican respectivamente como entradas
a unos bloques 102X y 102Y de ganancia y a unos bloques 103X y 103Y
de escalado que ajustan las señales de estimación. Las señales de
posición y velocidad se restan entonces de las señales de comando de
posición y velocidad X e Y en unos bloques 104X y 104Y funcionales
para producir unas señales de error de posición y velocidad X e Y.
Unos bloques 105X y 105Y funcionales combinan las señales de error X
e Y para producir unas señales FX y FY que son modificadas por un
filtro de paso bajo y unas combinaciones 106X y 106Y multiplicadoras
de ganancia para producir unos comandos FX y FY que se utilizan
para controlar el sistema tal como se describió anteriormente.
El controlador de posición/velocidad ejemplar de
la figura 10A puede ser utilizado en sistemas en los que la
información de aceleración del observador 93 de posición/velocidad
se muestrea continuamente y los comandos FX y FY se generan
continuamente. Se prevén realizaciones alternativas en las que el
funcionamiento del controlador 91 no es constante, sino que funciona
con información muestreada. En la figura 10B se ilustran unos
bloques funcionales para tal controlador 91 de muestreo. En general,
el controlador 91 de la figura 10B es similar al de la figura 10A
excepto que la naturaleza matemática de los filtros y de las
transformaciones se ha ajustado para reflejar la naturaleza de
muestreo del controlador.
En los ejemplos de las figuras 10A y 10B, el
observador 93 de posición/velocidad comprende unos acelerómetros X e
Y, y las estimaciones de posición y de velocidad para el elemento
móvil del actuador 40 se obtienen a partir de las salidas de los
acelerómetros. Se prevén realizaciones alternativas en las que se
utilizan sensores de posición convencionales (por ejemplo, sensores
de proximidad) para detectar las direcciones de posición X e Y. En
tales realizaciones alternativas, puede obtenerse información de
velocidad usando un observador de orden reducido, tal como un
observador determinista estándar, un observador de error integral o
un observador de filtro de Kalman. En general, puede utilizarse
cualquier tipo de observador 93 de posición/velocidad de orden
completo o de orden reducido que pueda proporcionar información de
posición y de velocidad sobre el elemento móvil del actuador 40 para
construir un observador 93 de posición/velocidad. En realizaciones
alternativas, podrían utilizarse bobinas de captación con un
observador de posición. Las bobinas de captación miden la velocidad.
En una realización, el observador 93 de posición/velocidad puede
eliminarse, y la información de posición y de velocidad sobre el
elemento móvil del actuador 40 puede obtenerse a partir de las
características eléctricas del propio actuador 40. En realizaciones
en las que las bobinas de fase del actuador 40 se excitan de modo
que, en todo momento o en determinados instantes, al menos una de
las bobinas de fase no se excite, la bobina no excitada puede
utilizarse como sensor de proximidad. En tal realización, la bobina
de fase no excitada puede excitarse con impulsos de flujo de alta
intensidad y la corriente resultante puede detectarse. La magnitud
de esa corriente tendrá una relación algebraica sencilla con la
magnitud del entrehierro del flujo. Esa magnitud del entrehierro,
cuando se determine, será totalmente determinista de la posición X o
Y.
Desafortunadamente, cuando se requieren las
bobinas de fase para proporcionar un vector de fuerza que tenga una
dirección entre +30 grados y +120 grados (véase la figura 7A), sólo
puede determinarse la posición X a partir de la bobina no excitada.
En tales casos, la posición X puede determinarse a partir de la
información de flujo y de corriente reales o estimados. La relación
entre el flujo y la corriente estimados es, de nuevo, sencilla y
algebraica. En sistemas que tengan cuatro bobinas de fase, la
posición del elemento móvil podría determinarse completamente
mediante el análisis de las características eléctricas de las
bobinas no excitadas.
Puesto que la transformación fuerza en flujo
utilizada en el sistema de control de posición/velocidad de la
figura 9 elimina la no linealidad en el mecanismo de producción de
fuerza, las señales de error generadas y utilizadas por el
controlador 91 de posición/velocidad tienen dinámicas lineales y el
resto del sistema de control puede diseñarse utilizando métodos
lineales. Se puede utilizar cualquier método de diseño de control
lineal de salida múltiple o de entrada múltiple para ajustar el
sistema y por tanto establecer la respuesta del sistema, tal como la
colocación de polos, LQG, robusto, etcétera. Esta capacidad de
controlar instantáneamente la posición y la velocidad del elemento
móvil es muy beneficiosa en aplicaciones de soldadura por
vibración.
En una realización, la colocación de polos se
utiliza para ajustar el sistema de control en el que las cuatro
ganancias de control colocan los polos de lazo cerrado, lo que
resulta en un sistema de control proporcional. Aunque existirá un
error de estado estacionario y un error de fase finitos entre los
comandos X e Y cuando se utiliza esta forma de colocación de polos,
la forma de la órbita del elemento móvil no se verá afectada.
Los sistemas convencionales de soldadura por
vibración utilizan un sistema de control basado en promedios en el
cual el elemento móvil del sistema se controla para desplazarse o en
círculo o en elipse y se controla el radio medio del círculo o de la
elipse. Cuando se utilizan herramientas de soldadura asimétricas o
se encuentran perturbaciones del elemento móvil, tales sistemas de
control por promedio no pueden compensar con la suficiente rapidez
para estabilizar el sistema. Por el contrario, el novedoso sistema
de control que se da a conocer en este documento controla
instantáneamente la posición X, la posición Y, la velocidad X y la
velocidad Y del elemento móvil. Además, usando el control
instantáneo, el acoplamiento del movimiento X e Y se rechaza debido
a asimetrías de las herramientas y a perturbaciones de carga.
Cuando los comandos de posición/velocidad se
proporcionan en un sistema de referencia estacionario (por ejemplo,
X, Y), alrededor del lazo de control instantáneo se puede colocar un
lazo de control de radio promedio más lento para garantizar un error
cero de estado estacionario. Un lazo de control exterior de este
tipo es especialmente beneficioso para garantizar que el elemento
móvil sigue la trayectoria deseada, incluso bajo condiciones de
sobrecarga. En general, el lazo de control de radio promedio produce
un error de radio promedio que se proporciona como entrada a un
controlador de ley de control PI. La ley de control PI eliminará
entonces cualquier error de estado estacionario, aunque todavía
existirá un error de fase entre los comandos X e Y. Como el radio
promedio será una variable de CC, el controlador de ley de control
PI rechazará perturbaciones constantes de carga. La salida del
controlador de ley de control PI se añade entonces a la señal de
comando de radio para aumentar las señales de comando de radio total
a la señal de comando instantáneo proporcional.
En la ilustración de la figura 9, los comandos de
entrada de posición/velocidad se proporcionan en términos de la
posición y velocidad deseadas del elemento móvil del actuador 40 en
términos de posición y velocidad X e Y. En muchas aplicaciones de
soldadura por vibración, el movimiento deseado del elemento móvil no
corresponderá a los comandos arbitrarios X e Y, sino que
corresponderá en su lugar a comandos X e Y que tenderán a producir
un movimiento elíptico del elemento móvil del actuador 40. Para
aplicaciones de este tipo, los comandos de posición/velocidad X e Y
se pueden generar con un novedoso generador de comandos de
posición/velocidad que genera los comandos de posición y velocidad X
e Y requeridos para producir la trayectoria elíptica deseada. Un
generador de comandos de posición/velocidad de este tipo tendría sus
salidas acopladas a la entrada del controlador 91 de
posición/velocidad.
La figura 11A ilustra en general un conjunto
ejemplar de bloques funcionales que pueden utilizarse para
implementar un generador 110 de comandos de posición/velocidad
ejemplar. Con referencia a la figura, el generador 110 de comandos
de posición/velocidad recibe en sus entradas señales de comando que
definen una órbita elíptica deseada para el elemento móvil del
actuador 40. Las señales de comando recibidas por el generador 110
de comando de posición/velocidad son particularmente: (i) un comando
de eje mayor (comando_r) que corresponde al eje mayor de la órbita
elíptica deseada a lo largo del eje X; (ii) un comando de relación
de eje mayor a eje menor o comando de excentricidad (comando_exc)
que define la relación del eje mayor a lo largo del eje X con el eje
menor a lo largo del eje Y; (iii) un comando de ángulo
(comando_ángulo) que define el ángulo de desplazamiento angular del
eje mayor de la trayectoria deseada desde el eje X; y (iv) un
comando de frecuencia de funcionamiento (cf) que define la
frecuencia a la que el elemento móvil atraviesa la trayectoria
elíptica deseada.
Con referencia a la figura 11A, los varios
comandos de entrada descritos se filtran utilizando los filtros 111,
112, 113 y 114 adecuados que se muestran en la figura. Si se
utiliza un lazo de control de radio exterior tal como se describió
anteriormente, el comando de radio filtrado (r_filtrado) puede
modificarse utilizando un valor de corrección de error de radio en
una conexión 115 de adición. Entonces el comando de radio modificado
(r_error_total) está limitado a caer dentro de ciertos límites en un
bloque 116 limitador y el comando r limitado se aplica a un bloque
de transformación elíptica. Entonces, a través de unos bloques 118,
119a y 119b funcionales, el comando de frecuencia de funcionamiento
de entrada se convierte en unos valores angulares que varían con el
tiempo que se aplican como entradas en el bloque 117 de
transformación elíptica. Las otras señales de entrada filtradas
(exc_filtrada, ángulo_filtrado) se aplican directamente al bloque
117 de transformación elíptica. El bloque 117 de transformación
elíptica recibe las señales a las que se hizo referencia
anteriormente y genera los comandos de posición y velocidad X e Y
(cmd_X, cmd_X_dot, cmd_Y, y cmd_Y_dot) utilizando las relaciones
matemáticas expuestas en la figura 11A.
La figura 11A ilustra unos bloques funcionales
que pueden utilizarse para implementar un generador 110 de comandos
de posición/velocidad que funciona de manera continua en respuesta a
señales de entrada continuas. La figura 11B ilustra un generador
110' de comandos de posición/velocidad similar que funciona por
muestro para producir los comandos de posición/velocidad adecuados
en respuesta a señales de entrada muestreadas. Como apreciarán los
expertos en la técnica que tengan el beneficio de esta memoria, el
generador 110 de comandos de posición/velocidad es sustancialmente
idéntico al generador 110' de comandos de posición/velocidad siendo
las excepciones que los filtros 111', 112', 113' y 114' del
generador 110' son distintos de los de los filtros 111, 112, 113 y
114.
Los expertos en la técnica que tengan el
beneficio de esta descripción apreciarán que al sistema de control
de posición/velocidad de la figura 9 podrían aplicársele comandos de
posición/velocidad distintos de los descritos anteriormente. En
general, cualquier señal de comando de posición/velocidad adecuada
se puede expandir en series de Fourier para describir cualquier
forma de onda periódica que, en su límite, puede describirse como
una onda rectangular. Por ejemplo los comandos de posición y
velocidad X e Y de entrada podrían generarse como una función del
tiempo según las siguientes relaciones:
cmd(t)_X=r*cos(omega*t);
cmd(t)_X_dot=-r*omega*sin(omega*t);
cmd(t)_Y=r*exc*sin(omega*t) y
cmd_Y_dot=r*exc*omega*cos(omega*t); en las que r es el eje
mayor, exc es la excentricidad deseada, omega corresponde a la
frecuencia de funcionamiento deseada y t es el tiempo.
Además, se podría hacer que la trayectoria
elíptica deseada descrita anteriormente coincida con una
"superelipse" definida por ((X/A^n+(Y/B)^n)=r, en la que n es
un entero >= 2. Una trayectoria de superelipse de este tipo puede
ser recorrida con una velocidad angular de omega con series de
Fourier de las señales de referencia de comando. El sistema de
control de posición/velocidad intentaría entonces realizar un
seguimiento de las formas de onda de posición/velocidad hasta el
límite de las capacidades de los accionadores y del ancho de
banda.
Las figuras 12A-12D ilustran el
funcionamiento de un controlador de posición/velocidad del tipo
descrito anteriormente en conexión con la figura 9. Cada figura
ilustra el movimiento X e Y del elemento móvil del actuador 40, los
comandos FX y FY, los comandos de flujo y los valores de flujo de
las tres bobinas A, B y C de fase. La figura 12A ilustra el
funcionamiento del sistema para un movimiento lineal a lo largo del
eje X en un estado sin carga y la figura 12B ilustra el
funcionamiento del sistema para el mismo tipo de movimiento bajo un
estado de carga completa. De manera similar, las figuras 12C y 12D
ilustran el funcionamiento del sistema para un movimiento circular
en estados sin carga y de carga completa, respectivamente.
Como hacen evidente las figuras
12A-12D, el flujo establecido en el actuador 40 por
un controlador de flujo construido tal como se describe en el
presente documento será discontinuo y seguirá rigurosamente los
comandos de flujo, tanto para estados sin carga como de carga
completa.
Los sistemas de control de posición/velocidad
descritos anteriormente están todos basados en un sistema de
referencia estacionario (por ejemplo X e Y). Están previstas
realizaciones alternativas en las cuales el sistema de referencia
utilizado para fines de control está basado en coordenadas
giratorias. El uso de un tal sistema de referencia giratorio, para
un determinado objetivo de rendimiento, puede reducir la tasa de
muestreo requerida y proporcionar un seguimiento mejorado de la fase
y la amplitud. Además, la utilización de un sistema de referencia
de este tipo puede minimizar y/o garantizar un error cero de estado
estacionario mediante el uso de un controlador de ley de control PI,
ya que, para un sistema de referencia de este tipo las variables de
control que utiliza un sistema de control "giratorio" de este
tipo son cantidades de CC.
Según una realización de la presente invención
puede construirse un controlador de posición/velocidad giratorio que
esté basado en un sistema de referencia giratorio QD en el que esté
definido el movimiento del elemento móvil, no en términos de
posición y velocidad X e Y, sino en términos de los vectores
giratorios Q y D teniendo cada uno un vector correspondiente cuyos
elementos son cantidades PC en estado estacionario. Un sistema QD de
control de posición/velocidad de este tipo funciona de manera
similar al descrito anteriormente en relación con el sistema XY de
control con las excepciones generales que se describen más
adelante.
Cuando se utiliza un controlador de
posición/velocidad giratorio, pueden proporcionarse en términos de
la referencia QD tanto los comandos de posición/velocidad al
controlador de posición/velocidad como las señales de
retroalimentación procedentes del observador 93 de
posición/velocidad que refleja la posición/velocidad del elemento
móvil del actuador. Alternativamente, los comandos de
posición/velocidad y las señales de retroalimentación pueden
proporcionarse en términos de posición y velocidad XY, en cuyo caso
deben transformarse las señales y los comandos de posición/velocidad
del sistema de referencia XY al sistema de referencia QD. Estas
transformaciones pueden realizarse utilizando un procesador digital
programado adecuadamente.
La figura 13 ilustra en general una forma de un
sistema 130 de control QD construido que es útil para ayudar a
comprender la presente invención. En general, el sistema de control
QD incluye un controlador 132 QD que recibe en sus entradas señales
de comando de posición que definen el movimiento deseado del
elemento móvil del actuador 40 en un sistema de referencia QD
predefinido. Particularmente, en la realización ilustrada, los
comandos de posición QD de entrada son: (i) cmd_q, que define la
magnitud instantánea deseada y el signo del vector Q; (ii) cmd_d,
que define la magnitud instantánea deseada y el signo del vector D
deseado; (iii) cmd_dot_q, que define la tasa de cambio deseada en la
magnitud del vector Q; (iv) ref_dot_d, que define la tasa de cambio
deseada en la magnitud del vector D; y (v) cf, que define la
frecuencia de funcionamiento deseada del sistema. En general, Q y D
son variables cuasiestáticas que pueden ser > 0 o < 0.
El controlador 130 ejemplar de la figura 13 está
adaptado para su uso en un aparato de soldadura orbital y como tal
está especialmente adaptado para controlar el movimiento elíptico
del elemento móvil del actuador 40. Así, las operaciones de control
QD se llevan a cabo en un sistema de referencia QD elíptico
giratorio. Para definir el sistema de referencia QD elíptico
giratorio adecuado, el controlador 130 QD requiere dos variables
adicionales. La primera variable (comando_exc) como el comando_exc
comentado anteriormente, define la relación entre el eje mayor de la
elipse a lo largo del eje X y el eje menor a lo largo del eje Y. La
segunda variable (delta) define la extensión angular en la que el
eje mayor del sistema elíptico giratorio está desplazado del eje
estacionario X.
Otras entradas del controlador 132 QD incluyen
señales de retroalimentación que proporcionan información acerca de
la posición/velocidad del elemento móvil del actuador 40. En
general, estas señales las proporciona un observador 93 de
posición/velocidad que, al igual que el observador 93 de
posición/velocidad mencionado anteriormente, incluye unos
acelerómetros X e Y. La información de posición/velocidad X e Y del
observador 93 de posición/velocidad se convierte en señales q, d,
q_dot y d_dot que corresponden a los parámetros QD del elemento
móvil en el sistema de referencia QD elíptico giratorio adecuado.
Esta transformación se consigue mediante una operación de
transformación de XY a QD, reflejada en un bloque 131. La
información QD de posición/velocidad del bloque 131 se proporciona
al controlador 132 QD como otro conjunto de entradas. El controlador
QD compara entonces la información QD para el elemento móvil con la
información QD de comando para generar señales de error QD que se
utilizan para generar comandos de fuerza Q y D deseados, FQ y FD.
Estos comandos de fuerza se transforman entonces en comandos de
fuerza correspondientes en el sistema de referencia FX y FY mediante
una operación de transformación de QD en XY reflejada en un bloque
133. Se aplican entonces las señales FX y FY a un sistema 50 de
control de fuerza que controla las fuerzas aplicadas al actuador 40
de la manera anteriormente descrita en relación con el sistema de
control de fuerza de la figura 5.
El controlador 132 QD de la figura 13 y los
bloques 131 y 133 pueden implementarse mediante la utilización de un
procesador digital programado. Las figuras 14A-14D
ilustran de manera general bloques funcionales que pueden utilizarse
para implementar un controlador 132 QD ejemplar y los bloques 131 y
133. El controlador ilustrado funciona en continuo aunque los
expertos en la técnica que tengan el beneficio de esta descripción
apreciarán que un controlador QD de muestreo puede construirse
también a partir de las enseñanzas que en el presente documento se
proporcionan. Con referencia a la figura 14A, se proporciona una
vista general del controlador 132 QD y de los bloques 131 y 133. En
la realización ilustrada, el controlador QD que se muestra recibe
información de aceleración X e Y procedente de un observador 93 de
posición/velocidad que comprende unos acelerómetros X e Y. Unos
bloques 100X, 100Y, 101X y 101Y funcionales procesan la información
de aceleración X e Y para generar unas señales X_est, X_dot_est,
Y_est e Y_dot_est de la manera descrita anteriormente en relación
con la figura 10A. A continuación, se proporciona la información de
posición y velocidad X Y estimada como una entrada a un bloque 140
funcional de transformación que transforma la información XY de los
bloques 101X y 101Y funcionales en el sistema de referencia QD
elíptico giratorio adecuado. La figura 14C proporciona una
ilustración más detallada del funcionamiento del bloque 140
funcional.
Se prevén realizaciones alternativas en las que
se miden directamente X, X_dot, Y e Y_dot, estimadas tal como se
describió anteriormente o estimadas a partir de, o bien X, Y, o bien
X_dot, Y_dot.
Adicionalmente, aX, aY se podrían transformar
directamente en aQ, aD y se podría utilizar un observador para Q,
Q_dot, D, D_dot en el sistema de referencia giratorio.
Con referencia a la figura 14C, el bloque 140
funcional comprende tres bloques 141, 142 y 143 subfuncionales.
Estos bloques funcionales transforman la información X Y del
observador 93 de posición/velocidad en información QD del sistema de
referencia elíptico, giratorio, deseado. Inicialmente, las señales
X_est, X_dot_est, Y_est e Y_dot_est se proporcionan al bloque 141
funcional que transforma las señales XY en las correspondientes
señales en un sistema de referencia XY que gira con respecto al
sistema de referencia estándar en una cantidad que corresponde al
valor de la variable delta descrita anteriormente. Las salidas del
bloque 141 funcional constituyen por tanto datos de posición y
velocidad XY en un sistema de referencia XY que está desplazado con
respecto al sistema de referencia XY estacionario en una cantidad
definida por la variable de entrada delta.
La información XY ajustada para delta procedente
del bloque 141 funcional se aplica como entrada al bloque 142
funcional, que recibe las señales XY ajustadas para delta y
transforma esas señales a un sistema de referencia XY que se ha
ajustado para acomodar la excentricidad del sistema de referencia
elíptico deseado. Generalmente, el bloque 142 funcional ajusta las
señales XY ajustadas para delta para las diferencias entre el eje X
mayor y el eje Y mayor de la elipse. Tal como se refleja en la
figura 14C, una entrada del bloque 142 funcional es comando_exc.
Las señales ajustadas para delta y para la
excentricidad procedentes del bloque 142 funcional (X_c, X_dot_c,
Y_c e Y_dot_c) se aplican como entradas al bloque 143 funcional. En
general, el bloque 143 funcional transforma sus entradas (en
términos de un sistema de referencia XY estacionario) en señales QD
en términos de un sistema de referencia circular giratorio. Sin
embargo, puesto que las entradas al bloque 143 funcional QD circular
de XY son señales XY ajustadas para delta y para la excentricidad,
las señales q_est, d_est, q_dot_est y d_dot_est del bloque 143
funcional serán equivalentes a señales en el sistema de referencia
QD elíptico giratorio. Tal como se refleja en figura 14C, el comando
cf se usa en el bloque 143 funcional como una variable "teta".
La variable "teta" se define como 2*pi*cf*t, donde t es el
tiempo.
En ciertas implementaciones del controlador
ilustrado, se cree que el orden específico en el que se llevan a
cabo las transformaciones de la figura 14C es especialmente
importante porque garantiza que se realizan los ajustes adecuados
para transformar con precisión los comandos XY de entrada en
comandos QD que corresponden al sistema de referencia elíptico
giratorio adecuado.
Con referencia de nuevo a la figura 14A, las
señales q_est, d_est, q_dot_est y d_dot_est del bloque 143 funcional
se aplican a un grupo de bloques funcionales indicados globalmente
como 144. Los bloques 144 funcionales comparan las señales QD
estimadas, que reflejan la posición/velocidad del elemento móvil del
actuador 40, con las señales QD de comando para generar señales QD
de error. Los bloques 144 funcionales también pueden implementar
cualquier ley de control adecuada, tal como una ley de control PI de
múltiples entradas y múltiples salidas. Las señales QD de error de
los bloques 144 funcionales las suma adecuadamente un bloque 145 de
adición de matrices para obtener las señales de comando de fuerza FQ
y FD. En la figura 14B se proporcionan ejemplos de variables para la
matriz 145 de adición.
En la ilustración de la figura 14A, unos filtros
146a y 146b de paso bajo filtran por paso bajo las señales FQ y FD
de comando de fuerza. El bloque 147 funcional transforma entonces
las señales FQ y FD filtradas en los correspondientes comandos FX y
FY. En la figura 14D se proporciona una ilustración general de los
bloques subfuncionales que pueden utilizarse para implementar el
bloque 147 funcional.
Con referencia a la figura 14D, primero se
transforman las señales FQ y FD filtradas en las correspondientes
señales FX_circ y FY_circ de comando de fuerza de XY. En la
realización ilustrada, la transformación que lleva a cabo el bloque
148 funcional es una transformación circular sencilla de QD a XY que
no tiene en cuenta la naturaleza elíptica del sistema de referencia
QD que utiliza el controlador ni el desplazamiento delta de ese
sistema de referencia a partir del sistema de referencia XY
estacionario.
Entonces los comandos FX_circ y FY_circ del
bloque 148 funcional se aplican como entradas al bloque 149
funcional. El bloque 149 funcional también recibe como entrada el
comando_exc. En general el bloque 149 funcional transforma los
comandos FX_circ y FY_circ en comandos FX y FY (FX_elip, FY_elip)
que se ajustan para tener en cuenta la naturaleza elíptica del
sistema de referencia elíptico giratorio utilizado por el
controlador QD ilustrado. Sin embargo, los comandos FX y FY del
bloque 149 funcional no se ajustan para reflejar el desplazamiento
delta del sistema de referencia elíptico giratorio utilizado por el
controlador QD a partir del sistema de referencia XY estacionario.
Ese ajuste lo realiza el bloque funcional 150 que recibe las señales
del bloque 149 funcional y una señal correspondiente a la variable
delta y, en respuesta a esas entradas, genera señales de comando FX
y FY. Al igual que con las transformaciones reflejadas en la figura
14C, las transformaciones de la figura 14D deberían llevarse a cabo
en el orden especial anteriormente descrito para garantizar una
transformación adecuada de las señales.
Con referencia de nuevo a la figura 14A, unos
amplificadores de ganancia amplifican entonces estas señales FX y FY
del bloque 150 funcional y las aplican al controlador de fuerza para
controlar las fuerzas aplicadas al elemento móvil del actuador 40
tal como se describió anteriormente.
Aunque las diversas operaciones de transformación
anteriormente descritas para: (i) convertir señales XY de
retroalimentación a un sistema de referencia QD elíptico giratorio;
(ii) implementar una función de ley de control en el sistema de
referencia QD elíptico giratorio para generar comandos de fuerza QD;
y (iii) transformar los comandos de fuerza del sistema de referencia
QD giratorio en comandos XY de fuerza, puedan parecer complicadas,
proporcionan varias ventajas. Particularmente porque de las
transformaciones anteriormente descritas, las variables de control
realmente utilizadas en los bloques 144 funcionales para implementar
la ley de control del sistema son cantidades de CC. Como tal, se
puede utilizar una PI de entrada múltiple, de salida múltiple, u
otra ley de control de error de estado estacionario cero. El uso de
una ley de control de este tipo puede tener como consecuencia un
mejor rendimiento del sistema que el disponible de los enfoques de
control convencionales. Esto es particularmente cierto en
aplicaciones de soldadura orbital en las que es novedoso el uso de
las transformaciones descritas. En concreto, el uso de las
transformaciones y de la ley de control descritas anteriormente
elimina la necesidad de un lazo de control de radio exterior ya que
las funciones de control que ejecutaría un lazo de este tipo las
maneja la ley de control implementada por los bloques 144, 145 y 146
funcionales.
Aunque la invención se ha descrito en relación
con las realizaciones ilustrativas analizadas anteriormente, los
expertos en la técnica advertirán que se pueden hacer muchas
variaciones sin apartarse de la presente invención. Por ejemplo, el
actuador 40 novedoso se describe en el presente documento
principalmente en sistemas que utilizan un sistema de control de
flujo. Se observará que el actuador 40 puede ser excitado por una
serie de aparatos diferentes, por ejemplo, un inversor convencional,
que producirían un flujo sinusoidal en los núcleos en E del actuador
40. Aunque tal aplicación del actuador 40 novedoso no sería
potencialmente tan elegante ni tendría el mismo rendimiento que una
aplicación en la que el actuador lo excitase el controlador de flujo
novedoso que se describe en el presente documento, todavía
proporcionaría muchas de las ventajas como consecuencia de la
naturaleza desacoplada de los núcleos en E y las bobinas de fase
asociadas a esos núcleos. A la luz de variaciones del tipo descrito
anteriormente, se entenderá que la descripción anterior se hace a
título de ejemplo y no a efectos limitativos.
Claims (7)
1. Sistema de control de flujo que comprende:
un sistema electromagnético que comprende al
menos una bobina de fase y un núcleo, en el que la bobina de fase
está colocada de modo que la bobina de fase establece un flujo
magnético dentro del núcleo cuando la bobina de fase se excita;
un observador de flujo colocado para proporcionar
una señal de realimentación de flujo que corresponde al flujo en el
núcleo; y caracterizado por
un controlador de flujo que tiene una primera
entrada que recibe una señal de comando de flujo, una segunda
entrada que recibe la señal de realimentación de flujo y una salida
acoplada a la bobina de fase, comprendiendo el controlador de
flujo:
una conexión de adición que recibe la señal de
comando de flujo y la señal de realimentación del flujo y
proporciona una señal de error que varía con la diferencia entre la
señal de comando de flujo y la señal de realimentación del
flu-
jo; y
jo; y
un circuito de control de excitación que recibe
en una entrada la señal de error: (a) excitando el circuito de
control de excitación la bobina de fase para aumentar el flujo en la
bobina de fase cuando la señal de error indica que la señal de
comando de flujo es mayor que la señal de realimentación de flujo en
al menos una cantidad predeterminada; y (b) excitando el circuito de
control de excitación la bobina de fase para reducir el flujo en el
sistema de control cuando la señal de error indica que la señal de
realimentación del flujo es mayor que la señal de comando de flujo
en al menos una cantidad predeterminada.
2. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 1, en el que la bobina de fase está acoplada a
través de un bus CC por unos primer y segundo dispositivos de
conmutación, en el que el controlador de la excitación de fase
proporciona señales de salida para controlar la conductividad de los
primer y segundo dispositivos de conmutación, de modo que el
controlador de la excitación de fase: (a) vuelve conductores a ambos
primer y segundo dispositivos de conmutación para acoplar la bobina
de fase a través del bus CC cuando la señal de error indica que la
señal de comando de flujo es mayor que la señal de realimentación de
flujo en al menos una cantidad predeterminada; y (b) vuelve no
conductores a ambos primer y segundo dispositivos de conmutación
cuando la señal de error indica que la señal de realimentación de
flujo es mayor que la señal de comando de flujo en al menos una
cantidad predeter-
minada.
minada.
3. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 2, en el que el controlador de la excitación vuelve
conductor a sólo uno de los conmutadores cuando la señal de error
indica que la diferencia entre la señal de realimentación de flujo y
la señal de comando de flujo es menor que un valor
predeterminado.
4. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 3, en el que el controlador de la excitación es un
controlador histerético de error, de retorno a cero.
5. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 1, en el que el controlador de la excitación excita
la bobina de fase de modo que hay periodos regulares durante los
cuales la bobina de fase experimenta un estado de flujo cero y en el
que el observador de flujo comprende un observador de flujo de lazo
abierto que se pone a cero durante al menos uno de los periodos de
flujo cero conocidos.
6. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 5, en el que el observador de flujo de lazo abierto
comprende un integrador estabilizado que recibe como entradas: (i)
una señal de voltaje que tiene una magnitud que corresponde a la
magnitud de una corriente que fluye a través de la bobina de fase; y
(ii) al menos una señal de voltaje correspondiente al voltaje
aplicado a la bobina de fase, en el que la salida del integrador
estabilizado es la señal de realimentación del flujo.
7. Sistema de control de flujo según la
reivindicación 6, en el que:
la bobina de fase está acoplada a través de un
bus CC por unos primer y segundo dispositivos de conmutación, en el
que el controlador de la excitación de fase proporciona señales de
salida para controlar la conductividad de los primer y segundo
dispositivos de conmutación, de modo que el controlador de la
excitación de fase: (a) vuelve conductores a ambos primer y secundo
dispositivos de conmutación para acoplar la bobina de fase a través
del bus CC cuando la señal de error indica que la señal de comando
de flujo es mayor que la señal de realimentación del flujo en al
menos una cantidad predeterminada y (b) vuelve no conductores a
ambos primer y segundo dispositivos de conmutación cuando la señal
de error indica que la señal de realimentación del flujo es mayor
que la señal de comando de flujo en al menos una cantidad
predeterminada;
las entradas al integrador estabilizado incluyen:
(i) una señal de voltaje positivo que está acoplada de manera
conmutable a al menos una entrada del integrador estabilizado, en el
que la señal de voltaje positivo está relacionada de manera conocida
a continuación el valor positivo del bus CC; y (ii) una señal de
voltaje negativo que está acoplada de manera conmutable a al menos
una entrada del integrador estabilizado, en el que la señal de
voltaje negativo está relacionada de manera conocida al valor
negativo del bus CC; y
la señal de voltaje positivo se acopla de manera
conmutable a una entrada del integrador estabilizado cuando ambos
primer y segundo dispositivos de conmutación se vuelven conductores
y la señal de voltaje negativo se acopla de manera conmutable a una
entrada del integrador estabilizado cuando ambos primer y segundo
dispositivos de conmutación se vuelven no conductores.
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