ES2249792T3 - Procedimiento y sistema para limitar el eco residual. - Google Patents

Abstract

LA SEÑAL DE ECO (EC(T)) SE COMPENSA EN GRAN MEDIDA CON UNA SEÑAL DE CORRECCION (KE(T)). UN LIMITADOR DEL ECO RESIDUAL (NLP) IMPIDE LA DIFUSION DE LA SEÑAL DE ECO. SE SUPERVISAN LAS VARIACIONES DE LOS COEFICIENTES DE FILTRADO (C0, C1, ) DE LOS ELEMENTOS CORRELACIONADOS. EL MEJOR MODO DE HACERLO ES SUPERVISAR VALORES ABSOLUTOS DE COEFICIENTES AUXILIARES (HC0, HC1, ) DE ELEMENTOS DE COMPARACION (COM). CON UNA VARIACION ESPECIFICADA, LAS CONSTANTES DE TIEMPO DE UN EQUIPO DE MEDIDA SE CONMUTAN AL CALCULO DEL ECO RESIDUAL, DE MANERA QUE LA ADAPTACION A LAS PROPIEDADES MODIFICADAS DEL ENLACE ES RAPIDA Y EL LIMITADOR DE ECO RESIDUAL VUELVE A TRABAJAR EN CONDICIONES OPTIMAS.

Description

Procedimiento y sistema para limitar el eco residual.

La invención se refiere a un procedimiento para limitar el eco residual según la reivindicación 1 y un sistema indicado en una reivindicación independiente al respecto.

Los compensadores del eco de la voz contienen un limitador de eco residual, denominado abreviadamente NLP (Non linear Process). Sólo cuando no hay ninguna conversación en sentido contrario, es decir, sólo se transmite la señal de eco residual perturbadora al abonado lejano que habla, está activada esta parte del circuito. Cuando el abonado próximo o ambos abonados hablan simultáneamente, está puenteado el NLP. Un NLP activado bloquea por el contrario el eco que no puede seguir compensándose, que viene originado por faltas de linealidad en la trayectoria del eco, también debido a codificación PCM.

Un procedimiento adecuado se describe en el documento de publicación DE 41 35 790 A1. Un control interconecta entonces señales en la salida de emisión, cuando las mismas se encuentran precisamente aún por encima del nivel de la señal de eco residual. El limitador de eco residual está solamente activo cuando el abonado lejano también habla, pero en ningún caso durante la doble conversación. Para conocer con la mayor precisión posible los tiempos en los cuales sólo el abonado lejano habla, es necesaria una vigilancia de las señales que llegan y que van mediante mediciones de nivel y de atenuación. Puesto que la voz presenta fuertes oscilaciones en cuanto al volumen del sonido, los equipos de medida deben contener etapas de integración. Cuando aumenta el tiempo de integración aumenta también la precisión de la medida. Por otro lado, los valores de medida deben seguir muy rápidamente una variación en la trayectoria del eco. Por lo tanto, es necesario un compromiso.

El problema reside en cumplir de manera óptima ambos criterios, es decir, precisión y rápido reconocimiento de variaciones en la trayectoria del eco.

Este problema se resuelve mediante el procedimiento indicado en la reivindicación 1, así como el sistema indicado en la reivindicación independiente.

Ventajosos perfeccionamientos de la invención se describen en las reivindicaciones dependientes.

La ventaja especial de la invención reside en la utilización de un criterio adecuado que reconoce muy rápidamente variaciones en la trayectoria del eco y en la conmutación de las constantes de tiempo de las etapas de integración mediante este criterio. El criterio es la variación de uno de los coeficientes de filtrado. Una ventaja especial resulta cuando adicionalmente a los correladores se prevén correladores auxiliares que hacen frente intensamente a las variaciones.

Es ventajosa la conversión de las señales medidas en señales logarítmicas, puesto que entonces pueden calcularse atenuaciones mediante una simple sustracción de señales (niveles).

Los circuitos o bien protocolos de cálculo pueden simplificarse cuando se generan señales binarias que se realizan en contadores o como parte de un circuito de cálculo.

Para evitar perturbaciones debidas a una frecuente conmutación de los NLP, es ventajoso introducir un tiempo de prolongación de varios ms (120 ms), cuando el NLP ha interconectado. De esta manera queda asegurado que se transmiten también partes de la conversación habladas en voz baja. En lugar del tiempo de prolongación puede también preverse una histéresis en el integrador o bien un comparador posconectado. El criterio de control para el NLP puede también utilizarse a la vez para el control del compensador de eco. Los mismos pueden basarse también en los mismos principios, pero pueden también averiguarse con criterios de entrada más "blandos".

Un ejemplo de ejecución ventajoso de la invención se describe en base a figuras a continuación:

Se muestra en:

Figura 1 un esquema básico del compensador de eco,

Figura 2 un esquema básico del control para el limitador de eco residual (NLP),

Figura 3 un ejemplo de ejecución para un equipo de integración y

Figura 4 una variante del equipo de integración.

La figura 1 muestra un ejemplo de ejecución ventajoso de un compensador de eco, que además de los correladores conocidos K0 a Kn para el ajuste de los coeficientes de filtrado contiene estos correladores auxiliares asociados
KH0 a KHn.

El compensador de eco representado está realizado para señales codificadas en PCM. El enlace de telecomunicación entre un primer abonado TE1 y un segundo abonado "próximo" TE2 presenta un tiempo de recorrido tan largo que la señal de emisión s(t) generada por el primer abonado TE1, debido al insuficiente acoplamiento, se hace perceptible a través de la trayectoria del eco EW como señal de eco ec(t), de manera perturbadora. El largo tiempo de propagación puede venir condicionado por el tramo, por ejemplo enlaces de satélite o cables muy largos, pero también debido a codificaciones de las señales que por ejemplo sirven para una reducción de la velocidad de bits o de la corrección de errores. Para el segundo abonado TE2 se convierte la señal digital s(t) en el convertidor digital-analógico DAW en una señal analógica. La señal de eco ec(t) que se presenta en la horquilla se añade a la señal de voz sp(t) del abonado y se convierte en el convertidor analógico-digital ADW en la señal suma es(t).

El compensador de eco presenta una cadena de tiempo de propagación formada por registros T, que juntamente con los multiplicadores M y los sumadores SUM forma un filtro transversal. A este filtro se lleva una señal de voz convertida en valores de señal lineales x_{0}(t), x_{1}(t), x_{2}(t), ..., x_{n}(t) del primer abonado TE1, la señal de emisión s(t). Los registros trabajan con la frecuencia de las palabras de datos o bien valores de exploración trans-
mitidos.

Puesto que se transmiten datos comprimidos codificados en PCM, es conveniente reconvertir éstos primeramente en datos lineales. Esto tiene lugar en un linealizador LIN1.

Un correspondiente linealizador LIN2 y logaritmizador LOG se utilizan en el otro sentido de la transmisión.

Los correladores K0 a Kn llevan preconectados equipos relativizadores conocidos REL, que refieren los valores de amplitudes actuales a los precedentes, y de esta manera compensan diferencias entre las amplitudes que corresponden desde luego a la intensidad del sonido. Tiene lugar por lo tanto, en cierto modo, una normalización.

Para la consideración de la forma de funcionamiento, se supone primeramente que no tiene lugar una conversación en sentido contrario, es decir, que no se añade ninguna señal de voz sp(t) del primer abonado a la señal de eco.

El equipo para eliminar las distorsiones del eco genera con ayuda del filtro transversal una señal de corrección
ke(t), que reproduce lo más exactamente posible la señal de eco ec(t) y que se sustrae de la misma. La señal de error que queda e(t) controla los correladores, que están compuestos en cada caso por un multiplicador sencillo X0, X1, ... y un circuito sumador compuesto por una memoria ST y un sumador AD.

Cada correlador calcula un coeficiente de filtrado C0, C1, ... con el que la señal de emisión s(t) - tras la conversión en una señal de emisión relativizada x*_{0}, ..., x*_{n+1} y retardo en las etapas de tiempo de propagación T (registros) del filtro transversal - se multiplica en un multiplicador M. La señal relativizada compensa ampliamente las diferencias en la intensidad del sonido/amplitud. Es frecuente además una adaptación de los órdenes de magnitud del valor sumado y del coeficiente de filtrado necesario. Las componentes de señal retardadas de manera diferente y emitidas por los multiplicadores se reúnen en un sumador SUM con la señal de corrección ke(t).

Esta señal se sustrae en un sustractor de la señal de eco o bien de una señal de entrada es(t).

Cada correlador lleva asignado un correlador auxiliar KH0 a KHn. A sus multiplicadores XH0, XH1, ... se llevan los mismos valores de entrada, pero el coeficiente auxiliar memorizado se reduce regularmente con la presencia de un impulso de activación (distancia en el tiempo por ejemplo 4 ms). Esta función se realiza en cada caso mediante un divisor D y un sustractor SB. Cuando falta la señal y/o no está correlada, se modifica por tanto el coeficiente auxiliar en la dirección hacia cero. El valor de los coeficientes auxiliares HC0, HC1, ... - obtenidos en el formador de valores B - controla en cada caso a los multiplicadores asociados X0, X1,... del correspondiente correlador K0, K1, ... de tal manera que cuando el valor de los coeficientes auxiliares HC0, HC1, ... es reducido, el producto dC0, dC1, ... se valora a partir de la señal de emisión relativizada x*_{0}, ..., x_{n+1} y la señal de error e(t) con un factor pequeño, mientras para valores grandes del coeficiente auxiliar es provechoso un factor correspondientemente mayor. De esta manera el correspondiente producto de correlación dC0, dC1, ... es a la vez dependiente de los coeficientes
auxiliares.

Hay que añadir aún que puede ser suficiente utilizar como señales de entrada para el circuito de regulación sólo el bit de signo de la señal de error o una señal de error de falta relativizada y los bits de valor más grande del coeficiente auxiliar. Igualmente es a menudo suficiente utilizar por ejemplo los tres bits de valor máximo de la señal relativizada, tratándose al respecto de tres bits del valor más alto que se modifican de la señal lineal.

Mediante el proceso de regulación se ajustan todos los coeficientes de filtrado de tal manera que resulta una señal de falta mínima e(t). El proceso de regulación se realiza entonces en lo posible sólo cuando no hay ninguna conversación en sentido contrario.

Al hablar en sentido contrario, se superpone adicionalmente a la señal de eco no deseada ec(t), la señal de voz
sp(t) del segundo abonado TE2 y tras la sustracción de la señal de corrección ke(t) se transmite la "señal de salida de la vía de emisión" as(t) al primer abonado TE1.

La conversación en sentido contrario dificulta el proceso de regulación. Un equipo de control STE se ocupa de que al hablar en sentido contrario se interrumpa el proceso de regulación.

El esquema básico indicado puede simplificarse en su realización en cuanto a circuitos utilizando conjuntamente partes de los multiplicadores de los correladores y correladores auxiliares, cuando funcionan en servicio múltiplex en tiempo o se realizan como partes de una unidad de ordenador.

Si se parte de que de antemano los coeficientes de filtrado y auxiliares son cero y que existen señales correladas en un correlador y en el correspondiente correlador auxiliar, entonces crece primeramente el coeficiente auxiliar muy rápidamente, mientras el coeficiente de filtrado aumenta sólo muy lentamente. Cuando aumenta el valor del coeficiente auxiliar, aumenta el coeficiente de filtrado primeramente siempre con más pendiente, para a continuación, debido al proceso de compensación, alcanzar lentamente su valor final.

Puesto que el coeficiente auxiliar se reduce ahora progresivamente, desciende su valor lentamente hasta que se hace cero.

En el ejemplo de ejecución esto se provoca - de manera no lineal - de tal manera que su valor se divide por un factor constante (por ejemplo 64) y se sustrae en un sustractor SB.

Si el valor del coeficiente auxiliar se vuelve de nuevo muy bajo, las perturbaciones debidas a una conversación en sentido contrario no reconocida o a un entorno ruidoso del primer abonado tienen sólo repercusiones muy pequeñas sobre los coeficientes de filtrado.

De esta manera, se vuelve el circuito de nuevo muy insensible frente a señales perturbadoras y el comportamiento en cuanto a regulación es extremadamente estable. Para poder reaccionar rápidamente y con seguridad a variaciones en un enlace, se vigilan las señales. Una variación de las características del enlace provoca una variación de los coeficientes de filtrado. Por lo tanto estos son vigilados directa o indirectamente, para obtener un criterio adecuado para la conmutación de constantes de tiempo.

Para este fin se prevén comparadores COM, que comparan los coeficientes auxiliares con valores de umbral "S". Las salidas de los comparadores están unidas con entradas de una puerta OR, cuya señal de salida se interconecta a un equipo de control STE.

Un multiplexador MX interconecta también en cada caso una de las señales retardadas x_{0}(t), x_{1}(t), ..., ó x_{n+1}(t) como señal retardada vs(t) al equipo de control (figura 2) para los NLP, a los que se lleva también además una señal se(t) de la entrada de la trayectoria de emisión, una señal sa(t) de la salida de la trayectoria de emisión y la señal de corrección ke(t).

En el equipo de control se comprueban los niveles de las señales que se presentan y se realizan cálculos de atenuación. Un primer control STN (figura 2) obtiene a partir de aquí criterios para el control de los NLP. En este ejemplo de ejecución controla un segundo control STK mediante una señal KEA la utilización de los correladores y correladores auxiliares.

Tal como se describe extensamente en la DE 41 35 790 A1, se lleva al equipo de control STE aquella señal retardada vs(t) que está correlada más fuertemente con la señal de eco. Para la elección de la señal óptimamente retardada, se comparan dentro del intervalo de tiempo de dos valores de exploración sucesivos (125 \mus) primeramente (de manera secuencial) todos los n coeficientes C_{0} ... C_{n} entre sí. La señal asignada al coeficiente más grande x_{1}(t), x_{2}(t), ..., x_{n}(t) se interconecta a través del multiplexador MUX.

Antes de entrar en otras particularidades del circuito, debe describirse primeramente el procedimiento básico. La señal de eco residual se calcula a partir de las señales medidas y se compara con la señal real as(t) en la salida de la vía de emisión. Si la señal en la salida de la vía de emisión es mayor, entonces habla el abonado TE1 y su señal de voz debe ser interconectada en la salida A.

Para calcular la señal de eco residual, se llevan las señales de la entrada de la vía de emisión y de la salida de la vía de emisión es(t) y as(t), la señal de corrección ke(t) y la señal retardada vs(t), primeramente a respectivos equipos de formación de valor BE1 a BE4. Esto se indica en el esquema básico de la figura 2 mediante rectificadores. Las señales se filtran entonces en un filtro pasobajo, para lograr valores estables. A continuación tiene lugar el cálculo de la señal de eco residual. Para poder realizar multiplicaciones o bien divisiones, se convierten las señales primeramente en convertidores de código CU1 a CU4 en señales logarítmicas, que a continuación se sustraen una
de otra.

La atenuación del eco A_{ECHO} se calcula formándose la relación entre la señal retardada y la señal de eco o bien tras la conversión en magnitudes logarítmicas P mediante sustracción.

(1)P_{vs} - P_{es} = A_{ECHO},

cuando es(t) = ec(t)

\vskip1.000000\baselineskip

Además rige

(2)P_{vs} - P_{as} = A_{ECHO}+ A_{CANC},

cuando es(t) = ec(t)

donde A_{CANC} es la atenuación del compensador, que indica la efectividad de la señal de eco artificial ke(t). Mediante sustracción de ambas igualdades

(3)(A_{ECHO} + A_{CANC}) - A_{ECHO} = A_{CANC}

se calcula la atenuación del compensador.

Si se utiliza para el cálculo del nivel de eco residual la señal de corrección correspondiente a un eco artificial ke(t) en lugar de la señal de eco real, entonces resulta

(4)P_{ke} - A_{CANC} = P_{re}

El resultado es el nivel calculado de la señal de eco residual. Mediante el linealizador CU5, se lleva la tensión del eco residual, aumentada en una reserva de seguridad, como tensión de umbral S_{re} a un comparador COM y se compara con la señal igualmente lineal as(t). El comparador compara la tensión de umbral así calculada con la señal as(t) de la salida de la vía de emisión SA. Tan pronto como la tensión de comparación es sobrepasada por la tensión as(t) en la salida de la vía de emisión SA, se conectan los NLP a inefectivos, es decir, el interruptor se cierra. Se prevé un tiempo de prolongación de varios ms (por ejemplo 120 ms), que evita que el interruptor abra inmediatamente de nuevo al quedar el valor por debajo del umbral de comparación. De esta manera queda asegurado que también se transmitan sin obstáculo las partes de la conversación de voz más baja del abonado TE2. El tiempo de prolongación puede realizarse mediante una etapa de vuelco KM monoestable reactivable.

Las consideraciones anteriores son válidas no obstante sólo cuando el abonado TE1 habla y el abonado "próximo" TE2 calla (es(t) = ec(t)). En consecuencia, la medición - en tanto en cuanto se perciba - sólo se libera cuando habla el abonado "lejano" TE1. Por ello se realizan también bajo estas condiciones medidas de atenuación para el control de los NLP. Además, se presupone que los tiempos en los cuales no se reconoce con seguridad que se trata de una conversación doble y se miden de manera incorrecta valores de atenuación demasiado bajos, son relativamente cortos. Las medidas erróneas que tienen lugar durante estos tramos de tiempo se alisan mediante etapas de inte-
gración.

Son necesarias etapas de integración IN1, IN2 que alisan los resultados de las sustracciones.

Las correspondientes condiciones son:

a) P_{vs} > -39 dBm0

como criterio de que el abonado "lejano" TE1 habla y

b) P_{vs} > P_{es} + 4 dB

como criterio de que el abonado próximo TE2 no habla.

Una distancia de seguridad considerablemente mayor que 4 dB no es posible, porque la atenuación del eco en el caso más desfavorable sólo puede ser de 6 dB.

A la vez, debe suceder en la realización del circuito descrito a continuación, debido a la limitada capacidad de resolución del circuito:

c) P_{vs} > A_{ECHO} o bien P_{vs} > A_{ECHO}+ A_{CANC}, porque una medición de atenuación sólo puede tener lugar cuando el primer abonado TE1 habla con un nivel que es más alto que el nivel más pequeño que puede captarse P_{es} o bien P_{as} adicionalmente a la atenuación.

Los resultados se integran y se sustraen de nuevo uno de otro.

En la figura 3 se representa un circuito para la comprobación de estas condiciones, para la sustracción de dos señales y su siguiente integración. El mismo contiene uno de los sustractores SUB2 o bien SUB3 y un integrador IN. Las condiciones de nivel se comprueban en comparadores CO1 a CO3. Mediante una etapa de combinación AND (Y), se libera la medición de la atenuación en la entrada enable (liberar) E. Un integrador IN alisa el resultado de la sustracción P_{vs} - P_{es} o bien P_{vs} - P_{as} respectivamente. Como integrador puede utilizarse un filtro pasobajo digital. No obstante, también es posible utilizar un contador hacia arriba-hacia abajo, cuya dirección de cómputo es controlada por el resultado de la comparación de la señal de entrada con el valor de cómputo emitido (comparador CU4). Si el valor de cómputo ZA es inferior al nivel de entrada del comparador CO4, se cuenta hacia arriba, y si por el contrario el valor de cómputo es más grande, hacia abajo.

El comparador CO3 mantiene el contador fijo en su valor máximo cuando el nivel P_{vs} desciende por debajo del valor de cómputo ZA de la atenuación. También son usuales variantes que permiten un descenso lento del estado del contador. Con cada nuevo enlace, se reponen a cero las etapas de integración.

La constante de tiempo de la etapa de integración es conmutable. Esto se realiza mediante la aplicación de dos señales de frecuencia con distintas frecuencias: T1 = 2 kHz y TE2 = 31,25 Hz.

Como criterio para la conmutación se evalúa, tal como ya se ha mencionado, la variación de los coeficientes de filtrado. Puesto que en el presente ejemplo de ejecución los correladores auxiliares, en estado final de la regulación, presentan coeficientes auxiliares muy pequeños y reaccionan con más rapidez que los correladores, puede evaluarse directamente los valores de los coeficientes auxiliares. Cada coeficiente auxiliar se comprueba en cuanto a si sobrepasa un valor de umbral S. Si es éste el caso, entonces se conmuta a través de la puerta OR (O) el tiempo de integración, es decir, se acorta. La consulta de los coeficientes auxiliares puede evidentemente realizarse también secuencialmente.

En lugar de un pasobajo con subsiguiente logaritmador para procesar señales lineales, tal como se representa en la figura 2, puede también preverse un circuito alternativo para el procesamiento de señales de entrada logarítmicas.

El correspondiente circuito se representa en la figura 4. Como pasobajo se prevé de nuevo un contador que actúa como equipo integrador, que computa hacia arriba cuando la señal de entrada M es mayor que el valor numérico ZW y computa hacia abajo cuando el valor de entrada es inferior al valor de cómputo. Se utilizan impulsos T3 y T4 con distintas frecuencias, por ejemplo T3 = 8 kHz para el cómputo hacia arriba y T4 = 2 kHz en el cómputo hacia abajo.

Claims (15)

1. Procedimiento para la limitación del eco residual, en el que la señal de eco (ec(t)) de un primer abonado (TE1) es compensada ampliamente mediante una señal de corrección (ke(t)), que se genera con ayuda de un fil-
tro (T, M, SUM), cuyos coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) se regulan y en el que, utilizando eta-
pas de filtrado (TP1 a TP4; IN1, IN2) se genera una señal de control (SN) para accionar el limitador de eco residual
(NLP),

caracterizado porque la señal de eco residual e(t) o la señal de eco (ec(t)) se vigila continuamente y

porque cuando tiene lugar una variación de una de estas señales (e(t), ec(t)) debido a una variación en la trayectoria del eco, las constantes de tiempo de la etapa de filtrado (TP1 a TP4; IN1, IN2) se reducen transitoria-
mente.

2. Procedimiento según la reivindicación 1,

caracterizado porque la señal de corrección (ke(t)) se genera con ayuda de un filtro (T, M, SUM), cuyas combinaciones de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) se regulan,

porque una variación de los coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) se vigila como criterio para una variación de la señal de eco (ec(t)) o bien señal de eco residual (e(t)) y

porque, cuando la variación de los coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) es suficientemente grande, las constantes de tiempo de las etapas de tiempo (TP1 a TP4) se reducen.

3. Procedimiento según la reivindicación 1,

caracterizado porque los coeficientes auxiliares (HC_{0}, HC_{1}, ...) asignados a cada coeficiente de filtrado (C_{0},
C_{1}, ...) se calculan a partir de la señal de emisión (s(t)) del primer abonado lejano (TE1) y la señal de falta (e(t)) que queda de la señal de eco (ec(t)) corregida,

porque los coeficientes auxiliares (HC_{0}, HC_{1}, ...) se reducen continuamente,

y porque se vigilan los valores de los coeficientes auxiliares (C_{0}, C_{1},...) para el control de las constantes de tiempo.

4. Procedimiento según la reivindicación 2 ó 3,

caracterizado porque para el control de las constantes de tiempo se comprueba si la variación de uno de los coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) o el valor de un coeficiente auxiliar (HC_{0}, HC_{1}, ...) sobrepasan un primer valor de umbral.

5. Procedimiento según la reivindicación 2 ó 3,

caracterizado porque para el control de las constantes de tiempo se vigila la suma de los valores de las variaciones de los coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1}, ...) o la suma de los coeficientes auxiliares (HC_{0}, HC_{1}, ...).

6. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque los valores de señal (vs(t), es(t), as(t), ke(t)) utilizados para calcular la señal de control (SN) se convierten en valores logarítmicos, a partir de los cuales, mediante sustracción, se obtienen valores de atenuación (A_{ECHO}, A_{ECHO} + A_{CANC}) y utilizando equipos de filtrado pre y/o posconectados se obtiene un segundo valor de umbral (SER) correspondiente a la señal de eco residual e(t).

7. Procedimiento según la reivindicación 1,

caracterizado porque sólo se liberan las mediciones cuando la señal de emisión (s(t)) recibida del abonado lejano sobrepasa un nivel mínimo y las señales presentan en ambos sentidos de transmisión diferencias de nivel predeterminadas.

8. Sistema para la limitación del eco residual con un compensador de eco, que presenta un filtro (T, M, SUM) con coeficientes de filtrado (C_{0}, C_{1},...) controlables para generar una señal de corrección (ke(t)) con un equipo de control (STE) que presenta etapas de filtrado (TP1, Tp2; IN1, IN2) para el reconocimiento de la voz, que genera una señal para accionar el limitador de eco residual (NLP),

caracterizado porque está previsto un equipo de vigilancia (COM, OR) que comprueba una variación de la señal de eco (ec(t)) y

porque los elementos de filtrado (TP1, TP2; IN1, IN2) presentan constantes de tiempo conmutables que, cuando tiene lugar una variación de la señal del eco (ec(t)) debido a una variación en la trayectoria del eco, reducen transitoriamente las constantes de tiempo de las etapas de filtrado (TP1, Tp2; IN1, IN2).

9. Sistema según la reivindicación 8,

caracterizado porque el compensador del eco dispone de correladores (K0... Kn) para calcular los coeficientes de filtrado (C_{0} ... C_{n}), porque están previstos correladores auxiliares (HK0, HK1, ...) asignados a los correladores (K0, K1, ...) cuyos coeficientes auxiliares (HC_{0}, HC_{1}, ...) se reducen continuamente, y porque los correladores auxiliares (HK0, HK1, ...) controlan también el funcionamiento de los correladores (K0 ... Kn).

10. Sistema según una de las reivindicaciones 8 ó 9,

caracterizado porque se prevén logaritmizadores (LOG1, LOG2, ...) a los cuales se llevan señales lineales a través de las primeras etapas de filtrado (TP1, TP2, ...),

porque se prevén sustractores (SUB) para el cálculo de la atenuación y porque los sustractores (SUB) llevan posconectadas etapas de filtrado (IN1 a IN2) conmutables.

11. Sistema según una de las reivindicaciones 8 a 10,

caracterizado porque como etapas de filtrado se prevén contadores hacia arriba/hacia abajo (IN), cuya frecuencia de impulsos puede conmutarse.

12. Sistema según una de las reivindicaciones 8 a 11,

caracterizado porque el reconocimiento de voz presenta logaritmizadores (LOG1 - LOG4), a los cuales está preconectada en cada caso una etapa de filtrado (TP1 - TP4), porque se prevén sustractores (SUB1, SUB2) en los cuales se calcula la atenuación del eco (A_{ECHO}) y la atenuación del compensador (A_{ECHO} + A_{CANC}),

porque los sustractores (SUB1, SUB2) llevan posconectadas etapas de filtrado (IN1, IN2) con constante de tiempo conmutable y porque las señales de salida de los sustractores (SUB1, SUB2) se sustraen una de otra para calcular la magnitud de la atenuación del eco residual (A_{CANC}) y porque en otro sustractor (SUB4), al que se lleva la señal de corrección, se obtiene el nivel de la señal de eco residual calculada.

13. Sistema según la reivindicación 12,

caracterizado porque se prevén comparadores (CO1, CO2) que evalúan los siguientes criterios:

\bullet

señal de emisión (s(t)) > señal de eco (ec(t))

\bullet

señal de emisión (s(t)) > valor mínimo

\bullet

y sólo cuando se cumplen ambos criterios liberan la medición.

14. Sistema según una de las reivindicaciones precedentes 8 a 13, caracterizado porque los valores de señales o niveles (P_{vs} - P_{es}, P_{vs} - P_{as}) se llevan a través de un comparador (CO4) a la entrada de control (+/-) de una de las etapas de filtrado (IN) configuradas como contador hacia arriba-hacia abajo, cuyo estado de cómputo se lleva de retorno a la entrada de comparación del comparador (CO4).

15. Sistema según la reivindicación 14,

caracterizado porque se prevé un equipo de conmutación a través del que se aplican las señales de impulsos de frecuencia (T1, T2; T3, T4) con distintas frecuencias a la entrada de impulsos del contador hacia arriba-hacia a-
bajo (IN).