ES2220439T3 - Transceptor multibanda que utiliza un receptor de conversion directa. - Google Patents

Abstract

Sistema receptor de conversión directa, que comprende: Un sistema oscilador para proporcionar una primera señal (323) a una primera frecuencia que es aproximadamente un armónico de enésimo orden de una segunda frecuencia, donde n es un entero mayor que 1; un transductor (438) de frecuencias que tiene una primera entrada (431) para recibir la primera señal, una segunda entrada (430) para recibir una segunda señal (324) que tiene la segunda frecuencia, y una salida (439) para proporcionar una señal de salida obtenida de una transducción de frecuencia de la segunda señal; un primer filtro (432) dentro del o inherente al transductor de frecuencias, acoplado a la primera entrada y configurado para rechazar sustancialmente señales a la segunda frecuencia; y un segundo filtro (433) dentro del o inherente al transductor de frecuencias, acoplado a la segunda entrada y configurado para rechazar sustancialmente señales a la primera frecuencia.

Description

Transceptor multibanda que utiliza un receptor de conversión directa.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

Esta invención se refiere en generalmente al campo de las comunicaciones inalámbricas y, más concretamente, a un transceptor multibanda y a un receptor de conversión directa para un dispositivo o microteléfono de comunicación inalámbrica.

II. Antecedentes

Los sistemas de comunicación inalámbrica son una componente integral de la revolución tecnológica en curso. Los sistemas de comunicación móvil por radio, tales como los sistemas de telefonía celular, están evolucionando a un ritmo exponencial. En un sistema celular, una zona de cobertura se divide en una pluralidad de "células". Una célula es la zona de cobertura de una estación base o transmisor. Se utilizan transmisores de baja potencia, de manera que las frecuencias empleadas en una célula pueden utilizarse también en las células que son lo suficientemente distantes como para evitar interferencias. Por tanto, un usuario de un teléfono móvil, ya esté envuelto en un atasco de tráfico o en una reunión, puede transmitir y recibir llamadas telefónicas siempre y cuando el usuario esté dentro de una "célula" atendida por una estación base.

Los sistemas celulares móviles se desarrollaron originalmente como sistemas analógicos. Tras su introducción para uso comercial a principios de los 80, los sistemas celulares móviles comenzaron a experimentar un crecimiento rápido y descoordinado. Por ejemplo, en Europa los países individuales desarrollaron sus propios sistemas. En general, los sistemas de los países individuales eran incompatibles, lo que constreñía las comunicaciones móviles dentro de las fronteras nacionales y restringía el mercado para los equipos móviles desarrollados para el sistema de un país en concreto. En 1982, a fin de tratar este problema creciente, la Conferencia Europea de Correos y Telecomunicaciones (CEPT) formó el Grupo Especial Móvil (GSM) para estudiar y desarrollar un conjunto de normas comunes para una futura red celular paneuropea. Se recomendó que se reservasen dos bloques de frecuencias en el nivel de 900 MHz para el sistema. Los objetivos iniciales para el nuevo sistema incluían una capacidad de itinerancia internacional, una buena calidad de voz subjetiva, la compatibilidad con otros sistemas, tal como la Red Digital de Servicios Integrados (RDSI), la eficiencia espectral, unos costes bajos de microteléfonos y estaciones base y la capacidad de soportar nuevos servicios y un gran volumen de usuarios.

Una de las primeras decisiones importantes en el desarrollo del estándar GSM fue la adopción de un sistema digital en vez de un sistema analógico. Tal como se ha mencionado anteriormente, los sistemas analógicos estaban experimentando un crecimiento rápido, y la demanda creciente estaba poniendo a prueba la capacidad de las bandas de frecuencias disponibles. Los sistemas digitales ofrecen una eficiencia espectral mejorada y son más rentables. La calidad de la transmisión digital también es superior que la de la transmisión analógica. Los sonidos de fondo, tales como los silbidos y la estática, y los efectos distorsionantes, tales como el desvanecimiento y la diafonía, se eliminan en su mayor parte en los sistemas digitales. Las características de seguridad tales como el cifrado se implementan con más facilidad en un sistema digital. La compatibilidad con la RDSI se logra más fácilmente con un sistema digital. Por último, un enfoque digital permite el uso de la Integración a Muy Gran Escala (VLSI), facilitando así el desarrollo de microteléfonos móviles más baratos y pequeños.

En 1989, el Instituto Europeo de Normas de Telecomunicación (ETSI) asumió la responsabilidad sobre los estándares GSM. En 1990, se publicó la fase I del estándar, y en 1991, se lanzaron los primeros servicios comerciales que empleaban el estándar GSM. En 1991, también se le dio el nuevo nombre de Sistema Global de Telecomunicaciones Móviles (aún GSM). Tras su temprana introducción en Europa, el estándar se elevó a la escena mundial en 1992, cuando se introdujo en Australia. Desde entonces, el GSM se ha convertido en el estándar celular más ampliamente adoptado y de mayor crecimiento, y está colocado para convertirse en el estándar celular dominante en el mundo. Con 324 redes GSM en funcionamiento (actualmente) en 129 países, el GSM proporciona una cobertura global casi total. Hasta enero de 1999, según la Asociación del Memorándum de Acuerdo del GSM, el GSM tenía más de 120 millones de abonados. Las firmas de investigación de mercado estiman que para 2001, habrá más de 250 millones de abonados al GSM en todo el mundo. En ese momento, el GSM representará casi el 60% de la base global de usuarios móviles, con envíos anuales que superarán los 100 millones de teléfonos.

Se asignaron dos bandas de frecuencias de 25 MHz para uso del GSM. Tal como se ilustra en la figura 1a, la banda de 890-915 MHz se reserva para la transmisión o "enlace ascendente" (estación móvil a estación base) y la banda de 935-960 MHz se reserva para la recepción o "enlace descendente" (estación base a estación móvil). Luego se añadieron 10 MHz adicionales a cada banda de frecuencias. El estándar que incorpora esta ancho de banda adicional (dos bandas de 35 MHz) se conoce como el GSM Ampliado (EGSM). En el EGSM, la banda de transmisión cubre 880-915 MHz y la banda de recepción cubre 925-960 MHz (figura 1b). Los términos GSM y EGSM se emplean indistintamente, siendo GSM utilizado a veces en referencia a las partes de ancho de banda ampliado (880-890 MHz y 925-935 MHz). Algunas veces, las bandas originalmente especificadas de 890-915 MHz y 935-960 MHz se designan como el GSM Primario (PGSM). En la siguiente descripción, GSM se empleará en referencia al estándar de ancho de banda ampliado (35 MHz).

Debido al esperado uso generalizado del GSM, se anticiparon y trataron los problemas de capacidad de las bandas de frecuencias de 900 MHz. El ETSI ya ha definido una variante de 1800 MHz (DCS o GSM 1800) en el primer estreno del estándar GSM en 1989. En el DCS, la banda de transmisión cubre 1710-1785 MHz y la banda de recepción cubre 1805-1880 MHz (figura 1c). En los Estados Unidos, la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC) subastó grandes bloques de espectro en la banda de 1900 MHz, buscando introducir redes inalámbricas digitales en el país en forma de un Servicio de Comunicaciones Personales (PCS) de mercado de masas. El servicio GSM en los Estados Unidos se conoce como PCS o GSM 1900. En el PCS, la banda de transmisión cubre 1850-1910 MHz y la banda de recepción cubre 1930-1990 MHz (figura 1d).

Independientemente de qué estándar GSM se emplee, una vez se asigna una estación móvil a un canal, se mantiene una relación de frecuencia entre las bandas de frecuencias de transmisión y de recepción. En el GSM (900 MHz), esta relación fija es de 45 MHz. Por ejemplo, si a una estación móvil se le asigna un canal de transmisión en 895.2 MHz, su canal de recepción siempre estará en 940,2 MHz. Esto también es cierto para el DCS y el PCS; sólo la relación de frecuencia es diferente. En el DCS, el canal de recepción es siempre 95 MHz superior que el canal de transmisión y, en el PCS, el canal de recepción es 80 MHz superior al canal de transmisión. En la siguiente discusión, este diferencial de frecuencia se denominará el desplazamiento de frecuencia.

La arquitectura de una implementación de una red 20 GSM se representa en forma de bloques en la figura 2. La red 20 GSM está dividida en cuatro componentes o subsistemas interconectados: una Estación 30 Móvil (EM), una Subsistema 40 de Estaciones Base (BSS), un Subsistema 50 de Conmutación de Red (NSS) y un Subsistema 60 de Soporte Operacional (OSS). Generalmente, la EM 30 es el equipo o teléfono móvil que tiene el usuario; el BSS 40 se interconecta con múltiples EM 30 y gestiona los trayectos de transmisión por radio entre las EM y el NSS 50; el NSS 50 gestiona las funciones de conmutación del sistema y facilita las comunicaciones con otras redes, tales como la RTPC y la RDSI; y el OSS 60 facilita el funcionamiento y el mantenimiento de la red GSM.

La Estación 30 Móvil comprende un Equipo 32 Móvil (ME) y un Módulo 34 de Identidad del Abonado (MIA). El ME 32 es normalmente un teléfono o microteléfono móvil digital. El MIA 34 es un dispositivo de memoria que almacena información de identificación del usuario y del microteléfono. Se implementa como una tarjeta inteligente o como un módulo enchufable y activa el servicio desde cualquier teléfono GSM. Entre la información almacenada en el MIA 34 está una Identidad del Abonado Móvil Internacional (IMSI) que identifica al abonado ante el sistema 20, y una Identidad del Equipo Móvil Internacional (IMEI) que identifica el equipo móvil. Un usuario puede acceder a la red GSM a través de cualquier microteléfono o terminal GSM mediante el uso del MIA. En el MIA 34 puede almacenarse otra información, tal como un número de identificación personal (PIN) e información de facturación.

La EM 30 se comunica con el BSS 40 a través de una interfaz 36 "Um" o aérea normalizada. El BSS 40 comprende múltiples estaciones 42 base transceptoras (BTS) y controladores 44 de estaciones base (CEB). Normalmente, una BTS está en el centro de una célula y consta de uno o más transceptores de radio con una antena. Aquélla establece vías de radiocomunicación y maneja radiocomunicaciones por la interfaz Um con estaciones móviles dentro de la célula. La potencia de transmisión de la BTS define el tamaño de la célula. Cada CEB 44 gestiona múltiples, hasta cientos de, BTS 42. La comunicación BTS-CEB se produce sobre una interfaz 46 "Abis" normalizada, que el GSM especifica que esté normalizada para todos los fabricantes. El CEB asigna y gestiona los canales radioeléctricos y controla los traspasos de llamadas entre sus BTS.

Los CEB del BSS 40 se comunican con el subsistema 50 de red por una interfaz 51 "A" normalizada GSM. La interfaz A emplea un protocolo SS7 y permite el uso de estaciones base y de equipos de conmutación hechos por diferentes fabricantes. El componente principal del NSS 50 es un Centro 52 de Conmutación de Móviles (CCM). El CCM 52 gestiona las comunicaciones entre abonados móviles y entre los abonados móviles y unas redes 70 públicas. Ejemplos de redes 70 públicas con las que puede conectarse el CCM 52 incluyen una Red 72 Digital de Servicios Integrados (RDSI), una Red 74 Telefónica Pública Conmutada (RTPC), una Red 76 Móvil Terrestre Pública (RMTP) y una Red 78 Pública de Datos de Conmutación de Paquetes (RPDCP).

El CCM 52 se comunica con cuatro bases de datos para gestionar funciones de comunicación y de conmutación. Un Registro 54 de Posiciones Base (HLR) contiene detalles acerca de cada abonado que reside dentro de la zona a la que presta servicio el CCM, incluyendo identidades de abonado, servicios a los que tienen acceso y su emplazamiento actual dentro de la red. Un Registro 56 de Posiciones de Visitantes (VLR) almacena temporalmente datos sobre abonados itinerantes dentro de una zona de cobertura de un CCM en concreto. Un Registro 58 de Identidad del Equipo (EIR) contiene una lista de equipos móviles, cada uno de los cuales es identificado por un IMEI que es válido y tiene autorización para utilizar la red. Los equipos de los que se haya dado parte como perdidos o robados, se almacenan en una lista distinta de equipos no válidos que permite la identificación de los abonados que intenten usar tales equipos. El Centro 59 de Autorización (AuC) almacena datos y parámetros de autenticación y de cifrado que verifican la identidad de un usuario.

El 0SS 60 contiene uno o varios Centros de Operación y Mantenimiento (COM) que vigilan y mantienen el rendimiento de todos los componentes de la red GSM. El OSS 60 mantiene todas las operaciones de los equipos y de la red, gestiona las operaciones de tarifación y de facturación y gestiona todos los equipos móviles dentro del sistema.

Las bandas GSM de transmisión y de recepción se dividen en bandas de frecuencias portadoras de 200 kHz. Empleando técnicas de Acceso Múltiple por División de Tiempo (AMDT), cada una de las frecuencias portadoras se subdivide en tiempo en ocho intervalos de tiempo. Cada intervalo de tiempo tiene una duración de aproximadamente 0,577 ms, y ocho intervalos de tiempo forman una "trama" AMDT que tiene una duración de 4,615 ms. En la figura 3 se ilustra una implementación de una trama 80 AMDT convencional que tiene ocho intervalos 0-7 de tiempo.

En este marco AMDT convencional, cada estación móvil tiene asignada un intervalo de tiempo para recibir datos y un intervalo de tiempo para transmitir datos. Por ejemplo, en la trama 80 AMDT, el intervalo de tiempo cero se ha asignado para recibir datos y el intervalo de tiempo cuatro se ha asignado para transmitir datos. El intervalo de recepción también se denomina intervalo del enlace descendente, y el intervalo de transmisión se denomina intervalo del enlace ascendente. Tras los ocho intervalos, los intervalos restantes se emplean para operaciones de desplazamiento, control, vigilancia y otras. Este marco permite la recepción simultánea por hasta ocho estaciones móviles en una frecuencia y la transmisión simultánea por hasta ocho estaciones móviles en una frecuencia.

Tal como se ha descrito antes, actualmente hay tres bandas de frecuencias GSM definidas. Puesto que la proliferación del uso de microteléfonos inalámbricos no da muestras de ralentizarse, es probable que en el futuro se definan bandas adicionales. Por tanto, las estaciones móviles GSM destinadas para el uso global deberían tener capacidad multibanda.

Desafortunadamente, debido a los intervalos de frecuencias tan dispares de los sistemas GSM, DCS y PCS, un transceptor con un solo oscilador principal no ha sido capaz de cubrir las frecuencias requeridas. Además, los diseños que emplean osciladores independientes para cada una de las bandas no son viables debido al coste implicado, mientras que los diseños que utilizan un solo oscilador conmutable normalmente tienen un rendimiento malo.

Otro problema es que los microteléfonos multibanda actuales utilizan componentes externos (off-chip) tales como el filtro de frecuencia intermedia (FI) del receptor, el cual, en un diseño convencional, comprende un filtro de ondas acústicas de superficie (SAW). Los componentes como este tienden a ser grandes y voluminosos, y ocupan demasiado espacio. Por tanto, son inconsistentes con la demanda de los abonados de microteléfonos que sean tan compactos, ligeros y móviles como sea posible.

Este problema puede explicarse adicionalmente con referencia a la figura 20, que muestra un diseño de receptor convencional. Tal como se muestra, el receptor comprende un primer mezclador 4001, que tiene un puerto 4005 de entrada de radiofrecuencia (RF) acoplado a una antena 4011, y un puerto 4008 de entrada del oscilador local (OL). El mezclador tiene un puerto 4012 de salida acoplado, a través de una línea 4006 de señal, a la entrada de un filtro 4003 pasabanda (FPB). El FPB 4003 tiene una salida acoplada al puerto 4010 de entrada de frecuencias intermedias (FI) de un segundo mezclador 4002. El segundo mezclador 4002 también tiene un puerto 4009 de entrada del oscilador local (OL). El puerto 4014 de salida del mezclador 4002 está acoplado, a través de la línea 4015 de señal, a la entrada de un filtro 4004 paso bajo (LPF). La salida del LPF 4004 está acoplada a una línea 4007 de señal.

El primer mezclador 4001 está configurado para multiplicar las señales recibidas por los puertos de entrada de RF y del OL del mismo y para proporcionar la señal multiplicada por el puerto de salida del mismo. La frecuencia de la señal recibida en el puerto de entrada de RF es f_{RF}, y la frecuencia de la señal recibida en el puerto de entrada del OL es f_{OL1}. La señal recibida en el puerto de entrada de RF se obtiene a partir de una señal recibida por la antena 4011. Normalmente, esta señal representa una señal digitalizada de audio que se ha modulado sobre una señal portadora de RF. En la siguiente discusión, esta señal digitalizada de audio se denominará la señal de banda base, pero debería apreciarse que, en la práctica, la señal de banda base puede ser una señal deseada distinta de una señal digitalizada de audio, incluyendo una señal de datos.

La señal proporcionada en el puerto 4012 de salida tendrá componentes de primer orden en las frecuencias f_{RF}-f_{OL1} y f_{RF}+f_{OL1}. La frecuencia f_{RF}-f_{OL1} es una frecuencia intermedia que se denominará f_{FI}. En una implementación, f_{RF} es 900 MHz, f_{OL1} es 450 MHz y f_{FI} es 450 MHz. En esta implementación, los componentes de primer orden de la señal de salida estarán en 1350 MHz y 450 MHz.

El FPB 4003 tiene una banda de paso centrada en f_{FI}, y está configurado para permitir el paso del componente de FI de la señal de salida y para evitar el paso del otro componente de primer orden, es decir, el componente a la frecuencia f_{RF}+f_{OL1}. El FPB 4003 rechaza también cualquier señal no deseada fuera de la banda deseada en torno a f_{RF}-f_{OL1}.Este componente de FI se proporciona luego como entrada al puerto 4010 de entrada del mezclador 4002.

La señal proporcionada como entrada al puerto OL del mezclador 4002 tiene una frecuencia f_{OL2}. Esta frecuencia se selecciona de manera que sea la misma que la frecuencia f_{FI} de la señal proporcionada en el puerto 4010 de entrada. El mezclador 4002 multiplica estas dos señales y proporciona la señal multiplicada por el puerto 4014 de salida. La señal de salida tendrá dos componentes de primer orden, uno a la frecuencia de banda base, f_{BB}, y la otra al doble de la frecuencia f_{FI}.

La señal de salida del mezclador 4002 se proporciona como entrada al LPF 4004. El LPF 4004 está configurado para permitir el paso del componente de banda base de la señal a la que da salida el mezclador 4002 y para evitar el paso del componente de alta frecuencia, es decir, la frecuencia al doble de f_{FI}, de la salida del mezclador 4002. Por tanto, el componente de banda base se proporciona como una salida de la línea 4007 del receptor.

En funcionamiento, el receptor de la figura 20 funciona de la siguiente manera. Se recibe una señal por la antena 4011 que representa una señal de banda base modulada sobre una señal portadora de RF. La señal se pasa a través de un mezclador 4001, el cual produce por su puerto de salida una señal que tiene un componente de primer orden representativo de la señal de banda base, pero a una frecuencia intermedia en vez de a frecuencias de banda base, y también un segundo componente de primer orden. La señal se pasa a través del FPB 4002 para aislar el componente de frecuencia intermedia del otro componente de primer orden. Este componente de frecuencia intermedia se pasa luego a través del mezclador 4002, el cual produce por su puerto de salida una señal que tiene un componente de banda base y un componente de frecuencia intermedia. A continuación, la señal se pasa a través del LPF 4004 para aislar el componente de banda base del componente de frecuencia superior. Por tanto, el LPF 4004 produce por su salida una señal representativa de la señal de banda base.

Tal como resulta evidente por la descripción anterior, el funcionamiento del receptor de la figura 20 tiene lugar en dos etapas básicas. En la primera etapa, la parte de banda base de la señal entrante de RF se reduce hasta una frecuencia intermedia. En la segunda etapa, la parte de banda base en la frecuencia intermedia se reduce hasta una frecuencia de banda base. Cada una de estas etapas se realiza en y a través de elementos distintos, la primera etapa, a través del mezclador 4001 y del FPB 4003, y la segunda etapa, a través del mezclador 4002 y el LPF 4004.

Debido al coste y a la complejidad de reducir la parte de banda base en múltiples etapas en el receptor de la figura 20, y al coste de los elementos requeridos para realizar estas múltiples etapas, el receptor de la figura 20 no es ideal.

Los receptores de conversión directa eliminan la necesidad de filtros de FI. Sin embargo, los receptores de conversión directa actuales son propensos a la autoconversión a c.c. de la señal del oscilador local o de bloqueadores de RF de gran tamaño.

Este problema puede explicarse adicionalmente con referencia a la figura 4, que ilustra un receptor de conversión directa convencional. Tal como se ilustra, el receptor de la figura 4 comprende una antena 200 acoplada al puerto 219 de entrada de radiofrecuencia ("RF") de un mezclador 211. El mezclador 211 tiene un puerto 214 de entrada del oscilador local ("OL") y un puerto 201 de salida. El mezclador mezcla las señales proporcionadas en los puertos de entrada de RF y del OL y proporciona la señal mezclada al puerto de salida. En el receptor de la figura 4, la frecuencia de la señal proporcionada en el puerto de entrada del OL, f_{OL}, se iguala a la frecuencia de la frecuencia de la portadora, f_{RF}, de la señal proporcionada en el puerto de entrada de RF, de manera que f_{OL} = f_{RF}. La señal mezclada proporcionada en el puerto 201 de salida del mezclador 211 tiene un componente de primer orden a la frecuencia de banda base, f_{BB}, y un primer componente al doble de las frecuencias de la portadora de RF o del OL, o 2f_{OL}.

El puerto 201 de salida del mezclador 214 está acoplado a un LPF 212 a través de una línea 213 de señal. La finalidad del LPF 212 es seleccionar únicamente el componente de banda base de la salida de señales del mezclador 211 al tiempo que se suprime el componente de frecuencia superior a la frecuencia 2f_{OL}. El LPF 212 también rechaza cualquier señal no deseada fuera de la banda deseada en torno a f_{BB}. La salida del LPF 212 se proporciona en una línea 215 de señal. Representa la parte de banda base de la señal de RF recibida por la antena 200.

Una ventaja del diseño de la figura 4 es la eliminación del filtro de FI y de los componentes relacionados, tal como el segundo mezclador. Sin embargo, un problema con este diseño es su vulnerabilidad a la fuga entre las señales en los puertos de entrada de RF y de FI del mezclador. Este problema se explica adicionalmente en la siguiente sección.

Con referencia a la figura 4, considérese el caso en el que una parte de la señal proporcionada por el puerto de entrada del OL se fuga al puerto de entrada de RF. Esto se identifica en la figura 4 con el número 216 de referencia. Esta parte será mezclada por el mezclador 211 con la señal del OL original, produciendo así una distorsión en la señal de salida a la frecuencia de banda base. Puesto que esta distorsión está a la frecuencia de banda base, pasará a través del LPF 212 y aparecerá en la señal de salida proporcionada en la línea 215 de señal. El resultado es que esta señal de salida está distorsionada en relación con la señal de banda base transmitida original.

A continuación, considérese el caso en el que una parte de la señal proporcionada en el puerto de entrada de RF se fuga al puerto de entrada del OL. Esto está representado en la figura 4 por el número 217 identificativo. Esta parte será mezclada por el mezclador 211 con la señal de RF original, produciendo así una distorsión en la salida del mezclador a la frecuencia de banda base. De nuevo, esta distorsión, que está a la frecuencia de banda base, aparecerá en la señal de salida proporcionada en la línea 215 de señal.

Además de la fuga entre los puertos de entrada de RF y del OL, otro problema proviene de que la señal del OL se fuga a la antena 200 y es emitida por ésta. Esta fuga está representada en la figura 4 por el número 218 identificativo. Esta fuga puede interferir con otros receptores similares que pueden estar presentes en la misma zona geográfica, ya que el componente del OL emitido se encuentra a la misma frecuencia que las señales de RF recibidas por estos otros receptores.

Este problema de fuga hace que el receptor de conversión directa de la figura 4 no sea adecuado para el uso en aplicaciones tales como los microteléfonos inalámbricos móviles del GSM, y otros sistemas con grandes requisitos de supresión de bloqueo, porque la distorsión introducida por la fuga es inaceptable para estas aplicaciones.

El documento EP 0 798 880 A2 describe un receptor de conversión directa en el que la frecuencia LO1 del oscilador local se fija en la frecuencia del canal recibido. Aquí, la fuga de la entrada del oscilador local de este receptor al puerto de señales recibidas se mezclará con la entrada del oscilador local y producirá un componente de banda base no deseado en la salida. Similarmente, la fuga de la entrada de señales recibidas a la entrada del oscilador local se mezclará con la entrada de señales recibidas y también producirá un componente de banda base no deseado en la salida. Por tanto, este receptor estará sometido al problema de fuga endémico en la técnica anterior.

El documento WO 92/01137 también describe un receptor de conversión directa. Aquí, la fuga de la entrada del oscilador local a la entrada de señales recibidas se mezclará todavía con la entrada del oscilador local y producirá un componente de banda base no deseado, dado que tanto la fuga como la entrada del oscilador local estarán a la misma frecuencia. Similarmente, la fuga de la entrada de señales recibidas a la entrada del oscilador local producirá aún un componente de banda base no deseado, puesto que ambas estarán a la misma frecuencia. Por tanto, este receptor también estará sometido al problema de fuga endémico en la técnica anterior.

Los esfuerzos para resolver este problema han supuesto el blindaje y la separación física entre las entradas de RF y del OL. Sin embargo, el blindaje es caro y frecuentemente inefectivo a las altas frecuencias que normalmente caracterizan a los teléfonos inalámbricos móviles actuales, 900 MHz o más. Además, la separación física es poco práctica para el uso en microteléfonos inalámbricos, en los que el espacio escasea. El aislamiento puerto a puerto del mezclador es también un valor finito que normalmente se vuelve más pequeño a frecuencias superiores.

La distorsión introducida por la fuga siempre tiene como resultado una c.c no deseada en la salida del mezclador. Para el GSM y algunos otros sistemas, no se permite que esta c.c. sea eliminada por mecanismos, tal como un condensador de bloqueo, porque la propia señal deseada puede contener c.c.

Por consiguiente, existe una necesidad de un transceptor multibanda que supere las desventajas de la técnica anterior.

También existe una necesidad de un receptor de conversión directa que supere las desventajas de la técnica anterior.

Objetos y ventajas adicionales resultarán evidentes para los expertos en la técnica que pongan en práctica la invención o se expondrán en la descripción que viene a continuación.

Solicitudes relacionadas

Esta solicitud reivindica prioridad sobre la solicitud de patente estadounidense con nº de serie 09/386.865, presentada el 31 de agosto de 1999, titulada "MULTI-BAND TRANSCEIVER UTILIZING DIRECT CONVERSION RECEIVER", y sobre la solicitud de patente estadounidense con nº de serie 09/260.919, presentada el 2 de marzo de 1999, titulada "DIRECT CONVERSION RECEIVER", ambas de las cuales son propiedad en común del solicitante de la presente solicitud. Además, esta solicitud está relacionada con la solicitud de patente estadounidense con nº de serie 09/261.056, titulada "PREPROCESSOR AND RELATED FREQUENCY TRANSLATOR", presentada el 2 de marzo de 1999, y sobre la solicitud de patente estadounidense con nº de serie 09/386.956, titulada "DIRECT CONVERSION RECEIVER EMPLOYING SUBHARMONIC FREQUENCY TRANSLATOR ARQUITECTURE AND RELATED PREPROCESSOR", presentada el 27 de agosto de 1999, ambas de las cuales son propiedad en común del solicitante de la presente solicitud.

Sumario de la invención

Según la finalidad de la invención tal como se describe ampliamente en el presente documento, se proporciona un transceptor multibanda para transmitir y recibir señales de RF en una de entre una pluralidad de bandas de frecuencias. Ventajosamente, el transceptor está configurado para el uso en un dispositivo de comunicación inalámbrica, ya sea un dispositivo o microteléfono móvil o una estación base u otro componente infraestructural. En una implementación, el transceptor está configurado para las bandas GSM y DCS; en otra, para las bandas GSM, DCS y PCS.

La parte receptora del transceptor incluye un receptor de conversión directa (RCD). Una señal obtenida de un oscilador local sintonizable abastece al receptor. Adicionalmente, en una realización, el oscilador local se comparte con un convertidor elevador en la parte transmisora del transceptor.

El receptor de conversión directa incluye un transductor de frecuencias que tiene unos primer y segundo puertos. En una implementación, el transductor de frecuencias es un mezclador. En otra, es un multiplicador. Un primer filtro está acoplado al primer puerto, y un segundo filtro está acoplado al segundo puerto. Preferiblemente, los filtros están integrados en los puertos o son inherentes a ellos, de manera que el transductor de frecuencias no tiene puertos expuestos sin filtrar. Un tercer filtro está acoplado a la salida del transductor de frecuencias. Ventajosamente, es un filtro paso bajo configurado para proporcionar como señal de salida el componente de banda base de la señal a la que da salida el transductor de frecuencias.

En funcionamiento, se selecciona una de entre la pluralidad de bandas. Una señal obtenida de la salida del oscilador local se acopla al primer puerto filtrado del transductor de frecuencias del RCD. La frecuencia f_{1} de la señal se ajusta a través de una sintonización adecuada del oscilador local de manera que sea aproximadamente un armónico de enésimo orden de la frecuencia f_{2}, de la portadora de la señal que ha de aplicarse al segundo puerto filtrado del transductor de frecuencias del RCD, donde n es un entero mayor que 1. Es decir, f_{1}\cong(1/2)f_{2}, donde n es un entero mayor que 1. (A los efectos de esta descripción, se pretende que el uso de los términos tales como "más o menos" o "aproximadamente" o "sustancialmente", o del símbolo "\cong" para describir relaciones de frecuencia o de temporización entre señales y demás, tome en consideración las tolerancias que son aceptables en la industria y dé un margen en la descripción de estas relaciones que sea consistente con estas tolerancias cuando no pueda ser posible una exactitud matemática estricta.)

Preferiblemente, el primer filtro es un filtro paso bajo que tiene una frecuencia de corte por debajo de la banda seleccionada y superior a la frecuencia del armónico de enésimo orden. Es decir, la frecuencia de corte es superior a f_{1} e inferior a f_{2}. Por consiguiente, está configurado para atenuar sustancialmente la frecuencia f_{2} en el primer puerto no filtrado del transductor de frecuencias. Similarmente, el segundo filtro es preferiblemente un filtro paso alto que tiene una frecuencia de corte por debajo de la banda seleccionada, y superior a la frecuencia del armónico de enésimo orden. De nuevo, la frecuencia de corte es superior a f_{1} e inferior a f_{2}. Por consiguiente, está configurado para atenuar la primera frecuencia f_{1} en el segundo puerto no filtrado del transductor de frecuencias.

A través del funcionamiento de estos filtros, se eliminan o reducen los efectos de la fuga entre los primer y segundo puertos del transductor de frecuencias. La fuga desde el primer puerto al segundo puerto será a la frecuencia f_{1} y por tanto será atenuada por el segundo filtro. Similarmente, la fuga desde el segundo puerto al primer puerto será a la frecuencia f_{2} y por tanto será atenuada por el primer filtro. En tercer lugar, la emisión a la frecuencia f_{1} por la antena será bloqueada por un filtro pasabanda situado aguas arriba del RCD que tiene una banda de paso centrada en la banda seleccionada.

En una realización, el transductor de frecuencias es un multiplicador configurado para multiplicar las señales en los primer y segundo puertos de entrada del mismo. En otra realización, el transductor de frecuencias es un mezclador configurado para conmutar la segunda entrada a la salida a través de una acción de conmutación que se realiza a una velocidad de conmutación o de muestreo de n veces la frecuencia f_{1} de la señal aplicada a la primera entrada del mezclador. Al conmutar a n veces la frecuencia f_{1}, el mezclador conserva frecuencia porque se carga más energía en el componente de banda base de la salida de la salida del mezclador que si la acción de conmutación se realizase a la frecuencia f_{1}.

En una realización, la parte transmisora del transceptor comprende un modulador acoplado a un convertidor elevador. Una fuente de entrada de la portadora aporta la entrada de la portadora al modulador. La fuente de entrada de la portadora comprende un regulador de frecuencia acoplado a la salida de un oscilador de cuarzo que proporciona la frecuencia de referencia al bucle enganchado en fase que comprende el oscilador local. El regulador de frecuencia está configurado para recibir la salida del oscilador de cuarzo, y para aportar una señal de salida que tiene una frecuencia que es igual a la frecuencia de la salida del oscilador de cuarzo ajustada en una cantidad variable, sensible a la banda de frecuencias seleccionada. En una implementación, el regulador de frecuencia es un multiplicador de
frecuencia.

En una segunda realización, la fuente de entrada de la portadora comprende un regulador de frecuencia acoplado a la salida del bucle enganchado en fase que comprende el oscilador local. El regulador de frecuencia está configurado para recibir la salida del bucle enganchado en fase y para aportar una señal de salida que tiene una frecuencia que es igual a la frecuencia de la salida del bucle enganchado en fase ajustada en una cantidad variable, sensible a la banda de frecuencias seleccionada. En una implementación, el regulador de frecuencia es un divisor de frecuencias.

En una tercera realización, el modulador está dentro de un bucle de un convertidor elevador de bucle de transducción y la entrada de la portadora del modulador se obtiene a partir de un transductor de frecuencias de conversión descendente incluido en el bucle.

En una configuración, el modulador es un modulador en cuadratura, el convertidor elevador es un convertidor elevador de bucle de transducción y la fuente de entrada de la portadora es una fuente de desplazamiento de baja frecuencia. En una implementación, el modulador en cuadratura y la fuente de desplazamiento de baja frecuencia están fuera del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción. En una segunda implementación, el modulador en cuadratura y la fuente de desplazamiento de baja frecuencia están dentro del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción.

En el caso de la primera configuración, una fuente de desplazamiento de baja frecuencia proporciona la entrada de la portadora al modulador en cuadratura. La frecuencia de la señal portadora es una variable que depende de la banda seleccionada. Se selecciona para que sea aproximadamente igual a la frecuencia de desplazamiento para la banda seleccionada, es decir, el desplazamiento entre los canales de transmisión y de recepción para la banda seleccionada. El convertidor elevador de bucle de transducción incluye un transductor de frecuencias de conversión descendente de transmisión. El transductor de frecuencias es del tipo que conmuta o muestrea a n veces la frecuencia de la señal proporcionada en la primera entrada del mismo. El valor de n para este transductor de frecuencias es el mismo que para el transductor de frecuencias en el RCD de la parte receptora del transceptor.

En el caso de la segunda configuración, la señal portadora para el modulador en cuadratura se obtiene a partir de la salida del transductor de frecuencias en el bucle de transducción. El bucle está configurado para que la frecuencia de la salida del transductor de frecuencias sea, tras un filtrado adecuado, aproximadamente igual al desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada. En ese sentido, el transductor de frecuencias funciona como la fuente de desplazamiento de baja frecuencia.

En ambas configuraciones, un filtro paso bajo es inherente a o está integrado en la primera entrada del transductor de frecuencias, de manera que la primera entrada no filtrada esté cubierta y no expuesta. El oscilador local en la parte receptora del transceptor se comparte con el transductor de frecuencias en el convertidor elevador de bucle de transducción porque una señal obtenida a partir del oscilador local está acoplada a la primera entrada filtrada del transductor de frecuencias. En funcionamiento, la frecuencia de la señal aplicada a esta entrada es aproximadamente un armónico de enésimo orden de la señal aplicada a la segunda entrada del transductor de frecuencias, donde n es un entero mayor que 1.

En ambas configuraciones, el convertidor elevador de bucle de transducción recibe la salida del modulador en cuadratura e incrementa la frecuencia de la portadora de esta salida hasta aproximadamente la frecuencia apropiada para la transmisión. Esta frecuencia es la frecuencia del canal de recepción seleccionado en la banda seleccionada menos el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

En una implementación, cada uno de los anteriores transductores de frecuencias es un mezclador, con el primer puerto de entrada siendo un puerto de entrada del OL, y el segundo puerto de entrada siendo un puerto de entrada de RF. En esta implementación, se utiliza un procedimiento conocido como inyección a mitad de frecuencia. Según este procedimiento, la frecuencia f_{1} de la señal aplicada en el puerto de entrada del OL es 1/2 de la frecuencia f_{2}, la frecuencia de la portadora de la señal de RF aplicada en el segundo puerto.

En un ejemplo de implementación, el transceptor está configurado para manejar las bandas GSM y DCS. En esta implementación, se proporcionan dos RCD conmutables y seleccionables. En funcionamiento, se selecciona y conmuta el RCD correspondiente a la banda seleccionada, de manera que esté en el trayecto de señal desde el filtro de banda base hasta el selector de conmutación/banda. El primer RCD viene precedido por un filtro pasabanda que tiene una banda de paso definida por la banda de recepción del GSM, 925-960 MHz. El segundo RCD viene precedido por una banda de paso definida por la banda de recepción del DCS, 1805-1880 MHz. En esta implementación, el oscilador local es la salida de un bucle enganchado en fase (PLL). El PLL incluye un sintetizador N fraccionario. Un divisor de referencia a la salida de un oscilador de cuarzo a 13 MHz proporciona la frecuencia de referencia al PLL. La salida del PLL es sintonizable en el intervalo de 450,25 MHz a 480 MHz. La salida del PLL se aplica a la entrada del OL del mezclador en el primer RCD. La salida del PLL también se pasa a través de un duplicador, y la salida del duplicador se aplica a la entrada del OL del mezclador del segundo RCD.

En el caso en el que se selecciona la banda GSM, el PLL se sintoniza de manera que la frecuencia de la salida del mismo es aproximadamente 1/2 de la frecuencia del canal seleccionado en la banda GSM. En el caso en el que se selecciona la banda DCS, el PLL se sintoniza de manera que la frecuencia de la salida del mismo es aproximadamente 1/4 de la frecuencia del canal seleccionado en la banda DCS. De esta manera, a través de la acción del duplicador, la señal que se aplica a la entrada del OL del mezclador en el RCD correspondiente a la banda DCS es aproximadamente 1/2 de la frecuencia del canal seleccionado en la banda DCS.

En una configuración de esta implementación, una parte transmisora del transceptor incluye un modulador en cuadratura seguido por un convertidor elevador de bucle de transducción. Una fuente de desplazamiento de baja frecuencia proporciona una entrada de la portadora al modulador en cuadratura a una frecuencia aproximadamente igual al desplazamiento de frecuencia entre los canales de recepción y de transmisión para la banda seleccionada. Tal como se ha analizado, el desplazamiento de frecuencia para la banda GSM es 45 MHz, el de la banda DC es 95 MHz y el de la banda PCS es 80 MHz.

En un ejemplo de esta configuración, la entrada de la portadora se obtiene por multiplicación de la frecuencia de referencia del oscilador de cuarzo por un factor de multiplicación que depende de la banda seleccionada. Para la banda GSM, suponiendo una frecuencia de referencia del oscilador de cuarzo de 13 MHz, ventajosamente, el factor de multiplicación es 3, lo que da un desplazamiento de la portadora de 39 MHz. Para la banda DCS, de nuevo suponiendo una frecuencia de referencia del oscilador de cuarzo de 13 MHz, ventajosamente, el factor de multiplicación es 7, lo que da un desplazamiento de la portadora de 91 MHz.

En otro ejemplo de esta configuración, la entrada de la portadora se obtiene dividiendo la salida del PLL por un factor de división que depende de la banda seleccionada. Para la banda GSM, suponiendo una frecuencia de salida del PLL de 450-480 MHz, ventajosamente, el factor de división es 10, lo que da un desplazamiento de la portadora en el intervalo de 45-48 MHz. Para la banda DCS, de nuevo suponiendo una frecuencia de salida del PLL de 450-480 MHz, ventajosamente, el factor de división es 5, lo que da un desplazamiento de la portadora en el intervalo de 90-96 MHz.

En una segunda configuración de esta implementación, el modulador en cuadratura está incluido dentro del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción porque la salida del mezclador de conversión descendente en el bucle proporciona, tras un filtrado adecuado, la entrada de la portadora del modulador en cuadratura. El bucle está configurado de manera que la entrada de la portadora al modulador en cuadratura sea aproximadamente el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

En ambas configuraciones, el convertidor elevador de bucle de transducción está configurado para incrementar la frecuencia de la portadora de la salida del modulador en cuadratura de manera que esté a la frecuencia apropiada para la transmisión. En el caso del DCS, la banda de transmisión es de 1710-1785 MHz. En el caso del GSM, la banda de transmisión es de 890-915 MHz. La frecuencia apropiada para la transmisión es el canal seleccionado dentro de la banda de transmisión adecuada, la cual tiene una frecuencia igual a la del canal seleccionado en la banda de recepción menos el desplazamiento de frecuencia para la banda.

En ambas configuraciones, la salida del PLL es compartida por el convertidor elevador de bucle de transducción porque una señal obtenida de la salida del PLL se proporciona a la entrada del OL filtrada del mezclador de conversión descendente en el convertidor elevador de bucle de transducción. En el caso de la banda GSM, la salida del PLL se aplica directamente a la entrada del OL filtrada del mezclador. En el caso de la banda DCS, la salida del PLL, tras el paso por el duplicador, se aplica a la entrada del OL del mezclador.

Se proporciona un método relacionado para proporcionar transmisión y recepción dúplex totales que comprende las siguientes etapas: seleccionar una banda de entre una pluralidad de bandas; recibir una señal en un canal dentro de la banda seleccionada, teniendo el canal una frecuencia; convertir directamente la señal a una señal de banda base empleando una primera señal obtenida de una señal de oscilador local, siendo la primera señal un armónico enésimo de la frecuencia del canal, donde n es un entero mayor que 1; elevar una segunda señal de banda base hasta una frecuencia de transmisión; y transmitir la señal elevada.

La invención objeto también incluye un sistema receptor de conversión directa que incluye un multiplicador que tiene unos primer y segundo puertos de entrada, en el que el sistema está configurado para reducir los efectos de fuga entre los primer y segundo puertos de entrada del mismo de manera que el sistema receptor sea capaz de utilizarse en aplicaciones que requieran un alto grado de aislamiento entre los primer y segundo puertos de entrada, tales como los microteléfonos inalámbricos móviles.

Un primer aspecto de la invención objeto comprende un sistema receptor de conversión directa que incluye un multiplicador, un circuito oscilador y un primer filtro. El multiplicador tiene un primer puerto de entrada configurado para recibir una primera señal a una primera frecuencia, un segundo puerto de entrada configurado para recibir una segunda señal a una segunda frecuencia, y un puerto de salida. En una implementación, la primera señal es una señal de RF que es una señal de banda base modulada sobre una señal portadora. En este ejemplo, debería apreciarse que la primera señal no está, hablando estrictamente, a una sola frecuencia. El primer filtro está acoplado a la salida del multiplicador. Está configurado para permitir el paso del componente de banda base de la señal a la que da salida el multiplicador, pero para rechazar sustancialmente al menos un componente de frecuencia superior.

El primer puerto de entrada está acoplado a un segundo filtro configurado para permitir el paso de la primera frecuencia pero para impedir sustancialmente el paso de la segunda frecuencia. El segundo puerto de entrada está acoplado a un tercer filtro, pero este filtro está configurado para permitir el paso de la segunda frecuencia y para impedir sustancialmente el paso de la primera frecuencia. Preferiblemente, estos filtros están dentro o son inherentes al circuito multiplicador de manera que el multiplicador no tiene puertos expuestos sin filtrar. El multiplicador está configurado para proporcionar una señal de salida obtenida del producto de las primera y segunda señales filtradas.

El circuito oscilador está configurado para generar la segunda señal a una segunda frecuencia que está relacionada con la primera frecuencia de manera que la primera frecuencia es al menos aproximadamente un entero múltiplo de la segunda frecuencia. En otras palabras, la segunda frecuencia es al menos aproximadamente un armónico de la primera frecuencia. Esta relación puede expresarse por la siguiente relación matemática, donde n es un entero: f_{1}\congnf_{2}. La salida del multiplicador tiene un componente de banda base, así como otros componentes a otras frecuencias superiores. Este componente de banda base se aísla de los otros componentes de frecuencias superiores a través del primer filtro, y se proporciona como una salida del sistema receptor.

Un segundo aspecto de la invención objeto comprende un multiplicador que realiza una acción de conmutación a una velocidad que es n veces la segunda frecuencia, donde n es el entero al que se ha hecho referencia previamente en relación a la descripción de la relación entre f_{1} y f_{2}. La conmutación tiene lugar a una frecuencia que define la función de transferencia entre una primera entrada y la salida del multiplicador. Por consiguiente, la señal de salida es representativa del producto de la velocidad de conmutación y la primera señal. Al proporcionar una acción de conmutación a una velocidad que es n veces la segunda frecuencia, la energía en la señal de salida se conserva, en el sentido de que el multiplicador carga más energía en el componente de banda base de la señal de salida que si la acción de conmutación se realizase a la frecuencia de la segunda frecuencia. Más específicamente, al conmutar a n veces la segunda frecuencia, la energía de la señal entrante se divide, a nivel del primer orden, entre el componente de banda base deseado y un componente de frecuencia superior. Si la conmutación hubiese tenido lugar a la velocidad de la segunda frecuencia, la energía en la señal entrante se hubiera dividido, a nivel del primer orden, entre componentes a la primera frecuencia más o menos 1/n veces la segunda frecuencia, y en las frecuencias de banda base sólo hubiesen aparecido componentes de orden superior (y de amplitud mucho menor).

Se contempla que la invención objeto comprenda los primer y segundo aspectos anteriores por separado o en combinación. También se proporcionan métodos y soportes legibles por ordenador relacionados.

El sistema receptor de conversión directa precedente reduce los efectos de fuga entre los primer y segundo puertos de entrada del multiplicador. En el caso en el que hay una fuga del segundo puerto de entrada al primer puerto de entrada, la fuga, que está a la frecuencia f_{2}\cong(1/n)f_{1}, será sustancialmente rechazada por el filtro integrado con el primer puerto, el cual, tal como se ha analizado, está configurado para rechazar sustancialmente la frecuencia f_{2}. En el caso en el que hay una fuga del primer puerto de entrada al segundo puerto, la fuga, que está a la frecuencia f_{1}\congnf_{2}, será rechazada sustancialmente por el filtro integrado con el segundo puerto, el cual está configurado para rechazar sustancialmente la frecuencia f_{1} = nf_{2}. En ambos casos, se evitará que la fuga se mezcle con la señal a partir de la cual se originó, y por tanto se le impedirá generar una distorsión en la componente de banda base de la señal de salida.

En el caso de una fuga del segundo puerto por la antena, normalmente ésta será rechazada por un filtro pasabanda con una banda de paso centrada en torno a la primera frecuencia, que normalmente se proporciona aguas arriba del multiplicador y entre el multiplicador y la antena. Normalmente, se incluye un filtro de este tipo para seleccionar la banda de recepción para el sistema. Si este filtro está configurado para rechazar sustancialmente la segunda frecuencia, casualmente realizará el beneficio de bloquear la fuga del segundo puerto de entrada y evitar que se emita por la antena. Si este filtro no está configurado para rechazar sustancialmente la segunda frecuencia, entonces debería añadirse otro filtro configurado para rechazar la segunda frecuencia, pero para permitir el paso de la primera frecuencia, aguas arriba del multiplicador y entre la antena y el multiplicador.

Otra ventaja del sistema receptor anterior, en comparación con un sistema en el que la frecuencia del OL está a la frecuencia de RF de la portadora, es un circuito oscilador menos complejo, menos sensible y con menor consumo de energía, que proviene del hecho de que la frecuencia de la salida del circuito oscilador en el sistema anterior es menor que la del circuito oscilador fijada a la frecuencia de RF de la portadora.

Ventajas adicionales del sistema receptor precedente en relación con el receptor de la figura 20 incluyen la eliminación de un mezclador, el mezclador 4002, y también de un filtro, el FPB 4003, al cual normalmente se denomina filtro de FI. La eliminación del filtro de FI es particularmente ventajosa dado que normalmente debe implementarse externamente. Puesto que los filtros restantes en el sistema pueden implementarse normalmente sobre chip, el resultado es un sistema más compacto.

En una implementación, el multiplicador es un mezclador que tiene un puerto de entrada de RF y un puerto de entrada del OL. El circuito oscilador es un circuito de oscilador local que tiene una salida acoplada a la entrada del OL del mezclador. La entrada de RF del mezclador recibe una señal que comprende una señal de banda base modulada sobre una portadora de RF, es decir una portadora a frecuencias de RF. La frecuencia de la señal a la que da salida el circuito de oscilador local es 1/2 de la frecuencia de la portadora de RF. (Por consiguiente, un receptor que incorpora un mezclador de este tipo se denomina un receptor de conversión directa que utiliza la inyección a mitad de frecuencia.). El mezclador en esta implementación está configurado para proporcionar una acción de conmutación a una velocidad igual al doble de la frecuencia del OL. Un filtro paso bajo está acoplado al puerto de salida del mezclador. La salida del mezclador incluye un componente de banda base representativo de la señal de banda base, y un componente de frecuencia superior, es decir, un componente a aproximadamente el doble de la frecuencia de RF. El filtro paso bajo aísla sustancialmente el componente de banda base del componente de alta frecuencia y da salida a una señal representativa del componente de banda base. El filtro paso bajo también rechaza cualquier señal no deseada fuera de la banda deseada en torno a f_{BB}.

Breve descripción de los dibujos

La presente invención se describe con referencia a los dibujos adjuntos. En los dibujos, números parecidos indican elementos idénticos o funcionalmente similares, y

la figura 1a ilustra las bandas de frecuencias de transmisión y de recepción bajo el estándar GSM;

la figura 1b ilustra las bandas de frecuencias de transmisión y de recepción bajo el estándar EGSM;

la figura 1c ilustra las bandas de frecuencias de transmisión y de recepción bajo el estándar GSM 1800 o DCS;

la figura 1d ilustra las bandas de frecuencias de transmisión y de recepción bajo el estándar GSM 1900 o PCS;

la figura 2 es un diagrama de bloques de una red GSM ejemplar;

la figura 3 ilustra el formato de una trama AMDT convencional;

la figura 4 ilustra un receptor de conversión directa convencional;

la figura 5 es un diagrama de bloques de una estación móvil o microteléfono según la invención objeto;

la figura 6 ilustra un diagrama de bloques de un transceptor multibanda según la invención objeto;

la figura 7 ilustra un transductor de frecuencias de un receptor de conversión directa según la invención objeto;

la figura 8 ilustra una primera implementación de la invención objeto;

la figura 9 ilustra una segunda implementación de la invención objeto;

la figura 10 ilustra una tercera implementación de la invención objeto;

las figuras 11A(a-d) y 11B(e-f) son formas de onda de ejemplo que ilustran el funcionamiento de un transductor de frecuencias según la invención objeto;

las figuras 12A-12B son diagramas de bloques de transductores de frecuencias según la invención objeto;

la figura 13 es un ejemplo de implementación de un transductor de frecuencias según la invención objeto;

las figuras 14A-14B son ejemplos de implementación de los filtros integrados en o inherentes a los puertos de entrada de un transductor de frecuencias según la invención objeto;

la figura 15 ilustra, en el dominio de la frecuencia, el funcionamiento de un transductor de frecuencias según la invención objeto;

la figura 16 es un diagrama de flujo que ilustra una implementación de un método de funcionamiento de un receptor de conversión directa según la invención objeto;

la figura 17 es un diagrama de flujo que ilustra una realización de un método de funcionamiento de un receptor de conversión directa según la invención objeto;

las figuras 18(a-c) son formas de onda de ejemplo que ilustran el funcionamiento del ejemplo de implementación de la figura 13;

la figura 19 es un diagrama de flujo que ilustra una realización de un método de funcionamiento de un transceptor según la invención objeto;

la figura 20 ilustra un receptor del tipo en el que la señal de banda base se reduce hasta frecuencias de banda base en dos etapas;

la figura 21 ilustra un receptor de conversión directa sometida a los efectos de fuga entre los puertos de RF y del OL;

la figura 22 ilustra un receptor de conversión directa configurado según una realización de la invención objeto;

la figura 23A-23D son formas de onda que ilustran el funcionamiento del mezclador de la figura 22;

la figura 24 es un diagrama de bloques de una realización ejemplar de un mezclador configurado según la invención objeto;

la figura 25 ilustra un ejemplo de implementación de un mezclador configurado según la invención objeto;

la figura 26 ilustra una primera realización de un método de funcionamiento de la invención objeto; y

la figura 27 ilustra una segunda realización de un método de funcionamiento de la invención objeto.

Descripción detallada de la realizaciones preferidas A. Arquitectura del transceptor 1. Entorno de ejemplo

En la discusión posterior, "GSM" hace referencia a las bandas GSM ampliadas de 880-915 MHz para la banda de transmisión y de 925-960 MHz para la banda de recepción; "DCS" hace referencia a las bandas de 1710-1785 MHz para la banda de transmisión y de 1805-1880 MHz para la banda de recepción; y "PCS" hace referencia a la banda de 1850-1910 MHz para la banda de transmisión y de 1930-1990 MHz para la banda de recepción.

La invención objeto es un transceptor multibanda para transmitir y recibir señales de RF en una de entre una pluralidad de bandas de frecuencias. Ventajosamente, el transceptor está configurado para el uso en un dispositivo de comunicación inalámbrica, tal como un dispositivo o microteléfono móvil, o en una componente infraestructural, tal como una estación base o un satélite. En una implementación, el transceptor está configurado para las bandas GSM y DCS. En otra implementación, el transceptor está configurado para manejar las bandas GSM, DCS y PCS.

La figura 5 es un diagrama de bloques de una implementación de un microteléfono 100 inalámbrico, móvil, que incorpora un transceptor según la presente invención. El microteléfono 100 puede funcionar como una estación móvil dentro de una red GSM, tal como una estación 30 móvil dentro de una red 20 GSM, tal como se ilustra en la figura 2. El microteléfono 100 incluye un procesador 102 de señales digitales de banda base (DSP), normalmente integrado en una única pastilla. El DSP 102 de banda base dirige el funcionamiento global de la estación 30 móvil. Procesa datos de banda base procedentes de una antena 116 y de un transceptor 110 en una señal acústica audible para el anuncio por un altavoz 112. El DSP 102 también procesa datos acústicos recibidos de un micrófono 114 en datos de banda base que se proporcionan al transceptor 110 para la transmisión por la antena 116.

El DSP 102 también gestiona tareas de interfaz de sistema y de usuario a través de una interfaz 104 de sistema y una interfaz 106 de usuario. La interfaz 104 de sistema puede incluir medios adecuados para gestionar funciones tales como el acceso de red GSM y de módem y servicios de abonado. La interfaz 106 de usuario puede incluir medios adecuados para introducir y representar información, tales como teclado, pantalla, luz de fondo, control de volumen y reloj en tiempo real. En una implementación, el DSP 102 está alojado en un TQFP de 128 pines y, en otra implementación, el DSP 102 está alojado en un CABGA (Chip Array Ball Grid Array) de 12 x 12 mm, de 160 pines.

En una implementación, el DSP 102 de banda base funciona en conjunto con el transceptor 110, el altavoz 112 y el micrófono 114 a través de un CI 108 analógico integrado. El CI 108 implementa un convertidor analógico-digital (CAD), un convertidor digital-analógico (CDA) y todas las conversiones deseñal necesarias para permitir el funcionamiento en conjunto entre el DSP 102 y el transceptor 110, el altavoz 112 y el micrófono 114. Normalmente, el CAD y el CDA estarán alojados en un CODEC. El micrófono 114 está configurado para convertir señales acústicas, normalmente aquéllas en la banda de audio, en señales eléctricas analógicas. Las señales captadas por el micrófono 114 son decodificadas y digitalizas por el CAD en el CI 108, y procesadas en señales I y Q de banda base por el DSP 102. Las señales I y Q de banda base digitales son convertidas en un flujo de señales analógicas por el CDA en el CI 108, y luego son moduladas y transmitidas (a través de la antena 116) por el transceptor 110. A la inversa, las señales moduladas captadas por la antena 116 son demoduladas y convertidas en señales I y Q de banda base analógicas por el transceptor 110, digitalizadas por el CI 108, procesadas por el DSP 102, y convertidas en una señal acústica analógica por el CI 108 que es anunciada por el altavoz 112. El CI 108 puede implementarse en un TQFP de 100 pines, en un paquete CABGA de 10 x 10 mm, de 100 pines, o en cualquier otro alojamiento adecuado. Un CI 118 de gestión de energía (CIGE) está acoplado a una batería 120 e integra en una sola pastilla todas las funciones relacionadas con la fuente de alimentación requeridas por el microteléfono 100.

El microteléfono 100 incluye un medio de selección de banda (no mostrado), tal como una selección de menú o un conmutador, para permitir a un usuario seleccionar una de entre una pluralidad de bandas posibles. Alternativa o adicionalmente, el medio de selección de banda permite la selección automática de la banda apropiada, basada en una señal procedente de una estación base que indica la banda correcta.

En el microteléfono 100 también está incluido un medio de selección de canal (no mostrado) para la selección del canal apropiado dentro de la banda seleccionada, sensible a señales adecuadas procedentes de la estación base que se ocupa del microteléfono cada vez. Para las bandas GSM, DCS y PCS, el canal es una ranura de 200 kHz dentro de la banda seleccionada. El medio de selección de canal permite la selección de cualquiera o ambos de los canales de transmisión y de recepción. En una implementación, la selección del canal de transmisión implica la selección del canal de recepción, y la selección del canal de recepción implica la selección del canal de transmisión, puesto que los dos tienen una relación predeterminada entre sí. Por ejemplo, para la banda GSM, el canal de recepción es 45 MHz superior que el canal de transmisión; para la banda DCS, el canal de recepción es 95 MHz superior que el canal de transmisión; y para la banda PCS, el canal de recepción es 80 MHz superior que el canal de transmisión. En esta implementación, la selección expresa de ambos canales de transmisión y de recepción es innecesaria.

Preferiblemente, el microteléfono 100 está configurado para permitir la transmisión dúplex completa, es decir, la transmisión y la recepción simultáneas por los canales de transmisión y de recepción, respectivamente.

En una implementación, se contempla que el medio de selección de banda permita la selección ya sea de la banda GSM o de la banda DCS. En otra implementación, se contempla que el medio de selección de banda permita la selección de una cualquiera de las bandas GSM, DCS y PCS. En otras implementaciones, se contempla que el transceptor pueda configurarse para satisfacer otras combinaciones de bandas GSM, más de dos bandas GSM, o incluso para soportar otros estándares (distintos al GSM).

2. Introducción al transceptor

La figura 6 es un diagrama de bloques general de un transceptor 110 según la presente invención. El transceptor 110 comprende una parte 320 receptora, una parte 321 transmisora, un conmutador/selector 306 y una antena 307.

La parte 321 transmisora comprende un modulador 301, un convertidor 303 elevador y una fuente 302 de entrada de la portadora. La parte 320 receptora del transceptor 110 comprende un oscilador 311 local, un regulador 312 de frecuencia, un receptor 309 de conversión directa (RCD), un filtro 308 pasabanda, un amplificador 309 de bajo nivel de ruido (ABR) y un filtro pasabanda y amplificador 313.

El conmutador/selector 306 es capaz de unas primera y segunda posiciones dependiendo del modo de funcionamiento del transceptor 110. En un modo de funcionamiento de transmisión, el conmutador/selector 306 acopla la salida de un PA 304 a la antena 307 por una línea 554 de señal. En un modo de funcionamiento de recepción, el conmutador/selector 306 acopla la antena 307 al filtro 308 pasabanda por una línea 555 de señal.

Adicionalmente, el conmutador/selector 306 selecciona, en respuesta, bien a una entrada de usuario bien a una señal exterior, la banda de funcionamiento. En respuesta a las mismas, el conmutador/selector 306, por una línea 556 de señal, configura la parte 321 transmisora de manera que sea compatible con la banda seleccionada. Además, el conmutador/selector 306, por una línea 557 de señal, configura la parte 320 receptora de manera que sea compatible con la banda seleccionada.

El modulador 300 recibe la señal 300 de banda base y la usa para modular una entrada de la portadora proporcionada por la fuente 302 de entrada de la portadora. Más específicamente, la entrada de la portadora es modulada por la señal 300 de banda base, y la señal resultante es la salida del modulador 301.

La frecuencia de la entrada de la portadora proporcionada por la fuente 302 de entrada de la portadora es una variable que se determina en respuesta a la banda seleccionada. En una implementación, la frecuencia se fija en el desplazamiento de frecuencia de la banda seleccionada. Por tanto, si la banda seleccionada es la banda GSM, la frecuencia de la entrada de la portadora se selecciona para que sea aproximadamente 45 MHz; si es la banda DCS, la frecuencia de la entrada de la portadora se selecciona para que sea aproximadamente 95 MHz; y si la banda seleccionada es la banda PCS, la frecuencia de la entrada de la portadora se selecciona para que sea aproximadamente 80 MHz.

El convertidor 303 elevador recibe la salida del modulador y eleva la frecuencia del mismo para que esté a la frecuencia apropiada para la transmisión, es decir, el canal seleccionado de transmisión dentro de la banda de transmisión seleccionada. Preferiblemente, el convertidor elevador determina la frecuencia para la transmisión en respuesta a una señal 323 obtenida del oscilador 311 local incluido como parte de la parte 320 receptora del transceptor. Tal como se observará, la frecuencia de la señal 323 es preferiblemente un armónico de enésimo orden del canal seleccionado de recepción de la banda de recepción seleccionada, donde n es un entero mayor que 1.

En una implementación, el convertidor elevador incluye un bucle de transducción con un oscilador controlado por tensión (VCO) conmutable en el bucle, seleccionable de entre una pluralidad de VCO, correspondiente cada uno a una de las bandas manejadas por el transceptor. En funcionamiento, el VCO correspondiente a la banda seleccionada se selecciona de entre la pluralidad de VCO y se conmuta de manera que esté en el trayecto de señal que se extiende desde el modulador 301 hasta el conmutador/selector 306.

La parte 321 transmisora comprende además un amplificador 304 de potencia (PA) para amplificar la salida del convertidor 303 elevador en respuesta a la salida un regulador 305 del PA. El regulador 305 del PA regula el PA 304 en respuesta a la salida del PA. Más específicamente, en una implementación, el regulador 305 del PA regula el PA 304 de manera que la salida del mismo esté a un nivel predeterminado. Si el nivel de la salida del PA 304 está por debajo del nivel predeterminado, el regulador 303 del PA incrementa la amplificación del PA 304 de manera que la salida del mismo esté al nivel predeterminado. A la inversa, si el nivel de la salida del PA 304 está por encima del nivel predeterminado, el regulador 305 del PA reduce la amplificación del PA 304 de manera que la salida del mismo esté de nuevo al nivel predeterminado.

En una implementación, el PA 304 es conmutable y seleccionable de entre una pluralidad de PA, correspondiente cada uno a una de las bandas manejadas por el transceptor. En funcionamiento, el PA correspondiente a la banda seleccionada se selecciona de entre una pluralidad de PA y se conmuta para entrar en funcionamiento de manera que esté en el trayecto de señal desde el modulador 301 hasta el conmutador/selector 306.

En el modo de funcionamiento de recepción, la antena 307 es acoplada por el conmutador/selector 306 al filtro 308 pasabanda. Una señal es recibida por la antena 307 y aplicada al filtro 308 pasabanda. En una implementación, el filtro 308 es conmutable y seleccionable de entre una pluralidad de filtros, teniendo cada uno una banda de paso correspondiente a una de las bandas manejadas por el transceptor. Por tanto, en el caso en el que la banda GSM sea la banda seleccionada, el filtro 308 se selecciona de manera que la banda de paso del mismo sea en general coincidente con la banda de 925-960 MHz; en el caso en el que la banda DCS sea la banda seleccionada, el filtro 308 se selecciona de manera que la banda de paso del mismo sea en general coincidente con la banda de 1805-1880 MHz; y en el caso en el que la banda PCS sea la banda seleccionada, el filtro 308 se selecciona de manera que la banda de paso del mismo sea en general coincidente con la banda de 1930-1990 MHz. En funcionamiento, el filtro 308 correspondiente a la banda seleccionada se conmuta en el trayecto de señal entre el filtro de banda base/amplificador 313 y el conmutador/selector 306.

La salida del filtro 308 pasabanda está acoplada al amplificador 309 de bajo nivel de ruido (ABR). En una implementación, el ABR 309 es conmutable y se selecciona de entre una pluralidad de ABR, correspondiente cada uno a una de las bandas manejadas por el transceptor. En funcionamiento, el ABR correspondiente a la banda seleccionada se selecciona y se conmuta para entrar en servicio de manera que esté dentro del trayecto de señal desde el filtro de banda base/amplificador 313 hasta el conmutador/selector 306.

3. Transductor de frecuencias

La salida del ABR 309 está acoplada al receptor 310 de conversión directa (RCD). El receptor 310 de conversión directa incluye un transductor de frecuencias del tipo mostrado en la figura 7 e identificado con el número 438. Tal como se ilustra en la figura 7, el transductor 438 de frecuencias tiene unos primer y segundo puertos de entrada, identificados respectivamente con los números 431 y 430. Un primer filtro 432 está acoplado al primer puerto 431, y un segundo filtro 433 está acoplado al segundo puerto 430. Los filtros están integrados en, o son inherentes a, los puertos, de manera que el transductor de frecuencias no tiene puertos expuestos sin filtrar. Una señal 323, obtenida de la salida del oscilador 311 local, está acoplada al primer puerto 431 filtrado del transductor 438 de frecuencias. Más específicamente, la salida del oscilador 311 local se proporciona al regulador 312 de frecuencia, el cual está configurado para ajustar la frecuencia de la señal a la que da salida el oscilador 311 local. El oscilador 311 local es sintonizable en respuesta al canal seleccionado en la banda de recepción seleccionada. En una implementación, el regulador 312 de frecuencia está configurado para ajustar la frecuencia de la salida del oscilador 311 local ya sea multiplicando o dividiendo la frecuencia de esa salida por m, donde m es un entero mayor que o igual a 1, determinado en respuesta a la banda seleccionada.

La frecuencia f de la señal 323 se fija a través de la sintonización adecuada del oscilador 311 local y del ajuste del regulador 312 de frecuencia, de manera que la señal 323 sea aproximadamente un armónico de enésimo orden (donde n es un entero mayor que 1) de la frecuencia f_{2} de la portadora de la señal 324, es decir, el canal seleccionado dentro de la banda de recepción seleccionada. Es decir, f_{1}\cong(1/n)f_{2}, donde n es un entero mayor que 1. La señal 324 se aplica al segundo puerto 430 filtrado del transductor 438 de frecuencias.

El primer filtro 432 es preferiblemente un filtro paso bajo que tiene una frecuencia de corte que está por debajo de la banda de recepción seleccionada, incluyendo f_{2}, y por encima de la frecuencia f_{1}, el armónico de enésimo orden de f_{2}. Es decir, la frecuencia de corte se fija por encima de f_{1} y por debajo de f_{2}. La diferencia entre f_{2} y (1/n)f_{2} es tal que el filtro 432 puede conseguir un nivel de atenuación sustancial de la fuga al puerto 431 a la frecuencia f_{2}. Ventajosamente, el nivel de atenuación es de 88 dB o más, consistente con los requisitos de atenuación actuales del GSM.

De manera similar, el segundo filtro 433 es preferiblemente un filtro paso alto que tiene una frecuencia de corte que está por debajo de la banda de recepción seleccionada, incluyendo f_{2}, y por encima de la frecuencia f_{1}, el armónico de enésimo orden de f_{2}. La diferencia entre f_{2} y (1/n)f_{2} es tal que el filtro 433 puede conseguir un nivel de atenuación sustancial de la fuga al puerto 433 a la frecuencia f_{2}. Ventajosamente, el nivel de atenuación es de 88 dB o más, consistente con los requisitos de atenuación actuales del GSM.

A través del funcionamiento de estos filtros, se eliminan o reducen los efectos de fuga entre los primer y segundo puertos del transductor de frecuencias. La fuga desde el primer puerto al segundo puerto será a la frecuencia f_{1} y por tanto será atenuada por el filtro 433. Además, se evitará la radiación de esta fuga a través de la antena 307 mediante el filtro 308 pasabanda. Similarmente, la fuga desde el segundo puerto al primer puerto será a la frecuencia f_{2} y por tanto será atenuada por el filtro 432.

En una realización, el transductor 438 de frecuencias es un multiplicador configurado para multiplicar las señales en los primer y segundo puertos de entrada del mismo. En una segunda realización, el transductor 438 de frecuencias es un mezclador configurado para conmutar la segunda entrada a la salida a través de una acción de conmutación que se realiza a una velocidad de conmutación o de muestreo de n veces la frecuencia f_{1} de la señal aplicada a la primera entrada 431 del mezclador, donde n es un entero mayor que 1. Al conmutar a n veces la frecuencia f_{1}, el mezclador conserva frecuencia porque se carga más energía en el componente de banda base de la salida del mezclador que si la acción de conmutación se realizase a la frecuencia f_{1}.

Esto se ilustra en las figuras 15A-B en relación con una implementación del transductor 438 de frecuencias, en la que el transductor 438 de frecuencias es un mezclador que tiene unos puertos de entrada de RF y del OL, y en la que se utiliza un procedimiento conocido como inyección a mitad de frecuencia. Según este procedimiento, la frecuencia f_{OL} de la señal aplicada en el puerto de entrada del OL es aproximadamente 1/2 de la frecuencia f_{RF} de la señal aplicada al puerto de entrada de RF, y el mezclador conmuta al doble de f_{OL}.

La figura 15A ilustra el efecto de si el mezclador hubiese conmutado a la frecuencia f_{OL}. La energía 1100 de la señal entrante a la frecuencia f_{RF} se divide principalmente entre un componente 1101 a la frecuencia f_{RF}-f_{OL} y un componente 1102 a la frecuencia f_{RF}+f_{OL}. Tal como puede observarse, se proporciona poca o ninguna energía a las frecuencias de banda base, es decir, las bajas frecuencias centradas en torno a 0 Hz. Lo anterior también queda demostrado por la siguiente identidad matemática:

(Acos2\pi f_{RF}t)\times(Bcos2\pi f_{OL}t) = 1/2AB[cos2\pi(f_{RF}-f_{OL})t] + 1/2AB[cos2\pi(f_{RF}+f_{OL})t]

Puesto que f_{OL}\cong(1/2)f_{RF}, el primero de los componentes anteriores está aproximadamente a la frecuencia (1/2)f_{RF} o f_{OL}, mientras que el segundo de los componentes anteriores está aproximadamente a la frecuencia (3/2)f_{RF} o 3f_{OL}. Tal como puede observarse, no hay componentes de primer orden a frecuencias de banda base.

La figura 15B ilustra el efecto de conmutar al doble de la frecuencia f_{OL}. Tal como puede observarse, la energía 1103 de la señal entrante a la frecuencia f_{RF} se divide principalmente entre un componente 1104 a frecuencias de banda base y un componente 1105 a la frecuencia 2f_{RF}. Tal como puede observarse, al conmutar el mezclador a la frecuencia 2f_{OL}, se introduce un componente de banda base sustancial.

En la figura 17 se ilustra un método de funcionamiento de un transductor de frecuencias según la invención objeto. Tal como se ha indicado, en la etapa 2000, se proporciona una primera señal de entrada a una primera frecuencia, y en la etapa 2001, se proporciona una segunda señal de entrada a una segunda frecuencia que es aproximadamente 1/n veces la frecuencia de la primera señal de entrada, donde n es un entero mayor que 1. En la etapa 2002, la primera señal de entrada se filtra para atenuar sustancialmente cualquier componente a la segunda frecuencia, y en la etapa 2003, la segunda señal de entrada se filtra para atenuar sustancialmente cualquier componente a la primera frecuencia.

En la etapa 2004, la primera señal filtrada se transduce en frecuencia al conmutar esta señal a una salida a través de una acción de conmutación que se realiza a n veces la segunda frecuencia. En una implementación, la salida que resulta es representativa del producto de un factor de multiplicación que conmuta a n veces la segunda frecuencia y la primera señal filtrada.

Tal como se ha analizado, en una implementación, el transductor de frecuencias es un mezclador en el que la primera entrada del mismo es la entrada del OL del mezclador y la segunda entrada del mismo es la entrada de RF del mezclador. En un ejemplo de implementación, según la inyección a mitad de frecuencia, la frecuencia del OL aplicada a la entrada del OL del mezclador es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF aplicada a la entrada de RF del mezclador.

El funcionamiento en el dominio del tiempo de las implementaciones de los transductores de frecuencias según la invención objeto, puede explicarse adicionalmente con referencia a las figuras 11A(a-d) y 11B(e-f). La figura 11A(a) es un ejemplo de una señal del OL aplicada a la entrada del OL del transductor de frecuencias, y la figura 11A(c) es un ejemplo de un señal de RF aplicada a la entrada de RF del transductor de frecuencias. Tal como puede observarse, en esta realización, la frecuencia de la señal del OL es aproximadamente 1/2 de la de la señal de RF.

La figura 11A(b) es un factor de multiplicación que define, en una implementación, la función de transferencia entre la señal de RF entrante de la figura 11A(c) y la señal de salida, ilustrada en la figura 11A(d). Tal como puede observarse, la frecuencia de la acción de conmutación del factor de multiplicación es el doble de la frecuencia del OL. El producto del factor de multiplicación y la señal de RF define, en una implementación, la señal de salida de la figura 11A(d).

La figura 12A ilustra un diagrama de bloques de esta implementación de un transductor de frecuencias. En esta implementación, una fuente 607 de OL está acoplada a un filtro 609 paso bajo (LPF), y una fuente 600 de RF está acoplada a un filtro 608 paso alto (HPF). La salida del LPF 609 se introduce en un bloque 606 de circuitos, el cual controla un conmutador 603 SPDT a través de una línea 602 de señal, haciendo que conmute a una frecuencia que es el doble de la frecuencia del OL.

La salida del HPF 408 está acoplada a un bloque 610 de multiplicación +1 y a un bloque 611 de multiplicación -1. Cuando el conmutador 603 está en la posición de arriba, la salida del bloque 610 de multiplicación +1 se proporciona a la salida 605, y cuando el conmutador está en la posición de abajo, la salida del bloque 611 de multiplicación -1 se proporciona a la salida 605. Por consiguiente, se produce una señal en la salida 605 que es representativa del producto entre un factor de multiplicación, que conmuta entre +1 y -1 a una frecuencia que es el doble de la frecuencia del OL, y la señal RF filtrada a la que da salida el HPF 608.

Es importante advertir que una señal a la frecuencia del factor de multiplicación realmente no se produce como una señal en un pin o nodo del mezclador. Tal como apreciará un experto en la técnica, sería contraproducente producir realmente una señal así en un pin o nodo del mezclador dado que el objetivo de esta implementación es evitar la automezcla de la señal del OL, y la producción de una señal en un pin o nodo al doble de la frecuencia del OL frustraría ese objetivo. En cambio, en esta implementación, el factor de multiplicación simplemente representa (1) una acción de conmutación que se produce a aproximadamente al doble de la frecuencia del OL, y (2) la función de transferencia entre la señal de RF filtrada, entrante, y la señal de salida.

Las figuras 11B(e) y 11B(f) ilustran un ejemplo de una señal de salida diferencial proporcionada en otra implementación de un transductor de frecuencias de la invención objeto. En este ejemplo, la entrada del OL al transductor de frecuencias se supone que es la señal ilustrada en la figura 11A(a) y, en este ejemplo, la entrada de RF al transductor de frecuencias se supone que es la señal ilustrada en la figura 11A(c). En esta implementación, la señal de salida diferencial tiene un componente de fase positivo, SALIDA^{+}, que se ilustra en la figura 11B(e), un componente de fase negativo, SALIDA^{-}, que se ilustra en la figura 11B(f). Tal como se ilustra, la diferencia entre SALIDA^{+} y SALIDA^{-} en este ejemplo es idéntica a la señal SALIDA ilustrada en la figura 11A(d) en relación con la otra implementación.

La figura 12B es un diagrama de bloques de la implementación anterior de un transductor de frecuencias, en la que se proporciona un modo diferencial de salida. En comparación con la figura 12A, los elementos parecidos se identifican en la figura 12B con números de referencia similares. Tal como se ilustra, se proporciona un puerto 627 de entrada para recibir una señal de RF, y se proporciona un puerto 628 de entrada para recibir una señal del OL. En esta implementación, la frecuencia de la señal del OL se supone que es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de la señal de RF.

Un HPF 608 está configurado para filtrar la señal de entrada de RF, y un LPF 609 está configurado para filtrar la señal de entrada del OL, de la manera descrita anteriormente. La salida del LPF 609 se proporciona como una entrada a un bloque 635 de circuitos, el cual controla un conmutador 633 SPDT a través de una línea 634 de señal. El conmutador 633 SPDT está configurado para alternar, a una frecuencia de aproximadamente el doble de la frecuencia de la entrada del OL, entre conmutar la entrada de RF filtrada al componente de fase positivo de la salida, SALIDA^{+}, y el componente de fase negativo de la salida, SALIDA^{-}. Las señales ilustradas en las figuras 11A(d)-11B(e) son ejemplos de señales que resultan de esta operación.

Comparando los ejemplos de implementación de las figuras 12A-12B, puede observarse que ambos conmutan la entrada de RF a una salida, ya sea una salida de un solo extremo o de modo diferencial, a través de una acción de conmutación que se produce a aproximadamente la frecuencia del OL.

Debería apreciarse que los ejemplos de implementación ilustrados en las figuras 12A-12B son fácilmente generalizables al caso en el que la entrada del OL es aproximadamente un armónico de enésimo orden de la entrada de RF, donde n es un entero mayor que 1. En ese caso, la frecuencia de la entrada del OL es aproximadamente 1/n veces la frecuencia de la entrada de RF, y la frecuencia de la acción de conmutación que está representada por los conmutadores 603 y 633 SPDT se incrementa hasta ser n veces la frecuencia de la entrada del OL. En la figura 16, se ilustra un método de funcionamiento de una implementación de un transductor de frecuencias según la invención objeto. Tal como se ilustra, en la etapa 1300, se proporciona una entrada de RF, y en la etapa 1301, se proporciona una entrada del OL a una frecuencia que es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF. En la etapa 1302, la señal del OL se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la frecuencia de RF. En la etapa 1303, la señal de RF se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la frecuencia del OL. En la etapa 1304, la señal de RF filtrada se transduce en frecuencia al conmutarla a una salida a través de una acción de conmutación que se produce al doble de la frecuencia del OL. En un ejemplo de implementación, la señal de salida resultante es representativa del producto de un factor de multiplicación, que conmuta entre +1 y -1 a una frecuencia que es el doble de la frecuencia del OL, y la señal de RF filtrada.

Tal como se ha analizado anteriormente, el factor de multiplicación no representa una señal real producida por el transductor de frecuencias de la invención objeto. En cambio, representa simplemente, en una implementación, la acción de conmutación que se produce en el transductor de frecuencias, y también representa, en una implementación, la función de transferencia entre la señal de RF entrante y la señal de salida.

En la figura 13 se ilustra un ejemplo de implementación, de un mezclador que utiliza la inyección a mitad de frecuencia según una realización de la invención objeto. En este ejemplo, el mezclador comprende un bloque 700 de entrada de RF, un bloque 701 de entrada del OL, un bloque 702 de diodos y un bloque 703 de salida. Tal como se muestra, los bloques de entrada de RF y del OL están acoplados a través de una conexión en serie al bloque 702 de diodos, el cual comprende dos diodos acoplados espalda con espalda. La salida del bloque de diodos está acoplada después al bloque 703 de salida, el cual, en este ejemplo, incluye un filtro paso bajo para filtrar por paso bajo la salida del bloque de diodos. En este ejemplo, puesto que la frecuencia del OL es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF, el bloque 702 de diodos proporciona una acción de conmutación al doble de la frecuencia del OL.

Las figuras 18(a-c) ilustran formas de onda simuladas para este ejemplo de implementación. La figura 18(a) ilustra la señal del OL proporcionada como una entrada al bloque 701; la figura 18(b) ilustra la señal de RF proporcionada como una entrada al bloque 700; y la figura 18(c) ilustra la señal de salida proporcionada como una salida del bloque 703. Tal como puede observarse, la señal de salida tiene un componente a la frecuencia del OL y un componente de baja frecuencia. El componente de baja frecuencia es la señal deseada. En una implementación real, el filtro paso bajo en el bloque 703 de salida estaría configurado para filtrar el componente de frecuencia del OL.

En las figuras 14A-14B, se ilustra un ejemplo de implementación de los bloques de entrada de RF y del OL que incorporan filtros para reducir los efectos de fuga entre las entradas de RF y del OL. La figura 14A ilustra un bloque de entrada del OL integrado con un filtro paso bajo configurado para eliminar sustancialmente las frecuencias de RF. Puede reemplazar al bloque de entrada del OL en el ejemplo anterior de mezclador de la figura 13, por la línea B-B' allí ilustrada.

La figura 14B ilustra un bloque de entrada de RF integrado con un filtro paso alto configurado para eliminar sustancialmente las frecuencias del OL. Puede reemplazar al bloque de entrada de RF en el ejemplo anterior de mezclador de la figura 13, por la línea A-A' allí ilustrada.

4. Discusión detallada del transceptor

Volviendo a la figura 6, en una implementación, el RCD 310 es conmutable y seleccionable de entre una pluralidad de RCD, correspondiente cada uno a una de las bandas manejadas por el transceptor. Más específicamente, en esta implementación, la frecuencia de corte del LPF acoplado al primer puerto de entrada del transductor de frecuencias en un RCD, y la del HPF acoplado al segundo puerto de entrada del transductor de frecuencias en el RCD, están por debajo de la banda correspondiente al RCD y por encima del armónico de enésimo orden de la banda, donde n es un entero mayor que 1. En funcionamiento, el RCD correspondiente a la banda seleccionada se selecciona y conmuta de manera que esté en el trayecto de señal desde el filtro 313 de banda base y el conmutador/selector 306.

A continuación, se describirá un método de funcionamiento del transceptor 110 de la figura 6. Primero, se selecciona una banda de recepción, y también se selecciona un canal dentro de la banda de recepción. El oscilador 311 local se sintoniza después y/o el regulador 312 de frecuencia se ajusta de manera que la frecuencia de la señal 323 se fije en un armónico de enésimo orden de la frecuencia del canal de recepción seleccionado, donde n es un entero mayor que 1. Mientras tanto, en una implementación, la frecuencia de la fuente 302 de entrada de la portadora se fija de manera que sea aproximadamente igual al desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

El funcionamiento conmuta entonces alternamente entre un modo de funcionamiento de transmisión y un modo de funcionamiento de recepción, con la suficiente frecuencia para soportar una transmisión dúplex total, es decir, la transmisión y la recepción simultáneas. Suponiendo que el formato de tramas AMDT de la figura 3 es aplicable, en el que cada intervalo de tiempo tiene una duración de 0,577 ms, y hay cuatro intervalos de tiempo de recepción seguidos por cuatro intervalos de tiempo de transmisión, el transceptor 110 conmutará alternamente entre los modos de transmisión y de recepción cada 2,308 ms.

En el modo de funcionamiento de recepción, el filtro 308 pasabanda recibe una señal procedente de la antena 307 y la limita en cuanto a banda de manera que se limite a la banda seleccionada. La señal es amplificada por el ABR 309 y luego introducida en el RCD 310. El RCD 310 reduce la señal 324 a frecuencias de banda base en una única etapa. La señal 435 de salida resultante del RCD 323 se pasa luego a través del filtro de banda base y amplificador 313. El resultado es la señal 314 de recepción en banda base.

En el modo de funcionamiento de transmisión, la señal 300 de transmisión de banda base se emplea para modular una señal portadora proporcionada por la fuente 302 de entrada de la portadora. En una implementación, la señal portadora está a aproximadamente el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada. La señal de salida resultante es elevada entonces hasta la frecuencia de transmisión por el convertidor 303 elevador en respuesta a la señal 323 a la que da salida el regulador 312 de frecuencia. En una implementación, la frecuencia f_{4} de transmisión presenta la siguiente relación con n, el orden del armónico representado por f_{1}, la frecuencia de la señal 323, f_{1}, y f_{3}, la frecuencia de la señal proporcionada por la fuente 302 de entrada de la portadora: f_{4}\congnf_{1}-f_{3}. La señal resultante, tras la amplificación por el amplificador 305 de potencia, es transmitida entonces por la antena 307.

Aunque la fuente 302 de entrada de la portadora, el modulador 301 y el convertidor 303 elevador se muestran como bloques o elementos separados en la figura 6, debería apreciarse que son posibles realizaciones en las que uno o más de estos elementos o bloques estén combinados entre sí. Por ejemplo, son posibles configuraciones en las que el convertidor 303 elevador comprenda un bucle de transducción, y el modulador 301 y la fuente 302 de entrada de la portadora estén incluidas dentro del bucle de transducción.

En la figura 8 se ilustra una primera implementación según la invención objeto, en la que, en comparación con la figura 6, se hace referencia a elementos parecidos con números identificadores similares. Esta implementación está configurada para manejar la comunicación dúplex total en las bandas GSM y DCS.

En esta implementación, un elemento 306 comprende un conmutador 306 de T_{x}/R_{x} integrado con un selector de banda. El elemento 306 funciona para acoplar la antena 307 a una línea 550 de señal si se selecciona un modo de funcionamiento de transmisión para la banda GSM; a una línea 551 de señal, si se selecciona un modo de funcionamiento de transmisión para la banda DCS; a una línea 552 de señal, si se selecciona el modo de recepción para la banda GSM; y a una línea 553 de señal, si se selecciona el modo de recepción para la banda DCS.

La parte receptora del transceptor comprende el oscilador 311 local, un duplicador 312, unos RCD 310a y 310b, unos ABR 309a y 309b, unos filtros 308a y 308b pasabanda y una cadena 313 de filtrado y ganancia de banda base. La parte transmisora comprende una fuente 302 de desplazamiento de baja frecuencia, el modulador 301 en cuadratura, un convertidor 303 elevador de bucle de transducción, unos PA 304a y 304b y un control de potencia y detector 305.

El oscilador 311 local comprende un bucle enganchado en fase (PLL) que incluye un oscilador 515 de cuarzo como la fuente de la frecuencia de referencia, un divisor 580 de referencia, un detector 516 de fase-frecuencia (PFD), un filtro 517 de lazo, un oscilador 518 controlado por tensión (VCO), y un sintetizador 529 N fraccionario. El oscilador de cuarzo en esta implementación proporciona una salida a 13 MHz. El divisor 580 de referencia está configurado para dividir por 13. El filtro 517 de lazo está configurado para lograr un intervalo de bloqueo y/o factor de amortiguamiento dados según técnicas conocidas. El VCO está configurado para proporcionar una señal de salida que tiene una frecuencia comprendida entre 450,25 MHz - 480 MHz en incrementos de 50 kHz, generalmente igual a aproximadamente 1/2 de la banda de recepción del GSM o aproximadamente 1/4 de la banda de recepción del DCS.

El sintetizador N fraccionario incluye un contador doble de módulos ajustado para dividir por cualquier número en el intervalo de 450,25 a 480 en incrementos de 0,05. Preferiblemente, el sintetizador incluye un contador doble de módulos que divide por un promedio ponderado de N y N+1, con la ponderación especificada por los parámetros A y B según la fórmula:

\left(\left(\frac{A}{A + B}\right) x N \right) + \left(\left(\frac{B}{A + B}\right)x(N + 1)\right)

Por tanto, para obtener una relación de división de 450,35, N debería hacerse igual a 450, A, a 65, y B, a 35.La frecuencia de la salida del VCO 518 es el producto de esta relación de división y la frecuencia de referencia de 1 MHz. En funcionamiento, los valores de N, A y B se fijan en respuesta al canal seleccionado. En el caso en el que la banda seleccionada es la banda GSM, estos parámetros se fijan de manera que la salida del VCO sea aproximadamente 1/2 de la frecuencia de canal. En el caso en el que la banda seleccionada es la banda DCS, estos parámetros se fijan de manera que la salida del VCO sea aproximadamente 1/4 de la frecuencia de canal.

La salida del VCO 518 en la línea 519 de señal se proporciona al duplicador 312 de frecuencia. También se proporciona a la entrada 561a del OL del RCD 310a. Se proporciona adicionalmente como una entrada a un filtro 512 del convertidor 303 elevador de bucle de transducción. El duplicador 312 de frecuencia duplica la frecuencia de la salida del VCO 518 y proporciona la misma a la entrada 561b del OL del RCD 310b, y a la entrada del filtro 513 del convertidor 303 elevador de bucle de transducción.

Los RCD 310a y 310b son ambos receptores de conversión directa del tipo analizado anteriormente. Ambos tienen entradas del OL, identificadas respectivamente con los números 561a y 561b, y entradas de RF, identificadas respectivamente con los números 560a y 560b. Un LPF 525 está integrado en la entrada 561a del OL del RCD 310a, y un LPF 570 está integrado en la entrada 561b del OL del RCD 310b. En un ejemplo de implementación, el LPF 525 tiene una frecuencia de corte de 500 MHz, y el LPF 570 tiene una frecuencia de corte de 1 GHz. Un HPF 521 está integrado en la entrada 560a de RF del RCD 310a, y un HPF 526 está integrado en la entrada 560b de RF del RCD 310b. En un ejemplo de implementación, la frecuencia de corte del HPF 521 es de 0,85 GHz, y la frecuencia de corte del HPF 526 es de 1,7 GHz.

Ambos se implementan como demoduladores en cuadratura. Por tanto, el RCD 310a incluye dos mezcladores, 522 y 523, y el RCD 310b incluye dos mezcladores, 527 y 528. Cada uno de estos mezcladores tiene una entrada del OL y una entrada de RF, y cada uno está configurado para conmutar al doble de la frecuencia de la señal proporcionada en la entrada del OL. La entrada del OL del mezclador 522 se obtiene de la salida del VCO 518. La señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 522 es desfasada en 90º por un desfasador 524 y luego se proporciona como la entrada del OL al mezclador 523. La salida del mezclador 522 es la entrada I a la cadena 313 de filtrado y ganancia de banda base cuando se selecciona la banda GSM.

La señal aplicada a la entrada del OL al mezclador 527 se obtiene de la salida del duplicador 312. Esta señal es desfasada en 90º por un desfasador 529 y aplicada a la entrada del OL del mezclador 528. La salida del mezclador 527 se convierte en la entrada I a la cadena 313 de filtrado y ganancia de banda base, y la salida del mezclador 528 se convierte en la señal Q de la misma, en el caso en el que la banda DCS sea la banda seleccionada.

La línea 552 de señal del elemento 306 se introduce en el filtro 308a pasabanda, el cual tiene una banda de paso generalmente coincidente con la banda de recepción del GSM. En un ejemplo de implementación, la banda de paso del filtro 308a es la banda de recepción del GSM de 925-960 MHz. La salida del filtro 308a se proporciona como una entrada al ABR 309a, el cual es adecuado para el uso con la banda GSM. La salida del ABR 309a se aplica a la entrada 560a de RF del RCD 310a.

La línea 553 de señal del elemento 306 se introduce en el filtro 308b pasabanda, el cual tiene una banda de paso generalmente coincidente con la banda de recepción del DCS de 1805-1880 MHz. La salida del filtro 308b se proporciona como una entrada al ABR 309b, el cual es adecuado para el uso con la banda DCS. La salida del ABR 309b se aplica a la entrada 560b de RF del RCD 310b.

La fuente 302 de desplazamiento de baja frecuencia (LCO) comprende un transductor 531 de frecuencias que proporciona una entrada de la portadora al modulador 301 en cuadratura a una frecuencia de 39 MHz, en el caso en el que la banda seleccionada es la GSM, y 91 MHz, en el caso en el que la banda seleccionada es la DCS. La frecuencia de 39 MHz se obtiene multiplicando la frecuencia de 13 MHz del oscilador de cuarzo por 3. La frecuencia de 91 MHz se obtiene multiplicando la frecuencia de 13 MHz del oscilador de cuarzo por 7. Estas frecuencias son aproximadamente iguales a los desplazamientos de frecuencia entre los canales de transmisión y de recepción para la banda seleccionada, 45 MHz en el caso de la GSM, y 95 MHz en el caso de la DCS.

El modulador 301 en cuadratura comprende unos mezcladores 500 y 501, un sumador 502 y un desfasador 503. El mezclador 500 recibe la componente I de la señal 300 de banda base en la que transmitir, y la multiplica por la señal proporcionada por la fuente 302 de LCO. El mezclador 501 recibe la componente Q de la señal 300 de banda base en la que transmitir y la multiplica por la versión desfasada en 90º de la señal a la que da salida la fuente 302 de LCO. Esta señal desfasada es proporcionada por el desfasador 503. Las salidas de los dos mezcladores son sumadas por el sumador 502 para formar la señal de salida del modulador 301 en cuadratura.

La salida del modulador 301 en cuadratura se proporciona luego como una entrada al convertidor 303 elevador de bucle de transducción. El convertidor 303 elevador de bucle de transducción comprende un filtro 504, un detector 505 de fase, un filtro 506 de lazo, un VCO 507, un VCO 508, un multiplexor 509, un mezclador 510 de conversión descendente y unos filtros 511, 512 y 513.

La salida del modulador 301 en cuadratura se proporciona como una entrada al filtro 504. El filtro 504 funciona para suprimir el tercer armónico de la frecuencia intermedia de transmisión. La salida del filtro 504 se proporciona como una entrada al detector 505 de fase. La otra entrada al detector 505 de fase es la salida del filtro 511. El detector 505 de fase compara la fase de las señales proporcionadas en sus dos entradas y da salida a una señal que tiene una magnitud proporcional a la diferencia de fase entre las dos señales de entrada. La salida del detector 505 de fase es filtrada por el filtro 506 de lazo, y luego se proporciona como una entrada a los VCO 507 y 508.

El VCO 507 está configurado para dar salida a una señal que tiene una frecuencia en el intervalo de la banda de transmisión del DCS, 1710-1785 MHz, determinándose la frecuencia de salida precisa en respuesta a la señal a la que da salida el filtro 507. El VCO 508 está configurado para dar salida a una señal que tiene una frecuencia en el intervalo de la banda de transmisión del GSM, 890-915 MHz, determinándose la frecuencia de salida precisa en respuesta a la señal a la que da salida el filtro 507.

Las salidas de los VCO 507 y 508 se introducen en el multiplexor 509, el cual selecciona una de estas dos señales basándose en qué banda es la banda seleccionada, y aplica la señal seleccionada a la entrada de RF del mezclador 510. Si la banda DCS es la banda seleccionada, se selecciona la salida del VCO 507; si la banda GSM es la banda seleccionada, se selecciona la salida del VCO 508.

El filtro 512 es un filtro paso bajo que recibe como una entrada la salida del VCO 518. En un ejemplo de implementación, la frecuencia de corte del filtro 512 es de 500 MHz. El filtro 513 es un filtro paso bajo que recibe como una entrada la salida del duplicador 312. En una implementación, la frecuencia de corte del filtro 513 es de 1 GHz.

Las salidas de los filtros 512 y 513 se introducen en un multiplexor 571, el cual selecciona una de estas entradas basándose en qué banda es la banda seleccionada, y aplica la señal seleccionada a la entrada de RF del mezclador 510. Los filtros 512 y 513 están integrados en la entrada de RF del mezclador 510, de manera que el mezclador 510 no tiene ningún puerto expuesto sin filtrar. El mezclador 510 está configurado para conmutar al doble de la frecuencia de la señal proporcionada en la entrada del OL del mismo. Si la banda GSM es la banda seleccionada, la salida del filtro 512 se proporciona a la entrada del OL del mezclador 510. Si la banda DCS es la banda seleccionada, la salida del filtro 513 se proporciona a la entrada del OL del mezclador 510.

La frecuencia de la señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 510 es aproximadamente 1/2 de la frecuencia del canal de recepción seleccionado para la banda seleccionada. Más específicamente, en el caso en el que la DCS es la banda seleccionada, la frecuencia del OL se fija en (F_{TX} + 91 MHz)/2. En el caso en el que la GSM es la banda seleccionada, la frecuencia del OL se fija en (F_{TX} + 39 MHz)/2. La salida del mezclador 510 tendrá dos componentes principales, uno a aproximadamente el desplazamiento de baja frecuencia para la banda seleccionada, y el otro a una frecuencia muy superior. El filtro 511 es un filtro que recibe la salida del mezclador 510 y atenúa el componente de frecuencia superior. El componente restante, a aproximadamente el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada, se proporciona como una entrada para el detector 505 de fase.

En el caso en el que la banda DCS sea la banda seleccionada, la salida del VCO 507 está a la frecuencia de la banda de transmisión seleccionada, la cual es la banda de recepción seleccionada menos el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada. La salida del VCO 507 se proporciona como una entrada al PA 304a. Un control y detector 305 de potencia controla el nivel de amplificación proporcionado por el PA 304a de manera que la potencia de la señal a la que da salida el PA 304a esté a un nivel predeterminado. La salida del PA 304a se proporciona entonces como una entrada al elemento 306 por la línea 551 de señal. El elemento 306, tal como se ha analizado, acoplaba la línea 551 de señal a la antena 307 en el caso en el que la banda seleccionada es la banda DCS y el modo de funcionamiento de transmisión está en vigor.

En el caso en el que la banda GSM sea la banda seleccionada, la salida del VCO 508 está a la frecuencia de la banda de transmisión seleccionada, la cual es la banda de recepción seleccionada menos el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada. La salida del VCO 508 se proporciona como una entrada al PA 304b. El control y detector 305 de potencia controla el nivel de amplificación proporcionado por el PA 304b, de manera que la potencia de la señal a la que da salida el PA 304b está a un nivel predeterminado. La salida del PA 304b se proporciona entonces como una entrada al elemento 306 por la línea 530 de señal. El elemento 306, tal como se ha analizado, acopla la línea 550 de señal a la antena 307 en el caso en el que la banda seleccionada es la banda GSM, y el modo de funcionamiento de transmisión está en vigor.

A continuación, se describe el funcionamiento general de la implementación de la figura 8. El modo de funcionamiento de recepción se describirá primero, seguido por el modo de funcionamiento de transmisión.

En el caso en el que la banda seleccionada es la banda GSM, la relación de división del sintetizador 519 N fraccionario se fija de manera que la salida del VCO 518 esté a la frecuencia que es aproximadamente 1/2 de la frecuencia del canal de recepción seleccionado.

Una señal se recibe por la antena 307, y es proporcionada al filtro 308a por el elemento 306. El filtro 308a limita en banda la señal de manera que esté dentro de la banda de recepción del GSM de 925-960 MHz, y el ABR 309a amplifica la señal. El RCD 310a reduce la señal a frecuencias de banda base en una sola etapa, mientras que los filtros 521 y 525 suprimen los efectos de cualquier fuga entre las entradas del OL y de RF de los mezcladores 522 y 523. Estos mezcladores funcionan conmutando al doble de la frecuencia aplicada a las entradas del OL de los mismos, la cual es aproximadamente la frecuencia del canal seleccionado.

Las señales I y Q resultantes se introducen en la cadena 313 de filtrado y ganancia de banda base, la cual atenúa los componentes de las señales I y Q al doble de la frecuencia del canal seleccionado, dejando los componentes I y Q a frecuencias de banda base, identificados en la figura con el número 314.

En el caso en el que la banda seleccionada es la banda DCS, la relación de división del sintetizador 519 N fraccionario se fija de manera que la salida del VCO 518 esté a la frecuencia que es aproximadamente 1/4 de la frecuencia del canal de recepción seleccionado.

Una señal se recibe por la antena 307, y es proporcionada al filtro 308b por el elemento 306. El filtro 308b limita en banda la señal de manera que esté dentro de la banda de recepción del DCS de 1805-1880 MHz, y el ABR 309b amplifica la señal. El RCD 310b reduce la señal a frecuencias de banda base en una sola etapa, mientras que los filtros 526 y 570 suprimen los efectos de cualquier fuga entre las entradas del OL y de RF de los mezcladores 527 y 528. Estos mezcladores funcionan conmutando al doble de la frecuencia aplicada a las entradas del OL de los mismos, la cual es aproximadamente la frecuencia del canal seleccionado.

Las señales I y Q resultantes se introducen en la cadena 313 de filtrado y ganancia de banda base, la cual atenúa los componentes de las señales I y Q al doble de la frecuencia del canal seleccionado, dejando los componentes I y Q a frecuencias de banda base, identificados en la figura con el número 314.

En el modo de funcionamiento de transmisión, en el caso en el que la banda seleccionada sea la banda GSM, la línea 550 de señal es acoplada a la antena 307 por el elemento 306.

El multiplicador 531 de frecuencias se fija de manera que el factor de multiplicación del mismo sea 3. La salida del mismo, a la frecuencia de 39 MHz, se aplica a la entrada de la portadora del modulador 301 en cuadratura. El modulador 301 en cuadratura modula la entrada de la portadora del mismo con los componentes I y Q de la señal 300 a transmitir. La frecuencia de la portadora de la salida del modulador 301 en cuadratura es de 39 MHz, aproximadamente el desplazamiento de frecuencia de la banda GSM.

La salida del modulador en cuadratura se proporciona al convertidor 303 elevador de bucle de transducción. El convertidor 303 elevador de bucle de transducción funciona para elevar la frecuencia de la señal de manera que esté a la frecuencia del canal de transmisión seleccionado. El bucle funciona tal como se explica a continuación. La salida del VCO 508 está acoplada al mezclador 510 a través del multiplexor 509. El detector 505 de fase ajusta su salida hasta que la fase de las señales en sus dos entradas sea aproximadamente la misma. El efecto de esto es ajustar la frecuencia de la salida del VCO 508 hasta que esté presente esta relación de fase. Esto se producirá cuando la frecuencia en la salida del VCO 508 sea igual al doble de la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 510 (la cual es aproximadamente la frecuencia del canal de recepción seleccionado) menos 39 MHz. Más concretamente, la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 510 es (F_{TX} + 39 MHz)/2, donde F_{TX} es la frecuencia de transmisión. Tal como se desea, esta frecuencia es aproximadamente igual a la frecuencia del canal de recepción seleccionado menos el desplazamiento de frecuencia para la banda.

En el caso en el que la banda seleccionada sea la banda DCS, la línea 551 de señal es acoplada a la antena 307 por el elemento 306.

El multiplicador 531 de frecuencias se fija de manera que el factor de multiplicación del mismo sea 7. La salida del mismo, a la frecuencia de 91 MHz, se aplica a la entrada de la portadora del modulador 301 en cuadratura. El modulador 301 en cuadratura modula la entrada de la portadora del mismo con los componentes I y Q de la señal 300 a transmitir. La frecuencia de la portadora de la salida del modulador 301 en cuadratura es de 91 MHz, aproximadamente el desplazamiento de frecuencia de la banda DCS.

La salida del modulador en cuadratura se proporciona al convertidor 303 elevador de bucle de transducción. El convertidor 303 elevador de bucle de transducción funciona para elevar la frecuencia de la señal de manera que esté a la frecuencia del canal de transmisión seleccionado. El bucle funciona tal como se explica a continuación. La salida del VCO 507 está acoplada al mezclador 510 a través del multiplexor 509. El detector 505 de fase ajusta su salida hasta que la fase de las señales en sus dos entradas sea aproximadamente la misma. El efecto de esto es ajustar la frecuencia de la salida del VCO 507 hasta que esté presente esta relación de fase. Esto se producirá cuando la frecuencia en la salida del VCO 507 sea igual al doble de la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 510 (la cual es aproximadamente la frecuencia del canal de recepción seleccionado) menos 91 MHz. Más concretamente, la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del OL del mezclador 510 es (F_{TX} + 91 MHz)/2, donde F_{TX} es la frecuencia de transmisión. Tal como se desea, esta frecuencia es aproximadamente igual a la frecuencia del canal de recepción seleccionado menos el desplazamiento de frecuencia para la banda.

En la figura 9 se muestra una segunda implementación de la invención objeto. Esta implementación es idéntica a la de la figura 8, salvo que la fuente 302 de LCO es diferente. En la figura 9, la fuente 302 de LCO comprende un divisor 580 de frecuencias. El divisor 580 de frecuencias recibe como una entrada la salida del VCO 518, y divide su frecuencia por una relación de división variable determinada en respuesta a la banda seleccionada. Da salida a una señal que tiene la frecuencia dividida. En el caso en el que se selecciona la banda GSM, la relación de división es 10, y la frecuencia de la señal de salida estará comprendida entre 45,00-48,00 MHz, aproximadamente el desplazamiento de frecuencia para la banda GSM. En el caso en el que se selecciona la banda DCS, la relación de división es 5, y la frecuencia de la señal de salida estará comprendida entre 90,00-96,00 MHz, aproximadamente el desplazamiento de frecuencia para la banda DCS. Salvo por esta diferencia, la implementación de la figura 9 es idéntica a la de la

\hbox{figura 8.}

En la figura 10 se ilustra una tercera implementación de la invención objeto. Esta implementación es idéntica a la de la figura 8, salvo que tanto el modulador 301 en cuadratura como la fuente 302 de LCO se han colocado dentro del bucle del convertidor 303 elevador de bucle de transducción, las entradas del detector 505 de fase se han cambiado, y se ha añadido un divisor 532 de frecuencias al bucle. Más específicamente, en la implementación de la figura 10, la salida del modulador 301 en cuadratura está acoplada al divisor 532 de frecuencias.

El divisor 532 de frecuencias divide la frecuencia de la salida del modulador 301 en cuadratura por una relación de división variable que depende de la banda seleccionada. Si la banda seleccionada es la banda GSM, la relación de división es 3; si la banda seleccionada es la banda DCS, la relación de división es 7. La salida del divisor 301 de frecuencias está acoplada al filtro 504, el cual se ha analizado anteriormente. La salida del filtro 504 está acoplada a una entrada del detector 505 de fase. La otra entrada al detector 505 de fase es la salida de 13 MHz del oscilador 515 de cuarzo. El detector 505 de fase compara las fases de las dos entradas y ajusta su salida hasta que las dos son aproximadamente iguales.

En esta implementación, la fuente 302 de LCO es la salida del mezclador 510 tras el paso por el filtro 511. Cuando se engancha el bucle, esta salida estará a una frecuencia igual a la relación de división aplicada por el divisor 532 de frecuencias multiplicada por la frecuencia de referencia de 13 MHz del oscilador 515 de cuarzo. En el caso de la banda GSM, aquélla será de 39 MHz; en el caso de la banda DCS, aquélla será de 91 MHz. Esta frecuencia es dividida por el divisor 532, de manera que la salida del filtro 504, cuando se introduce en el detector 505 de fase, está a 13 MHz. Si no, el funcionamiento del bucle es igual al descrito en relación con la implementación de la figura 8.

En la figura 19, se ilustra un método relacionado de proporcionar la transmisión y recepción dúplex completa. En la etapa 3000, se selecciona una banda de frecuencias de entre una pluralidad de bandas. En una implementación, la banda se selecciona de entre las bandas GSM y DCS. En otra implementación, la banda se selecciona de entre las bandas GSM, DCS y PCS. En la etapa 3001, se recibe una señal en un canal dentro de la banda seleccionada. En la etapa 3002, la señal recibida se convierte directamente en una señal de banda base empleando una primera señal que es un armónico de enésimo orden de la frecuencia del canal, donde n es un entero mayor que 1. En la etapa 3004, una segunda señal de banda base se eleva hasta una frecuencia de transmisión. En una implementación, esta etapa comprende las subetapas de modular una señal portadora con la segunda señal de banda base, y luego elevar la señal modulada hasta la frecuencia de transmisión. En un ejemplo de implementación, la señal portadora está a una frecuencia aproximadamente igual al desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada, y la frecuencia de transmisión es aproximadamente igual a la frecuencia de la señal recibida menos el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

La arquitectura anterior es ventajosa porque reduce mucho el coste de un transceptor bibanda al requerir únicamente un oscilador principal para todo el sistema. Además, el oscilador funciona a aproximadamente 1/2 de la frecuencia (banda GSM) o a aproximadamente 1/4 de la frecuencia (banda DCS), y necesita sintonizarse en un intervalo estrecho (aproximadamente de 30 MHz), permitiendo así un mejor comportamiento de fase de los VCO. El oscilador y el sintetizador de la banda VHF se eliminan. Además, hace uso de la conversión directa en el receptor, lo que evita los problemas de fuga normales entre los puertos del OL y de RF del mezclador, y elimina el mezclador de FI.

B. Receptor de conversión directa

El objeto de la invención también incluye un receptor de conversión directa independiente de la arquitectura anterior.

1. Discusión preliminar con referencia a: Receptores de conversión directa

En la figura 21 se ilustra un receptor de conversión directa, es decir, un receptor en el que la parte de banda base de la señal de RF entrante se reduce hasta frecuencias de banda base en una sola etapa. Tal como se ilustra, el receptor de la figura 21 comprende una antena 4100 acoplada al puerto 4119 de entrada de RF de un mezclador 4111. El mezclador 4111 tiene un puerto 4114 de entrada del OL y un puerto 4101 de salida. El mezclador mezcla las señales proporcionadas en los puertos de entrada de RF y del OL, y proporciona la señal mezclada al puerto de salida. En el receptor de la figura 21, la frecuencia de la señal proporcionada en el puerto de entrada del OL, f_{OL}, se iguala a la frecuencia de la señal proporcionada en el puerto de entrada de RF, f_{RF}, de manera que f_{OL} = f_{RF}. La señal mezclada proporcionada en el puerto 4101 de salida del mezclador 4111 tiene un componente de primer orden a la frecuencia de banda base, f_{BB}, y un primer componente al doble de las frecuencias del OL o de RF, o 2f_{OL}.

El puerto 4101 de salida del mezclador 4114 está acoplado a un LPF 4112 a través de la línea 4113 de señal. La finalidad del LPF 4112 es aislar el componente de banda base de la señal a la que da salida el mezclador 4111 del componente de frecuencia superior a la frecuencia 2f_{OL}. El LPF 4112 también rechaza cualquier señal no deseada fuera de la banda deseada en torno a f_{BB}. La salida del LPF 4112 se proporciona en la línea 4115 de señal. Representa la parte de banda base de la señal de RF recibida por la antena 4100.

Comparando los receptores de las figuras 20 y 21, puede observarse que una ventaja del diseño de la figura 21 es la eliminación de un mezclador, un filtro (el FPB 4003) y el coste asociado de estos componentes. Sin embargo, un problema de este diseño es su vulnerabilidad a la fuga entre las señales en los puertos de entrada de RF y de FI del mezclador. Este problema se explica adicionalmente a continuación.

Con referencia a la figura 21, considérese el caso en el que una parte de la señal proporcionada en el puerto de entrada del OL se fuga sobre el puerto de entrada de RF. Esto se identifica en la figura 21 con el número de referencia 4116. Esta parte será mezclada por el mezclador 4111 con la señal del OL original, produciendo así una distorsión en la señal de salida a la frecuencia de banda base. Puesto que esta distorsión está a la frecuencia de banda base, pasará a través del LPF 4112 y aparecerá en la señal de salida proporcionada en la línea 4115 de señal. El resultado es que esta señal de salida está distorsionada en relación con la parte de banda base de la señal entrante recibida por la antena 4100.

A continuación, considérese el caso en el que una parte de la señal proporcionada en el puerto de entrada de RF se fuga sobre el puerto de entrada de OL. Esto se representa en la figura 21 con el número de referencia 4117. Esta parte será mezclada por el mezclador 4111 con la señal de RF original, produciendo así una distorsión en la señal de salida del mezclador a la frecuencia de banda base. De nuevo, esta distorsión, que está a la frecuencia de banda base, aparecerá en la señal de salida proporcionada en la línea 4115 de señal.

Además de la fuga entre los puertos de entrada de RF y del OL, otro problema se deriva de que la señal del OL fugue sobre, y sea emitida por la antena 4100. En la figura 21, esta fuga está representada por el número identificador 4118. Esta fuga puede interferir con otros receptores similares que pueden estar presentes en la misma zona geográfica, dado que el componente del OL emitido está a la misma frecuencia que las señales de RF recibidas por estos otros receptores.

Este problema de fuga hace que el receptor de conversión directa de la figura 21 sea inadecuado para el uso en aplicaciones tales como los microteléfonos inalámbricos móviles del GSM y otros sistemas con grandes requisitos de supresión de bloqueadores, porque la distorsión introducida por la fuga es inaceptable para estas aplicaciones.

Los intentos para solucionar este problema han incluido el blindaje y la separación física entre las entradas de RF y del OL. Sin embargo, el blindaje es inefectivo a las altas frecuencias que normalmente caracterizan a los teléfonos inalámbricos móviles actuales, 900 MHz o más. Además, la separación física es poco práctica para el uso en circuitos integrados, en los que el espacio escasea.

La distorsión introducida por la fuga siempre tiene como resultado una c.c no deseada en la salida del mezclador. Para el GSM y algunos otros sistemas, no se permite que esta c.c. sea eliminada por mecanismos tales como un condensador de bloqueo, porque la propia señal deseada puede contener c.c.

2. Reducción de los efectos de fuga

La invención objeto comprende un receptor de conversión directa configurado para reducir los efectos de fuga. En la figura 22, se ilustra una primera realización de un sistema receptor de conversión directa según la invención objeto. Tal como se muestra, el sistema comprende una antena 4300 acoplada a unos circuitos 4334 procesadores. La antena está configurada para recibir una primera señal a una primera frecuencia. En una implementación, la primera señal es una señal de banda base modulada sobre una portadora de RF. Los circuitos 4334 procesadores están configurados para realizar ciertas operaciones estándar de procesamiento sobre la señal entrante, incluyendo limitar en banda la señal entrante de manera que esté dentro de un intervalo de frecuencias predeterminado, el cual es normalmente la totalidad de la banda de recepción del sistema que consta de todos los canales de recepción. En una implementación, los circuitos procesadores incluyen un filtro pasabanda para realizar esta tarea de limitación en banda. Estas etapas de procesamiento son conocidas por los expertos en la técnica y no necesitan ser explicadas adicionalmente.

En la primera realización del sistema receptor también está incluido un multiplicador 4338 que tiene un primer puerto 4330 de entrada, un segundo puerto 4331 de entrada y un puerto 4339 de salida. El primer puerto 4330 de entrada está configurado para recibir la salida de los circuitos 4334 procesadores a la frecuencia f_{1}. En una implementación, el multiplicador es un mezclador y el primer puerto de entrada es un puerto de entrada de RF. El segundo puerto de entrada está configurado para recibir una segunda señal a una segunda frecuencia f_{2} procedente de un circuito oscilador (no mostrado). En una implementación, el segundo puerto de entrada es un puerto de entrada del OL, el circuito oscilador es un circuito oscilador local, y la segunda señal es una señal del OL generada por el circuito oscilador local.

El circuito oscilador está configurado para generar la segunda señal a la segunda frecuencia f_{2}, la cual presenta una relación con la primera frecuencia f_{1}. Más específicamente, según esta relación, la primera frecuencia f_{1} es aproximadamente un múltiplo entero de la segunda frecuencia f_{2}, de manera que f_{1}\congnf_{1}, donde n es un entero. En una implementación n es 2, de manera que la segunda frecuencia es aproximadamente 1/2 de la primera frecuencia, aunque es exactamente 1/2 de la frecuencia de la portadora de RF. En un ejemplo de implementación, la segunda frecuencia es la frecuencia del OL, la primera frecuencia es la frecuencia de RF y n es 2, de manera que la frecuencia del OL es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF. Este ejemplo de implementación utiliza lo que se conoce como inyección a mitad de frecuencia.

En el sistema también están incluidos unos filtros 4333 y 4332. Tal como se muestra, el filtro 4333 está acoplado al primer puerto 4330 de entrada del multiplicador 4338, y el filtro 4332 está acoplado al segundo puerto 4331 de entrada del multiplicador 4338. Estos filtros están dentro de, o son inherentes a, el circuito multiplicador/mezclador, de manera que el multiplicador/mezclador no tiene puertos expuestos sin filtrar. La finalidad de estos filtros es reducir los efectos de fuga entre los primer y segundo puertos 4330 y 4332 de entrada. El filtro 4333 está configurado para filtrar sustancialmente la frecuencia f_{2}, mientras que el filtro 4332 está configurado para filtrar sustancialmente la frecuencia f_{1}. En una implementación, el filtro 4333 es un filtro paso alto y el filtro 4332 es un filtro paso bajo. En un ejemplo de implementación, el filtro 4333 está integrado en el puerto 4333 de entrada, y el filtro 4332 está integrado en el puerto 4331 de entrada.

El multiplicador 4338 está configurado para multiplicar las primera y segunda señales que aparecen respectivamente en los primer y segundo puertos 4330 y 4331 de entrada, tras el filtrado por los filtros 4333 y 4332, respectivamente, y para proporcionar la señal multiplicada al puerto 4339 de salida.

El multiplicador 4338 está configurado para multiplicar las primera y segunda señales con una acción de conmutación que es n veces la velocidad de la frecuencia f_{2}, de manera que el componente de banda base en la salida del multiplicador sea un componente de primer orden de la salida. Este aspecto del multiplicador 4338 puede explicarse adicionalmente con referencia a las figuras 15A-15B. Con referencia a la figura 15A, esta figura ilustra el funcionamiento en el dominio de la frecuencia de un multiplicador convencional en el que la frecuencia de la entrada del OL del mismo es 1/2 la de la portadora de RF, y la acción de conmutación en el multiplicador se mantiene a la frecuencia del OL. La señal de RF entrante, identificada con el número 900, se divide en dos componentes de salida de primer orden, teniendo cada uno 1/2 de la energía de la señal de RF entrante. El primer componente, identificado con el número 1101, está centrado en una frecuencia igual a la frecuencia del OL, o 1/2 de la frecuencia de RF. El segundo componente, identificado con el número 1102, está centrado en una frecuencia igual a tres veces la frecuencia del OL, o 3/2 de la frecuencia de RF. Esto puede observarse a partir de la siguiente identidad matemática:

(Acos2\pi f_{RF}t)\times(Bcos2\pi f_{OL}t) = 1/2AB[cos2\pi(f_{RF}-f_{OL})t] + 1/2AB[cos2\pi(f_{RF}+f_{OL})t]

El primero de los componentes anteriores está a la frecuencia (1/2)f_{RF} o f_{OL}, mientras que el segundo de los componentes anteriores está a la frecuencia (3/2)f_{RF} o 3f_{OL}. Tal como puede observarse, no existen componentes de primer orden a frecuencias de banda base.

Con referencia a la figura 15B, esta figura ilustra el funcionamiento en el dominio de la frecuencia de un multiplicador configurado para proporcionar una acción de conmutación a una velocidad igual al doble de la frecuencia del OL, según una realización de la invención objeto. La señal de RF entrante, que está identificada con el número 1103, se divide en dos componentes de salida de primer orden, identificados con los números 1104 y 1105. El primer componente, identificado con el número 1104, está centrado en frecuencias de banda base, y el segundo componente, identificado con el número 1105, está centrado en el doble de la frecuencia de RF, o 2f_{RF}. Tal como puede observarse, se proporciona un componente de primer orden a frecuencias de banda base en el multiplicador de la figura 15B, pero no en el multiplicador de la figura 15A.

El funcionamiento en el dominio del tiempo de un multiplicador configurado según una realización de la invención objeto puede explicarse adicionalmente con referencia a las figuras 23A-23D. La figura 23A es un ejemplo de una señal del OL aplicada a la segunda entrada del multiplicador, y la figura 23C es un ejemplo de una señal de RF aplicada a la primera entrada del multiplicador. Tal como puede observarse, la frecuencia de la señal del OL es 1/2 de la de la señal de RF.

La figura 23B es un factor de multiplicación que define la función de transferencia entre la señal de RF entrante de la figura 23C y la señal de salida, ilustrada en la figura 23D. Tal como puede observarse, la frecuencia de la acción de conmutación del factor de multiplicación es el doble que la frecuencia del OL. El producto del factor de multiplicación y de la señal de RF define la señal de salida de la figura 23D.

La figura 12A ilustra un diagrama de bloques de una realización de un multiplicador según la invención objeto. En esta realización, una fuente 607 del OL está acoplada a un filtro 609 paso bajo (LPF), y una fuente 600 de RF está acoplada a un filtro 608 paso alto (HPF). La salida del LPF 609 se introduce en un bloque 606 de circuitos, el cual controla un conmutador 603 SPDT a través de una línea 602 de señal según un factor de multiplicación que, en una implementación, conmuta entre +1 y -1 a una velocidad que es el doble de la frecuencia del OL.

La salida del HPF 608 está acoplada a un bloque 610 de multiplicación +1 y a un bloque 611 de multiplicación -1. El conmutador 603 está configurado de manera que, cuando el factor de multiplicación está en +1, la salida del bloque 610 de multiplicación se proporciona a la salida 605, y cuando el factor de multiplicación es -1, la salida del bloque 611 de multiplicación -1 se proporciona a la salida 605. Por consiguiente, se produce una señal en la salida 605 que es representativa del producto del factor de multiplicación y la señal RF filtrada a la que da salida el HPF 608.

Es importante que el factor de multiplicación no se produzca realmente como una señal en un pin o nodo del multiplicador. Tal como apreciará un experto en la técnica, sería contraproducente producir realmente una señal así en un pin o nodo del mezclador dado que el objetivo de esta realización es proporcionar una señal del OL que sea aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF, y la producción de una señal en un pin o nodo al doble de la frecuencia del OL frustraría ese objetivo. En cambio, en esta realización, el factor de multiplicación simplemente representa (1) una acción de conmutación que se produce aproximadamente al doble de la frecuencia del OL; y (2) la función de transferencia entre la señal de RF filtrada, entrante, y la señal de salida.

En la figura 26 se ilustra un método de funcionamiento de esta realización del multiplicador. Tal como se ilustra, en la etapa 5000, se proporciona una entrada de RF, y en la etapa 5001, se proporciona una entrada del OL a una frecuencia que es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF. En la etapa 5002, la señal del OL se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la frecuencia de RF. En la etapa 5003, la señal de RF se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la frecuencia del OL. En la etapa 5004, las entradas de RF y del OL filtradas se multiplican mientras se realiza efectivamente una acción de conmutación al doble de la frecuencia del OL. En la etapa 5005, se determina una señal de salida que sea representativa del producto de un factor de multiplicación, que conmuta al doble de la frecuencia del OL, y la señal de RF filtrada.

Tal como se ha analizado anteriormente, el factor de multiplicación no representa una señal real determinada por el multiplicador de la invención objeto. En cambio, representa la acción de conmutación efectiva que tiene lugar dentro del multiplicador, y también representa la función de transferencia entre la señal de RF entrante y la señal de salida.

En la figura 27 se ilustra un método de funcionamiento de la realización de la invención objeto de la figura 22. Tal como se indica, en la etapa 6000, se proporciona una primera señal de entrada a una primera frecuencia, y en la etapa 6001, se proporciona una segunda señal de entrada a una segunda frecuencia que es aproximadamente 1/n veces la frecuencia de la primera señal de entrada, donde n es un entero. En la etapa 6002, la primera señal de entrada se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la segunda frecuencia, y en la etapa 6003, la segunda señal de entrada se filtra para eliminar sustancialmente cualquier componente a la primera frecuencia.

En la etapa 6004, las primera y segunda señales filtradas se multiplican entre sí mientras se realiza una acción de conmutación a n veces la segunda frecuencia. En la etapa 6005, se determina una salida que sea representativa del producto de una factor de multiplicación, que conmuta a aproximadamente n veces la segunda frecuencia, y la primera señal filtrada.

En comparación con el receptor de conversión directa de la figura 21, el sistema receptor de conversión directa anterior es menos vulnerable a la fuga entre los primer y segundo puertos de entrada del multiplicador. En el caso en el que existe una fuga del segundo puerto de entrada al primer puerto de entrada, la fuga, que está a la frecuencia f_{2} = (1/n)f_{1}, será sustancialmente rechazada por el filtro acoplado al primer puerto, el cual, tal como se ha analizado, está configurado para rechazar sustancialmente la frecuencia f_{2}. En el caso en el que existe una fuga del primer puerto de entrada al segundo puerto de entrada, la fuga, que está a la frecuencia f_{1} = nf_{2}, será sustancialmente rechazada por el filtro acoplado al segundo puerto, el cual, tal como se ha analizado, está configurado para rechazar sustancialmente la frecuencia f_{1}= nf_{2}. En ambos casos, se evitará sustancialmente que la fuga se mezcle con la señal a partir de la cual se originó, y por tanto, se le impedirá sustancialmente que genere una distorsión en el componente de banda base de la señal de salida.

En el caso de una fuga del segundo puerto por la antena, normalmente ésta será rechazada por un filtro pasabanda con una banda de paso aproximadamente centrada en torno a la primera frecuencia, que normalmente se proporciona aguas arriba del multiplicador (tal como el bloque 4334 en la figura 22). Normalmente, se incluye un filtro de este tipo para seleccionar la banda de recepción para el sistema. Si este filtro está configurado para rechazar sustancialmente la segunda frecuencia, casualmente realizará el beneficio de bloquear la fuga del segundo puerto de entrada y evitar que se emita por la antena. Si este filtro no está configurado para rechazar sustancialmente la segunda frecuencia, entonces debería añadirse otro filtro configurado para rechazar la segunda frecuencia, pero para permitir el paso de la primera frecuencia, aguas arriba del multiplicador y entre la antena y el multiplicador.

Otra ventaja del sistema receptor anterior en relación con el receptor de conversión directa de la figura 21, es un circuito oscilador menos complejo que proviene del hecho de que la frecuencia de la salida del circuito oscilador en el sistema anterior es menor que la del circuito oscilador implicado en el diseño de la figura 21.

Ventajas adicionales del sistema receptor precedente en relación con el receptor de la figura 20 incluyen la eliminación de un mezclador, el mezclador 4002, y también de un filtro, el FPB 4003, al cual normalmente se denomina filtro de FI. La eliminación del filtro de FI es particularmente ventajosa dado que normalmente debe implementarse externamente. Puesto que los filtros restantes en el sistema pueden implementarse normalmente sobre chip, el resultado es un sistema más compacto.

A la luz de lo anterior, puede observarse que se proporciona un sistema receptor de conversión directa en el que se reducen los efectos de fuga entre los primer y segundo puertos de entrada del multiplicador del mismo. El resultado es un receptor de conversión directa que es adecuado para el uso en microteléfonos móviles del GSM/DCS, en los que existe un requisito de que la fuga entre las entradas de RF y del OL del mezclador de los mismos se reduzca en 80-90 dB.

Debería apreciarse que son posibles realizaciones en las que el multiplicador de las mismas proporciona una acción de conmutación efectiva a la segunda frecuencia, siempre y cuando el multiplicador de salida a un componente de banda base de orden superior significativo. Por ejemplo, en el caso en el que se utiliza la inyección a mitad de frecuencia, es decir, la frecuencia del OL facilitada al mezclador es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF, y el mezclador conmuta a la frecuencia del OL, el componente de banda base será un componente de segundo orden en vez de un componente de primer orden. Si este componente es sustancial, un sistema receptor que emplee este mezclador es una realización posible de la invención.

A continuación se describirán varios ejemplos de implementación del receptor de conversión directa de la invención.

Ejemplos de implementación Ejemplo nº 1

En la figura 13 se ilustra un primer ejemplo de implementación de un mezclador que utiliza la inyección a mitad de frecuencia según una realización de la invención objeto. En este ejemplo, el mezclador comprende un bloque 700 de entrada de RF, un bloque 701 de entrada del OL, un bloque 702 de diodos y un bloque 703 de salida. Tal como se muestra, los bloques de entrada de RF y del OL están acoplados a través de una conexión en serie al bloque 702 de diodos, el cual comprende dos diodos acoplados espalda con espalda. La salida del bloque de diodos está acoplada después al bloque 703 de salida, el cual, en este ejemplo, incluye un filtro paso bajo para filtrar por paso bajo la salida del bloque de diodos. En este ejemplo, puesto que la frecuencia del OL es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF, el bloque 702 de diodos proporciona una acción de conmutación al doble de la frecuencia del OL. Las figuras 18A-18C ilustran formas de onda simuladas para este ejemplo de implementación. La figura 18A ilustra la señal del OL proporcionada como una entrada al bloque 701; la figura 18B ilustra la señal de RF proporcionada como una entrada al bloque 700; y la figura 18C ilustra la señal de salida proporcionada como una salida del bloque 703. Tal como puede observarse, la señal de salida tiene un componente a la frecuencia del OL, y un componente de baja frecuencia. El componente de baja frecuencia es la señal deseada. En una implementación real, el filtro paso bajo en el bloque 703 de salida estaría configurado para eliminar la componente de frecuencia del OL.

Ejemplo nº 2

En la figura 24 se ilustra un segundo ejemplo de implementación de un mezclador que utiliza la inyección a mitad de frecuencia según una realización de la invención objeto. Tal como se muestra, en este ejemplo, el mezclador comprende un bloque 4602 de entrada de RF, un bloque 4601 de entrada del OL, un bloque 4600 de transistores interacoplados y un bloque 4603 de salida. Tal como se muestran, los bloques de entrada de RF y del OL están acoplados al bloque 4600 de transistores. En este ejemplo, la frecuencia del OL es aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF. El bloque 4600 de transistores interacoplados proporciona una acción de conmutación al doble de la frecuencia del OL.

Ejemplo nº 3

En la figura 25 se ilustra un tercer ejemplo de implementación de un mezclador que utiliza la inyección a mitad de frecuencia según una realización de la invención objeto. Tal como se muestra, en este ejemplo, el mezclador comprende un bloque 4702 de entrada de RF, un bloque 4701 de entrada del OL, un bloque 4700 de diodos y un bloque 4703 de salida, acoplados entre sí tal como se muestra. En este ejemplo, la frecuencia del OL es de nuevo aproximadamente 1/2 de la frecuencia de RF, y el bloque 4700 de diodos proporciona una acción de conmutación al doble de la frecuencia del OL.

Ejemplo nº 4

En las figuras 14A-14B se ilustra un ejemplo de implementación de unos bloques de entrada de RF y del OL que incorporan filtros para reducir los efectos de fuga entre las entradas de RF y del OL. La figura 14A ilustra un bloque de entrada del OL integrado con un filtro paso bajo configurado para eliminar sustancialmente frecuencias de RF. Puede reemplazar al bloque de entrada del OL en cualquiera de los ejemplos anteriores de mezclador de las figuras 13, 24-25, por la línea B-B' ilustrada en cada uno.

La figura 14B ilustra un bloque de entrada de RF integrado con un filtro paso alto configurado para eliminar sustancialmente las frecuencias del OL. Puede reemplazar al bloque de entrada de RF en cualquiera de los ejemplos anteriores de mezclador de las figuras 13, 24-25, por la línea A-A' ilustrada en cada uno.

Aunque esta invención se ha descrito en términos de ciertas realizaciones, implementaciones y ejemplos de implementación, debería resultar evidente para los expertos en la técnica que muchas otras realizaciones, implementaciones y ejemplos de implementación están dentro del alcance de la invención, la cual está definida por las reivindicaciones.

Claims (55)

1. Sistema receptor de conversión directa, que comprende:

Un sistema oscilador para proporcionar una primera señal (323) a una primera frecuencia que es aproximadamente un armónico de enésimo orden de una segunda frecuencia, donde n es un entero mayor que 1;

un transductor (438) de frecuencias que tiene una primera entrada (431) para recibir la primera señal, una segunda entrada (430) para recibir una segunda señal (324) que tiene la segunda frecuencia, y una salida (439) para proporcionar una señal de salida obtenida de una transducción de frecuencia de la segunda señal;

un primer filtro (432) dentro del o inherente al transductor de frecuencias, acoplado a la primera entrada y configurado para rechazar sustancialmente señales a la segunda frecuencia; y

un segundo filtro (433) dentro del o inherente al transductor de frecuencias, acoplado a la segunda entrada y configurado para rechazar sustancialmente señales a la primera frecuencia.

2. Sistema según la reivindicación 1, en el que el transductor de frecuencias está configurado para conmutar la segunda señal a la salida a través de una acción de conmutación que tiene lugar a una frecuencia que es n veces la primera frecuencia.

3. Sistema según la reivindicación 1, en el que n es 2.

4. Sistema de la reivindicación 1, en el que la segunda señal es una señal de RF.

5. Sistema según la reivindicación 1, en el que la primera señal es una señal del OL.

6. Sistema según la reivindicación 1, en el que el transductor de frecuencias es un multiplicador.

7. Sistema según la reivindicación 1, en el que el transductor de frecuencias es un mezclador.

8. Sistema según la reivindicación 1, en el que el primer filtro está integrado en la primera entrada.

9. Sistema según la reivindicación 1, en el que el segundo filtro está integrado en la segunda entrada.

10. Sistema según la reivindicación 1, en el que el primer filtro es un filtro paso bajo.

11. Sistema según la reivindicación 1, en el que el segundo filtro es un filtro paso alto.

12. Sistema según la reivindicación 1, en el que el transductor de frecuencias está configurado para proporcionar a la salida una señal de salida que tiene un componente de banda base y otro componente.

13. Sistema según la reivindicación 12, que comprende además un tercer filtro acoplado a la salida y configurado para eliminar sustancialmente el otro componente.

14. Sistema según la reivindicación 13, en el que el tercer filtro es un filtro paso bajo.

15.- Transceptor multibanda que comprende:

un selector de banda para seleccionar una de entre una pluralidad de bandas de frecuencias;

una parte (320) receptora configurable en respuesta a la banda seleccionada;

una parte (321) transmisora configurable en respuesta a la banda seleccionada; una antena (307); y un conmutador (306) configurado para acoplar la parte receptora a la antena en un modo de funcionamiento de recepción, y para acoplar la parte transmisora a la antena en un modo de funcionamiento de transmisión;

en el que la parte receptora incluye el sistema (310) receptor de conversión directa de la reivindicación 1, y el sistema oscilador del mismo es un sistema oscilador local sintonizable para proporcionar la primera señal, que es aproximadamente un armónico de enésimo orden de un canal de frecuencia dentro de la banda seleccionada, y la segunda señal tiene una frecuencia de la portadora a la frecuencia del canal.

16. Transceptor según la reivindicación 15, en el que la parte transmisora incluye un convertidor (303) elevador para elevar una señal hasta una frecuencia de transmisión deseada en respuesta a la primera señal.

17. Transceptor según la reivindicación 16, en el que la parte transmisora incluye además un modulador (301) para modular una señal de entrada de la portadora en respuesta a una señal de banda base, y una fuente (302) de entrada de la portadora para proporcionar la señal de entrada de la portadora.

18. Transceptor según la reivindicación 17, en el que el convertidor elevador es un convertidor elevador de bucle de transducción que tiene un bucle.

19. Transceptor según la reivindicación 18, en el que el modulador y la fuente de entrada de la portadora están configurados para estar fuera del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción.

20. Transceptor según la reivindicación 18, en el que el modulador y la fuente de entrada de la portadora están configurados para estar dentro del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción.

21. Transceptor según la reivindicación 17, en el que la fuente de entrada de la portadora proporciona una señal de entrada de la portadora a una frecuencia aproximadamente igual al desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

22. Transceptor según la reivindicación 18, en el que el bucle del convertidor elevador de bucle de transducción incluye un transductor (510) de frecuencias de conversión descendente que tiene una primera entrada para recibir la primera señal, una segunda entrada para recibir una segunda señal a la frecuencia de transmisión deseada , y una salida;

en el que el transductor de frecuencias de conversión descendente está configurado para conmutar la segunda señal a la salida a través de una acción de conmutación que tiene lugar a una frecuencia que es n veces la primera frecuencia.

23. Transceptor según la reivindicación 15, en el que el selector de banda está configurado para seleccionar una banda de entre las bandas GSM y DCS.

24. Transceptor según la reivindicación 15, en el que el sistema oscilador local comprende un oscilador (311) local acoplado a un regulador (312) de frecuencia.

25. Transceptor según la reivindicación 15, en el que n=2.

26. Transceptor según la reivindicación 15, en el que la parte receptora tiene un trayecto de señal del receptor, y en el que el sistema receptor de conversión directa es seleccionable de entre una pluralidad de sistemas (310a, 310b) receptores de conversión directa y conmutable a un trayecto de señal del receptor en respuesta a la banda seleccionada.

27. Transceptor según la reivindicación 22, en el que la primera entrada del transductor de frecuencias de conversión descendente está acoplado a un primer filtro que es seleccionable de entre una pluralidad de filtros (512, 513), y conmutable a la primera entrada del transductor de frecuencias de conversión descendente en respuesta a la banda seleccionada.

28. Dispositivo de comunicación inalámbrica que incluye el transceptor de la reivindicación 15.

29. Dispositivo según la reivindicación 28, seleccionado del grupo que comprende un microteléfono móvil, una estación base, un componente infraestructural y un satélite.

30. Sistema de conmutación inalámbrica que comprende una estación base y una pluralidad de dispositivos móviles configurados para comunicarse con la estación base por una interfaz inalámbrica, incluyendo al menos uno de los dispositivos móviles o la estación base el transceptor de la reivindicación 15.

31. Transceptor según la reivindicación 16, en el que el convertidor elevador es un convertidor elevador de bucle de transducción que tiene un bucle, y el bucle del convertidor elevador de bucle de transducción incluye un transductor de frecuencias de conversión descendente que tiene una primera entrada para recibir la primera señal, una segunda entrada para recibir una segunda señal a la frecuencia de transmisión deseada y una salida;

en el que el transductor de frecuencias de conversión descendente está configurado para conmutar la segunda señal a la salida a través de una acción de conmutación que tiene lugar a una frecuencia es n veces la primera frecuencia.

32. Transceptor según la reivindicación 15, en el que el sistema oscilador local incluye un oscilador local y un regulador de frecuencia que es conmutable en el trayecto de señal del receptor en respuesta a la banda seleccionada.

33. Microteléfono inalámbrico móvil que incluye el transceptor según la reivindicación 32.

34. Transceptor según la reivindicación 32, en el que el regulador de frecuencia es un duplicador de frecuencia.

35. Transceptor según la reivindicación 34, en el que el duplicador de frecuencia es seleccionable en respuesta a que la banda seleccionada sea la banda DCS.

36. Transceptor según la reivindicación 32, en el que el oscilador local incluye un bucle enganchado en fase que tiene una frecuencia de referencia proporcionada por un oscilador (515) de cuarzo, teniendo el oscilador de cuarzo una frecuencia, y la parte transmisora del transceptor incluye un modulador (301), que tiene una entrada de la portadora, y un regulador (531) de frecuencia para proporcionar la entrada de la portadora al modulador, configurado el regulador de frecuencia para recibir la salida del oscilador de cuarzo, y para proporcionar una señal de salida que tiene una frecuencia igual a la frecuencia del oscilador de cuarzo ajustada por una cantidad variable en respuesta a la banda seleccionada.

37. Transceptor según la reivindicación 32, en el que el oscilador local incluye un bucle enganchado en fase que tiene una salida, teniendo la salida una frecuencia, y la parte transmisora del transceptor incluye un modulador (301), que tiene una entrada de la portadora, y un regulador (580) de frecuencia para proporcionar la entrada de la portadora al modulador, configurado el regulador de frecuencia para recibir la salida del bucle enganchado en fase, y para proporcionar una señal de salida que tiene una frecuencia igual a la frecuencia de la salida del bucle enganchado en fase ajustada por una cantidad variable en respuesta a la banda seleccionada.

38. Transceptor según la reivindicación 36, en el que el regulador de frecuencia es un transductor de frecuencias.

39. Transceptor según la reivindicación 37, en el que el regulador de frecuencia es un divisor de frecuencias.

40. Transceptor según la reivindicación 32, en el que la parte transmisora del transceptor incluye un modulador (301) que tiene una entrada de la portadora incluida dentro de un bucle de un convertidor elevador de bucle de transducción, y la entrada de la portadora al modulador se obtiene a partir de un transductor (510) de frecuencias de conversión descendente incluido dentro del bucle del convertidor elevador de bucle de transducción.

41. Método para realizar la conversión directa de una señal, que comprende:

proporcionar a una primera entrada (431) de un transductor (438) de frecuencias, una primera señal a una primera frecuencia que es aproximadamente un armónico de enésimo orden de una segunda frecuencia, donde n es un entero mayor que 1;

proporcionar a una segunda entrada (430) del transductor (438) de frecuencias una segunda señal que tiene la segunda frecuencia;

proporcionar a una salida (439) del transductor (438) de frecuencias una señal obtenida a partir de una transducción de frecuencias de la segunda señal;

filtrar, empleando un primer filtro (432) dentro del o inherente al transductor (438) de frecuencias, la primera señal para rechazar sustancialmente cualquier señal a la segunda frecuencia que pueda estar presente en la primera entrada; y

filtrar, empleando un segundo filtro (433) dentro del o inherente al transductor (438) de frecuencias, la segunda señal para rechazar sustancialmente cualquier señal a la primera frecuencia que pueda presentarse en la segunda entrada.

42. Método según la reivindicación 41, que comprende además conmutar la segunda señal a la salida a n veces la primera frecuencia.

43. Método según la reivindicación 41, que comprende además proporcionar en la salida una señal de salida que tiene un componente de banda base y otro componente.

44. Método según la reivindicación 43, que comprende además filtrar la señal de salida para eliminar sustancialmente el otro componente.

45. Método según la reivindicación 41, en el que la segunda señal es una señal de RF.

46. Método según la reivindicación 41, en el que la primera señal es una señal del OL.

47. Método según la reivindicación 41, en el que n es 2.

48. Soporte legible por ordenador que incorpora una serie de instrucciones para realizar el método según la reivindicación 41.

49. Método de realización de la comunicación dúplex total en un transceptor multibanda, que comprende:

seleccionar una banda de entre una pluralidad de bandas, teniendo la banda seleccionada una parte de transmisión y una parte de recepción;

recibir una señal dentro de la parte de recepción de la banda seleccionada;

convertir directamente la señal en una señal de banda base empleando el método según reivindicación 41;

elevar una segunda señal de banda base hasta una frecuencia de transmisión dentro de la parte de transmisión de la banda seleccionada; y

transmitir la señal elevada simultáneamente a la etapa de recepción.

50. Método según la reivindicación 49, en el que la etapa de elevación comprende:

modular una señal portadora con la segunda señal de banda base; y

elevar la señal modulada hasta la frecuencia de transmisión empleando la primera señal.

51. Método según la reivindicación 50, que comprende además modular la segunda señal de banda base con una señal portadora que es el desplazamiento de frecuencia para la banda seleccionada.

52. Método según la reivindicación 41, que comprende además seleccionar una banda de entre las bandas GSM y DCS.

53. Método según la reivindicación 49, que comprende además:

configurar un convertidor elevador en respuesta a la banda seleccionada; y

elevar la segunda señal de banda base hasta la frecuencia de transmisión empleando el convertidor elevador configurado.

54. Método según la reivindicación 49, que comprende además:

seleccionar, en respuesta a la banda seleccionada, un receptor de conversión directa de entre una pluralidad de receptores de conversión directa; y

convertir directamente la señal en una señal de banda base empleando el receptor de conversión directa seleccionado.

55. Método de manejo de un transceptor multibanda, que comprende:

seleccionar una banda de entre una pluralidad de bandas;

recibir una señal dentro de la banda seleccionada;

seleccionar, en respuesta a la banda seleccionada, un receptor de conversión directa de entre una pluralidad de receptores de conversión directa; y

convertir directamente, en el receptor de conversión directa seleccionado, la señal a una señal de banda base empleando el método de la reivindicación 41.