CN1349685A - 使用直接变换接收机的多频带收发信机和直接变换接收机 - Google Patents

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Abstract

多频带收发信机具有接收机部分和发射机部分,其中接收机部分包括直接变换接收机系统,用于将信号直接下变频到基带频率。直接变换接收机系统包括具有第一个和第二个输入和输出的频率变换器。在第一个频率的第一个信号施加到第一个输入端。具有第二频率的第二个信号施加到第二个输入端。第一个频率最好是第二个频率的第n次分谐波,其中n是大于1的整数。低通滤波器与第一个输入端集成或者是第一个输入端固有的,高通滤波器与第二个输入端集成或者是第二个输入端固有的。低通和高通滤波器的转角频率大于第一个频率并且小于第二个频率。提供的直接变换接收机系统还将第一个频率的第一个输入信号施加到乘法器的第一个输入端口,将等于第一个频率大约1/n倍的第二个频率的第二个输入信号施加到乘法器的第二个输入端口,其中n是一个整数。连接到第一个输入端口的第一个滤波器被配置以基本上滤出可能存在的第二个频率的任何泄露。连接到第二个输入端口的第二个滤波器被配置以基本上滤出可能存在的第一个频率的任何泄露。乘法器被配置以在它的输出端口产生从第一个和第二个信号的乘积获得的信号。在一个实施例中,该输出是滤波的第一个信号和在第二个频率n倍转换的乘法因子的乘积表示。乘法器的输出连接到第三个滤波器。输出信号具有基带分量和其他分量。第三个滤波器被配置以基本上滤出其他分量,并且基本上将基带分量保留在输出信号中。在一个实现例子中,乘法器是预置启动半频注入的混频器,使得LO频率大约是RF频率的1/2。

Description

使用直接变换接收机的多频带收发信机和直接变换接收机
              本发明的背景
I.本发明的领域
本发明一般涉及无线通讯领域，尤其涉及用于无线通讯装置或手机的多频带收发信机和直接变换接收机。
II.背景
无线通讯系统是正在进行的技术革命的一个组成部分。移动无线电通讯系统如蜂窝式电话系统正在成指数的速度发展。在蜂窝式系统中，覆盖区域被分为若干个“小区”。小区是基站或发射机的覆盖区域。使用低功率发射机，使得在一个小区使用的频率也可以在其他小区使用，这些小区足够远以避免干扰。因此，蜂窝式电话用户无论是陷入交通堵塞还是在参加会议，只要用户在基站服务的“小区”内，他就可以发送和接收电话呼叫。
移动蜂窝式系统最初开发为模拟系统。在1980年初将它们引入商业应用之后，移动蜂窝式系统开始得到快速但不协调的发展。例如，在欧洲，各个国家开发了它们自己的系统。一般地，各个国家的系统是不兼容的，这将移动通讯限制在本国的国界内并且将开发的移动设备的市场限制于特定国家的系统。在1982年，为了解决这个产生的问题，欧洲邮电管理联合会(CEPT)组成移动通信特别研究组(GSM)为未来的泛欧蜂窝式网络研究和开发出一组公共标准。它推荐在900MHz范围的两个频率块用于该系统。对于新系统最初的目标包括国际漫游能力、良好的主观话音质量、与其它系统如综合业务数字网(ISDN)的兼容性、频谱效率、较低的手机和基站成本、以及支持新业务和大用户量的能力。
在GSM标准的开发中最初的、主要的决定之一是采用数字系统而不是模拟系统。如上所述，模拟系统得到快速的发展，但是越来越多的需求使可利用频带的容量变得紧张。数字系统可以提供改进的频谱效率并且成本效率更好。数字传输的质量也优于模拟传输。在数字系统中背景声音如嘶嘶声以及静态和降级效应如渐弱和串音被大大地消除。在数字系统中更容易实现安全特性如加密。采用数字系统更容易获得与ISDN的兼容。最后，数字方法允许使用超大规模集成电路(VLSI)，因此便于开发更便宜和更小的移动手机。
在1989年，欧洲电信标准协会(ETSI)负责GSM标准。在1990年，公布了该标准的第I个部分(phase)，使用GSM标准的第一个商用服务在1991年开始。它在1991年还被重新命名为全球移动通信系统(仍然是GSM)。在它最早引入欧洲之后，当1992年引入澳大利亚时该标准发展到全球范围。从那以后，GSM被越来越广泛地采用并且成为发展最快的数字蜂窝式标准，它被定位为世界主要的蜂窝式标准。借助于(当前)在129个国家工作的324个GSM网络，GSM提供了几乎全球的覆盖范围。到1999年1月为止，根据GSM谅解备忘录协议，总计GSM有1亿2千万个用户。市场研究机构估计到2001年，全世界将超过2亿5千万个GSM用户。到那时，GSM将占全球蜂窝式用户基数的几乎60％，每年的销售超过1亿部电话。
两个25MHz的频带分配给GSM使用。如图1a所示，890-915MHz频带保留用于传送或“上行链路”(移动台到基站)，935-960MHz频带保留用于接收或“下行链路”(基站到移动台)。以后对于每个频带加上额外的10MHz带宽。加入额外的带宽(两个35MHz频带)的标准称为扩展的GSM(EGSM)。在EGSM中，传输频带覆盖880-915MHz，而接收频带覆盖925-960MHz(图1b)。术语GSM和EGSM可交换使用，GSM有时根据扩展的带宽部分(880-890MHz和925-935MHz)使用。有时，最初规定的890-915MHz和935-960MHz频带被表示为基本GSM(PGSM)。在下面的描述中，GSM将根据扩展的带宽(35MHz)标准使用。
由于希望广泛使用GSM，在900MHz频带的容量问题被预先考虑和提出。在1989年，ETSI已经在GSM标准第一版中规定了一个1800MHz的变型(DCS或GSM 1800)。在DCS中，传输频带包括1710-1785MHz而接收频带包括1805-1880MHz(图1c)。在美国，联邦通信委员会(FCC)拍卖了在1900MHz频带的大块频谱，目的在于将数字无线网络引入具有大容量市场的个人通信业务(PCS)的国家。在美国的GSM服务称为PCS或GSM 1900。在PCS，传输频带包括1850-1919MHz而接收频带包括1930-1990MHz(图1d)。
不管使用哪种GSM标准，一旦为移动台分配一个信道，在发射和接收频段之间保持一个固定的频率关系。在GSM(900MHz)，这个固定的频率关系是45MHz。例如，如果移动台被分配一个在895.2MHz的发射信道，它的接收信道将总是在940.2MHz。这对于DCS和PCS也是一样的；只是频率关系不同。在DCS，接收信道总是高于发射信道95MHz，在PCS，接收信道高于发射信道80MHz。这种频率差别将在下面的讨论中称为频率偏移。
在图2中以方框图的形式描述一个GSM网络20实现的结构。GSM网络20被分为四个互联的部分或子系统：移动台(MS)30、基站子系统(BSS)40、网络交换子系统(NSS)50以及操作支持子系统(OSS)60。一般地，MS 30是用户携带的移动设备或电话；BSS 40与多个MS30连接并且管理MS和NSS 50之间的无线电传输路径；NSS 50管理系统交换功能并且便于与其它网络如PSTN和ISDN的通讯；OSS 60便于GSM网络的操作和维护。
移动台30包括移动设备(ME)32和用户标识模块(SIM)34。典型地，ME 32是一个数字移动电话或手机。SIM 34是一个存储用户和手机标识信息的存储装置。它作为智能卡或者作为插入模块实现并且激活来自任何GSM电话的服务。存储在SIM 34的信息中有一个为系统20识别用户的唯一的国际移动用户标识(IMSI)、以及一个唯一识别移动设备的国际移动设备标识(IMEI)。用户可以经过使用SIM的任何GSM手机或终端接入GSM网络。其它信息如个人识别号码(PIN)和记帐信息可以存储在SIM 34中。
MS 30经过标准化的“Um”或者无线电空中接口36与BSS 40通讯。BSS 40包括多个基站收发信机(BTS)42和基站控制器(BSC)44。BTS通常在小区的中心并且包括一个或多个具有天线的无线电收发信机。它经过Um接口建立与小区内移动台的无线电链路并且控制无线电通讯。BTS的发射功率规定了小区的大小。每个BSC 44管理多到数百个BTS 42。BTS-BSC通讯经过标准化的“Abis”接口46，该接口由对于所有制造商标准化的GSM来规定。BSC分配和管理它的BTS之间的无线电信道并且控制呼叫的越区切换。
BSS 40的BSC经过GSM标准化的“A”接口51与网络子系统50通讯。A接口使用SS7协议并且允许使用由不同制造商生产的基站和交换设备。移动交换中心(MSC)52是NSS 50的主要部分。MSC 52管理移动用户之间以及移动用户和公共网络70之间的通讯。MSC 52可以连接的公共网络70的例子包括综合业务数字网(ISDN)72、公共交换电话网(PSTN)74、公用陆地移动通信网(PLMN)76以及分组交换公用数据网(PSPDN)78。
MSC 52与四个数据库连接以管理通讯和转换功能。归属位置寄存器(HLR)54包含驻留在MSC服务区域内每个用户的详细情况，包括用户标识、他们可以接入的服务、以及他们当前在网络的位置。访问者位置寄存器(VLR)56临时存储在特定的MSC覆盖范围内有关漫游用户的数据。设备标识寄存器(EIR)58包含移动设备的清单，其中每一个由IMEI识别，该IMEI是有效的并且被授权使用网络。已经报告丢失或被偷窃的设备存储在一个单独的无效设备清单上，它允许对试图使用这种设备的用户进行识别。鉴别中心(AuC)59将检验用户身份的鉴别和加密数据和参数存储起来。
OSS 60包含一个或多个监控和维持GSM网络所有部件性能的操作维护中心(OMC)。OSS 60保持所有的硬件和网络操作，管理计费和记帐操作以及管理系统内所有的移动设备。
GSM发射和接收频带被分为200kHz载波频带。使用时分多址技术(TDMA)，每个载波频率在时间上被分为八个时隙。每个时隙具有大约0.577ms的持续时间，八个时隙形成一个TDMA“帧”，具有4.615ms的持续时间。图3说明了具有八个时隙0-7的常规的TDMA帧80的实现。
在这个常规的TDMA框架中，每个移动台被分配一个用于接收数据的时隙和一个用于发射数据的时隙。例如，在TDMA帧80中，时隙O已经被分配来接收数据，时隙4已经被分配来发射数据。接收时隙也称为下行链路时隙而发射时隙也称为上行链路时隙。在八个时隙之后，剩余的时隙用于偏置、控制、监控和其它操作。这个框架允许在一个频率上同时由多到八个移动台接收，以及在一个频率上同时由多到八个移动台传送。
如上所述，当前存在三个规定的GSM频带。由于无线手机的普及使用没有慢下来的迹象，很可能在未来规定另外的频段。因此，预定全球使用的GSM移动台应该具有多频带的性能。
然而，因为GSM、DCS和PCS系统明显不同的频率范围，具有单个主振荡器的收发信机已经不能覆盖所需的频率。另外，对于每个频带使用单独振荡器的设计是不可行的，因为涉及到成本，同时使用单个可转换振荡器设计的性能是不好的。
另一个问题是当前多频带手机使用芯片外部件如接收机的中频(IF)滤波器，在常规的设计中，它包括表面声波(SAW)滤波器。象这样的部件趋于又大又笨，并且占用过多的空间。这样，它们与用户要求手机尽可能压缩、轻便和移动性好是不一致的。
参照图20进一步解释这个问题，该图示出常规的接收机设计。如所示，接收机包括第一混频器4001，该混频器具有连接到天线4011的射频(RF)输入端口4005、本地振荡器(LO)输入端口4008。混频器具有经过信号线4006连接到带通滤波器(BPF)4003输入端的输出端口4012。BPF 4003具有连接到第二混频器4002的中频(IF)输入端口4010的输出。第二混频器4002也具有本地振荡器(LO)输入端口4009。混频器4002的输出端口4014经过信号线4015连接到低通滤波器(LPF)4004的输入端。LPF 4004的输出端连接到信号线4007。
第一混频器4001被配置以将它的RF输入端口接收的信号和LO输入端口接收的信号相乘，并且在它的输出端口提供相乘的信号。在RF输入端口接收的信号频率是fRF，在LO输入端口接收的信号频率是fLO1。RF输入端口接收的信号从经过天线4011接收的信号中获得。典型地，这个信号表示已经调制到RF载波信号的数字音频信号。在下面的讨论中，这个数字音频信号将称为基带信号，但应该理解，基本上基带信号可以是所需的信号而不是包括数据信号的数字音频信号。
在输出端口4012提供的信号将具有频率为fRF-fLO1和fRF+fLO1的一阶分量。频率fRF-fLO1是称为fIF的中频。在一个实现中，fRF是900MHz，fLO1是450MHz，而fIF是450MHz。在这个实现中，输出信号的一阶分量将在1350MHz和450MHz。
BPF 4003具有中心在fIF的通带，并且被配置以允许输出信号的IF分量通过，以及防止其他的一阶分量即在频率fRF+fLO1的分量通过。BPF 4003还拒绝在fRF-fLO1周围所需频带以外任何不希望的信号。这个IF分量随后作为输入提供到混频器4002的输入端口4010。
作为输入提供到混频器4002的LO端口的信号具有频率fLO2。选择这个频率使得它与在输入端口4010提供的信号频率fIF相同。混频器4002将这两个信号相乘，并且在输出端口4014提供相乘的信号。输出信号将具有两个一阶分量，一个在基带频率fBB另一个在中频fIF的两倍处。
来自混频器4002的输出信号作为输入提供给LPF 4004。LPF 4004被配置以允许从混频器4002输出的信号的基带分量通过，并且防止高频分量即在混频器4002输出的fIF两倍的频率通过。这样，基带分量作为接收机线路4007的输出提供。
在操作中，图20的接收机如下起作用：经过天线4011接收的信号表示调制到RF载波信号的基带信号。该信号经过混频器4001，该混频器在它的输出端口产生的信号具有表示基带信号的一阶分量，但在中频而不是在基带频率，还有第二个一阶分量。该信号经过BPF 4003以将中频分量与其他一阶分量隔离。这个中频分量随后经过混频器4002，该混频器在它的输出端口产生具有基带分量和中频分量的信号。该信号随后经过LPF 4004以将基带分量与高频分量隔离。这样，LPF 4004在它的输出端产生表示基带信号的信号。
如前面的描述显而易见的，图20接收机的操作以两个步骤进行。在第一个步骤，输入RF信号的基带部分下变频到中频。在第二个步骤，在中频的基带部分被下变频到基带频率。这两个步骤的每一个经过不同的部件完成，第一个步骤经过混频器4001和BPF 4003，第二个步骤经过混频器4002和LPF 4004。
因为在图20接收机的多个步骤中将基带部分下变频的成本和复杂性，以及完成这多个步骤所需的部件成本，所以图20的接收机是不理想的。
直接变换接收机去除了IF滤波器。然而，当前的直接变换接收机易受本地振荡器信号或大RF阻断器到DC的自变换。
参照图4进一步解释这个问题，它说明一个常规的直接变换接收机。如说明的，图4的接收机包括连接到混频器211的射频(“RF”)输入端口219的天线200。混频器211具有本地振荡器(“LO”)输入端口214以及输出端口201。该混频器将在RF和LO输入端口提供的信号混频，并且将混频的信号提供到输出端口。在图4的接收机中，在LO输入端口提供的信号频率fLO匹配于在RF输入端口提供的信号的载波频率fRF，使得fLO＝fRF。在混频器211的输出端口201提供的混频信号具有在基带频率fBB的一阶分量和在LO或RF载波频率的两倍或2fLO的一阶分量。
混频器214的输出端口201经过信号线213连接到LPF 212。LPF212的用途是仅选择从混频器211输出信号的基带分量，同时抑制在频率2fLO的高频分量。LPF 212还拒绝在fBB周围所需频带外任何不希望的信号。LPF 212的输出在信号线215上提供。它表示经过天线200接收的RF信号的基带部分。
图4设计的优点是去除了IF滤波器以及相关的部件如第二混频器。然而，这种设计的问题是它易于在混频器的RF和IF输入端口的信号之间产生泄露。这个问题在下面部分进一步解释。
参照图4，考虑在LO输入端口提供的一部分信号泄露到RF输入端口的情况。它在图4中用参考标号216表示。这个部分由混频器211与最初的LO信号混频，这样在基带频率的输出信号中产生失真。因为这个失真是在基带频率上，它将经过LPF 212，并且出现在信号线215提供的输出信号中。其结果是这个输出信号相对于最初发射的基带信号失真。
接着考虑在RF输入端口提供的一部分信号泄露到LO输入端口的情况。它在图4中用参考标号217表示。这部分将由混频器211与最初的RF信号混频，这样在基带频率的混频器输出中产生失真。同样，在基带频率的这个失真将出现在信号线215提供的输出信号上。
除了RF和LO输入端口之间的泄露以外，另一个问题来源于LO信号泄露到天线200并且被该天线辐射。这种泄露由图4的参考标号218表示。这种泄露可能干扰在相同地理区域存在的其他类似的接收机，因为辐射的LO分量在如这些其他接收机接收的RF信号的相同频率上。
这个泄露问题使图4的直接变换接收机不适用于如GSM移动无线手机和具有大阻断器抑制要求的其他系统的应用，因为由泄露引起的失真是这些应用不能接受的。
解决这个问题的方法包括在RF和LO输入之间进行屏蔽和物理上分开。然而，屏蔽太贵，并且常常在典型地表征当前的移动无线电话的900MHz或更高的高频时不起作用。另外，物理上分开在无线手机的使用中是不实际的，这里空间非常宝贵。混频器的端口间的隔离也是有限的值，它通常在较高频率时变得较小。
由泄露引起的失真总是在混频器输出中产生不希望的DC。对于GSM和某些其他系统来说，这个DC不能被如隔离电容的装置去除，因为所需的信号可能本身包含DC。
因此，需要能够克服现有技术缺点的多频带收发信机。
同时还需要能够克服现有技术缺点的直接变换接收机。
对于使用本发明的本领域技术人员很明显的其他的目的和优点将在下面讨论。
             相关的专利申请
本专利已向其他国家作过申请，1999年8月31日申请的美国专利申请系列号09/386,865，名称为“利用直接变换接收机的多频带收发信机”，以及1999年3月2日申请的美国专利申请系列号09/260,919，名称为“直接变换接收机”，它们都被它的申请人共同拥有，并且在此全部作为参考。另外，这个专利申请相关于1999年3月2日申请的美国专利申请系列号09/261,056，名称为“预处理器和相关的频率变换器”，以及1999年8月27日申请的美国专利申请系列号09/386,965，名称为“使用分谐波频率变换器结构和相关的预处理器的直接变换接收机”。这两个专利都被它的申请人共同拥有，并且在此全部作为参考。
                 本发明的概述
本发明的目的是提供一个多频带收发信机，用于发射和接收若干个频带之一的RF信号。有益的是，收发信机被配置用于无线通讯装置即移动装置或手机，或者用于基站或其他基础结构部件。在一个实现中，收发信机被配置用于GSM和DCS频带；在另一个实现中，收发信机被配置用于GSM、DCS和PCS频带。
收发信机的接收机部分包括直接变换接收机(DCR)。从可调谐的本地振荡器获得的信号服务于接收机。另外，在一个实施例中，本地振荡器与上变频器共享收发信机的发射机部分。
直接变换接收机包括具有第一和第二端口的频率变换器。在一个实现中，频率变换器是混频器。在另一个实现中，它是一个乘法器。第一个滤波器连接到第一个端口，第二个滤波器连接到第二个端口。最好，滤波器被集成到端口或是端口固有的，使得频率变换器没有暴露的未滤波的端口。第三个滤波器连接到频率变换器的输出端。有益的是低通滤波器被配置以提供从频率变换器输出的信号基带分量作为输出信号。
在操作中，选择若干个频带中的一个。从本地振荡器的输出获得的信号连接到DCR频率变换器的第一个滤波端口。该信号的频率f1通过本地振荡器适当的调谐来设置，使得它是应用于DCR频率变换器第二个滤波端口信号的载频f2的第n次分谐波，其中n是大于1的整数。也就是说， ，其中n是大于1的整数。(对于这个公开的专利申请来说，使用术语如“大约”或“近似于”或“基本上”或符号 用于描述信号之间的频率或时间关系，同时考虑到它是内行人可以接受的容差，当不可能达到严格的数学精确性时，允许在描述这些关系时有一些可以容许的误差)。
第一个滤波器最好是低通滤波器，它的转角频率在选择频带以下、在第n次谐波频率以上。换句话说，转角频率大于f1和小于f2。因此，它被配置以基本上衰减到频率变换器第一个未滤波端口的频率f2。类似地，第二个滤波器最好是高通滤波器，它的转角频率在选择频带以下、在第n次谐波频率以上。同样，转角频率大于f1和小于f2。因此，它被配置以基本上衰减到频率变换器第二个未滤波端口的第一个频率f1。
经过这些滤波器的操作，在频率变换器第一个和第二个端口之间泄露的影响被去除或减少。从第一个端口到第二个端口的泄露将在频率f1并且因此由第二个滤波器衰减。类似地，从第二个端口到第一个端口的泄露将在频率f2并且因此由第一个滤波器衰减。第三，在频率f1经过天线向外的辐射将被DCR上端的带通滤波器阻断，该带通滤波器的中心在选择的频带上。
在一个实施例中，频率变换器是一个配置的乘法器，用于将它的第一个和第二个输入端口的信号相乘。在另一个实施例中，频率变换器是一个配置的混频器，通过转换动作将第二个输入转换到输出，该转换动作以应用于混频器第一个输入端信号频率f1的n倍的转换或采样速率完成。通过在频率f1的n倍的转换，而不是在频率f1完成转换动作，混频器保存频率，使更多的能量包含在混频器输出的输出基带分量中。
在一个实施例中，收发信机的发射机部分包括连接到上变频器的调制器。载波输入源提供到调制器的载波输入。载波输入源包括连接到晶体振荡器输出端的频率调节器，该振荡器将参考频率提供给包括本地振荡器的锁相环。频率调节器被配置以接收晶体振荡器的输出，并且提供具有某一频率的输出信号，该频率等于响应选择频带由变量调节的晶体振荡器的输出频率。在一个实现中，频率调节器是频率乘法器。
在第二个实施例中，载波输入源包括连接到锁相环输出的频率调节器，该锁相环包括本地振荡器。频率调节器被配置以接收锁相环的输出，并且提供具有某一频率的输出信号，该频率等于响应选择频带由变量调节的锁相环的输出频率。在一个实现中，频率调节器是分频器。
在第三个实施例中，调制器在转换环路上变频器的环路内，调制器的载波输入从包括在环路内的下变频器频率变换器中获得。
在一种配置中，调制器是正交调制器，上变频器是转换环路上变频器，载波输入源是低频偏移源。在一个实现中，正交调制器和低频偏移源在转换环路上变频器环路的外面。在第二个实现中，正交调制器和低频偏移源在转换环路上变频器环路的内部。
在第一个配置的情况下，低频偏移源提供到正交调制器的载波输入。载波信号的频率是基于选择频带的变量。它被选择大约等于选择频带的偏移频率，即用于选择频带的发射和接收信道之间的偏移。转换环路上变频器包括发射下变频频率变换器。频率变换器是在它的第一个输入端提供的信号频率n倍的转换或采样类型。对于这个频率变换器的n值与收发信机接收机部分的DCR的频率变换器的值相同。
在第二个配置的情况下，用于正交调制器的载波频率从转换环路的频率变换器的输出获得。这个环路被配置使得频率变换器的输出频率在适当的滤波之后，大约等于选择频带的频率偏移。在这个意义上，频率变换器起低频偏移源的作用。
在两种配置的情况下，低通滤波器是频率变换器第一个输入端固有的或集成到该输入端，使得未滤波的第一个输入端被包括和不暴露。收发信机接收机部分的本地振荡器与频率变换器共享转换环路上变频器，从本地振荡器获得的信号连接到频率变换器的滤波的第一个输入端。在操作中，施加到这个输入端的信号频率是大约施加到频率变换器第二个输入端的信号的第n次分谐波，其中n是大于1的整数。
在两个配置的转换环路上变频器接收正交调制器的输出，并且增加这个输出端的载波频率到大约适当的传输频率。这个频率是选择频带中选择的接收信道的频率减去选择频带的频率偏移。
在一个实现中，前面频率变换器的每一个是混频器，第一个输入端口是LO输入端口，第二个输入端口是RF输入端口。在这个实现中，利用了称为半频注入的方法。根据这个方法，施加到LO输入端口的信号频率f1是施加到第二个端口的RF信号载波频率f2的1/2。
在一个实现例子中，收发信机被配置以控制GSM和DCS频带。在这个实现中，提供了两个可转换和可选择的DCR。在操作中，相应于选择频带的DCR被选择和转换，使得它在从基带滤波器到转换/频带选择器的信号路径中。第一个DCR的前面是带通滤波器，该滤波器具有由GSM接收频带规定的通带925-960MHz。第二个DCR前面是由DCS接收频带规定的通带1805-1880MHz。这个实现的本地振荡器是锁相环(PLL)的输出。PLL包括分数N合成器。在13MHz的晶体振荡器输出端的参考分频器为PLL提供参考频率。PLL的输出可以在450.25MHz到480MHz的范围调谐。PLL的输出施加到第一个DCR的混频器的LO输入端。PLL的输出还经过倍频器，并且倍频器的输出施加到第二个DCR的混频器的LO输入端。
在选择了GSM频带的情况下，PLL被调谐使得它的输出频率大约是GSM频带选择信道频率的1/2。在选择DCS频带的情况下，PLL被调谐使得它的输出大约是DCS频带上选择信道频率的1/4。以这种方式，经过倍频器的动作，施加至相应于DCS频带的DCR的混频器LO输入端的信号大约是DCS频带的选择信道频率的1/2。
在这个实现的一个配置中，收发信机的发射机部分包括后面跟随着转换环路上变频器的正交调制器。低频偏移源以大约等于选择频带的接收和发射信道之间频率偏移的频率，提供到正交调制器的载波输入。如讨论的，用于GSM频带的频率偏移是45MHz，用于DC频带的频率偏移是95MHz，用于PCS频带的频率偏移是80MHz。
在这个配置的一个例子中，通过将晶体振荡器参考频率乘以基于选择频带的乘法因子来获得载波输入。对于GSM频带，假定13MHz的晶体振荡器参考频率，乘法因子最好是3，产生39MHz的载波偏移。对于DCS频带，也假定13MHz的晶体振荡器参考频率，乘法因子最好是7，产生91MHz的载波偏移。
在这个配置的另一个例子中，通过将PLL的输出除以基于选择频带的除数因子来获得载波输入。对于GSM频带，假定PLL的输出频率为450-480MHz，除数因子最好是10，产生在45-48MHz范围的载波偏移。对于DCS频带，也假定PLL的输出频率为450-480MHz，除数因子最好是5，产生在90-96MHz范围的载波偏移。
在这个实现的第二个配置中，正交调制器包含在转换环路上变频器的环路中，环路的下变频混频器的输出在适当的滤波之后，提供正交调制器的载波输入。该环路被配置使得到正交调制器的载波输入大约是选择频带的频率偏移。
在两个配置中，转换环路上变频器被配置以增加正交调制器输出的载波频率，使得它在适当的传输频率上。在DCS的情况下，发射频带是1710-1785MHz。在GSM的情况下，发射频带是890-915MHz。用于传输的适当频率在适当的发射频带的选择信道上，它的频率等于接收频带中选择信道的频率减去频带的频率偏移。
在两个配置中，PLL的输出被转换环路上变频器共享，从PLL输出得到的信号提供到转换环路上变频器的下变频混频器的滤波的LO输入端。在GSM频带的情况下，PLL输出直接施加到混频器的滤波的LO输入端。在DCS频带的情况下，在经过倍频器之后，PLL输出直接施加到混频器的LO输入端。
提供全双工传送和接收的相关方法包括下面的步骤：从若干个频带中选择一个频带；接收在选择频带内具有某一频率的信道上的信号；使用从本地振荡器信号获得的第一个信号，直接将信号转换为基带信号，第一个信号是信道频率的第n次分谐波，其中n是大于1的整数；上变频第二个基带信号到传输频率；以及发射上变频信号。
本发明还包括直接变换接收机系统，该系统包括具有第一和第二输入端口的乘法器，其中该系统被配置以减少它的第一和第二输入端口之间泄露的影响，使得该接收机系统能够在要求第一和第二输入端口之间进行高度隔离的应用中，如移动无线手机中使用。
本发明的第一个方面包括直接变换接收机系统，该系统包括乘法器、振荡器电路和第一个滤波器。乘法器具有被配置以在第一个频率接收第一个信号的第一个输入端口，在第二个频率接收第二个信号的第二个输入端口，以及一个输出端口。在一个实现中，第一个信号是RF信号，它是调制到载波信号的基带信号。在这个例子中，应该理解第一个信号严格地讲不在单个频率上。第一个滤波器连接到乘法器的输出端。它被配置以允许从乘法器输出的信号基带分量通过，但基本上拒绝至少一个较高的频率分量。
第一个输入端口连接到配置的第二个滤波器以允许第一个频率通过，但基本上拒绝第二个频率的通过。第二个输入端口连接到第三个滤波器，这个滤波器被配置以允许第二个频率通过，但基本上拒绝第一个频率通过。最好这些滤波器在乘法器电路内部或是乘法器电路固有的，使得乘法器不具有暴露的未滤波的端口。乘法器被配置以提供从滤波的第一个和第二个信号的乘积获得的输出信号。
振荡器电路被配置以产生在第二个频率的第二个信号，该频率与第一个频率相关，使得第一个频率至少近似于第二个频率的整数倍。换句话说，第二个频率至少近似于第一个频率的分谐波。这种关系可以通过下面的数学关系表达，其中n是一个整数：
Figure A0080710100251
。乘法器的输出具有基带分量以及在其它较高频率的其它分量。经过第一个滤波器，这个基带分量与其它较高频率分量隔离，并且提供作为接收机系统的输出。
本发明的第二个方面包括一个乘法器，该乘法器以第二个频率n倍的速率完成转换动作，这里n是先前对于f1和f2之间关系描述的整数。该转换以规定乘法器第一个输入和输出之间传递函数的速率产生。因此，输出信号是转换速率和第一个信号乘积的表示。通过以第二个频率n倍的速率提供转换动作，而不是在第二个频率的速率完成的转换动作，输出信号的能量被保留，使更多的能量被乘法器包含在输出信号的基带分量中。更准确地说，在一阶电平，通过在第二个频率的n倍提供转换，输入信号的能量在所需的基带分量和较高的频率分量之间分开。以第二个频率的速率产生转换之后，在一阶电平，输入信号的能量在第一个频率加上或减去1/n倍的第二个频率的分量之间分开，并且只有较高阶(和较低的幅度)分量在基带频率出现。
可以预计本发明包括前面单独的第一个和第二个方面或组合。还提供相关的方法和计算机可读介质。
前面的直接变换接收机系统减少了乘法器第一和第二输入端口之间的泄露影响。在存在第二个输入端口泄露到第一个输入端口的情况下，在频率 的泄露基本上被与第一个端口集成的滤波器拒绝，如讨论的，它被配置以基本上拒绝频率f2。在存在第一个端口泄露到第二个端口的情况下，在频率
Figure A0080710100262
的泄露将基本上被与第二个端口集成的滤波器拒绝，该端口被配置以基本上拒绝频率
Figure A0080710100263
。在这两种情况下，泄露将被阻止与产生的信号混频，这样将防止对于输出信号基带分量产生失真。
在来自第二个端口的泄露经过天线向外辐射的情况下，它将典型地被通带中心在第一个频率周围的带通滤波器拒绝，该频率通常在乘法器的上端并且在乘法器和天线之间提供。正常地包括这种滤波器以选择系统的接收频带。如果这个滤波器被配置基本上拒绝第二个频率，它偶尔完成阻止第二个输入端口泄露的功能，并且阻止它经过天线辐射出去。如果没有配置这个滤波器来基本上拒绝第二个频率，则配置另一个滤波器以基本上拒绝第二个频率，但允许第一个频率的通过应该加在乘法器的上端并且在天线和乘法器之间。
与LO频率在RF载波频率的系统相比，前面接收机系统的另一个优点是复杂性较小、较不敏感、以及振荡器电路消耗的功率较少，这是由于前面系统的振荡器电路的输出频率小于设置在RF载波频率的振荡器电路的频率。
相对于图20的接收机，前面接收机系统另外的优点包括去除混频器4002，以及滤波器BPF 4003，该滤波器典型地称为IF滤波器。IF滤波器的去除是特别有益的，因为它典型地必须在芯片外实现。因为系统中其余的滤波器典型地可以在芯片上实现，结果是一个更紧凑的系统。
在一个实现中，乘法器是具有RF输入端口和LO输入端口的混频器。振荡器电路是将输出端连接到混频器LO输入端的本地振荡器电路。混频器的RF输入接收包括了将基带信号调制到RF载波的信号，即在RF频率的载波。从本地振荡器电路输出的信号频率是RF载波频率的1/2。(因此，集成这种混频器的接收机称为直接变换接收机，它利用半频注入)。这个实现的混频器被配置以等于LO频率两倍的速率提供转换动作。低通滤波器连接到混频器的输出端口。混频器的输出包括表示基带信号的基带分量、以及较高频率分量即RF频率两倍的分量。低通滤波器基本上将基带分量与高频分量隔离，并且输出表示基带分量的信号。低通滤波器还拒绝fBB周围所需频带外任何不希望的信号。
              附图的简单描述
下面参照附图描述本发明。在附图中，相同的参考标号表示相同的或功能类似的部件，以及
图1a说明GSM标准的发射和接收频带；
图1b说明EGSM标准的发射和接收频带；
图1c说明GSM 1800或DCS标准的发射和接收频带；
图1d说明GSM 1900或PCS标准的发射和接收频带；
图2是示范的GSM网络的方框图；
图3说明常规的TDMA帧的格式；
图4说明常规的直接变换接收机；
图5是本发明的移动台或手机的方框图；
图6说明本发明的多频带收发信机的方框图；
图7说明本发明的直接变换接收机频率变换器；
图8说明本发明的第一个实现；
图9说明本发明的第二个实现；
图10说明本发明的第三个实现；
图11A-F是说明本发明的频率变换器操作的示范波形；
图12A-12B是本发明的频率变换器的方框图；
图13是本发明的频率变换器的实现例子；
图14A-14B是根据本发明将滤波器集成到频率变换器输入端口或滤波器为输入端口所固有的实现例子；
图15在频域说明本发明的频率变换器的操作；
图16是说明本发明的直接变换接收机操作方法的一个实现的流程图；
图17是说明本发明的直接变换接收机操作方法的一个实施例的流程图；
图1SA-18C是说明图13的实现例子操作的示范波形；
图19是说明本发明收发信机操作方法的一个实施例的流程图；
图20说明一个接收机类型，其中基带信号用两个步骤被下变频到基带频率；
图21说明经受RF和LO端口之间泄露影响的直接变换接收机；
图22说明根据本发明实施例配置的直接变换接收机；
图23A-23D是说明图22的混频器操作的波形；
图24是根据本发明配置的混频器示范实施例的方框图；
图25说明根据本发明配置的混频器的实现例子；
图26说明本发明操作方法的第一个实施例；以及
图27说明本发明操作方法的第二个实施例。
               优选实施例的详细描述
A.收发信机结构
1.例子环境
在下面的讨论中，“GSM”表示用于发射频带880-915MHz和用于接收频带925-960MHz的扩展GSM频带；“DCS”表示用于发射频带1710-1785MHz和用于接收频带1805-1880MHz的频带；“PCS”表示用于发射频带1850-1910MHz和用于接收频带1930-1990MHz的频带。
本发明是在若干个频带中一个上发射和接收RF信号的多频带收发信机。有益的是，收发信机被配置用于无线通讯装置如移动装置或手机，或基础结构部件如基站或卫星。在一个实现中，收发信机被配置用于GSM和DCS频带。在另一个实现中，收发信机被配置以控制GSM、DCS和PCS频带。
图5是集成了本发明收发信机的移动、无线手机100的一个实现的方框图。手机100可以作为移动台工作在GSM网络内，如图2说明的GSM网络20内的移动台30。手机100包括典型地集成在单个印模上的基带数字信号处理器(DSP)102。基带DSP 102管理移动台30的整个操作。它处理从天线116和收发信机110接收的基带数据为可听见声信号用于经过扬声器112广播。DSP 102还处理从麦克风114接收的声数据为基带数据，该数据提供到收发信机110用于经过天线116传输。
DSP 102还经过系统接口104和用户接口106管理系统和用户接口任务。系统接口104可以包括适当的装置用于管理功能如GSM网络和调制解调器接入和用户服务。用户接口106可以包括适当的装置用于输入和显示信息，如键盘、显示器、背景光、音量控制和实时时钟。在一个实现中，DSP 102安置在一个128针的TQFP内，在另一个实现中，DSP 102安置在一个160针的12×12mm的芯片阵列球栅阵列接脚(CABGA)中。
在一个实现中，基带DSP 102经过集成的模拟IC 108与收发信机110、扬声器112和麦克风114连接。IC 108实现模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)、以及允许在DSP 102和收发信机110以及扬声器112、麦克风114之间连接所需的所有信号变换。典型地，ADC和DAC将在CODEC中体现。麦克风114被配置以将典型的在声频带的声信号转换为模拟电信号。由麦克风114捕获的这些信号被IC 108的ADC译码和数字化，并且由DSP 102处理为基带I和Q信号。数字基带I和Q信号由IC 108的DAC转换为模拟信号流，并且随后由收发信机110调制和发射(经过天线116)。相反，由天线116捕获的调制信号被收发信机110解调和转换为模拟基带I和Q信号，被IC 108数字化，被DSP 102处理，并且被IC 108转换为由扬声器112广播的模拟声信号。IC 108可以在100针TQFP、100针10×10mm CABGA插件或任何其它适当的外壳中实现。功率管理IC(PMIC)118被连接到电池120并且集成在单个印模上，提供手机100所需的相关功能的所有功率。
手机100包括基带选择装置(未示出)，如菜单选择或转换，以允许用户选择若干个可能频带中的一个。另外，根据来自表示适当频带的基站的信号，频带选择装置允许自动地选择适当的频带。
手机100中还包括信道选择装置(未示出)，用于在某一时刻响应来自基站的控制手机的适当的信号，在选择频带内选择适当的信道。对于GSM、DCS和PCS频带，信道是选择频带内的200kHz时隙。信道选择装置允许选择发射和接收信道的任一个或两个都选。在一个实现中，发射信道的选择意味着接收信道的选择，接收信道的选择意味着发射信道的选择，因为两个信道相互间具有预定的关系。例如，对于GSM频带，接收信道高于发射信道45MHz；对于DCS频带，接收信道高于发射信道95MHz；以及对于PCS频带，接收信道高于发射信道80MHz。在这个实现中，不必特别选择发射和接收信道。
手机100最好被配置以允许全双工传输，即分别经过发射和接收信道同时传送和接收。
在一个实现中，预计频带选择装置允许选择GSM或DCS频带中任一个。在另一个实现中，预计频带选择装置允许选择GSM、DCS、PCS频带中任何一个。在另一个实现中，预计收发信机可以被配置以接纳其它大于两个GSM频带的GSM频带组合、或甚至支持其它的(非GSM)标准。
2.收发信机介绍
图6是本发明的收发信机110的一般方框图。收发信机110包括接收机部分320、发射机部分321、转换器/选择器306、以及天线307。
发射机321部分包括调制器301、上变频器303、以及载波输入源302。收发信机110的接收机部分320包括本地振荡器311、频率调节器312、直接变换接收机(DCR)310、带通滤波器308、低噪声放大器(LNA)309、以及基带滤波器和放大器313。
根据收发信机110的操作模式，转换器/选择器306可以在第一个和第二个位置。在操作的发射模式时，转换器/选择器306经过信号线554将PA 304的输出连接到天线307。在操作的接收模式时，转换器/选择器306经过信号线555将天线307连接到带通滤波器308。
另外，转换器/选择器306响应用户输入或外部信号的任一个来选择操作的频带。根据响应，转换器/选择器306经过信号线556配置发射机部分321，使得它兼容于选择的频带。另外，转换器/选择器306经过信号线557配置接收机部分320，使得它兼容于选择的频带。
调制器300接收基带信号300，并且使用它以调制由载波输入源302提供的载波输入。更准确地说，载波输入由基带信号300调制，生成的信号是调制器301的输出。
由载波输入源302提供的载波输入的频率是响应于选择频带确定的变量。在一个实现中，该频率被设置为选择频带的频率偏移。这样，如果选择的频带是GSM频带，载波输入的频率被选择为大约45MHz；如果选择的频带是DCS频带，载波输入的频率被选择为大约95MHz；如果选择的频带是PCS频带，载波输入的频率被选择为大约80MHz。
上变频器303接收调制器的输出并且将它的频率上变频到适应于传输的频率，即选择的发射频带内的选择的发射信道。最好，根据从作为收发信机接收机部分320一部分的本地振荡器311获得的信号323，上变频器确定传输的频率。如所见到的，信号323的频率最好是选择的接收频带的选择接收信道的第n次分谐波，其中n是大于1的整数。
在一个实现中，上变频器包括具有可转换压控振荡器(VCO)的变换环路，该振荡器在可以从若干个VCO选择的环路中，每个相应于收发信机控制的频带中的一个。在操作中，相应于选择频带的VCO本身从若干个VCO中选择，并且被转换，使得它的信号路径从调制器301扩展到转换器/选择器306。
发射机部分321还包括功率放大器(PA)304，用于响应PA调节器305的输出来放大上变频器303的输出。PA调节器305响应PA输出来调节PA 304。更准确地说，在一个实现中，PA调节器305调节PA 304，使得它的输出在预定的电平上。如果PA 304的输出电平在预定电平以下，PA调节器305增加PA 304的放大量，使得它的输出在预定的电平。相反，如果PA 304的输出电平在预定电平以上，PA调节器305降低PA 304的放大量，使得它的输出再次在预定电平上。
在一个实现中，PA 304是可转换的，并且可以从若干个PA中选择，每个相应于收发信机控制的频带中的一个。在操作中，相应于选择频带的PA本身从若干个PA中选择，并且转换到操作，使得它在从调制器301到转换器/选择器306的信号路径上。
在操作的接收模式，天线307被转换器/选择器306连接到带通滤波器308。信号由天线307接收并且施加到带通滤波器308。在一个实现中，滤波器308是可转换的并且从若干个滤波器中选择，每个具有相应于收发信机控制的频带中一个的通带。这样，在选择GSM频带的情况下，选择滤波器308使得它的通带一般为频带925-960MHz；在选择DCS频带的情况下，选择滤波器308使得它的通带一般为频带1805-1880MHz；以及在选择PCS频带的情况下，选择滤波器308使得它的通带一般为频带1930-1990MHz。在操作中，相应于选择频带的滤波器308被转换到基带滤波器/放大器313和转换器/选择器306之间的信号路径。
带通滤波器308的输出连接到低噪声放大器(LNA)309。在一个实现中，LNA 309是可转换的并且从若干个LNA中选择，每个相应于收发信机控制的频带中的一个。在操作中，相应于选择频带的LNA本身被选择，并且被转换到服务，使得它在从基带滤波器/放大器313到转换器/选择器306的信号路径上。
3.频率变换器
LNA 309的输出连接到直接变换接收机(DCR)310。直接变换接收机310包括图7所示类型的频率变换器并且用数字438表示。如图7说明的，频率变换器438具有第一个和第二个输入端口，分别用数字431和430表示。第一个滤波器432连接到第一个端口431，第二个滤波器433连接到第二个端口430。最好，滤波器与端口集成或是端口固有的，使得频率变换器没有暴露的未滤波的端口。从本地振荡器311的输出获得的信号323连接到频率变换器438的第一个滤波的端口431。更准确地说，本地振荡器311的输出提供到频率调节器312，该调节器被配置以调节从本地振荡器311输出的信号频率。本地振荡器311可以响应选择的接收频带的选择信道来调谐。在一个实现中，频率调节器312被配置以通过将该输出的频率乘以或除以m来调节本地振荡器311的输出频率，这里m是大于等于1的整数，它根据选择频带来确定。
经过本地振荡器311的适当调谐和频率调节器312的调节来设置信号323的频率f1，使得信号323大约是信号324的载波频率f2的第n次分谐波(其中n是大于1的整数)，即选择的接收频带内选择的信道。也就是说
Figure A0080710100341
，其中n是大于1的整数。信号324施加到频率变换器438的第二个滤波端口430。
第一个滤波器432最好是具有转角频率的低通滤波器，该频率低于包括f2的选择的接收频带，并且在f2的第n次分谐波即频率f1以上。换句话说，转角频率设置在f1以上和f2以下。f2和(1/n)f2之间的差别使得实际的衰减电平可以由在频率f2的滤波器432泄露到端口431获得。有益地是，衰减电平是88dB或更多，符合当前的GSM隔离要求。
类似地，第二个滤波器433最好是具有转角频率的高通滤波器，该频率低于包括f2的选择的接收频带，并且在f2的第n次分谐波即频率f1以上。f2和(1/n)f2之间的差别使得实际的衰减电平可以由在频率f1的滤波器433泄露到端口430获得。有益地是，衰减电平是88dB或更多，符合当前的GSM隔离要求。
经过这些滤波器的操作，频率变换器的第一个和第二个端口之间的泄露影响被去除或减少。从第一个端口到第二个端口的泄露将在频率f1，并且因此由滤波器433衰减。另外，通过带通滤波器308将阻止这种泄露经过天线307向外辐射。类似地，从第二端口到第一端口的泄露将在频率f2并且因此由滤波器432衰减。
在一个实现中，频率变换器438是配置的乘法器，用于将在它第一个和第二输入端口的信号相乘。在第二实施例中，频率变换器438是配置的混频器，用于经过一转换动作将第二个输入转换到输出，该转换动作以施加到混频器第一个输入端431的信号频率f1的n倍的转换或采样率产生，其中n是大于1的整数。通过在频率f1的n倍的转换，而不是在频率f1完成的转换动作，混频器保存频率，使更多的能量包含在混频器输出的基带分量中。
如图15A-B相对于频率变换器438的实现说明的，其中频率变换器438是具有LO和RF输入端口的混频器，并且利用了称为半频注入的方法。根据这个方法，施加到LO输入端口的信号频率fLO是施加到RF输入端口的信号频率fRF的大约1/2，混频器以fLO的两倍进行转换。
图15A说明在频率fLO转换的混频器的效果。在频率fRF的输入信号的能量1100主要分离为在频率fRF-fLO的分量和在频率fRF+fLO的分量。如所见到的，在基带频率提供很少或不提供能量，即低频中心大约为0Hz。前面所述也可以用下面的数学式表达：(Acos2πfRFt)×(Bcos2πfLOt)＝1/2AB[cos2π(fRF-fLO)t]+1/2AB[cos2π(fRF+fLO)t]因为
Figure A0080710100351
，前面第一个分量大约在频率1/2fRF或fLO，而前面第二个分量大约在频率3/2fRF或3fLO。如可以见到的，在基带频率不存在一阶分量。
图15B说明在频率fLO的两倍进行转换的效果。如可以见到的，在频率fRF的输入信号的能量1103主要分离在基带频率的分量1104和频率2fRF的分量1105。如可以见到的，基本上基带分量通过以频率2fLO转换混频器而引入。
图17说明了本发明的频率变换器的操作方法。如表示的，在步骤2000，以第一个频率提供第一个输入信号，在步骤2001，以第一个输入信号频率的大约1/n倍的第二个频率提供第二个信号，其中n是大于1的整数。在步骤2002，第一个输入信号被滤波以基本上衰减在第二个频率的任何分量，在步骤2003，滤波第二个输入信号以基本上衰减在第一个频率的任何分量。
在步骤2004，经过以第二个频率n倍完成的转换动作，通过将这个信号转换到输出端，滤波的第一个信号被频率变换。在一个实现中，输出结果是在第二个频率的n倍转换的乘法因子和滤波的第一个信号的乘积表示。
如讨论的，在一个实现中，频率变换器是混频器，其中它的第一个输入是混频器的LO输入，它的第二个输入是混频器的RF输入。在一个实现例子中，根据半频注入，施加到混频器的LO输入端的LO频率大约是施加到混频器RF输入端的RF频率的1/2。
在本发明频率变换器实现的时域的操作可以参照图11A-11F进一步解释。图11A是一个施加到频率变换器LO输入端的LO信号的例子，图11C是施加到频率变换器RF输入端的RF信号的例子。如可以见到的，在这个实施例中，LO信号的频率大约是RF信号频率的1/2。
图11B是一个实现的乘法因子，它规定了图11C的输入RF信号和图11D说明的输出信号之间的传递函数。如所见到的，乘法因子的转换动作的频率是LO频率的两倍。乘法因子和RF信号的乘积规定了图11D的实现的输出信号。
图12A说明这个频率变换器实现的方框图。在这个实现中，LO源607连接到低通滤波器(LPF)609，RF源600连接到高通滤波器(HPF)608。LPF 609的输出被输入到电路块606，该电路块经过信号线602控制SPDT转换器603，使得它以LO频率两倍的频率转换。
HPF 408的输出连接到+1乘法块610和-1乘法块611。当转换器603在上面位置时，+1乘法块610的输出提供到输出端605，当转换器603在下面位置时，-1乘法块611的输出提供到输出端605。因此，在输出端605产生信号，它是以LO频率两倍的频率在+1和-1之间转换的乘法因子和从HPF 608输出的滤波的RF信号的乘积表示。
注意到在乘法因子频率的信号基本上不作为混频器的针或节点上的信号产生是很重要的。本领域的技术人员应该理解基本上混频器的针或节点产生这样一个信号将是事与愿违的，因为这个实现的目的是防止LO信号的自混频，在LO频率两倍的针或节点产生的信号将达不到这个目的。代之以，在这个实现中，乘法因子简单地表示(1)在LO频率的两倍产生的转换动作；以及(2)在输入的滤波RF信号和输出信号之间的传递函数。
图11E和11F说明在本发明频率变换器的另一个实现中提供的不同输出信号的例子。在这个例子中频率变换器的LO输入假定是图11A说明的信号，在这个例子中频率变换器的RF输入假定是图11C说明的信号。在这个实现中，差分输出信号具有图11E说明的正相位分量OUT+，以及图11F说明的负相位分量OUT-。如说明的，这个例子中OUT+和OUT-之间的差别相对于其它实现来说，与图11D说明的信号OUT相同。
图12B是前面频率变换器实现的方框图，其中提供差分模式输出。与图12A相比，图12B中相同的部件用相同的参考标号表示。如说明的，提供输入端口627来接收RF信号，提供输入端口628来接收LO信号。这个实现的LO信号的频率假定大约是RF信号频率的1/2。
以前面描述的方式，配置HPF 608以滤波RF输入信号，配置LPF609以滤波LO输入信号。LPF 609的输出作为输入提供给电路块635，该电路块经过信号线634控制SPDT转换器633。SPDT转换器633被配置以LO输入频率的大约两倍的频率在转换滤波的RF输入到输出的正相位分量OUT+和输出的负相位分量OUT-之间改变。图11D-11E说明的信号是从这种操作产生的信号例子。
与图12A-12B的实现例子相比，可以看到通过在大约LO频率产生的转换动作，无论是单端还是差分模式输出，两个都将RF输入转换到输出。
应该理解图12A-12B说明的实现例子对于LO输入大约是RF输入的第n次分谐波的情况一般是容易的，这里n是大于1的整数。在这种情况下，LO输入的频率大约是RF输入频率的1/n倍，SPDT转换器603和633表示的转换动作的频率是LO输入频率的n倍。在图16中说明了本发明的频率变换器中一个实现的操作方法。如说明的，在步骤1300，提供RF输入，在步骤1301，以RF频率的大约1/2的频率提供LO输入。在步骤1302，滤波LO信号以基本上滤出在RF频率的任何分量。在步骤1303，滤波RF信号以基本上滤出在LO频率的任何分量。在步骤1304，经过以LO频率两倍产生的转换动作，通过转换滤波的RF信号到输出端对它进行频率变换。在一个实现例子中，产生的输出信号是以LO频率两倍的频率在+1和-1之间转换的乘法因子和滤波的RF信号的乘积表示。
如前面讨论的，乘法因子不表示本发明频率变换器产生的实际信号。代之以，它在一个实现中简单地表示在频率变换器内产生的转换动作，也在一个实现中表示在输入RF信号和输出信号之间的传递函数。
图13中说明根据本发明实施例利用半频注入的混频器的实现例子。这个例子中的混频器包括RF输入块700、LO输入块701、二极管块702、以及输出块703。如所示，RF和LO输入块经过串行连接被连接到二极管块702，该二极管块包括背对背连接的两个二极管。然后二极管块的输出连接到输出块703，在这个例子中，该输出块包括低通滤波器以低通滤波二极管块的输出。在这个例子中，因为LO频率大约是RF频率的1/2，通过二极管块702在LO频率的两倍处提供转换动作。
图18A-18C说明这个实现例子的仿真波形。图18A说明作为输入提供给块701的LO信号；图18B说明作为输入提供给块700的RF信号；图18C说明作为块703输出提供的输出信号。如可以见到的，输出信号具有在LO频率的分量、以及低频分量。低频分量是所需的信号。在实际的实现中，输出块703的低通滤波器可以被配置以滤出LO频率分量。
在图14A-14B中说明RF和LO输入块与滤波器集成以减少RF和LO输入之间泄露影响的实现例子。图14A说明LO输入块与配置的低通滤波器集成以基本上去除RF频率。它可以在说明的线B-B’处代替前面图13的混频器例子的LO输入块。
图14B说明RF输入块与配置的高通滤波器集成以基本上去除LO频率。它可以在说明的线A-A’处代替前面图13的混频器例子的RF输入块。
4.收发信机一详细的讨论
返回到图6，在一个实现中，DCR 310是可转换的并且可以从若干个DCR中选择，每个相应于收发信机控制的频带中的一个。更准确地说，在这个实现中，连接到DCR的频率变换器第一个输入端口的LPF转角频率和连接到DCR的频率变换器第二个输入端口的HPF转角频率低于相应于DCR的频带、而高于频带的第n次分谐波，其中n是大于1的整数。在操作中，相应于选择频带的DCR被选择和转换，使得它在从基带滤波器313到转换器/选择器306的信号路径上。
现在描述图6收发信机110的操作方法。首先，选择接收频带，还选择接收频带内的信道。随后调谐本地振荡器311和/或调节频率调节器312，使得信号323的频率被设置在选择的接收信道频率的第n次分谐波上，其中n是大于1的整数。同时，在一个实现中，设置载波输入源302的频率使得它大约等于选择频带的频率偏移。
然后，在操作的发射模式和操作的接收模式之间来回转换操作，该频率足以支持全双工传输，即同时传送和接收。假定图3的TDMA帧格式是可用的，其中每个时隙是0.577ms的持续时间，四个接收时隙后面接着四个发射时隙，收发信机110将在每2.308ms在发射和接收模式之间来回转换。
在操作的接收模式，信号从天线307接收并且被带通滤波器308限制频带，使得限制于选择的频带。该信号由LNA309放大并且随后输入到DCR310。DCR310以单个步骤将信号324下变频到基带频率。从DCR323产生的输出信号435随后经过基带滤波器和放大器313。结果是基带接收信号314。
在操作的发射模式，基带发射信号300被用于调制由载波输入源302提供的载波信号。在一个实现中，载波信号在选择频带的大约频率偏移上。随后响应从频率调节器312输出的信号323，由上变频器303将生成的输出信号上变频到发射频率。在一个实现中，发射频率f4具有通过f1表示的第n次分谐波、信号323的频率f1、以及由载波输入源302提供的信号频率f3表示的下面的关系：
Figure A0080710100401
被功率放大器305放大之后生成的信号随后由天线307发射。
虽然载波输入源302、调制器301和上变频器303如图6所示为分开的方框或部件，但应该理解将一个或多个这些部件或方框组合在一起的实施例也是可能的。例如，上变频器303包括转换环路，并且调制器301和载波输入源302包括在转换环路中的配置是可能的。
图8说明了本发明收发信机的第一个实现，其中与图6相比，相同的部件用相同的参考标识表示。这个实现被配置以控制GSM和DCS频带的全双工通讯。
在这个实现中，部件306包括Tx/Rx转换器306与频带选择器的集成。如果选择用于GSM频带的操作发射模式，部件306用于将天线307连接到信号线550；如果选择用于DCS频带的发射操作模式，部件306用于将天线307连接到信号线551；如果选择用于GSM频带的操作接收模式，部件306用于将天线307连接到信号线552；如果选择用于DCS频带的操作接收模式，部件306用于将天线307连接到信号线553。
收发信机的接收部分包括本地振荡器311、倍频器312、DCR 310a和310b、LNA 309a和309b、带通滤波器308a和308b、以及基带增益和滤波器链路313。收发信机的发射部分包括低频偏移源302、正交调制器301、转换环路上变频器303、Pas 304a和304b、以及功率控制和检测器305。
本地振荡器311包括锁相环(PLL)，该锁相环包括作为参考频率源的晶体振荡器515、参考分频器580、相频检测器(PFD)516、环路滤波器517、压控振荡器(VCO)518和分数N合成器519。这个实现的晶体振荡器提供在13MHz的输出。参考分频器580被配置除以13。环路滤波器517被配置以获得公知技术的给定锁定范围和/或阻尼因数。VCO被配置以提供从450.25MHz-480MHz范围的以50kHz为增量频率的输出信号，一般等于GSM接收频带的大约1/2或DCS接收频带的大约1/4。
分数N合成器包括以0.05为增量，被450.25到480的范围中任何数字相除所设置的双模计数器。该合成器最好包括被N和N+1的加权平均所除的双模计数器，根据下面公式由参数A和B规定加权： ( ( A A + B ) × N ) + ( ( B A + B ) × ( N + 1 ) ) 这样，为了获得450.35的除数比率，N应该设置等于450，A为65，B为35。VCO 518的输出频率是这个除数比率和1MHz的参考频率的乘积。在操作中，N、A和B的值根据选择的信道来设置。在选择GSM频带的情况下，设置这些参数使得VCO的输出大约是信道频率的1/2。在选择DCS频带的情况下，设置这些参数使得VCO的输出大约是信道频率的1/4。
信号线519上VCO 518的输出提供到倍频器312。它还提供到DCR310a的LO输入561a。它另外作为输入提供到转换环路上变频器303的滤波器512。倍频器312将VCO 518的输出频率加倍，并且将它提供到DCR 310b的LO输入端561b，以及提供到转换环路上变频器303的滤波器513的输入端。
DCR 310a和310b都是前面讨论的直接变换接收机类型。它们具有的LO输入分别用数字561a和561b表示，具有的RF输入分别用数字560a和560b表示。LPF 525与DCR 310a的LO输入561a集成，LPF570与DCR 310b的LO输入561b集成。在一个实现例子中，LPF 525具有500MHz的转角频率，LPF 570具有1GHz的转角频率。HPF 521与DCR 310a的RF输入560a集成，HPF 526与DCR 310b的RF输入560b集成。在一个实现例子中，HPF 521的转角频率是0.85GHz，HPF526的转角频率是1.7GHz。
它们都作为正交解调器实现。因此，DCR 310a包括两个混频器522和523，DCR 310b包括两个混频器527和528。这些混频器的每一个具有LO输入和RF输入，每个被配置以在LO输入提供的信号频率的两倍处转换。混频器522的LO输入从VCO 518的输出获得。施加到混频器522的LO输入端的信号被移相器524移相90°，然后作为LO输入提供到混频器523。当选择GSM频带时，混频器522的输出是到基带增益和滤波器链路313的I输入。
施加到混频器527的LO输入的信号由倍频器312的输出获得。这个信号被移相器529移相90°，并且施加到混频器528的LO输入端。在选择DCS频带的情况下，混频器527的输出变为到基带增益和滤波器链路313的I输入，混频器528的输出变为它的Q输入。
来自部件306的信号线552输入到带通滤波器308a，该滤波器具有一般符合GSM接收频带的通带。在一个实现例子中，滤波器308a的通带是925-960MHz的GSM接收频带。滤波器308a的输出作为输入提供给LNA 309a，它适用于GSM频带。LNA 309a的输出施加到DCR310a的RF输入560a。
来自部件306的信号线553输入到带通滤波器308b，该滤波器具有一般符合1805-1880MHz的DCS接收频带的通带。滤波器308b的输出作为输入提供给LNA309b，它适用于DCS频带。LNA309b的输出施加到DCR310b的RF输入560b。
低频偏移(LCO)源302包括频率变换器531，在选择GSM频带的情况下，将39MHz频率的载波输入提供到正交调制器301，并且在选择DCS频带的情况下，将91MHz的载波输入提供到正交调制器301。通过将13MHz晶体振荡器频率乘以3获得39MHz频率。通过将13MHz晶体振荡器频率乘以7获得91MHz频率。这些频率大约等于在GSM情况的45MHz和DCS情况的95MHz的选择频带的发射和接收信道之间的频率偏移。
正交调制器301包括混频器500和501，加法器502以及移相器503。混频器500接收要被发射的基带信号300的I分量，并且用LCO源302提供的信号乘以它。混频器501接收要被发射的基带信号300的Q分量，用从LCO源302输出信号的90°相移型式乘以它。这个相移信号由移相器503提供。通过加法器502将两个混频器的输出相加以形成正交调制器301的输出信号。
正交调制器301的输出随后作为输入提供到转换环路上变频器303。转换环路上变频器303包括滤波器504、相位检测器505、环路滤波器506、VCO507、VCO508、乘法器509、下变频混频器510以及滤波器511、512和513。
正交调制器301的输出作为输入提供到滤波器504。滤波器504用于抑制传输中频的第三个谐波。滤波器504的输出作为输入提供到相位检测器505。到相位检测器505的另一个输入是滤波器511的输出。相位检测器505比较在它两个输入端提供的信号相位，输出具有与两个输入信号之间相位差成比例的幅度信号。相位检测器505的输出由环路滤波器506滤波，并且随后作为输入提供到VCO507和508。
VCO507被配置以输出在DCS发射频带1710-1785MHz范围频率的信号，精确的输出频率根据从滤波器507输出的信号来确定。VCO508被配置以输出在GSM发射频带890-915MHz范围频率的信号，精确的输出频率根据从滤波器507输出的信号来确定。
VCO507和508的输出被输入到多路复用器509，该多路复用器根据选择的频带选择这两个信号中的一个，并且将选择的信号应用于混频器510的RF输入端。如果选择DCS频带，则选择VCO507的输出。如果选择GSM频带，则选择VCO508的输出。
滤波器512是低通滤波器，它接收作为输入的VCO518的输出。在一个实现例子中，滤波器512的转角频率是500MHz。滤波器513是低通滤波器，它接收作为输入的倍频器312的输出。在一个实现中，滤波器513的转角频率是1GHz。
滤波器512和513的输出是多路复用器571的输入，该多路复用器根据选择的频带选择这些输入中的一个，并且将选择的信号应用于混频器510的RF输入端。滤波器512和513与混频器510的RF输入端集成，使得混频器510没有任何暴露的未滤波的端口。混频器510被配置以在它的LO输入端提供的信号频率的两倍处转换。如果选择GSM频带，滤波器512的输出提供到混频器510的LO输入端。如果选择DCS频带，滤波器513的输出提供到混频器510的LO输入端。
施加到混频器510的LO输入端的信号频率大约是用于选择频带的选择的接收信道频率的1/2。更准确地说，在选择DCS频带的情况下，LO频率被设置在(FTX+91MHz)/2。在选择GSM频带的情况下，LO频率被设置在(FTX+39MHz)/2。混频器510的输出具有两个主要分量，一个大约在用于选择频带的低频偏移，另一个在更高一些的频率。滤波器511是一个接收混频器510的输出并且衰减高频分量的滤波器。在用于选择频带的大约频率偏移的剩余分量作为输入提供到相位检测器505。
在选择DCS频带的情况下，VCO507的输出是选择的发射频带的频率，它是选择频带的选择的接收频带减去频率偏移。VCO507的输出作为输入提供到PA 304a。功率控制和检测器305控制PA 304a提供的放大电平，使得PA 304a输出的信号功率在预定的电平。然后PA304a的输出作为输入经过信号线551提供到部件306。如讨论的，在选择DCS频带的情况下，部件306连接信号线551到天线307，并且操作的发射模式起作用。
在选择GSM频带的情况下，VCO508的输出在选择的发射频带的频率，它是选择频带的选择的接收频带减去频率偏移。VCO508的输出作为输入提供到PA 304b。功率控制和检测器305控制PA 304b提供的放大电平，使得PA 304b输出的信号功率在预定的电平。然后PA304b的输出作为输入经过信号线550提供到部件306。如讨论的，在选择GSM频带的情况下，部件306连接信号线550到天线307，并且操作的发射模式起作用。
现在描述图8实现的一般操作。首先描述操作的接收模式，接着描述操作的发射模式。
在选择GSM频带的情况下，设置分数N合成器519的除数比率，使得VCO518的输出频率在选择的接收信道频率的大约1/2。
信号经过天线307接收并且通过部件306提供到滤波器308a。滤波器308a限制信号的频带，使得它在925-960MHz的GSM接收频带内，LNA 309a放大该信号。DCR 310a以单个步骤将信号下变频到基带频率，同时滤波器521和525抑制混频器522和523的LO和RF输入之间任何泄露的影响。通过在施加到它的LO输入端的频率两倍的转换，这些混频器起作用，它是大约选择的信道频率。
生成的I和Q信号输入到基带增益和滤波器链路313，该装置在选择的信道频带的两倍衰减I和Q信号的分量，留下基带频率的I和Q分量，在图中用数字314表示。
在选择DCS频带的情况下，设置分数N合成器519的除数比率，使得VCO518的输出频率在选择的接收信道频率的大约1/4上。
信号经过天线307接收并且通过部件306提供到滤波器308b。滤波器308b限制信号的频带，使得它在1805-1880MHz的DCS接收频带内，LNA 309b放大该信号。DCR 310b以单个步骤将信号下变频到基带频率，同时滤波器526和570抑制混频器527和528的LO和RF输入之间任何泄露的影响。通过在施加到它的LO输入端的频率两倍的转换，这些混频器起作用，它是选择的信道频率。
生成的I和Q信号输入到基带增益和滤波器链路313，该装置在选择的信道频带的两倍衰减I和Q信号的分量，留下基带频率的I和Q分量，在图中用数字314表示。
在操作的发射模式，在选择GSM频带的情况下，信号线550通过部件306连接到天线307。
设置倍频器531，使得它的乘法因子是3。它在频率39MHz的输出施加到正交调制器301的载波输入端。正交调制器301将它的载波输入与要被发射的信号300的I和Q分量调制在一起。正交调制器301的输出载波频率大约是GSM频带的频率偏移，即39MHz。
正交调制器的输出提供到转换环路上变频器303。转换环路上变频器303用于上变频信号的频率，使得它在选择的发射信道频率。该环路如下起作用。VCO508的输出经过多路复用器509连接到混频器510。相位检测器505调节它的输出直到在它两个输入端的信号相位大约相同为止。其结果是调节VCO508的输出频率直到这个相位关系出现为止。当VCO508的输出频率等于施加到混频器510的LO输入端信号频率的两倍(它大约是选择的接收信道频率)减去39MHz时这种情况产生。更准确地说，施加到混频器510的LO输入端的信号频率是(FTX+39MHz)/2，FTX是发射频率。如所要求的，这个频率大约等于频带的选择的接收信道频率减去频率偏移。
在选择DCS频带的情况下，信号线551通过部件306连接到天线307。
设置倍频器531，使得它的乘法因子是7。它在频率91MHz的输出施加到正交调制器301的载波输入端。正交调制器301将它的载波输入与要被发射的信号300的I和Q分量调制在一起。正交调制器301的输出载波频率大约是DCS频带的频率偏移，即91MHz。
正交调制器的输出提供到转换环路上变频器303。转换环路上变频器303用于上变频信号的频率，使得它在选择的发射信道频率上。环路如下起作用。VCO507的输出经过多路复用器509连接到混频器510。相位检测器505调节它的输出直到在它两个输入端的信号相位大约相同为止。其结果是调节VCO507的输出频率直到这个相位关系出现为止。当VCO507的输出频率等于施加到混频器510的LO输入端的信号频率两倍(它大约是选择的接收信道频率)减去91MHz时这种情况产生。更准确地说，施加到混频器510的LO输入端的信号频率是(FTX+91MHz)/2，FTX是发射频率。如要求的，这个频率大约等于频带的选择的接收信道频率减去频率偏移。
图9说明本发明第二个实现。除了LOC源302不同以外，这个实现与图8的实现相同。在图9中，LCO源302包括分频器580。分频器580接收作为输入的VCO518的输出，并且将它的频率除以根据选择频带确定的可变除数比率。它输出向下分频的信号。在选择GSM频带的情况下，除数比率是10，输出信号的频率范围从45.00到48.00MHz，大约是GSM频带的频率偏移。在选择DCS频带的情况下，除数比率是5，输出信号的频率范围从90.00到96.00MHz，大约是DCS频带的频率偏移。除了这点不同以外，图9的实现与图8的实现相同。
图10说明本发明的第三个实现。除了正交调制器301和LCO源302放在转换环路上变频器303的环路内，相位检测器505的输入端已经改变，以及分频器532已经加到环路以外，这个实现与图8的实现相同。更准确地说，在图10的实现中，正交调制器301的输出连接到分频器532。
分频器532通过基于选择频带的可变除数比率，将正交调制器301的输出频率分频。如果选择GSM频带，除数比率是3；如果选择DCS频带，除数比率是7。分频器301的输出连接到先前讨论的滤波器504。滤波器504的输出连接到相位检测器505的输入端。到相位检测器505的另一个输入是晶体振荡器515的13MHz输出。相位检测器505比较两个输入的相位，调节它的输出直到两个输出大约相同为止。
这个实现的LCO源302是经过滤波器511之后的混频器510的输出。当锁定环路时，这个输出的频率将等于分频器532应用的除数比率乘以从晶体振荡器515输出的13MHz参考频率。在GSM频带的情况下，它是39MHz；在DCS频带的情况下，它是91MHz。这个频率被分频器532分频，使得当输入到相位检测器505时，滤波器504的输出在13MHz。另外，相对于图8的实现来描述环路的操作。
图19说明提供全双工传送和接收的相关方法。在步骤3000，从若干个频带中选择一个频带。在一个实现中，从GSM和DCS频带中选择频带。在另一个实现中，从GSM、DCS和PCS频带选择频带。在步骤3001，在选择频带内的信道接收信号。在步骤3002，使用信道频率的第n次分谐波的第一个信号将接收的信号直接转换为基带信号，其中n是大于1的整数。在步骤3004，第二个基带信号上变频到传送频率。在一个实现中，这个步骤包括将载波信号与第二个基带信号调制在一起的子步骤，然后将调制信号上变频到传输频率。在一个实现例子中，载波信号的频率大约等于选择频带的频率偏移，传输频率大约等于选择频带的接收信号的频率减去频率偏移。
前面的结构是有益的，因为它对于整个系统仅要求一个主振荡器，大大地减少了双频带收发信机的成本。另外，振荡器工作在大约1/2频率(GSM)或大约1/4频率(DCS频带)，并且需要在一个窄范围(大约30MHz)调谐，这样允许有更好的VCO相位性能。去除了通常的VHF振荡器和合成器。另外，它使用了接收机的直接变换，这避免了混频器的LO和RF端口之间的泄露问题，并且去除了IF混频器。
B.直接变换接收机
本发明还包括独立于前面结构的直接变换接收机。
1.关于直接变换接收机的初步讨论
图21说明直接变换接收机，这种接收机以单个步骤将输入RF信号的基带部分下变频到基带频率。如说明的，图21的接收机包括连接到混频器4111的RF输入端口4119的天线4100。混频器4111具有LO输入端口4114和输出端口4101。混频器将在RF和LO输入端口提供的信号混频，并且将混频的信号提供到输出端口。在图21的接收机中，在LO输入端口提供的信号频率fLO匹配于在RF输入端口提供的信号频率fRF，使得 。在混频器4111的输出端口4101提供的混频信号具有在基带频率fBB的一阶分量，以及在LO或RF频率的2倍或2fLO的一阶分量。
混频器4114的输出端口4101经过信号线4113连接到LPF 4112。LPF 4112的用途是将从混频器4111输出的信号基带分量与频率2fLO的高频分量隔离。LPF 4112还拒绝在fBB周围所需频带以外的任何不希望的信号。在信号线4115提供LPF 4112的输出。它表示经过天线4100接收的RF信号的基带部分。
将图20和图21的接收机相比较，可以看出图21设计的优点是去除了混频器、滤波器(BPF 4003)以及这些部件相关的成本。然而，这个设计的问题是它易于在混频器的RF和IF输入端口之间泄露。这个问题如下进一步解释。
参照图21，考虑到在LO输入端口提供的一部分信号泄露到RF输入端口。这在图21中用参考标号4116表示。这个部分通过混频器4111与最初的LO信号混频，这样在基带频率的输出信号中产生失真。因为这个失真在基带频率，它将经过LPF 4112，并且出现在信号线4115提供的输出信号上。结果是这个输出信号相对于经过天线4100接收的输入信号的基带部分失真。
接着考虑在RF输入端口提供的一部分信号泄露到LO输入端口的情况。这在图21中通过标号4117表示。这个部分通过混频器4111与最初的RF信号混频。这样在基带频率的混频器输出中产生失真。同样，这个在基带频率的失真将出现在信号线4115提供的输出信号中。
除了RF和LO输入端口之间的泄露以外，另一个问题是LO信号泄露到天线4100并且被它辐射。这种泄露通过图21的标号4118表示。这种泄露可能干扰在相同地理区域的其他类似的接收机，因为辐射的LO分量在如这些其他接收机接收的RF信号的相同频率上。
这个泄露问题使得图21的直接变换接收机不适用于如GSM移动无线手机以及具有大阻断器抑制要求的其他系统的应用，因为对于这些应用来说，由泄露引起的失真是不能接收的。
解决这个问题的方法涉及在RF和LO输入之间进行屏蔽和物理上分开。然而，在典型地表征当前移动无线电话的高频900MHz或更高的频率上进行屏蔽是无效的。另外，物理上分开在集成电路的使用中是不实际的，这里空间是很宝贵的。
由泄露引起的失真总是导致在混频器输出端不希望的DC。对于GSM和某些其他系统来说，这个DC不能被如阻断电容的装置去除，因为所需信号本身可能包含DC。
2.减少泄露的影响
本发明包括被配置以减少泄露影响的直接变换接收机。图22说明本发明直接变换接收机的第一个实施例。如所示，该系统包括连接到处理电路4334的天线4300。该天线被配置以在第一频率接收第一个信号。在一个实现中，第一个信号是调制到RF载波的基带信号。处理电路4334被配置以根据输入信号完成某些标准的处理操作，包括对输入信号限制频带，使得它在预定的频率范围内，它是包括所有接收信道的典型的全系统接收频带。在一个实现中，处理电路包括带通滤波器以完成这个限制频带任务。这些处理步骤对于本领域技术人员来说是公知的，不需要进一步解释。
在接收机系统的第一个实施例中还包括具有第一个输入端口4330、第二个输入端口4331、以及输出端口4339的乘法器4338。第一个输入端口4330被配置以接收在频率f1的处理电路4334的输出。在一个实现中，乘法器是一个混频器。第一个输入端口是RF输入端口。第二个输入端口被配置以接收来自振荡器电路(未示出)的第二个频率f2的第二个信号。在一个实现中，第二个输入端口是LO输入端口，振荡器电路是本地振荡器电路，第二个信号是由本地振荡器电路产生的LO信号。
振荡器电路被配置以产生与第一个频率f1有关的第二个频率第二个信号。更准确地说，根据这种关系，第一个频率f1大约是第二个频率f2的整数倍，使得
Figure A0080710100511
，其中n是一个整数。在一个实现中，n是2，使得第二个频率大约是第一个频率的1/2，尽管它是RF载波频率精确的1/2。在一个实现例子中，第二个频率是LO频率，第一个频率是RF频率，n是2，使得LO频率大约是RF频率的1/2。这个实现例子利用了所谓的半频注入。
系统中还包括滤波器4333和4332。如所示，滤波器4333连接到乘法器4338的第一个输入端口4330，滤波器4332连接到乘法器4338的第二个输入端口4331。这些滤波器在乘法器/混频器电路的内部或是该电路固有的，使得乘法器/混频器没有暴露的未滤波的端口。这些滤波器的用途是减少第一个和第二个输入端口4330和4332之间的泄露影响。滤波器4333被配置以基本上滤出频率f2，而滤波器4332被配置以基本上滤出频率f1。在一个实现中，滤波器4333是高通滤波器而滤波器4332是低通滤波器。在一个实现例子中，滤波器4333与输入端口4330集成在一起，滤波器4332与输入端口4331集成在一起。
乘法器4338被配置以将分别出现在第一个和第二个输入端口4330和4331的第一个和第二个信号在分别被滤波器4333和4332滤波后相乘，并且将相乘后的信号提供到输出端口4339。
乘法器4338被配置以通过在频率f2速率n倍的转换动作将第一个和第二个信号相乘，使得在乘法器输出端的基带分量是输出的一阶分量。可以参照图15A-15B进一步描述乘法器4338的这个方面。参照图15A，这个图说明在常规乘法器的频域的操作，其中它的LO输入频率是RF载波的1/2，乘法器中的转换动作以LO频率保持。用数字900表示的输入RF信号被分为两个一阶输出分量，每个具有输入RF信号能量的1/2。用数字1101表示的第一个分量中心在LO频率上，或者在1/2的RF频率上。用数字1102表示的第二个分量中心在LO频率的三倍上，或者在3/2的RF载波频率上。这可以从下面的数学式看出： ( A cos 2 π f RF t ) × ( B cos 2 πf LO t ) = 1 2 AB [ cos 2 π ( f RF - f LO ) t ] + 1 2 AB [ cos 2 π ( f RF + f LO ) t ] 前面分量的第一个频率为1/2fRF或fLO，前面分量的第二个频率为3/2fRF或3fLO。如可以见到的，在基带频率没有一阶分量。
参照图15B，这个图说明根据本发明的一个实施例，为了在LO频率两倍的速率提供转换动作而配置的乘法器在频域的操作。用数字1103表示的输入RF信号分为两个一阶输出分量，用数字1104和1105表示。用数字1104表示的第一个分量中心在基带频率，用数字1105表示的第二个分量中心在RF频率的两倍即2fRF。如可以见到的，在基带频率的一阶分量在图15B的乘法器中提供，而不是在图15A的乘法器中提供。
参照图23A-23D可以进一步解释根据本发明一个实施例配置的乘法器在时域的操作。图23A是施加到乘法器第二个输入端的LO信号的例子，图23C是施加到乘法器第一个输入端的RF信号的例子。如可以见到的，LO信号的频率是RF信号的1/2。
图23B是一个乘法因子，它规定了图23C的输入RF信号和图23D说明的输出信号之间的传递函数。如可以见到的，乘法因子转换动作的频率是LO频率的两倍。乘法因子和RF信号的乘积规定了图23D的输出信号。
图12A说明本发明一个乘法器实施例的方框图。在这个实施例中，LO源607连接到低通滤波器(LPF)609，RF源600连接到高通滤波器(HPF)608。LPF 609的输出是电路块606的输入，该电路块根据乘法因子经过信号线602控制DTSP转换器603，在一个实施例中，乘法因子以LO频率的两倍速率在+1和-1之间转换。
HPF 608的输出连接到+1乘法块610和-1乘法块611。配置转换器603，使得当乘法因子在+1时，将乘法块610的输出提供到输出端605，以及当乘法因子在-1时，将-1乘法块611的输出提供到输出端605。因此，在输出端605产生的信号是乘法因子和从HPF 608输出的滤波RF信号的乘积表示。
重要的是乘法因子基本上不作为在乘法器的针或节点的信号产生。本领域的技术人员应该理解基本上在乘法器的针或节点上产生这样一个信号是事与愿违的，因为这个实施例的目的是提供大约1/2RF频率的LO信号，以LO频率的两倍在针或节点产生的信号将达不到这个目的。代之以，在这个实施例中，乘法因子简单地表示(1)在LO频率的两倍产生的转换动作；以及(2)在输入的滤波RF信号和输出信号之间的传递函数。
图26说明这个乘法器实施例的操作方法。如说明的，在步骤5000，提供RF输入，在步骤5001，提供以RF频率的大约1/2频率的LO输入。在步骤5002，LO信号被滤波以基本上滤出在RF频率的任何分量。在步骤5003，RF信号被滤波以基本上滤出在LO频率的任何分量。在步骤5004，在LO频率的两倍有效地完成转换动作时，滤波的RF和LO输入相乘。在步骤5005，确定在LO频率的两倍转换的乘法因子和滤波的RF信号的乘积表示的输出信号。
如前面讨论的，乘法因子不表示本发明乘法器确定的实际的信号。代之以，它表示乘法器内产生的有效的转换动作，也表示输入RF信号和输出信号之间的传递函数。
图27说明图22的本发明实施例的操作方法。如表示的，在步骤6000，提供第一个频率的第一个输入信号，在步骤6001，提供以第一个输入信号频率的大约1/n的第二个频率的第二个输入信号，这里n是一个整数。在步骤6002，第一个输入信号被滤波以基本上滤出在第二个频率的任何分量，在步骤6003，第二个输入信号被滤波以基本上滤出在第一个频率的任何分量。
在步骤6004，在第二个频率的n倍频率完成转换动作时，滤波的第一个和第二个信号相乘。在步骤6005，确定在第二个频率的大约n倍转换的乘法因子和滤波的第一个信号的乘积表示的输出。
与图21的直接变换接收机相比，前面的直接变换接收机系统较不易于在乘法器的第一个和第二个输入端口之间泄露。在从第二个输入端口到第一个输入端口存在泄露的情况下，在频率
Figure A0080710100541
的泄露基本上被连接到第一个端口的滤波器拒绝，如讨论的，它被配置以基本上拒绝频率f2。在从第一个输入端口到第二个输入端口存在泄露的情况下，在频率
Figure A0080710100542
的泄露基本上被连接到第二个端口的滤波器拒绝，它被配置以拒绝频率
Figure A0080710100543
。在这两种情况下，泄露将基本上被阻止与产生它的信号混频，并且将基本上阻止对于输出信号的基带分量产生失真。
在从第二个端口经过天线向外泄露的情况下，这将典型地被带通滤波器拒绝，该滤波器具有中心近似于在第一个频率周围的通带，它正常地在乘法器的上端提供(如图22的块4334)。通常包括这样的滤波器以选择系统的接收频带。如果这个滤波器被配置以基本上拒绝第二个频率，它将偶尔完成对第二个输入端口阻断泄露的作用，并且阻止这种泄露经过天线向外辐射。如果不配置这个滤波器来基本上拒绝第二个频率，则配置另一个滤波器基本上拒绝第二个频率但允许第一个频率通过，该滤波器加在乘法器的上端并且在天线和乘法器之间。
由于前面系统的振荡器电路的输出频率小于图21设计中包含的振荡器电路的频率，相对于图21直接变换接收机，前面接收机系统的另一个优点是具有较小复杂性的振荡器电路。
相对于图20接收机，前面接收机系统另外的优点包括去除混频器4002以及滤波器BPF 4003，该滤波器典型地称为IF滤波器。去除IF滤波器是特别有益的，因为它典型地必须在芯片外实现。因为系统中其余的滤波器可以典型地在芯片内实现，其结果是产生一个更紧凑的系统。
根据前面的描述，可以看到在提供的直接变换接收机系统中，减少了在它的乘法器的第一个和第二输入端口之间的泄露影响。其结果是直接变换接收机适用于GSM/DCS移动手机，其中要求它的混频器的RF和LO输入之间的泄露减少大约80-90 dB。
应该理解该实施例是可能的，其中假定它的乘法器输出明显的较高次基带分量，乘法器以第二个频率提供有效的转换动作。例如，在利用半频注入的情况下，即到混频器的LO频率大约是RF频率的1/2，混频器在LO频率转换，基带分量将是二次分量，而不是一次分量。如果这个分量是实际的，使用这个混频器的接收机系统是本发明可能的实施例。现在描述本发明直接变换接收机的一些实现例子。实现例子例子NO.1
图13说明利用本发明实施例的半频注入的混频器的第一个实现例子。这个例子的混频器包括RF输入块700、LO输入块701、二极管块702、以及输出块703。如所示，RF和LO输入块经过串行连接被连接到二极管块702，该二极管块包括两个背对背连接的二极管。二极管块的输出随后连接到输出块703，在这个例子中，该输出块包括低通滤波器以低通滤波二极管块的输出。在这个例子中，因为LO频率大约是RF频率的1/2，通过二极管块702在LO频率的两倍提供转换动作。图18A-18C说明这个实现例子的仿真波形。图18A说明作为输入提供到块701的LO信号；图18B说明作为输入提供到块700的RF信号；图18C说明作为块703输出提供的输出信号。如可以看到的，输出信号具有在LO频率的分量、以及低频分量。低频分量是所需的信号。在实际的实现中，输出块703的低通滤波器将被配置以滤出LO频率分量。例子NO.2
图24说明利用本发明实施例的半频注入的混频器的第二个实现例子。如所示，这个例子的混频器包括RF输入块4602、LO输入块4601、交叉耦合晶体管块4600、以及输出块4603。如所示，RF和LO输入块连接到晶体管块4600。这个例子的LO频率大约是RF频率的1/2。通过交叉耦合晶体管块4600在LO频率的两倍处提供转换动作。
例子NO.3
图25说明利用本发明实施例的半频注入的混频器的第三个实现例子。如所示，这个例子的混频器包括连接在一起的RF输入块4702、LO输入块4701、二极管块4700、以及输出块4703。这个例子的LO频率也是RF频率的大约1/2，通过二极管块4700在LO频率的两倍处提供转换动作。
例子NO.4
图14A-14B说明RF和LO输入块集成了滤波器以减少RF和LO输入之间泄露影响的实现例子。图14A说明LO输入块与配置的低通滤波器集成以基本上去除RF频率。它可以在线B-B’处代替图13、图24-25每个说明的前面混频器的任何例子中的LO输入块。
图14B说明RF输入块与配置的高通滤波器集成以基本上去除LO频率。它可以在线A-A’处代替图13、图24-25每个说明的前面混频器的任何例子中的RF输入块。
虽然根据某些实施例、实现和实现例子描述了本发明，但对于本领域技术人员来说，很明显许多其他实施例、实现和实现例子也在本发明的范围内。因此，本发明的范围只能限制于权利要求书以及等同的要求中。

Claims (49)

1.多频带收发信机包括：
用于选择若干个频带中一个的频带选择器；
可根据选择频带配置的接收机部分；
可根据选择频带配置的发射机部分；
天线；以及
交换机，在操作的接收模式被配置将接收机部分连接到天线，以及在操作的发射模式将发射机部分连接到天线；
其中接收机部分包括：
用于将信号直接下变频到基带频率的直接变换接收机；
用于以选择频带内选择信道频率的第n次分谐波的第一个频率提供第一个信号的可调谐本地振荡器系统，其中n是大于1的整数；
其中直接变换接收机系统包括一个频率变换器，该变换器具有用于接收第一个信号的第一个输入端，用于接收在选择信道频率的载波频率的第二个信号的第二个输入端，以及一个输出端，第一个滤波器与第一个输入端集成并且被配置基本上衰减在选择信道频率的信号，第二个滤波器与第二个输入端集成并且被配置基本上衰减在第一个频率的信号；
其中频率变换器被配置，经过在第一个频率n倍的频率产生的转换动作，将第二个信号转换到输出端。
2.如权利要求1所述的收发信机，其中发射机部分包括上变换器，用于响应第一个信号将信号上变换到所需的传输频率上。
3.如权利要求2所述的收发信机，其中发射机部分还包括响应基带信号用于调制载波输入信号的调制器，以及用于提供载波输入信号的载波输入源。
4.如权利要求3所述的收发信机，其中上变频器是具有环路的转换环路上变频器。
5.如权利要求4所述的收发信机，其中调制器和载波输入源被配置在转换环路上变频器的环路外面。
6.如权利要求4所述的收发信机，其中调制器和载波输入源被配置在转换环路上变频器的环路内部。
7.如权利要求3所述的收发信机，其中载波输入源以大约等于选择频带频率偏移的频率提供载波输入信号。
8.如权利要求4所述的收发信机，其中转换环路上变频器的环路包括下变频变换器，该变换器具有用于接收第一个信号的第一个输入端，用于在所需的传输频率接收第二个信号的第二个输入端，以及一个输出端；
其中频率变换器被配置，经过在第一个频率n倍的频率产生的转换动作，将第二个信号转换到输出端。
9.如权利要求1所述的收发信机，其中基带选择器被配置以从GSM和DCS频带中选择一个频带。
10.如权利要求1所述的收发信机，其中本地振荡器系统包括连接到频率变换器的本地振荡器。
11.如权利要求1所述的收发信机，其中n＝2。
12.如权利要求1所述的收发信机，其中接收机部分具有接收机信号路径，并且其中直接变换接收机可以从若干个直接变换接收机中选择，并且可以根据选择的频带转换到接收机信号路径。
13.如权利要求8所述的收发信机，其中下变频变换器的第一个滤波器可以从若干个滤波器中选择，并且可以根据选择的频带转换到频率变换器的第一个输入端。
14.无线通讯装置包括权利要求1所述的收发信机。
15.如权利要求14所述的装置从包括移动手机、基站、基础结构部件和卫星的集合中选择。
16.一个无线通讯系统包括基站和若干个被配置经过无线接口与基站通讯的移动装置，移动装置或基站中至少一个包括如权利要求1所述的收发信机。
17.多频带收发信机包括：
用于选择若干个频带中一个的频带选择器；
可根据选择频带配置的接收机部分；
可根据选择频带配置的发射机部分；
天线；以及
交换机，在操作的接收模式被配置将接收机部分连接到天线，以及在操作的发射模式将发射机部分连接到天线；
其中接收机部分包括：
用于将信号直接下变频到基带频率的直接变换接收机；
用于以选择频带内选择信道频率的第n次分谐波的第一个频率提供第一个信号的可调谐本地振荡器系统，其中n是大于1的整数；
其中直接变换接收机系统包括频率变换器，该变换器具有用于接收第一个信号的第一个输入端，用于在选择的信道频率的载波频率接收第二个信号的第二个输入端，以及一个输出端，第一个滤波器与第一个输入端集成并且被配置以基本上衰减在选择信道频率的信号，第二个滤波器与第二个输入端集成并且被配置以基本上衰减在第一个频率的信号；
其中频率变换器被配置，经过在第一个频率n倍的频率产生的转换动作，将第二个信号转换到输出端。
其中发射机部分包括上变换器，用于根据第一个信号将信号上变频到所需的传输频率。
18.如权利要求14所述的收发信机，其中上变频器是具有环路的转换环路上变频器，转换环路上变频器的环路包括下变频变换器，下变频变换器具有用于接收第一个信号的第一个输入端，以及用于以所需的传输频率接收第二个信号的第二个输入端，以及一个输出端；
其中频率变换器被配置，经过在第一个频率n倍的频率产生的转换动作，将第二个信号转换到输出端。
19.多频带收发信机包括：
用于选择若干个频带中一个的频带选择器；
可根据选择频带配置的接收机部分，接收机部分具有接收机信号路径；
可根据选择频带配置的发射机部分；
天线；以及
交换机，在操作的接收模式被配置将接收机部分连接到天线，以及在操作的发射模式将发射机部分连接到天线；
其中接收机部分包括：
用于将信号直接下变频到基带频率的直接变换接收机；
用于以选择频带内选择信道频率的第n次分谐波的第一个频率提供第一个信号的可调谐本地振荡器系统，其中n是大于1的整数；
其中直接变换接收机系统包括频率变换器，该变换器具有用于接收第一个信号的第一个输入端，用于在选择信道频率的载波频率接收第二个信号的第二个输入端，以及一个输出端，第一个滤波器与第一个输入端集成并且被配置以基本上衰减在选择的信道频率的信号，第二个滤波器与第二个输入端集成并且被配置以基本上衰减在第一个频率的信号；
其中频率变换器被配置，经过在第一个频率n倍的频率产生的转换动作，将第二个信号转换到输出端。
其中本地振荡器系统包括本地振荡器和根据选择频带可以转换到接收机信号路径的频率调节器。
20.移动无线手机包括如权利要求18所述的收发信机。
21.如权利要求18所述的收发信机，其中频率调节器是一个频率倍频器。
22.如权利要求20所述的收发信机，其中频率倍频器根据DCS频带的选择频带是可选择的。
23.如权利要求18所述的收发信机，其中本地振荡器包括具有晶体振荡器提供的参考频率的锁相环，具有某一频率的晶体振荡器，收发信机的发射机部分包括具有载波输入的调制器，用于将载波输入提供到调制器的频率调节器，频率调节器被配置以接收晶体振荡器的输出，并且提供具有某一频率的输出信号，该频率等于根据选择频带的变量调节的晶体振荡器的频率。
24.如权利要求18所述的收发信机，其中本地振荡器包括具有一个输出的锁相环，该输出具有一个频率，收发信机的发射机部分包括具有载波输入的调制器，用于将载波输入提供到调制器的频率调节器，频率调节器被配置以接收锁相环的输出，并且提供具有某一频率的输出信号，该频率等于根据选择频带的变量调节的锁相环的输出频率。
25.如权利要求22所述的收发信机，其中频率调节器是频率变换器。
26.如权利要求23所述的收发信机，其中频率调节器是分频器。
27.如权利要求18所述的收发信机，其中收发信机的发射机部分包括在转换环路上变频器的环路内具有载波输入的调制器，到调制器的载波输入从包括在转换环路上倍频器的环路内的下变频变换器中获得。
28.一种在多频带收发信机中完成全双工通讯的方法包括：
从若干个频带中选择一个频带；
在选择频带内的信道上接收信号，该信道具有信道频率；
在以第一个信号频率的n倍转换时，使用具有信道频率的第n次分谐波频率的第一个信号将信号直接转换为基带信号，其中n是大于1的整数；
将第二个基带信号上变频到传输频率；以及
发射上变频信号。
29.如权利要求27所述的方法，其中上变频步骤包括：
将载波信号与第二个基带信号调制在一起；以及
使用第一个信号将调制的信号上变频到传输频率。
30.如权利要求28所述的方法还包括采用用于选择频带的频率偏移的载波信号来调制第二个基带信号。
31.如权利要求27所述的方法还包括从GSM和DCS频带中选择一个频带。
32.一个直接变换接收机系统包括：
一个乘法器，具有用于接收第一个频率的第一个信号的第一个输入端口，以及用于接收等于第一个频率的大约1/n倍的第二个频率的第二个信号的第二个输入端口，其中n是整数，以及输出端口，其中乘法器被配置以将第一个信号和在第二个频率n倍转换的乘法因子的乘积表示的输出信号提供给输出端口，输出信号具有基带分量和另一个分量；
一个振荡器电路，用于提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号给第二个输入端口，其中n是一个整数；
第一个滤波器，连接到第一个输入端口并且被配置以基本上滤出在第二个频率的泄露；
第二个滤波器，连接到第二个输入端口并且被配置以基本上滤出在第一个频率的泄露；
第三个滤波器，连接到乘法器的输出端口并且被配置以基本上滤出其他分量，并且在输出信号中保留基带分量。
33.如权利要求32所述的系统，其中n是2。
34.如权利要求32所述的系统，其中第一个信号是RF信号。
35.如权利要求32所述的系统，其中第二个信号是LO信号。
36.如权利要求32所述的系统，其中乘法器是一个混频器。
37.如权利要求32所述的系统，其中第一个滤波器与第一个输入端口集成在一起，
38.如权利要求32所述的系统，其中第二个滤波器与第二个输入端口集成在一起。
39.如权利要求32所述的系统，其中第一个滤波器是高通滤波器。
40.如权利要求32所述的系统，其中第二个滤波器是低通滤波器。
41.如权利要求32所述的系统，其中第三个滤波器是低通滤波器。
42.一个直接变换接收机系统包括：
一个乘法器，具有用于接收第一个频率的第一个信号的第一个输入端口，以及用于接收等于第一个频率大约1/n倍的第二个频率的第二个信号的第二个输入端口，其中n是一个整数，以及输出端口，其中乘法器被配置以将从滤波的第一个和第二个信号的乘积获得的输出信号提供给输出端口，输出信号具有基带分量和另一个分量；
一个振荡器电路，用于提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号给第二个输入端口，其中n是一个整数；
第一个滤波器，连接到第一个输入端口并且被配置以基本上滤出第二个频率的泄露；
第二个滤波器，连接到第二个输入端口并且被配置以基本上滤出第一个频率的泄露；以及
第三个滤波器，连接到乘法器的输出端口并且被配置以基本上滤出较高频率分量，并且在输出信号中保留基带分量。
43.一种用于完成第一个信号直接变换的方法包括：
提供第一个频率的第一个信号；
提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号，其中n是一个整数；
滤波第一个信号以基本上滤出可能存在的第二个频率的任何泄露；
滤波第二个信号以基本上滤出可能存在的第一个频率的任何泄露；
提供滤波的第一个信号和在第二个频率n倍转换的乘法因子的乘积表示的输出信号，输出信号具有基带分量和较高的频率分量；以及
滤波输出信号以基本上去除较高频率分量，并且在输出信号中保留基带分量。
44.如权利要求43所述的方法，其中第一个信号是RF信号。
45.如权利要求43所述的方法，其中第二个信号是LO信号。
46.如权利要求43所述的方法，其中n是2。
47.包括一系列指令的计算机可读介质完成第一个信号直接变换的方法，包括下面的步骤：
提供第一个频率的第一个信号；
提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号，其中n是一个整数；
滤波第一个信号以基本上滤出可能存在的第二个频率的任何泄露；
滤波第二个信号以基本上滤出可能存在的第一个频率的任何泄露；
提供滤波的第一个信号和在第二个频率n倍转换的乘法因子的乘积表示的输出信号，输出信号具有基带分量和其他分量；以及
滤波输出信号以基本上去除其他分量，并且在输出信号中保留基带分量。
48.直接变换接收机系统包括：
第一个装置，用于接收第一个频率的第一个信号，接收大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号，其中n是一个整数，并且提供从滤波的第一个和第二个信号的乘积获得的输出信号，输出信号具有基带分量和其他分量；
第二个装置，用于提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号到第二个输入端口，其中n是一个整数；
第三个装置，连接到第一个输入端口并且被配置以基本上滤出第二个频率的泄露；
第四个装置，连接到第二个输入端口并且被配置以基本上滤出第一个频率的泄露；
第五个装置，连接到输出端口并且被配置以基本上滤出其他分量，并且将基带分量保留在输出信号中。
49.用于完成第一个信号的直接变换的方法包括：
提供第一个频率的第一个信号；
提供大约等于第一个频率1/n倍的第二个频率的第二个信号，其中n是一个整数；
滤波第一个信号以基本上滤出可能存在的第二个频率的任何泄露；
滤波第二个信号以基本上滤出可能存在的第一个频率的任何泄露；
提供从滤波的第一个和第二个信号的乘积获得的输出信号，该输出信号具有基带分量和其他分量；以及
滤波输出信号以基本上去除其他分量，并且在输出信号中保留基带分量。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103281098A (zh) * 2013-05-16 2013-09-04 海能达通信股份有限公司 用于tdma系统的多时隙收发信机及多时隙通信方法
CN104597468A (zh) * 2014-12-25 2015-05-06 深圳市华信天线技术有限公司 下变频通路模块及多通道变频接收设备

Families Citing this family (61)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000299438A (ja) * 1999-04-15 2000-10-24 Hitachi Ltd 半導体集積回路
US7505745B1 (en) * 1999-05-25 2009-03-17 Xm Satellite Radio, Inc. Interoperable satellite digital audio radio service (SDARS) receiver architecture
GB2351404B (en) * 1999-06-24 2003-11-12 Nokia Mobile Phones Ltd A transmitter and a modulator therefor
US8014724B2 (en) 1999-10-21 2011-09-06 Broadcom Corporation System and method for signal limiting
US8693959B1 (en) * 2000-07-21 2014-04-08 Intel Corporation System and apparatus for a direct conversion receiver and transmitter
ATE386370T1 (de) * 2000-10-19 2008-03-15 Texas Instruments Inc Verfahren und vorrichtung zur erzeugung eines lokaloszillatorsignals
EP1202514A1 (en) * 2000-10-26 2002-05-02 Alcatel Multicarrier GSM receiver
DE60017573T2 (de) * 2000-11-16 2006-01-12 Sony International (Europe) Gmbh Wirksame GSM/GCS/UMTS (UTRA/FDD) Sende-Empfänger-Architektur
DE60009095T2 (de) 2000-12-07 2004-08-19 Motorola, Inc., Schaumburg Mehrzweigiger Kommunikationsempfänger
US6960962B2 (en) 2001-01-12 2005-11-01 Qualcomm Inc. Local oscillator leakage control in direct conversion processes
DE60224162T2 (de) * 2001-01-12 2008-12-04 Qualcomm, Inc., San Diego Reduktion vom lecksignal eines lokaloszillators in einem direktkonversionsverfahren
US6785518B2 (en) 2001-02-16 2004-08-31 Analog Devices, Inc. Transmitter and receiver circuit for radio frequency signals
US20020127985A1 (en) * 2001-03-08 2002-09-12 Fransis Bert L. Wideband local oscillator architecture
US20020127992A1 (en) * 2001-03-08 2002-09-12 Fransis Bert L. Wideband local oscillator architecture
JP3873671B2 (ja) * 2001-06-12 2007-01-24 ソニー株式会社 通信装置
US7024165B2 (en) 2001-06-14 2006-04-04 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc ISM band to U-NII band frequency transverter and method of frequency transversion
KR100392361B1 (ko) * 2001-07-13 2003-07-23 한국전자통신연구원 우수 고주파 혼합기를 이용한 누설 신호 제거 장치 및 그방법
JP3672189B2 (ja) * 2001-07-13 2005-07-13 ソニー株式会社 無線信号受信装置及び復調処理回路
US7181171B2 (en) * 2001-07-20 2007-02-20 Kyocera Wireless Corp. System and method for providing auxiliary reception in a wireless communications system
US7603081B2 (en) * 2001-09-14 2009-10-13 Atc Technologies, Llc Radiotelephones and operating methods that use a single radio frequency chain and a single baseband processor for space-based and terrestrial communications
CN100431260C (zh) * 2001-09-19 2008-11-05 西门子公司 多波段接收机及所属的方法
KR100459549B1 (ko) * 2001-10-13 2004-12-03 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 다중 표준 규격들을 지원하는 직접변환 수신기
US7167686B2 (en) * 2002-01-25 2007-01-23 Qualcomm Incorporated Wireless communications transceiver: transmitter using a harmonic rejection mixer and an RF output offset phase-locked loop in a two-step up-conversion architecture and receiver using direct conversion architecture
GB0202884D0 (en) * 2002-02-07 2002-03-27 Nokia Corp Synthesiser
US6892076B2 (en) * 2002-06-05 2005-05-10 Nokia Corporation Digital video broadcast-terrestrial (DVB-T) receiver interoperable with a GSM transmitter in a non-interfering manner using classmark change procedure
US6961547B2 (en) * 2002-08-30 2005-11-01 Skyworks Solutions, Inc. Wireless transmitter incorporating a synchronous oscillator in a translation loop
US20040116394A1 (en) * 2002-12-13 2004-06-17 Dabur Research Foundation Method for treating cancer using betulinic acid rich herbal extract
EP1623498A1 (en) * 2003-05-07 2006-02-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Receiver front-end with low power consumption
US7110726B1 (en) * 2003-05-22 2006-09-19 Quake Global, Inc. RF ASIC for subscriber communicator
US7133648B1 (en) * 2003-06-03 2006-11-07 Xilinx, Inc. Bidirectional multi-gigabit transceiver
US7336938B1 (en) * 2003-06-18 2008-02-26 National Semiconductor Corporation Phase-alternating mixer with alias and harmonic rejection
JP3810011B2 (ja) * 2003-08-08 2006-08-16 Ｔｄｋ株式会社 高周波スイッチモジュールおよび高周波スイッチモジュール用多層基板
KR100532476B1 (ko) 2003-10-18 2005-12-01 삼성전자주식회사 광-대역 전압 제어발진기 및 빠른 적응 주파수 보정기법을이용한 주파수 합성기
US7991379B2 (en) * 2003-12-19 2011-08-02 Vixs Systems, Inc. RF transmitter and receiver front-end
US8249533B2 (en) * 2003-12-19 2012-08-21 Vixs Systems, Inc. Rapidly adjustable local oscillation module and applications thereof
KR100622646B1 (ko) * 2004-05-12 2006-09-14 전자부품연구원 2.3 - 2.4 ＧＨｚ　무선 통신을 위한 다중표준 송수신기구조
KR100635535B1 (ko) * 2004-07-22 2006-10-17 전자부품연구원 Ｉｅｅｅ 802.15.4 무선통신을 지원하는 다중대역 지그비송수신기
TWI252632B (en) * 2004-12-09 2006-04-01 Realtek Semiconductor Corp Multi-band RF receiver
US20060128329A1 (en) * 2004-12-13 2006-06-15 Pieter Van Rooyen Method and system for receiver front end (RFE) architecture supporting broadcast utilizing a fractional N synthesizer for European, world and US wireless bands
WO2006088081A1 (ja) * 2005-02-18 2006-08-24 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 通信装置
CN101116363A (zh) * 2005-02-18 2008-01-30 三菱电机株式会社 多波段无线通信方法和基站
US7787843B2 (en) * 2005-03-29 2010-08-31 Broadcom Corporation Multiple band direct conversion radio frequency transceiver integrated circuit
US8180312B2 (en) * 2005-08-04 2012-05-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver architecture for minimizing use of external bandpass filter between low-noise amplifier and first mixer
US7529322B2 (en) * 2005-08-26 2009-05-05 University Of Macau Two-step channel selection for wireless receiver front-ends
EP1761089A1 (en) * 2005-09-05 2007-03-07 LG Electronics Inc. Network selection for a multimode terminal
US20070091944A1 (en) * 2005-09-30 2007-04-26 Everardo Ruiz Widely tunable RF source
US7606541B1 (en) * 2006-04-12 2009-10-20 Nortel Network Limited Enhanced holdover for synchronous networks employing packet switched network backhaul
TW201001958A (en) 2008-04-29 2010-01-01 Odin Technologies Inc Method and apparatus for a deployable radio-frequency identification portal system
US8547207B2 (en) 2010-03-11 2013-10-01 Checkpoint System, Inc. RFID converter module
CN102195590B (zh) * 2010-03-18 2015-05-20 联发科技股份有限公司 频率选择电路、信号处理装置和频率选择特性设置方法
US9130642B2 (en) * 2010-03-18 2015-09-08 Mediatek Inc. Frequency-selective circuit with mixer module implemented for controlling frequency response, and related signal processing apparatus and method
US8954017B2 (en) 2011-08-17 2015-02-10 Broadcom Corporation Clock signal multiplication to reduce noise coupled onto a transmission communication signal of a communications device
US9841492B2 (en) 2013-02-25 2017-12-12 Quake Global, Inc. Ceiling-mounted RFID-enabled tracking
CA2902912C (en) 2013-02-26 2022-02-01 Quake Global, Inc. Methods and apparatus for automatic identification wristband
CN104378082B (zh) 2013-08-12 2017-11-07 瑞昱半导体股份有限公司 振荡频率偏移侦测方法以及振荡频率偏移侦测电路
TWI557417B (zh) * 2015-04-08 2016-11-11 立積電子股份有限公司 偵測器
KR102324960B1 (ko) 2015-06-25 2021-11-12 삼성전자 주식회사 통신 장치 및 이를 포함하는 전자 장치
CN107454555B (zh) * 2017-06-30 2021-02-09 建荣半导体（深圳）有限公司 锁相环参数调整方法、蓝牙模组、蓝牙从设备以及蓝牙系统
US10826570B2 (en) 2018-05-31 2020-11-03 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for multi-antenna communications
US11671122B2 (en) 2020-08-26 2023-06-06 Skyworks Solutions, Inc. Filter reuse in radio frequency front-ends
US11601144B2 (en) 2020-08-26 2023-03-07 Skyworks Solutions, Inc. Broadband architectures for radio frequency front-ends

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9015059D0 (en) 1990-07-09 1990-08-29 C Com Group Plc Radio receivers
GB2287144B (en) * 1994-02-23 1998-11-18 Motorola Israel Ltd A radio device and a single-frequency radio transponder
FI112133B (fi) 1996-03-29 2003-10-31 Nokia Corp Menetelmä kahdella eri taajuuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmän suoramuunnoslähetin/vastaanottimen taajuuksien muodostamiseksi ja kahdella taajuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmänsuoramuunnoslähetin/vastaanotin sekä edellisten käyttö matkaviestimessä
US5974305A (en) * 1997-05-15 1999-10-26 Nokia Mobile Phones Limited Dual band architectures for mobile stations
US6029052A (en) * 1997-07-01 2000-02-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multiple-mode direct conversion receiver
US6243569B1 (en) * 1998-08-12 2001-06-05 Analog Devices, Inc. Direct conversion circuit for radio frequency signals
GB2344948B (en) * 1998-12-18 2002-10-02 Nokia Mobile Phones Ltd A transceiver
US6360087B1 (en) * 1999-03-02 2002-03-19 Conexant Systems, Inc Direct conversion receiver

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103281098A (zh) * 2013-05-16 2013-09-04 海能达通信股份有限公司 用于tdma系统的多时隙收发信机及多时隙通信方法
CN103281098B (zh) * 2013-05-16 2015-07-29 海能达通信股份有限公司 用于tdma系统的多时隙收发信机及多时隙通信方法
CN104597468A (zh) * 2014-12-25 2015-05-06 深圳市华信天线技术有限公司 下变频通路模块及多通道变频接收设备

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Publication number Publication date
DE60011234T2 (de) 2005-06-30
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KR100869405B1 (ko) 2008-11-21
WO2000052840A1 (en) 2000-09-08

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