KR100869405B1

KR100869405B1 - 직접변환 수신기를 이용하는 다중대역 트랜스시버와직접변환 수신기

Info

Publication number: KR100869405B1
Application number: KR1020017011223A
Authority: KR
Inventors: 로젠블릿드미트리이; 도미노윌리엄제이.; 댐가아드머텐; 오스코우스키마크
Original assignee: 스카이워크스 솔루션즈 인코포레이티드
Priority date: 1999-03-02
Filing date: 2000-03-02
Publication date: 2008-11-21
Also published as: CN1218498C; CN1349685A; EP1155505B1; EP1155505A1; DK1155505T3; HK1043262A1; HK1043262B; KR20020005610A; DE60011234D1; WO2000052840A1; WO2000052840A8; DE60011234T2; ES2220439T3; US6658237B1; ATE268519T1

Abstract

본 발명은 직접변환 수신기를 이용한 다중대역 트랜스시버 및 직접변환 수신기에 관한 것으로, 상기 트랜스시버는 수신기부 및 전송기부를 갖고, 상기 수신기부는 신호를 베이스밴드 주파수로 직접 다운컨버팅하는 직접변환 수신기 시스템을 포함하며, 상기 직접변환 수신기 시스템은 제 1 및 제 2 입력부 및 출력부를 갖는 주파수 트랜스레이터를 포함하고, 제 1 주파수의 제 1 신호는 상기 제 1 입력부에 인가되며, 제 2 주파수를 갖는 제 2 신호는 상기 제 2 입력부에 인가되고, 상기 제 1 주파수는 대개 상기 제 2 주파수의 n차 저조파이며, n은 1 이상의 정수이고, 저역통과필터는 상기 제 1 입력부와 일체로 형성되거나 상기 제 1 입력부에 본래 있고, 고역통과필터는 상기 제 2 입력부와 일체로 형성되거나 상기 제 2 입력부에 본래 있으며, 직접변환 수신기 시스템에서는 제 1 주파수의 제 1 입력신호가 곱셈기의 제 1 입력포트에 인가되고, 상기 제 1 주파수의 약 1/n(n은 정수)배와 동일한 제 2 주파수의 제 2 입력신호가 상기 곱셈기의 제 2 입력포트에 인가되며, 상기 제 1 입력포트와 연결된 제 1 필터는 존재할 수 있는 제 2 주파수에서의 임의의 누설을 여과하도록 구성되고, 상기 제 2 입력포트와 연결된 제 2 필터는 존재할 수 있는 상기 제 1 주파수에서의 임의의 누설을 여과하도록 구성되며, 상기 곱셈기는 상기 제 1 및 제 2 신호의 생성물로부터 유도되는 그 출력포트에서의 신호를 생성하도록 구성되고, 한 실시예에서, 상기 출력은 상기 제 2 주파수의 n배 주파수에서 스위칭하는 승산 인수 및 여과된 제 1 신호의 생성물을 나타내며, 상기 곱셈기의 출력은 제 3 필터와 연결되고, 상기 출력신호는 베이스밴드 성분 및 다른 성분을 가지며, 상기 제 3 필터는 상기 다른 성분을 여과하고 상기 출력신호내 베이스밴드 성분을 유지하도록 구성되며, 한 예시적 구성에서 상기 곱셈기는 1/2 주파수 주입을 초기화하는 믹서가 되어, LO주파수가 RF주파수의 약 1/2이 되도록 하는 것을 특징으로 한다.

Description

직접변환 수신기를 이용하는 다중대역 트랜스시버와 직접변환 수신기{MULTI-BAND TRANSCEIVER UTILIZING DIRECT CONVERSION RECEIVER AND DIRECT CONVERSION RECEIVER}

본 발명은 무선통신분야에 관한 것으로, 특히, 무선통신장치 또는 송수화기용 다중대역 트랜스시버 및 직접변환 수신기에 관한 것이다.

무선통신시스템은 진행중인 기술혁명의 필수적 구성요소이다. 셀방식 전화시스템과 같은 이동 무선통신시스템은 기하급수적으로 발전하고 있다. 셀방식 시스템에서, 커버리지 영역은 복수의 "셀"로 나누어진다. 셀은 기지국 또는 전송기의 커버리지 영역이다. 저전력 트랜스미터가 사용되므로, 하나의 셀에서 사용되는 주파수가 충분한 거리에 있는 셀에서도 간섭을 피하면서 사용될 수 있다. 따라서, 셀방식 전화 사용자는 교통정체로 곤경에 처하거나 회의 참석중이라도 기지국에 의해 지원되는 "셀" 내에 사용자가 있는 한 전화호출을 전송 및 수신할 수 있다.

이동 셀방식 시스템은 원래 아날로그 시스템으로 개발되었다. 1980년대 초에 상업적 사용을 위해 생산된 후, 이동 셀방식 시스템은 급속하고 부조화된 성장을 겪기 시작했다. 유럽에서, 예를 들어 각각의 국가들은 그 자체 시스템을 개발했다. 일반적으로, 각각의 국가들의 시스템은 호환적이지 않았으며, 국경내로 이동통신을 축소하고 특정 국가 시스템을 위해 개발된 이동장비시장을 제한하였다. 1982년, 이러한 성장문제를 언급하기 위해서, Conference of European Posts and Telecommunications(CEPT)는 미래의 팬-유럽 셀방식 네트워크를 위한 공용 표준 세트를 연구 및 개발하기 위한 Groupe Speciale Mobile(GSM)을 형성했다. 900㎒ 범위 주파수의 2개 블럭이 상기 시스템에 대해 약간 벗어나 설정된다는 것이 제시되었다. 새로운 시스템의 초기 목적은 국제적 로밍(roaming) 능력, 우수한 독자적 음성 품질, Integrated Services Digital Network(ISDN)와 같은 다른 시스템과의 호환성, 스펙트럼 효율, 낮은 송수화기 및 기지국 비용, 및 새로운 서비스 및 대량의 사용자를 지원할 능력을 포함했다.

GSM 표준의 개발에서 초기의 주요 결정 중의 하나는 아날로그 시스템보다는 디지털 시스템의 도입이었다. 상기한 바와 같이, 아날로그 시스템은 고속 성장을 겪었고, 증가되는 요구는 사용가능한 주파수 대역의 수용량을 최대한으로 사용하였다. 디지털 시스템은 개선된 스펙트럼 효율을 제공하고 좀더 가격이 저렴하다. 디지털 전송 품질은 또한 아날로그 전송보다 우수하다. 증기 소리와 같은 배경음 및 페이드아웃 및 크로스토크와 같은 정전기 및 저하효과가 디지털 시스템에서는 크게 제거된다. 암호화와 같은 보안특징도 디지털 시스템에서 좀더 쉽게 구현된다. ISDN과의 호환성도 디지털 시스템을 이용하여 좀더 용이하게 실현된다. 마지막으로, 디지털 방법은 VLSI(Very Large Scale Integration)의 사용을 허용하여, 저렴하고 소형인 이동 송수화기의 개발을 촉진한다.

1989년, ETSI(European Telecommunications Standards Institute)는 GSM 표준에 대한 책임을 이어받았다. 1990년, 상기 표준의 Ⅰ단계가 발표되고, GSM 표준을 채택한 1차 상업적 서비스가 1991년에 시작되었다. 그것은 1991년 Global System for Mobile Communications(여전히 GSM)로 재명명되었다. 유럽에서의 조기 소개후, 상기 표준은 호주에 소개된 1992년에 전 세계적 스테이지까지 향상되었다. 그 이후, GSM은 가장 폭넓게 채용되고 가장 신속하게 성장하는 디지털 셀방식 표준이 되었고, 세계에서 가장 뛰어난 셀방식 표준이 되었다. 129개국에서 작동중인 (현재) 324개 GSM 네트워크를 이용하여, GSM은 거의 완벽한 세계적 적용범위를 제공한다. 1999년 1월 현재, GSM Memorandum of Understanding Association에 따르면, GSM은 1억 2천만명 이상의 가입자를 보고했다. 시장조사회사는 2001년까지 세계적으로 2억 5천만명 이상의 GSM 가입자가 있게 될 것이라고 추정한다. 그 때, GSM은 1년간 1억개 전화기를 초과하는 선적과 함께, 거의 60%의 세계적 셀방식 가입자 베이스를 발표할 것이다.

25㎒의 2개 주파수 대역이 GSM 사용을 위해 할당되었다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 890-915㎒ 대역은 전송 또는 "업링크"(이동국-기지국)를 위해 할당되고, 935-960㎒ 대역은 수신 또는 "다운링크"(기지국-이동국)을 위해 할당된다. 여분의 10㎒ 대역은 각각의 주파수 대역에 이후 추가되었다. 이러한 여분의 대역폭(2개 35㎒ 대역)을 포함하는 표준은 연장된 GSM(EGSM; Extended GSM)으로 알려져 있다. EGSM에서, 전송대역은 880-915㎒를 담당하고, 수신대역은 925-960㎒를 담당한다(도 1b). 용어 GSM 및 EGSM는 서로 교환가능하게 사용되고, GSM은 종종 연장된 대역폭 부분(880-890㎒ 및 925-935㎒)에 대하여 사용된다. 종종, 최초 지정된 890-915㎒ 및 935-960㎒ 대역은 제 1 GSM(PGSM; Primary GSM)으로 명시된다. 다음의 설명에서, GSM은 연장된 대역폭(35㎒) 표준에 대해 사용될 것이다.

GSM의 요구되는 광범위한 사용으로 인해, 900㎒ 주파수 대역에서의 수용량 문제점이 예상 및 언급되었다. ETSI는 이미 1989년에 GSM 표준의 1차 배급시에 1800㎒ 변형(DCS 또는 GSM 1800)을 정의했다. DCS에서, 전송 대역은 1710-1785㎒를 담당하고, 수신 대역은 1805-1880㎒를 담당한다(도 1c). 미국에서, FCC(Federal Communications Commission)는 1900㎒ 대역에서 큰 블럭의 스펙트럼을 경매했고, 큰 시장 PCS(Personal Communication Service)의 형태로 각국에 디지털 무선네트워크를 소개하는 것을 목적으로 했다. 미국에서 GSM 서비스는 PCS 또는 GSM 1900으로 알려져 있다. PCS에서, 전송 대역은 1850-1910㎒를 담당하고, 수신 대역은 1930-1990㎒를 담당한다(도 1d).

어떤 GSM 표준이 사용되는가에 상관없이, 일단 이동국이 채널 지정되면, 고정 주파수 관계는 전송과 수신 주파수 대역 사이에서 유지된다. GSM(900㎒)에서, 이러한 고정 주파수 관계는 45㎒가 된다. 만일 예를 들어 이동국이 895.2㎒의 전송채널로 지정되면, 그 수신채널은 항상 940.2㎒가 될 것이다. 이것은 또한 DCS 및 PCS에 대해서도 유효하다; 주파수 관계만이 달라진다. DCS에서, 수신채널은 전송채널보다 항상 95㎒ 더 높고, PCS에서 수신채널은 전송채널보다 80㎒ 더 높다. 이러한 주파수 차이는 주파수 오프셋과 같은 결과적 논의에서 언급될 것이다.

GSM 네트워크(20)의 한 구현 구조가 도 2에 블럭형태로 도시되어 있다. GSM 네트워크(20)는 4개 상호연결된 구성요소 또는 서브시스템으로 나누어진다: 이동국(MS)(30), 기지국 서브시스템(BSS)(40), 네트워크 스위칭 서브시스템(NSS)(50) 및 작동지원 서브시스템(OSS)(60). 일반적으로, MS(30)는 사용자에 의해 휴대되는 이동장비 또는 전화가 된다. BSS(40)는 복수의 MS(30)와 인터페이스하고 MS와 NSS(50) 사이의 무선전송 경로를 관리한다. NSS(50)는 시스템 스위칭 기능을 관리하고 PSTN 및 ISDN과 같은 다른 네트워크와의 통신을 촉진한다. 그리고 OSS(60)는 GSM 네트워크의 작동 및 관리를 촉진한다.

이동국(30)는 이동장비(ME)(32) 및 가입자 아이덴티티 모듈(SIM)(34)을 포함한다. ME(32)는 일반적으로 디지털 이동전화 또는 송수화기가 된다. SIM(34)은 가입자 및 송수화기 식별 정보를 저장하는 메모리장치가 된다. 그것은 스마트카드 또는 플러그인 모듈로 구현되고, 임의의 GSM 전화로부터 서비스를 활성화한다. SIM(34)에 저장된 정보중에는 가입자를 식별하는 유일한 IMSI(International Mobile Subscriber Identity) 및 유일하게 이동장비를 식별하는 IMEI(International Mobile Equipment Identity)가 있다. 사용자는 SIM의 사용을 통해 임의의 GSM 송수화기 또는 단자에 의해 GSM 네트워크를 액세스할 수 있다. 개인식별번호(PIN) 및 요금부과 정보와 같은 다른 정보는 SIM(34)에 저장될 수도 한다.

MS(30)는 표준화된 "Um" 또는 무선 공기 인터페이스(36)상에서 BSS(40)와 통신한다. BSS(40)는 복수의 트랜스시버 기지국(BTS; base transceiver stations)(42) 및 기지국 제어기(BSC; base station controllers)(44)를 포함한다. BTS는 대개 셀의 중심에 있고, 안테나를 갖는 하나 이상의 무선 트랜스시버로 구성 된다. 그것은 무선링크를 설치하고 셀내 이동국과의 Um 인터페이스상에서의 무선 통신을 처리한다. BTS의 전송력은 셀의 크기를 한정한다. 각각의 BSC(44)는 수백 정도의 다수 BTS(42)를 관리한다. BTS-BSC통신은 표준화된 "Abis" 인터페이스(46) 상에서 이뤄지고, 상기 인터페이스는 모든 제조자들을 위해 표준화되도록 GSM에 의해 지정된다. BSC는 무선 채널을 할당하고 관리하며, 그 BTS간의 호출의 핸드오버(handover)를 제어한다.

BSS(40)의 BSC는 GSM 표준화된 "A" 인터페이스(51)상에서 네트워크 서브시스템(50)과 통신한다. 상기 A 인터페이스는 SS7 프로토콜을 이용하고, 다른 제조자에 의해 제조된 스위칭 장비 및 기지국의 사용을 허용한다. 이동 스위칭센터(MSC; Mobile Switching Center)(52)는 NSS(50)의 제 1 구성요소이다. MSC(52)는 이동 가입자간의 통신 및 이동 가입자와 공중망(70)간의 통신을 관리한다. MSC(52)가 인터페이스하기도 하는 공중망(70)의 예로는 ISDN(Integrated Services Digital Network)(72), PSTN(Public Switched Telephone Network)(74), PLMN(Public Land Mobile Network)(76) 및 PSPDN(Packet Switched Public Data Network)(78)가 있다.

MSC(52)는 통신 및 스위칭 기능을 관리하기 위해 4개 데이터베이스와 인터페이스한다. HLR(Home Location Register)(54)는 MSC에 의해 지원되는 영역내에 거주하는 각각의 가입자에 대한 세부사항을 포함하고, 여기에는 가입자 아이덴티티, 그들이 액세스할 수 있는 서비스, 및 네트워크내 그 현재 위치가 포함된다. VLR(Visitor Location Register)(56)은 임시적으로 특정 MSC의 적용범위 영역내 로 밍 가입자에 대한 데이터를 저장한다. EIR(Equipment Identity Register)(58)는 이동장비 리스트를 포함하고, 그 각각은 유효하고 네트워크를 사용하도록 권한이 부여된 IMEI에 의해 식별된다. 분실 또는 도난으로 보고된 장비는 그러한 장비를 이용하고자 시도하는 가입자의 식별을 허용하는 무효 장비의 분리된 리스트상에 저장된다. AuC(Authorization Center)(59)는 가입자의 아이덴티티를 입증하는 파라미터 및 권한부여 및 암호화 데이터를 저장한다.

GSM 네트워크의 모든 구성요소의 성능을 모니터하고 유지하는 하나 이상의 OMC(Operation Maintenance Centers)를 포함한다. OSS(60)는 모든 하드웨어 및 네트워크 작동을 유지하고, 요금부과 및 청구 작동을 관리하며, 상기 시스템내 모든 이동장비를 관리한다.

상기 GSM 전송 및 수신대역은 200㎑ 캐리어 주파수 대역으로 나누어진다. TDMA(Time Division Multiple Access) 기술을 이용하여, 캐리어 주파수 각각은 시간내에 8개 타임슬롯으로 세분화된다. 각각의 타임슬롯은 약 0.577㎳의 지속시간을 갖고, 8개 타임슬롯은 4.615㎳의 지속시간을 갖는 TDMA "프레임"을 형성한다. 8개 타임슬롯(0-7)을 갖는 종래 TDMA 프레임(80)이 도 3에 도시되어 있다.

이러한 종래 TDMA 프레임워크에서, 각각의 이동국에는 데이터 수신을 위한 1개 타임슬롯 및 전송 데이터를 위한 1개 타임슬롯이 지정되어 있다. TDMA 프레임(80)에서, 예를 들어 타임슬롯 0은 데이터를 수신하도록 지정되었고, 타임슬롯 4는 데이터를 전송하도록 지정되었다. 수신 슬롯은 또한 다운링크 슬롯으로 언급되고, 전송 슬롯은 업링크 슬롯으로 언급된다. 8개 슬롯 이후, 남아있는 슬롯은 오프셋, 제어, 모니터 및 다른 작동을 위해 사용된다. 이러한 프레임워크는 1개 주파수상에서 8개 이동국에 의한 동시 수신 및 1개 주파수상에서 8개 이동국에 의한 동시 전송을 허용한다.

상기한 바와 같이, 현재 정의된 3개 GSM 주파수 대역이 있다. 속도가 늦어지는 표시를 나타내지 않는 무선 송수화기 사용의 확산과 함께, 추가 대역이 미래에 한정될 경향이 있다. 그러므로, 세계적 사용을 위한 GSM 이동국은 다중대역 용량을 가져야한다.

불행히도, GSM, DCS, 및 PCS시스템의 광범위하게 이질적인 주파수 범위때문에, 단일 메인 발진기를 갖는 트랜스시버는 필요한 주파수를 감당할 수 없었다. 또한, 상기 대역 각각을 위해 분리된 발진기를 사용하는 설계는 관련 비용때문에 적당하지 않은 반면, 단일 스위칭가능한 발진기를 이용하는 설계는 일반적으로 좋지못한 성능을 감수해야 한다.

또다른 문제점은 현재 다중대역 송수화기가 한 종래 설계에서 탄성표면파(SAW) 필터를 포함하는 수신기 중간 주파수(IF) 필터와 같은 오프-칩 구성요소를 이용한다는 것이다. 이와 같은 구성요소는 매우 크고 무겁고, 초과 공간을 소비하는 경향이 있다. 따라서, 그들은 송수화기가 소형이고 경량이며 가능하면 이동성이어야 한다는 가입자 요구와 조화되지 않는다.

이러한 문제점은 종래 수신기 설계를 나타내는 도 20을 참조하여 더 설명될 수 있다. 도시된 바와 같이, 상기 수신기는 안테나(4011)와 연결된 무선주파수(RF) 입력포트(4005) 및 국부발진기(LO) 입력포트(4008)를 갖는 제 1 믹 서(4001)를 포함한다. 상기 믹서는 신호선(4006)을 통해 대역통과필터(BPF)(4003)의 입력과 연결된 출력포트(4012)를 갖는다. 상기 BPF(4003)는 제 2 믹서(4002)의 중간주파수(IF) 입력포트(4010)와 연결된 출력을 갖는다. 상기 제 2 믹서(4002)는 또한 국부발진기(LO) 입력포트(4009)를 갖는다. 믹서(4002)의 출력포트(4014)는 신호선(4015)을 통해 저역통과필터(LPF)(4004)의 입력과 연결된다. LPF(4004)의 출력은 신호선(4007)과 연결된다.

제 1 믹서(4001)는 그 RF 및 LO 입력포트에서 수신된 신호들을 승산하고 그 출력포트에서 승산된 신호를 제공하도록 구성된다. RF 입력포트에서 수신된 신호의 주파수는 f_RF이고, LO 입력포트에서 수신된 신호의 주파수는 f_LO1이다. RF 입력포트에서 수신된 신호는 안테나(4011) 상에서 수신된 신호로부터 유도된다. 일반적으로 이러한 신호는 RF 캐리어 신호로 변조되었던 디지털화된 오디오신호를 나타낸다. 다음의 논의에서, 이러한 디지털화된 오디오신호는 베이스밴드 신호로 언급될 것이지만, 실제로 상기 베이스밴드 신호는 데이터신호를 포함한 디지털화된 오디오신호 이외의 원하는 신호가 될 수 있다는 점에 유의해야 한다.

출력포트(4012)에 제공된 신호는 주파수(f_RF-f_LO1)와 주파수(f_RF+f_LO1)에서 1차 성분을 가질 것이다. 주파수(f_RF-f_LO1)는 f_IF로 언급될 중간주파수이다. 한 구현에서, f_RF는 900㎒이고, f_LO1는 450㎒이며, f_IF는 450㎒이다. 이러한 구현에서, 상기 출력신호의 1차 성분은 1350㎒와 450㎒에 있을 것이다.

BPF(4003)는 F_IF에 중심을 둔 통과대역을 갖고, 상기 출력신호의 IF성분의 통과를 허용하며 다른 1차 성분, 즉 주파수(f_RF+f_LO1)의 성분의 통행을 방지하도록 구성된다. BPF(4003)는 또한 f_RF-f_LO1 주위의 원하는 대역밖의 임의의 원치않는 신호를 거절한다. 이러한 IF 성분은 그 후 믹서(4002)의 입력포트(4010)에 대한 입력으로서 제공된다.

믹서(4002)의 LO포트에 대한 입력으로서 제공된 신호는 주파수(f_LO2)를 갖는다. 이러한 주파수는 입력포트(4010)에 제공된 신호의 주파수(f_IF)와 동일해지도록 선택된다. 믹서(4002)는 이들 2개 신호를 승산하고, 출력포트(4014)상에 상기 승산된 신호를 제공한다. 상기 출력신호는 2개 1차 성분을 가질 것이며, 하나는 베이스밴드 주파수가 되고, 다른 하나는 중간 주파수(f_IF)의 2배 주파수가 된다.

믹서(4002)로부터의 출력신호는 LPF(4004)에 대한 입력으로서 제공된다. LPF(4004)는 믹서(4002)로부터 출력된 신호의 베이스밴드 성분의 통과를 허용하고 고주파 성분, 즉 믹서(4002)의 출력의 f_IF의 2배 주파수 성분의 통과를 방지하도록 구성된다. 따라서 상기 베이스밴드 성분은 상기 수신기선(4007)의 출력으로서 제공된다.

도 20의 수신기는 다음과 같이 기능한다. RF 캐리어 신호로 변조된 베이스밴드 신호를 나타내는 안테나(4011)상에 신호가 수신된다. 상기 신호는 믹서(4001)로 통과되고, 상기 믹서는 베이스밴드 신호를 나타내지만 베이스밴드 주 파수보다 중간주파수의 1차 성분 및 또한 제 2의 1차 성분을 갖는 신호를 그 출력포트에서 생성한다. 상기 신호는 다른 1차 성분으로부터 중간주파수 성분을 격리하기 위해 BPF(4002)로 통과된다. 이러한 중간주파수 성분은 믹서(4002)로 통과되고, 상기 믹서는 베이스밴드 성분 및 중간주파수 성분을 갖는 신호를 그 출력포트에서 생성한다. 그 후, 상기 신호는 고주파 성분으로부터 상기 베이스밴드 성분을 격리하기 위해 LPF(4004)로 통과된다. 따라서, LPF(4004)는 베이스밴드 신호를 나타내는 신호를 그 출력에서 생성한다.

상기한 설명에서 명백한 바와 같이, 도 10의 수신기의 작동은 2개 기본 스텝에서 진행된다. 제 1 스텝에서, 입력 RF신호의 베이스밴드 부분은 중간주파수로 다운컨버팅된다. 제 2 스텝에서, 중간주파수의 베이스밴드 부분은 베이스밴드 주파수로 다운컨버팅된다. 이들 스텝 각각은 구별되는 소자상에서 그를 통해 수행된다, 즉 제 1 스텝은 믹서(4001) 및 BPF(4003)를 통해, 그리고 제 2 스텝은 믹서(4002) 및 LPF(4004)를 통해 수행된다.

도 20의 수신기내 다중 스텝에서 베이스밴드 부분을 다운컨버팅하는 비용 및 복잡성, 및 이들 다중 스텝을 수행하기 위해 필요한 소자의 비용때문에, 도 20의 수신기는 이상적이지 않다.

직접 변환 수신기는 IF 필터에 대한 필요성을 제거한다. 그러나, 현재 직접 변환 수신기는 커다란 RF 블로커(blocker) 또는 국부발진기 신호의 DC에 대한 자체 변환(self-conversion)에 영향을 받기 쉽다.

이러한 문제점은 종래의 직접변환 수신기를 도시하는 도 4를 참조하여 더 설 명될 수 있다. 도시한 바와 같이, 도 4의 수신기는 믹서(211)의 무선주파수(RF) 입력포트(219)와 연결된 안테나(200)를 포함한다. 믹서(211)는 국부발진기("LO") 입력포트(214), 및 출력포트(201)를 갖는다. 상기 믹서는 RF 및 LO 입력포트에서 제공된 신호를 혼합하고, 상기 출력포트로 상기 혼합된 신호를 제공한다. 도 4의 수신기에서, LO 입력포트에 제공된 신호의 주파수(f_LO)는 RF 입력포트에 제공된 신호의 캐리어 주파수(f_RF)의 주파수와 매치되어, f_LO=f_RF가 되도록 한다. 믹서(211)의 출력포트(201)에 제공된 혼합된 신호는 베이스밴드 주파수(f_BB)의 1차 성분 및 LO 또는 RF 캐리어 주파수의 2배 주파수(2f_LO)의 1차 성분을 갖는다.

믹서(214)의 출력포트(201)는 신호선(213)을 통해 LPF(212)와 연결된다. LPF(212)의 목적은 주파수(2f_LO)의 고주파 성분을 억제하는 동안 믹서(211)로부터 출력된 신호의 베이스밴드 성분만을 선택하는 것이다. LPF(212)는 또한 f_BB 주위의 원하는 대역밖의 원치않는 임의의 신호를 거절한다. 상기 LPF(212)의 출력은 신호선(215)상에 제공된다. 그것은 안테나(200)상에 수신된 RF 신호의 베이스밴드 부분을 나타낸다.

도 4의 설계의 장점은 IF 필터 및 제 2 믹서와 같은 관련 구성요소의 제거에 있다. 그러나, 이러한 설계가 갖는 문제점은 믹서의 RF와 IF 입력포트상의 신호간의 누설에 대한 그 취약성에 있다. 이러한 문제점은 다음 단락에서 더 설명된다.

도 4를 참조하여, LO 입력포트에 제공된 신호의 일부가 RF 입력포트상에 누 설되는 경우를 생각해보자. 그것은 도 4에서 참조번호(216)로 식별된다. 이 부분은 믹서(211)에 의해 최초 LO신호와 혼합되어서, 베이스밴드 주파수의 출력신호내 왜곡을 생성할 것이다. 이러한 왜곡은 베이스밴드 주파수에 있기 때문에, LPF(212)로 통과되고, 신호선(215)상에 제공된 출력신호에 나타날 것이다. 그 결과, 이러한 출력신호는 최초 전송된 베이스밴드 신호에 대해 왜곡된다.

RF 입력 포트에서 제공되는 신호의 일부가 LO 입력 포트로 누설되는 다음의 경우를 고려한다. 상기는 도 4에서 217번에 의해서 나타낼 수 있다. 상기 부분은 원래의 RF 신호를 갖는 믹서(211)에 의해서 혼합되어, 베이스밴드 주파수에서 믹서의 출력내 왜곡을 일으킨다. 다시, 베이스밴드 주파수에서 이러한 왜곡은 신호라인(215)에서 제공되는 출력 신호에서 나타난다.

RF와 LO 입력 포트사이에서의 누설뿐만아니라, LO 신호가 누설되고, 안테나(200)에 의해서 방출되는 또 다른 문제점이 발생된다. 이러한 누설은 도 4에서 218번으로 나타내었다. 이러한 누설은 방출된 LO 성분이 다른 수신기에 의해서 수신되는 RF 신호와 같은 주파수에 있기 때문에 같은 지리적인 영역에 존재할 수 있는 다른 유사한 수신기에 의해서 방해받을 수 있다.

이러한 누설의 문제는 GSM 이동 무선 송수화기와 같은 용도 및 커다란 차단체 억제조건을 갖는 다른 시스템에 사용하기에 적당하지 않으며, 도 4의 직접 변환 수신기를 만들며, 이는 누설에 의해서 도입되는 왜곡이 상기의 용도에서 허용되지 않는다.
EP 0 798 880 A2에서는 국부 발진기 주파수 LO1이 수신된 채널 주파수에서 설정된 직접 변환 수신기를 기술하고 있다. 여기서, 상기 수신기의 국부 발진기 입력에서 수신된 신호 입력으로의 누설은 국부 발진기 입력과 혼합되고, 출력에서 원하지 않는 베이스밴드 성분을 생성한다. 유사하게, 수신된 신호 입력에서 국부 발진기 입력으로의 누설은 수신된 신호 입력과 혼합되고, 또한 출력에서 원하지 않는 베이스밴드 성분을 생성한다. 이와 같이 상기 수신기는 종래의 누설의 문제가 있었다.
WO 92/01137에서는 직접 변환 수신기를 기술하고 있다. 여기서 국부 발진기 입력에서 수신된 신호 입력으로의 누설은 여전히 국부 발진기 입력과 혼합되고, 누설과 국부 발진기 입력 양쪽이 같은 주파수에 있기때문에 원하지 않는 베이스밴드 성분을 생성한다. 유사하게 수신된 신호 입력에서 국부 발진기 입력으로의 누설은 양쪽이 다 같은 주파수에 있게 되기때문에 여전히 원하지 않는 베이스밴드 성분을 생성한다. 이와 같이 상기 수신기는 종래의 누설의 문제가 있었다.

이러한 문제를 해결하기위한 노력으로 RF와 LO 입력 사이에서 차폐 및 물리 적 분리를 포함한다. 그러나 차폐는 비용이 많이 들고, 현재 이동무선 전화기가 900MHz이상인 특징이 있는 고주파수에서는 비효과적이다. 더욱이, 물리적 분리는 무선 송수화기에서는 비현실적이며, 공간이 아주 중요하다. 믹서의 포트 대 포트의 분리는 고주파수에서 전형적으로 낮은 한정된 값이다.

누설에 의해서 도입된 왜곡은 믹서 출력에서 원하지 않는 DC를 일으킨다. GSM 및 몇가지 다른 시스템에 있어서, 상기 DC는 소망하는 신호 자체가 DC를 포함할 수 있기때문에 블록킹 커패시터와 같은 기작에 의해서 제거되지 않는다.

따라서, 종래의 단점을 극복하기위해서 다중-대역 트랜스시버를 요구한다.

또한, 종래의 단점을 극복하기위해서 직접 변환 수신기를 요구한다.

부가적인 목적 및 잇점은 본 발명을 실시하는 당분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해서 명백해질 것이며, 또는 하기의 기술문에 나타날 것이다.

본 출원은 "MULTI-BAND TRANSCEIVER UTILIZING DIRECT CONVERSION RECEIVER"로 1999년 8월 31일자로 출원된 미국특허출원 제09/386,865호 및 "DIRECT CONVERSION RECEIVER"로 1999년 3월 2일자로 출원된 미국특허출원 제09/260,919호에 대한 우선권을 청구하고, 상기는 본 출원인에게 권리가 있으며, 이들은 참고문으로 이후에 완전하게 통합될 것이다. 또한, 본 출원은 "PREPROCESSOR AND RELATED FREQUENCY TRANSLATOR"로 1999년 3월 2일자로 출원된 미국특허출원 제09/261,056호 및 "DIRECT CONVERSION RECEIVER EMPLOYING SUBHARMONIC FREQUENCY TRANSLATOR ARCHITECHTURE AND RELATED PREPROCESSOR"로 1999년 8월 27일에 출원된 미국특허출원 제09/386,956과 관련이 있으며, 이는 본 출원인에게 권리가 있으며, 이들은 참고문으로 이후에 완전하게 통합될 것이다.

여기에 넓게 기술되어 있는 바와 같이, 본 발명의 목적에 따르면, 다수의 주파수 대역 중 하나에서 RF 신호를 송신 및 수신하는 다중-대역 트랜스시버를 제공하는데 있다. 유익하게, 상기 트랜스시버는 무선통신장치에서 이동장치 또는 트랜스시버, 또는 기지국 또는 다른 하부조직구조 성분의 용도로 제조된다. 하나의 실시예에서, 트랜스시버가 GSM 및 DCS 대역에 대해 제조되고, 다른 것은 GSM, DCS 및 PCS 대역에 대해서 제조된다.

트랜스시버의 수신기부분은 직접 변환 수신기(DCR)를 포함한다. 가변 국부 발진기로부터 유도되는 신호가 수신기에 제공된다. 또한, 하나의 실시예에서, 상기 국부 발진기가 트랜스시버의 송신기부분에서 업컨버터로 공유된다.

상기 직접 변환 수신기는 제1 및 제2 포트를 갖는 주파수 트랜스레이터를 포함한다. 하나의 실시예에서, 주파수 트랜스레이터는 믹서이다. 다른 것에서는 곱셈기(multiplier)이다. 제1 필터가 제1 포트에 연결되고, 제2 필터가 제2 포트에 연결된다. 바람직하게, 상기 필터는 포트에 통합되거나 또는 부착되어 주파수 트랜스레이터가 노출된 필터링되지 않은 포트에서 부족하다. 제3 필터가 주파수 트랜스레이터의 출력에 연결된다. 이는 출력 신호로서 주파수 트랜스레이터로부터 신호 출력의 베이스밴드 성분이 제공되도록 제조된 저역 필터이다.

작업에서, 다수의 대역 중 하나가 선택된다. 국부 발진기의 출력으로부터 유도된 신호가 DCR의 주파수 트랜스레이터의 제1 필터 포트에 연결된다. 상기 신 호의 주파수(f₁)는 국부 발진기의 적당한 튜닝을 통해서 설정되고, DCR의 주파수 트랜스레이터의 제2 필터 포트에 연결된 신호의 캐리어 주파수(f₂)의 n차 저조파이고, n은 1이상의 정수이다. 즉, f₁≒(1/n)f₂이고, 여기서 n은 1 이상이다.(상기에서, 신호들사이에 주파수를 나타내거나 또는 시간관계를 나타내는 "약" 또는 "대략" 또는 "실질적으로" 또는 "≒"는 당업계에서 허용되는 정도를 나타내고, 엄격한 수학적 정밀성이 가능하지 않은 경우 상기의 허용되는 정도에 일치하는 관계로 몇가지 경우를 허용하는 것으로 한정된다.)

제1 필터는 바람직하게 선택된 대역미만 및 n차 조파의 주파수이상에서 코너 주파수를 갖는 저역 필터이다. 즉, 코너 주파수는 f₁ 이상, f₂ 미만이다. 결론적으로 주파수 트랜스레이터의 제1 필터되지 않은 포트에 대해 주파수(f₂)를 실질적으로 감쇠시키기위해서 제조된다. 유사하게, 제2 필터는 선택된 대역 미만 및 n차 조파 주파수 이상에서 코너 주파수를 갖는 높은 패스 필터가 바람직하다. 다시, 상기 코너 주파수는 f₁이상, f₂미만이다. 결론적으로, 주파스 트랜스레이터의 제2 필터되지 않은 포트에 대해 제1 주파수(f₁)를 감쇠시키기위해서 제조된다.

상기 필터의 작업을 통해서, 주파수 트랜스레이터의 제1 및 제2 포트 사이에 누설 효과가 제거되거나 또는 감소된다. 제1 포트에서 제2 포트로의 누설은 주파수(f₁)에 있을 것이고, 제2 필터에 의해서 감쇠된다. 유사하게, 제2 포트에서 제1 포트로의 누설은 주파수(f₂)에 있을 것이고, 제1 필터에 의해서 감쇠된다. 또한, 안테나를 통한 주파수(f₁)에서 방사는 선택된 대역을 중심으로 하는 통과대역을 갖는 DCR의 업스트림에 위치하는 대역 필터에 의해서 차단될 것이다.

하나의 실시예에서, 주파수 트랜스레이터는 그의 제1 및 제2 입력 포트에서 신호를 증대시키기위해서 제조된 곱셈기이다. 다른 구체예에서, 주파수 트랜스레이터는 믹서의 제1 입력에 연결된 n배의 신호 주파수(f₁)의 스위칭 또는 샘플링 속도에서 실시되는 스위칭 작용을 통해서 출력에 대해 제2 입력을 스위치하도록 제조된 믹서이다. n배의 주파수(f₁)에서 스위칭에 있어서, 스위칭 작용이 주파수(f₁)에서 실시되는 것보다 믹서 출력중 출력의 베이스밴드 성분으로 더 많은 에너지가 충전되므로 믹서는 주파수를 보존한다.

하나의 구체예에서, 트랜스시버의 송신기부분은 업컨버터에 연결된 변조기를 포함한다. 케리어 입력원은 변조기에 대한 케리어 입력을 제공한다. 상기 케리어 입력원은 국부 발진기를 포함하는 상 잠김 루프에 기준 주파수를 제공함에 의한 결정 발진기의 출력에 연결된 주파수 어저스터를 포함한다. 상기 주파수 어저스터가 결정 발진기의 출력을 수신하고, 선택된 주파수 대역에 반응하는 가변량에 의해서 조절된 결정 발진기의 출력의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 출력 신호를 제공하도록 제조된다. 하나의 구체예에서, 주파수 어저스터는 주파수 곱셈기이다.

두번째 구체예에서, 캐리어 입력원은 국부 발진기를 포함하는 상 잠김 루프의 출력에 연결된 주파수 어저스터를 포함한다. 주파수 어저스터는 상 잠김 루프 의 출력을 수신하고, 선택된 주파수 대역에 반응하는 가변량에 의해서 조절되는 상 잠김 루프의 출력의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 출력 신호를 제공하기위해서 제조된다. 하나의 구체예에서, 주파수 어저스터는 주파수 디바이더이다.

세번째 구체예에서, 변조기는 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프내에 있고, 변조기의 캐리어 입력은 루프내 다운컨버션 주파수 트랜스레이터에서 유도된다.

한가지 형태에 있어서, 상기 변조기는 1/4 변조기이고, 상기 업컨버터는 트랜스레이션 루프 업컨버터이며, 상기 캐리어 입력원은 저주파수 오프셋원이다. 하나의 구체예에서, 1/4 변조기 및 저주파수 오프셋원은 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프밖에 있다. 두번째 구체예에서, 1/4 변조기 및 저주파수 오프셋원은 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프내에 있다.

제1 배열의 경우에, 저주파수 오프셋원은 1/4변조기로 캐리어 압력을 제공한다. 상기 캐리어 신호의 주파수는 선택된 대역에 따라 변한다. 선택된 대역에 있어서 오프셋 주파수로, 즉 선택된 대역에 있어서 송신과 수신 채널 사이에 오프셋에 거의 동일한 것이 선택된다. 상기 트랜스레이션 루프 업컨버터는 송신 다운컨버션 주파수 트랜스레이터를 포함한다. 상기 주파수 트랜스레이터는 그의 첫번째 입력에서 제공되는 n배의 신호의 주파수를 스위칭 또는 샘플링하는 형태이다. 상기 주파수 트랜스레이터에 대한 n의 값은 트랜스시버의 수신기부분의 DCR에서 주파수 트랜스레이터에 대한 것과 같다.

두번째 배열의 경우에, 1/4 변조기에 대한 캐리어 신호가 트랜스레이션 루프에서 주파스 트랜스레이터의 출력으로부터 유도된다. 상기 루프는 적당한 필터링 후 주파수 트랜스레이터의 출력의 주파수가 선택된 대역에 있어서 주파수 오프셋에 거의 동일하도록 제조된다. 즉, 상기 주파수 트랜스레이터는 저주파수 오프셋원으로 작용한다.

양쪽의 배치에서, 저역 필터가 제1 주파수 트랜스레이터의 입력을 갖거나 또는 통합되어 있고, 여과되지 않은 첫번째 입력은 덮혀져서 노출되지 않는다. 트랜스시버의 수신기 부분에서 국부 발진기는 주파수 트랜스레이터의 여과된 첫번째 입력에 연결된 국부 발진기로부터 신호가 유도되고, 트랜스레이션 루프 업컨버터내 주파수 트랜스레이터와 공유한다. 작업에서, 상기 입력에 가해진 신호의 주파수는 주파수 트랜스레이터의 두번째 입력에 가해진 신호의 n차 저조파이며, 여기서 n은 1보다 큰 정수이다.

양쪽의 배치에서 트랜스레이션 루프 업컨버터는 1/4 변조기의 출력을 수신하여, 송신에 있어서 적당한 주파수로 상기 출력의 캐리어 주파수를 증가시킨다. 상기 주파수는 선택된 대역에서 선택된 수신 채널의 주파수에서 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋을 뺀 것이다.

하나의 구체예에서, 상기의 각각의 주파수 트랜스레이터는 믹서이고, 제1 입력 포트는 LO 입력 포트이고, 제2 입력 포트는 RF 입력 포트이다. 상기 구체예에서, 반-주파수 인젝션으로 공지되어 있는 방법이 사용되었다. 상기 방법에 따르면, LO 입력 포트에 가해진 신호의 주파수(f₁)는 제2 포트로 가해진 RF신호의 캐리어 주파수의 주파수(f₂)의 1/2이다.

하나의 구체적인 실시예에서, 상기 트랜스시버가 GSM 및 DCS 대역을 다루기위해서 제조된다. 상기 구체예에서, 두개의 개폐성 및 선택성 DCR이 제공된다. 작업에서, 선택된 밴드에 상응하는 DCR은 베이스밴드 필터에서 스위치/밴드 셀렉터로의 단일 통로에 있는 것이 선택되고, 스위치된다. 제1 DCR이 GSM 수신 대역인 925-960MHz로 한정된 통과대역을 갖는 대역통과 필터에 의해서 선행된다. 제2 DCR이 DCS 수신 밴드로 1805-1880MHz로 한정된 통과대역에 의해서 선행된다. 상기 구체예에서 국부 발진기는 상 잠김 루프(PLL)의 출력이다. PLL은 분할된 N 합성기를 포함한다. 13MHz에서 결정 발진기의 출력에서 기준 디바이더는 PLL에 기준 주파수를 제공한다. PLL의 출력은 450.25MHz에서 480MHz의 범위에서 튜닝이 가능하다. PLL의 출력이 제1 DCR에서 믹서의 LO출력에 가해진다. PLL의 출력은 또한 더블러를 통과하고, 상기 더블러의 출력이 제2 DCR의 믹서의 LO 출력으로 가해진다.

GSM 대역이 선택되는 경우에, PLL은 그의 출력주파수가 GSM 대역에서 선택된 채널의 약 1/2 주파수인 것으로 조정한다. DCS 대역이 선택되는 경우, 상기 PLL은 그의 출력이 DCS 대역에서 선택된 채널의 약 1/4 주파수가 되도록 조정된다. 더블러의 작용을 통해서, DCS 대역에 해당하는 DCR에서 믹서의 LO 입력에 가해지는 신호는 DCS 대역에서 선택된 채널의 약 1/2의 주파수이다.

상기 구체예의 하나의 배열에서, 트랜스시버의 송신부분은 트랜스레이션 루프 업컨버터에 의한 1/4 변조기를 포함한다. 저주파수 오프셋원은 선택된 대역에 있어서 수신과 송신 채널사이에 주파수 오프셋에 거의 동일한 주파수에서 1/4 변조기로 캐리어 입력을 제공한다. 기술한 바와 같이, GSM 대역에 대한 주파수 오프셋 은 45MHz이고, DC 대역에 있어서는 95MHz이며, PCS 대역에 있어서 80MHz이다.

상기 배열의 하나의 실시예에서, 캐리어 입력이 선택된 대역에 의존하여 다중인자에 의해서 결정 발진기 기준 주파수의 증가에 의해서 유도된다. GSM 대역에 있어서, 13MHz 결정 발진기 기준 주파수로 가정하고, 다중인자는 유익하게 3이고, 39MHz의 캐리어 오프셋을 수득한다. DCS 대역에 있어서,13MHz 결정 발진기 기준 주파수로 가정하면, 다중인자는 유익하게 7이고, 91MHz 캐리어 오프셋을 수득한다.

상기 배열의 다른 실시예에서, 캐리어 입력이 선택된 대역에 의존하여 제산 인수(division factor)에 의해서 PLL의 출력을 나누어서 유도된다. GSM 대역에 있어서, 450-480MHz의 PLL 출력 주파수로 가정하여, 제산 인수는 유익하게 10이고, 45-48MHz 범위의 PLL 출력 주파수로 가정한다. DCS 대역에 있어서, 450-480MHz의 PLL 출력 주파수로 다시 가정하면, 제산 인수는 유익하게 5이고, 90-96MHz의 범위에서 캐리어 오프셋을 수득한다.

상기 구체예의 두번째 배열에서, 1/4 변조기는 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프내에 포함되고, 루프내 다운컨버터 믹서의 출력은 적당한 필터링후 1/4 변조기의 캐리어 입력을 제공한다. 상기 루프는 1/4 변조기에 대한 캐리어 입력이 선택된 대역에 있어서 주파수 오프셋인 것으로 제조된다.

양쪽의 배치에서, 트랜스레이션 루프 업컨버터는 송신에 대한 적당한 주파수에 있도록 1/4 변조기의 출력의 캐리어 주파수를 증가시키도록 제조된다. DCS의 경우에, 송신 대역은 1710-1785MHz이다. GSM의 경우에, 송신 대역은 890-915MHz이다. 송신에 대한 적당한 주파수는 적당한 송신 대역내에서 선택된 채널이고, 수신 대역에서 선택된 채널의 주파수에서 대역에 대한 주파수 오프셋을 뺀 것과 동일한 주파수를 갖는다.

양쪽의 형태에 있어서, PLL 출력은 트랜스레이션 루프 업컨버터에 의해서 공유되고, PLL에서 출력으로부터 유도된 신호는 트랜스레이션 루프 업컨버터에서 다운컨버션 믹서의 여과된 LO 입력으로 제공되는 것이다. GSM 대역의 경우에, PLL 출력이 믹서의 여과된 LO 입력으로 직접 가해진다. DCS 대역의 경우에, 더블러를 통과한 후 PLL 출력이 믹서의 LO 입력으로 가해진다.

전 이중방식 송신 및 수신을 제공하는 관련된 방법은 다수의 대역으로부터 대역을 선택하고; 선택된 대역내 주파수를 갖는 채널에서 신호를 수신하고; 국부 발진기 신호에서 유도되는 제1 신호를 사용하여 베이스밴드 신호로 신호를 직접 변환하고, 첫번째 신호는 n차 저조파의 채널 주파수이며, 여기서 n은 1이상의 정수이며; 베이스밴드 신호를 송신 주파수로 업컨버팅하고; 및 업컨버팅된 신호를 송신하는 단계로 이루어진 것을 제공한다.

본 발명은 또한 제1 및 제2 입력 포트를 갖는 곱셈기를 포함하는 직접 변환 수신기 시스템을 포함하며, 상기 시스템은 수신기 시스템이 제1 및 제2 입력 포트사이에 높은 분리정도를 요구하는 용도로 가령 이동식 무선 트랜스시버에 있어서 사용될 수 있도록 제1 및 제2 입력 포트 사이에 누설의 효과를 감소시키도록 제조되었다.

본 발명의 첫번째 측면은 곱셈기, 발진기 회로 및 제1 필터를 포함하는 직접 변환 수신기 시스템을 포함한다. 상기 곱셈기는 제1 주파수에서 첫번째 신호를 받도록 제조된 제1 입력 포트, 제2 주파수에서 두번째 신호를 받도록 제조된 제2 입력 포트 및 출력 포트를 갖는다. 하나의 구체예에서, 첫번째 신호는 캐리어 신호상에서 조절되는 베이스밴드 신호인 RF 신호이다. 상기 실시예에서, 첫번째 신호는 엄격하게 말하면 단일 주파수에 있으면 안된다. 곱셈기에서 신호 출력의 베이스밴드 성분의 통과를 허용하지만, 적어도 하나의 주파수 성분에서 실질적으로 거부되도록 제조된다.

제1 입력 포트는 제1 주파수가 통과되도록 제조된 제2 필터에 결합되지만, 제2 주파수의 통과를 실질적으로 거부한다. 제2 입력 포트가 제3 필터에 결합되지만, 상기 필터가 제2 주파수를 통과하고, 실질적으로 제1 주파수의 통과를 거부하도록 제조된다. 바람직하게, 상기 필터는 곱셈기의 내부에 있거나 또는 포함되어 있어서, 곱셈기는 노출된 여과되지 않은 포트를 갖지 않도록 한다. 상기 곱셈기는 여과된 제1 및 제2 신호의 생성물로부터 유도되는 출력 신호를 제공하도록 제조된다.

상기 발진기 회로는 제1 주파수가 제2 주파수의 적어도 정수의 배인 제1 주파수에 관련된 제2 주파수에서 제2 신호를 생성하도록 제조된다. 즉, 제2 주파수는 제1 주파수의 적어도 대략 저조파이다. 상기 관계는 n이 정수인 경우 하기의 수학식에 의해서 표현될 수 있다:f₁≒nf₂. 상기 곱셈기의 출력은 다른 고주파수에서 다른 성분 뿐만아니라 베이스밴드 성분을 갖는다. 상기 베이스밴드 성분은 제1 필터를 통해서 다른 고주파수 성분에서 분리되고, 수신기 시스템의 출력으로 제공된다.

본 발명의 두번째 측면은 제2 주파수의 n배인 스위칭 작용을 실시하는 곱셈기를 포함하고, n은 f₁과 f₂ 사이에 관계식을 기술하는 것에 관련된 정수이다. 상기 스위칭은 곱셈기의 제1 입력과 출력사이에 전달 작용을 나타내는 속도로 일어난다. 결론적으로, 상기 출력 신호는 스위칭 속도 및 제1 신호의 대표적인 생성물이다. n배의 제2 주파수인 속도로 스위칭 작용을 제공함에 의해서, 출력 신호에서 에너지가 보존되며, 스위칭작용이 제2 주파수의 속도에서 실시되는 것보다 출력 신호의 베이스밴드 성분으로 곱셈기에 의해서 더 많은 에너지가 충전되는 것이다. 특별히, n배의 제2 주파수에서 스위칭에 의해서, 들어오는 신호의 에너지가 1차 수준에서 소망하는 베이스밴드 성분과 더 높은 주파수 성분 사이에서 분할된다. 제2 주파수의 속도에서 나타내는 스위칭에 의해서, 들어오는 신호의 에너지는 1차 주파수에서 성분들사이에서 1/n배의 제2 주파수를 더하거나 또는 뺀값으로 분할되고, 더 높은 차수(및 다소 낮은 진폭) 성분은 베이스밴드 주파수에서 나타난다.

본 발명은 상기 제1 및 제2 측면을 단독으로 또는 조합하여 포함하는 것이다. 또한 관련된 방법 및 컴퓨터 읽기 매체를 제공한다.

상기 직접 변환 수신기 시스템은 곱셈기의 제1 및 제2 입력 포트사이에서 누설의 효과를 감소시킨다. 제2 입력 포트에서 제1 입력 포트로 누설되는 경우에, f₂≒1/nf₁의 진동수에서 누설은 실질적으로 주파수(f₂)를 실질적으로 거부하도록 제조된 제1 포트와 통합된 필터에 의해서 실질적으로 거부될 것이다. 제1 포트에서 제2 포트로 누설되는 경우에, f₁≒nf₂ 주파수에서 누설은 실질적으로 주파수 f₁≒nf₂ 를 실질적으로 거부하도록 제조된 제2 포트를 통합시킨 필터에 의해서 실질적으로 거부될 것이다. 양쪽의 경우에, 누설은 배향되어진 신호의 혼합을 방지하고, 출력 신호의 베이스밴드 성분으로 왜곡이 발생하는 것을 방지할 것이다.

안테나를 통해서 제2 포트로부터 누설되는 경우에, 이는 곱셈기의 업스트림을 통상 제공하는 제1 주파수 주변으로 모여든 통과대역을 갖는 대역통과 필터에 의해서 전형적으로 거부되며, 곱셈기와 안테나 사이에 제공된다. 상기 필터는 제2 주파수를 실질적으로 거부하도록 제조된다면, 제2 입력 포트로부터 누설을 차단하는 잇점이 즉시 실시되고, 안테나를 통해서 방사상으로 퍼지는 것을 방지할 수 있다. 상기 필터는 제2 주파수를 실질적으로 거부할 수 있도록 제조되지 않으며, 다른 필터는 제2 주파수를 실질적으로 거부하도록 제조되지만, 그러나 제1 주파수의 통과는 안테나와 곱셈기 사이 및 곱셈기로부터 업스트림으로 추가되어야 한다.

LO 주파수가 RF 캐리어 주파수에 있는 시스템과 비교하여 상기 수신기 시스템의 또 다른 잇점은 덜 복잡하고, 덜 민감하며, 전력-소비 발진기 회로가 적으며, 이는 상기 시스템에서 발진기 회로의 출력의 주파수가 RF 캐리어 주파수에서 설정된 발진기 회로에서보다 적다.

도 20의 수신기에 대한 상기 수신기 시스템의 또 다른 잇점은 믹서의 제거, 믹서(4002)를 포함하며, 또한, IF 필터로서 언급되는 필터, BPF 4003을 포함한다. IF 필터의 제거는 특히 유익하며, 이는 오프-칩을 실행해야 한다. 시스템에 남은 필터는 전형적으로 온-칩에서 실행되기 때문에 상기 결과는 더 콤팩트한 시스템이다.

하나의 구체예에서, 상기 곱셈기는 RF 입력 포트 및 LO 입력 포트를 갖는 믹서이다. 상기 발진기 회로는 믹서의 LO 입력에 결합되는 출력을 갖는 국부 발진기 회로이다. 믹서의 RF 입력은 RF 캐리어, 즉 RF 주파수에서 캐리어로 조절된 베이스밴드 신호를 포함하는 신호를 수신한다. 국부 발진기 회로에서 신호 출력의 주파수는 RF 캐리어의 주파수의 1/2이다. (결론적으로 상기 믹서를 포함하는 수신기는 반-주파수 인젝션을 사용하는 직접 변환 수신기로 언급된다.) 상기 구체예에서 믹서는 두배의 LO주파수와 동일한 속도로 스위칭 작용을 제공하도록 제조된다. 저역 필터가 믹서의 출력 포트로 결합된다. 상기 믹서의 출력은 대표적인 베이스밴드 신호의 베이스밴드 성분 및 더 높은 주파수의 성분을 포함하며, 이는 약 2배의 RF 주파수에서의 성분이다. 상기 저역 필터는 실질적으로 고주파수 성분으로부터 베이스밴드 성분을 분리하고, 대표적인 베이스밴드 성분의 신호를 출력한다. 상기 저역 필터는 또한 f_BB주변의 소망하는 대역밖으로 원하지 않는 신호를 거부한다.

본 발명은 수반된 도면을 참고로 기술되었다. 도면에서, 유사한 참고번호는 동일하거나 또는 기능적으로 유사한 성분을 나타낸다.

도 1a는 GSM 표준하에서 송신 및 수신 주파수 대역을 나타내고;

도 1b는 EGSM 표준하에서 송신 및 수신 주파수 대역을 나타내고;

도 1c는 GSM 1800 또는 DCS 표준하에서 송신 및 수신 주파수 대역을 나타내고;

도 1d는 GSM 1900 또는 PCS 표준하에서 송신 및 수신 주파수 대역을 나타내고;

도 2는 전형적인 GSM 네트워크의 블록도이고;

도 3은 종래의 TDMA 프레임의 포맷을 나타내고;

도 4는 종래의 직접 변환 수신기를 나타내고;

도 5는 본 발명에 따른 이동국 또는 트랜스시버의 블록도이고;

도 6은 본 발명에 따른 다중-대역 트랜스시버의 블록도이고;

도 7은 본 발명에 따른 직접 변환 수신기 주파수 트랜스레이터를 나타내고;

도 8은 본 발명의 제1 구체예를 나타내고;

도 9는 본 발명의 제2 구체예를 나타내고;

도 10은 본 발명의 제3 구체예를 나타내고;

도 11의 (a)-(f)는 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 작동을 나타내는 전형적인 파형이고;

도 12a-12b는 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 블록도이고;

도 13은 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 구체예이고;

도 14a-14b는 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 입력부분에 포함되거나 또는 통합되어 있는 필터의 구체예이고;

도 15a-15b는 주파수 영역에서 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 작동 을 나타내고;

도 16은 본 발명에 따른 직접 변환 수신기의 작업방법의 하나의 구체예를 나타내는 흐름도이고;

도 17은 본 발명에 따른 직접 변환 수신기의 작업방법의 하나의 구체예를 나타내는 흐름도이고;

도 18의 (a)-(c)는 도 13의 구체예의 파형을 설명하는 작업의 예이고;

도 19는 본 발명에 따른 트랜스시버의 작동방법의 하나의 구체예를 나타내는 흐름도이고;

도 20은 베이스밴드 신호가 두단계로 베이스밴드 주파수로 다운변환되는 형태의 수신기를 나타내고;

도 21은 RF와 LO사이의 누설효과에 대한 직접 변환 수신기를 나타내고;

도 22는 본 발명에 따라 제조된 직접 변환 수신기를 나타내고;

도 23의 (a)-(d)는 도 22의 믹서의 파형을 나타내는 작업을 나타내고;

도 24는 본 발명에 따라 제조된 믹서의 전형적인 구체예의 블록도이고;

도 25는 본 발명에 따라 제조된 믹서의 구체예를 나타내고;

도 26은 본 발명의 작업방법의 제1 구체예를 나타내고;

도 27은 본 발명의 작업방법의 제2 구체예를 나타낸다.

A. 트랜스시버 기술

1. 실시예 배경

하기에서 기술되는 바와 같이, "GSM"은 송신 대역에 있어서 880-915MHz 및 수신 대역에 있어서 925-960MHz의 확장된 GSM 대역을 나타내며; "DCS"는 송신 대역에 있어서 1710-1785MHz 및 수신 대역에 있어서 1805-1880MHz의 대역을 나타내며; "PCS"는 송신 대역에 있어서 1850-1910MHz 및 수신 대역에 있어서 1930-1990MHz의 대역을 나타낸다.

본 발명은 다수의 주파수 대역중 하나에서 RF 신호를 송신 및 수신하는 다중 대역 트랜스시버에 관한 것이다. 유익하게, 상기 트랜스시버는 이동장치 또는 트랜스시버와 같은 무선 통신장치 또는 기지국 또는 위성과 같은 하부조직구조 성분에 사용되도록 제조되었다. 하나의 구체예에서, 트랜스시버가 GSM 및 DCS대역에서 제조된다. 다른 구체예에서, 트랜스시버가 GSM, DCS 및 PCS 대역을 다루도록 제조될 수 있다.

도 5는 본 발명에 따른 트랜스시버를 포함하고 있는 이동 무선 트랜스시버(100)의 하나의 구체예의 블록도이다. 트랜스시버(100)는 GSM 네트워크내에서 이동국으로, 가령 도 2에서 설명된 바와 같이 GSM 네트워크(20)내에서 이동국(30)으로 작동할 수 있다. 트랜스시버(100)는 단일 다이에 통합되어 있는 베이스밴드 디지털 신호 프로세서(DSP)(102)를 포함한다. 베이스밴드 DSP(102)가 이동국(30)의 전체 작업에 관여한다. 이는 안테나(116) 및 트랜스시버(110)에서 수신된 베이스밴드 데이터를 스피커(112)를 이용할 수 있는 오디어 음성 데이터로 처리한다. DSP(102)는 또한 마이크로폰(114)에서 수신된 음성 데이터를 안테나(116)에 대한 송신을 위해서 트랜스시버로 제공하는 베이스밴드 데이터로 처리한다.

DSP(102)가 또한 시스템 인터페이스(104) 및 사용자 인터페이스(106)를 통해서 시스템 및 사용자 인터페이스를 다룬다. 시스템 인터페이스(104)는 GSM 네트워크 및 모뎀 접근과 같은 기능 및 서브스크라이버 서비스를 다루기위해 적당한 수단을 포함한다. 사용자 인터페이스(106)는 키보드, 디스플레이, 백라이트, 볼륨조절기 및 실시간 시계와 같은 입력 및 표시 정보에 대한 적당한 수단을 포함할 것이다. 하나의 구체예에서, DSP(102)는 128-핀 TQFP에 있고, 또 다른 구체예에서, DSP(102)는 160-핀 12×12mm 칩 어레이 볼 그리드 어레이(CABGA)에 있다.

한 구현예에서, 베이스밴드 DSP(102)는 집적 아날로그 IC(108)를 통해 트랜스시버(110), 스피커(112) 및 마이크로폰(114)을 인터페이스한다. IC(108)는 DSP(102)와 트랜스시버(110), 스피커(112) 및 마이크로폰(114)사이의 인터페이스를 허용하는데 요구되는 아날로그디지털 변환기(ADC), 디지털아날로그 변환기(DAC) 및 모든 신호변환을 구현한다. 통상적으로, ADC 및 DAC는 CODEC에서 구체화될 것이다. 마이크로폰(114)은 오디오 대역내 음향신호를 아날로그 전자신호로 변환하기 위해 구성되어 있다. 마이크로폰(114)에 의해 포착된 신호는 IC(108)에서 ADC에 의해 디코딩 및 디지털화되고, DSP(102)에 의해 베이스밴드 I 및 O로 처리된다. 디지털 베이스밴드 I 및 Q 신호는 IC(108)에서 DAC에 의해 아날로그 신호 스트림으로 변환되며, 그후 트랜스시버(110)에 의해 (안테나(116)를 통해) 변조 및 전송된다. 역으로, 안테나(116)에 의해 포착된 변조신호는 복조되어, 트랜스시버(110)에 의해 아날로그 베이스밴드 I 및 Q 신호로 변환되고, IC(108)에 의해 디지털화되며, DSP(102)에 의해 처리되고, 스피커(112)에 의해 안내되는 IC(108)에 의해 아날로그 음향신호로 변환된다. IC(108)는 100-핀 TQFP, 100-핀 10×10㎜ CABGA 패키지 또는 기타 적당한 하우징에서 구현된다. 전력관리 IC(PMIC)(118)는 배터리(120)에 결합되고, 송수화기(100)에 의해 요구되는 모든 전력공급관련 기능을 단일 다이에서 집적한다.

송수화기(100)는 사용자가 다수의 가능한 대역중 하나를 선택하도록 하기 위해, 메뉴 선택 또는 스위치와 같은 대역선택수단(도시되지 않음)을 포함한다. 선택적으로는, 또는 추가적으로는, 대역선택수단은 적당한 대역을 지시하는 기지국으로부터의 신호에 기초하여 적당한 대역을 자동으로 선택하도록 한다.

또한, 송수화기(100)에는 송수화기를 조종하는 기지국으로부터의 적당한 신호에 대응하는 선택된 대역내에서 적당한 채널을 선택하기 위한 채널선택수단(도시되지 않음)이 포함된다. GSM, DCS 및 PCS 대역에 대해, 채널은 선택된 대역내에서 200㎑ 슬롯이다. 채널선택수단은 전송 및 수신 채널중 하나 또는 둘다를 선택하도록 한다. 한 구현예에서, 전송 채널의 선택은 수신 채널의 선택을 의미하며, 수신 채널의 선택은 전송 채널의 선택을 의미하는데, 그 이유는 상기 둘은 서로에 대해 예정된 관계를 갖고 있지 때문이다. 예를 들어, GSM 대역에 대해, 수신 채널은 전송 채널보다 45㎒ 높으며; DCS 대역에 대해, 수신 채널은 전송 채널보다 95㎒ 높고; 및 PCS 대역에 대해, 수신 채널은 전송채널보다 80㎒ 높다. 상기 구현예에서, 전송 및 수신채널 둘을 고속선택할 필요는 없다.

송수화기(100)는 완전한 동시송수신통신, 즉 전송 및 수신 채널 각각에 대해 동시에 일어나는 전송 및 수신을 허용하기 위해 구성되는 것이 바람직하다.

한 구현예에서, 대역선택수단은 GSM 대역 또는 DCS 대역중 하나를 선택하도록 한다고 계획된다. 다른 구현예에서, 대역선택수단은 GSM, DCS 및 PCS 대역 중 어느 하나를 선택하도록 계획된다. 또다른 구현예에서, 트랜스시버는 GSM 대역의 다른 조합, 둘 이상의 GSM 대역을 적용시키기 위해, 또는 다른 (비-GSM) 스탠다드를 지지하기 위해 구성될 수 있다.

2. 트랜스시버 소개

도 6은 본 발명에 따른 트랜스시버(110)의 일반적인 블록선도이다. 트랜스시버(110)는 수신기부(320), 전송기부(321), 스위치/선택기(306) 및 안테나(307)로 이루어진다.

전송기부(321)는 변조기(301), 업컨버터(303) 및 캐리어 입력소스(302)로 이루어진다. 트랜스시버(110)의 수신기부(320)는 국부발진기(311), 주파수 조정기(312), 직접변환 수신기(DCR)(309), 대역필터(308), 저잡음 증폭기(LNA)(309), 및 베이스밴드 필터 및 증폭기(313)으로 이루어진다.

스위치/선택기(306)는 트랜스시버(110)의 동작모드에 따라 첫번째 및 두번째에 위치될 수 있다. 전송동작모드에서, 스위치/선택기(306)는 신호선(554)상에서 PA(304)의 출력을 안테나(307)에 결합시킨다. 수신동작모드에서, 스위치/선택기(306)는 신호선(555)상에서 안테나(307)를 대역필터(308)에 결합시킨다.

또한, 스위치/선택기(306)는 사용자 입력 또는 외부 신호에 대응하여 동작대역을 선택한다. 이에 대해, 신호선(556)상에서 스위치/선택기(306)는 선택된 대역 와 호환되도록 전송기부(321)를 구성한다. 그리고, 신호선(557)상에서 스위치/선택기(306)는 선택된 대역와 호환되도록 수신기부(320)를 구성한다.

변조기(300)는 베이스밴드 신호(300)를 수신하고, 캐리어 입력 소스(302)에 의해 제공된 캐리어 입력을 변조시키기 위해 이를 사용한다. 특히, 캐리어 입력은 베이스밴드 신호(300)에 의해 변조되며, 결가 신호는 변조기(301)의 출력이다.

캐리어 입력소스(302)에 의해 제공된 캐리어 입력의 주파수는 선택된 대역에 대해 대응하여 다양하게 측정된다. 한 구현예에서, 주파수는 선택된 대역의 주파수 오프셋으로 설정된다. 따라서, 선택된 대역이 GSM 대역이면, 캐리어 입력의 주파수는 약 45㎒로 선택되며; 선택된 대역이 DCS 대역이면, 캐리어 입력의 주파수는 약 95㎒로 선택되고; 및 선택된 대역이 PCS 대역이면, 캐리어 입력의 주파수는 약 80㎒로 선택된다.

업컨버터(303)는 변조기의 출력을 수신하며, 전송에 적당한 주파수, 즉 선택된 전송대역내 선택된 전송채널에서 그의 주파수를 업컨버팅시킨다. 바람직하게는, 업컨버터는 트랜스시버의 수신기부(320)의 일부로서 포함되는 국부발진기(311)로부터 유도된 신호(323)에 대응하는 전송주파수를 측정한다. 신호주파수(323)는 선택된 수신 대역의 선택된 수신 채널의 n번째(n은 1 이상의 정수임) 순서 저조파인 것이 바람직하다.

한 구현예에서, 업컨버터는 다수의 VCO로부터 선택가능한 루프내에 스위치가능한 전압제어발진기(VCO)를 구비한 트랜스레이션 루프를 포함하며, 각각은 트랜스시버에 의해 처리되는 대역중 하나에 대응한다. 동작에 있어서, 선택된 대역에 대 응하는 VCO는 다수의 VCO로부터 자제선택되며, 변조기(301)로부터 스위치/선택기(306)까지 확장하는 신호경로내에 있는 동작으로 스위치된다.

전송기부(321)는 PA 제어기(305)의 출력에 대응하는 업컨버터(303)의 출력을 증폭하기 위한 전력증폭기(PA)(304)를 추가로 포함한다. PA 제어기(305)는 PA 출력에 대응하는 PA(304)를 제어한다. 특히, 한 구현예에서 PA 제어기(305)는 그의 출력이 예정된 수준에 있도록 PA(304)를 제어한다. PA(304)의 출력수준이 예정된 수준 이하이면, PA 제어기(305)는 그의 출력이 예정된 수준에 있도록 PA(304)의 증폭을 높인다. 역으로, PA(304)의 출력수준이 예정된 수준이상이면, PA 제어기(305)는 그의 출력이 다시 예정된 수준에 있도록 PA(304)의 증폭을 낮춘다.

한 구현예에서, PA(304)는 다수의 PA로부터 스위치 및 선택가능하며, 각각은 트랜스시버에 의해 처리되는 대역 중 하나에 대응한다. 동작에 있어서, 선택된 대역에 대응하는 PA는 다수의 PA로부터 자제선택되며, 변조기(301)로부터 스위치/선택기(306)까지 확장하는 신호경로내에 있는 동작으로 스위치된다.

수신동작모드에서, 안테나(307)는 스위치/선택기(306)에 의해 대역필터(308)에 결합된다. 신호는 안테나(307)에 의해 수신되어 대역필터(308)에 가해진다. 한 구현예에서, 필터(308)는 다수의 필터로부터 스위치 및 선택가능하며, 각각은 트랜스시버에 의해 처리되는 대역중 하나에 대응하는 통과대역을 가진다. 따라서, GSM 대역이 선택된 대역인 경우에, 필터(308)는 그의 통과대역이 대역 925-960㎒와 부합하도록 선택되며; DCS 대역이 선택된 대역인 경우에, 필터(308)는 그의 통과대역이 대역 1805-1880㎒와 부합하도록 선택되며; 및 PCS 대역이 선택된 대역인 경우 에, 필터(308)는 그의 통과대역이 1930-1990㎒와 부합하도록 선택된다. 동작에 있어서, 선택된 대역에 대응하는 필터(308)는 베이스밴드 필터/증폭기(313)와 스위치/선택기(306) 사이의 신호경로로 스위치된다.

대역필터(308)의 출력은 저잡음 증폭기(LNA)(309)로 결합된다. 한 구현예에서, LNA(309)는 다수의 LNA로부터 스위치 및 선택가능하며, 각각은 트랜스시버에 의해 처리되는 대역중 하나에 대응한다. 동작에 있어서, 선택된 대역에 대응하는 LNA는 자체선택되며, 베이스밴드 필터/증폭기(313)와 스위치/선택기(306)로부터의 신호경로내에 있도록 스위치된다.

3. 주파수 트랜스레이터

LNA(309)의 출력은 직접변환 수신기(DCR)(310)에 결합된다. 직접변환 수신기(310)는 도 7에 도시된 종류의 주파수 트랜스레이터(숫자 438로 표시됨)를 포함한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 주파수 트랜스레이터(438)는 제1 입력포트(숫자 432로 표시됨) 및 제2 입력포트(숫자 430으로 표시됨)를 가진다. 제1 필터(432)는 제1 포트(431)에 결합되고, 제2 필터(433)는 제2 포트(430)에 결합된다. 바람직하게는, 주파수 트랜스레이터에 노출된 필터없는 포트가 부족하도록 포트와 일체형이거나 또는 포트에 고정되어 있다. 국부발진기(311)의 출력으로부터 유도된 신호(223)는 주파수 트랜스레이터(438)의 제1 필터포트(431)에 결합된다. 특히, 국부발진기(311)의 출력은 주파수 조정기(312)에 공급되며, 이는 국부발진기(311)로부터의 신호출력의 주파수를 제어하기 위해 구성되어 있다. 국부발진기(311)는 선택된 수신대역내 선택된 채널에 대응하도록 조정가능하다. 한 구현예에서, 주파 수 조정기(312)는 출력주파수를 선택된 대역에 대응하여 측정되는 m(여기에서, m은 1 이상의 정수임)과 곱하거나 m으로 나눠서, 국부발진기(311)의 출력주파수를 제어하기 위해 구성된다.

신호(323)의 주파수(f₁)는 상기 신호(323)가 신호(324)의 캐리어 주파수(f2), 즉 선택된 수신대역내 선택된 채널의 n번째(n은 1 이상의 정수임) 순서 저조파가 되도록 국부발진기(311)의 적당한 동조 및 주파수 조정기(312)의 조정을 통해 설정된다. 즉, f₁

(1/n)f₂(여기에서, n은 1 이상의 정수임)이다. 신호(324)는 주파수 트랜스레이터(438)의 제2 필터포트(430)에 가해진다.

제1 필터(432)는 f₂, 및 주파수 f₁ 이상, f₂의 n번째 순서 저조파를 포함하는 선택된 수신 대역아래에 있는 절점주파수를 갖는 저역필터인 것이 바람직하다. 즉, 절점주파수는 f₁ 이상 및 f₂ 이하로 설정된다. f₂와 (1/n)f₂의 차이는 실질적인 감쇠수준이 주파수 f₂에서 포트(431)로 필터(432)를 누출시킴으로써 도달될 수 있기 위함이다. 감쇠수준은 현행 GSM 분리조건과 부합하여 88dB 이상인 것이 유리하다.

유사하게는, 제2 필터(433)는 f₂, 및 주파수 f₁ 이상, f₂의 n번째 순서 저조파를 포함하는 선택된 수신 대역아래에 있는 절정주파수를 갖는 고역필터인 것이 바람직하다. f₂와 (1/n)f₂의 차이는 실질적인 감쇠수준이 주파수 f₁에서 포트(433)로 필터(433)를 누출시킴으로써 도달될 수 있기 위함이다. 감쇠수준은 현행 GSM 분리조건과 부합하여 88dB 이상인 것이 유리하다.

상기 필터들의 동작을 통해, 주파수 트랜스레이터의 제1 포트와 제2 포트사이의 누출효과는 제거 또는 감소된다. 주파수 f₁에서는 제1 포트로부터 제2 포트로 누출될 것이며, 필터(433)에 의해 감쇠될 것이다. 그리고, 상기 누출은 대역필터(308)에 의해 안테나(307)를 통해 방사되지 않을 것이다. 유사하게는, 주파수 f₂에서 제2 포트로부터 제1 포트로 누출될 것이며, 필터(432)에 의해 감쇠될 것이다.

한 구체예에서, 주파수 트랜스레이터(438)는 그의 제1 입력포트 및 제2 입력포트에서 신호를 곱하기 위해 구성된 곱셈기이다. 두번째 구체예에서, 주파수 트랜스레이터(438)는 혼합기의 제1 입력(431)에 가해지는 신호의 주파수 f₁을 n배(여기에서, n은 1 이상의 정수임) 스위칭 또는 샘플링 비율이 발생하는 스위칭 작용을 통해 압력으로 제2 입력을 스위치하기 위해 구성된 혼합기이다. 주파수 f₁를 n배 스위칭함으로써, 혼합기는 스위칭 작용이 주파수 f₁에서 수행되는 경우보다 혼합기 출력의 베이스밴드 성분으로 보다 많은 에너지가 압축된다는 점에서 주파수를 보존한다.

상기는 주파수 트랜스레이터(438)의 구현에 관한 도 15a 및 15B에 도시되어 있으며, 상기 주파수 트랜스레이터(438)는 LO 및 RF 입력포트를 갖는 혼합기이며, 반-주파수 주사로서 알려진 방법이 사용된다. 상기 방법에 따라, LO 입력포트에 가해진 신호의 주파수 f_LO는 RF 입력포트에 가해진 신호의 주파수 f_RF의 약 1/2이며, 혼합기는 두배의 f_LO에서 스위치한다.

도 15a는 주파수 f_LO에서 혼합기가 스위치되는 경우의 효과를 상술한다. 주파수 f_RF에서 들어오는 신호의 에너지(1100)는 주파수 f_RF-f_LO에서의 성분(1101)과 주파수 f_RF+f_LO에서의 성분(1102) 사이에서 원칙적으로 분배된다. 알 수 있는 바와 같이, 베이스밴드 주파수, 즉 약 0㎐에 모여있는 저주파수에서는 거의 에너지가 공급되지 않는다. 상기는 또하느 하기의 수학식에 의해 입증된다:

f_LO

(1/2)f_RF이기 때문에, 상기 성분중 첫번째는 주파수 1/2f_RF 또는 f_LO에 있는 반면, 상기 성분중 두번째는 주파수 3/2f_RF 또는 3f_LO에 있다. 알 수 있는 바와 같이, 베이스밴드 주파수에는 첫번째 순서의 성분이 없다.

도 15b는 주파수 fLO를 두배 스위칭하는 효과를 상술한다. 알 수 있는 바와 같이, 주파수 f_RF에서 들어오는 신호의 에너지(1103)는 원칙적으로 베이스밴드 주파수에서의 성분(1104)과 주파수 2f_RF에서의 성분(1105)사이에서 분배된다. 알 수 있는 바와 같이, 실질적인 베이스밴드 성분은 주파수 2f_LO에서 혼합기를 스위칭함으로써 도입된다.

본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 동작방법은 도 17에 도시되어 있다. 도시된 바에 따라, 단계 2000에서는, 제1 입력신호가 제1 주파수에서 제공되고, 단 계 2001에서는 제2 입력신호가 제1 입력신호의 주파수의 약 1/n배(여기에서, n은 1 이상의 정수임)인 제2 주파수에서 공급된다. 단계 2002에서는, 제1 입력신호가 여과되어 제2 주파수에서의 특정 성분들을 실질적으로 감쇠시키고, 단계 2003에서는 제2 입력신호가 여과되어 제1 주파수에서의 특정 성분들을 실질적으로 감쇠시킨다.

단계 2004에서는, 여과된 제1 신호가 제2 주파수를 n배 수행하는 스위칭 작용을 통해 출력으로 상기 신호를 스위칭함으로써 주파수 트랜스레이트된다. 한 구현예에서, 제2 주파수에서 n배 스위칭하는 승산 인수 및 여과된 제1 신호의 대표적인 결과물이 출력이다.

논의된 바와 같이, 한 구현예에서 주파수 트랜스레이터는 혼합기이며, 여기에서 그의 제1 입력이 혼합기의 LO 입력이며, 그의 제2 입력은 혼합기의 RF 입력이다. 한 구현예에서, 반-주파수 주사에 따라, 혼합기의 LO 입력에 가해지는 LO 주파수는 혼합기의 RF 입력에 가해지는 RF 주파수의 약 1/2이다.

본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 구현의 시간영역에서의 동작은 도 11의 (a)-(f)를 참고로 추가로 설명될 수 있다. 도 11의 (a)는 주파수 트랜스레이터의 LO 입력에 가해진 LO 신호의 실시예이며, 도 11의 (c)는 주파수 트랜스레이터의 RF 입력에 가해진 RF 신호의 실시예이다. 상기 구체예에서 알 수 있는 바와 같이, LO 신호의 주파수는 RF 신호의 주파수의 약 1/2이다.

도 11의 (b)는 한 구현예에서 도 11의 (c)의 입력 RF 신호와 도 11의 (d)의 출력 신호사이의 트랜스퍼 기능을 한정하는 승산 인수이다. 알 수 있는 바와 같이, 승산 인수의 스위칭작용 주파수는 LO 주파수의 2배이다. 승산 인수와 RF 신호의 결과물은 한 구현예에서 도 11의 (d)의 출력신호를 한정한다.

도 12a는 주파수 트랜스레이터의 상기 구현예의 블록도이다. 상기 구현예에서, LO 소스(607)는 저역 필터(LPF)(609)에 결합되며, RF 소스(600)는 고역 필터(HPF)(608)에 결합된다. LPF(609)의 출력은 회로블록(606)으로 입력되며, 이는 신호선(602)을 통해 SPDT 스위치(603)를 제어하여 LO 주파수의 2배인 주파수에서 스위치하도록 한다.

HPF(408)의 출력은 +1 곱셈 블록(610)과 -1 곱셈 블록(611)에 결합된다. 스위치(603)가 상향위치에 있는 경우, +1 곱셈 블록(610)의 출력은 출력부(605)에 제공되며, 스위치가 하향위치에 있는 경우, -1 곱셈 블록(611)의 출력이 출력부(605)에 제공된다. 결과적으로, 승산 인수의 결과물을 대표하며, LO 주파수의 2배인 주파수에서 +1 및 -1 사이를 스위치하는 출력부(605) 및 HPF(608)으로부터 여과된 RF 신호 출력에서 신호가 생성된다.

승산 인수의 주파수에서의 신호는 혼합기의 핀 또는 노드에서의 신호로서 실제로 생성되지 않는다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 당업자가 평가한 바에 따르면, 상기 구현예의 목적이 LO 신호의 자체-혼합을 방지하는 것이기 때문에, 혼합기의 핀 또는 노드상에서 상기 신호를 실제로 생성하지 않으며, LO 주파수의 2배에서 핀 또는 노드에서의 신호생성은 상기 목적에 위배된다. 대신에, 상기 구현예에서 승산 인수는 (1)LO 주파수의 약 2배에서 일어나는 스위칭 작용; 및 (2)들어오는 여과된 RF 신호와 출력 신호사이의 트랜스퍼 작용을 간단히 설명한다.

도 11의 (e) 및 도 11의 (f)는 본 발명의 주파수 트랜스레이터의 다른 구현예에서 제공된 차동 출력신호의 예를 상술한다. 본 실시예에서 주파수 트랜스레이터로의 LO 입력은 도 11의 (a)에 도시된 신호로 추정되며, 본 실시예에서 주파수 트랜스레이터로의 RF 입력은 도 11의 (c)에 도시된 신호로 추정된다. 상기 구현예에서, 차동출력신호는 도 11의 (e)에 도시되어 있는 정상 성분(OUT⁺), 및 도 11의 (f)에 도시되어 있는 역상 성분(OUT^-)을 가진다. 도시된 바와 같이, 본 실시예에서 OUT⁺와 OUT^- 사이의 차이는 다른 구현예에 관한 도 11의 (d)에 도시된 신호 OUT와 동일하다.

도 12b는 차동 모드출력이 제공되는 주파수 트랜스레이터의 구현예의 블록선도이다. 도 12a와 비교할때, 유사한 소자들이 도 12b에서 참고숫자로 확인된다. 도시된 바와 같이, 입력포트(627)는 RF 신호를 수신하기 위해 제공되며, 입력포트(628)는 LO 신호를 수신하기 위해 제공된다. 본 구현예에서 LO 신호의 주파수는 RF 신호의 주파수의 약 1/2인 것을 추정된다.

상기와 같은 방법으로, HPF(608)는 RF 입력신호를 여과하도록 구성되어 있으며, LPF(609)는 LO 입력신호를 여과하도록 구성되어 있다. LPF(609)의 출력은 신호선(634)을 통해 SPDT 스위치(633)를 제어하는 회로블록(635)으로 입력으로서 제공된다. SPDT 스위치(633)는 출력의 정상성분인 OUT⁺ 및 출력의 역상성분인 OUT^-로 여과된 RF 입력을 스위칭하는 사이에서, LO 입력 주파수의 약 2배인 주파수에서 교대로 구성되어 있다. 도 11의 (d)-(e)에 도시된 신호는 상기 동작결과인 신호의 예이다.

도 12a-12b의 구현예를 비교하면, 두개 모두 LO 주파수에서 동작하는 스위칭 동작을 통해 RF 입력을 단일단자 또는 차동모드 출력으로 스위치한다는 것을 알 수 있다.

도 12a-12b에 도시된 구현예는 LO 입력이 RF 입력의 n번째(여기에서 n은 1 이상의 정수임) 순서 저조파인 경우로 쉽게 귀납할 수 있다는 것을 이해하여야 한다. 상기 경우에, LO 입력의 주파수는 RF 입력의 주파수의 약 1/n배이며, SPDT 스위치(603, 633)에 의해 대표되는 스위칭 동작의 주파수는 LO 입력의 주파수의 n배로 증가된다. 본 발명에 따른 주파수 트랜스레이터의 한 구현예를 동작하는 방법은 도 16에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 단계 1300에서는 RF 입력이 제공되며, 단계 1301에서는 RF 주파수의 약 1/2인 주파수에서 LO 입력이 제공된다. 단계 1302에서는 LO 신호가 RF 주파수에서 특정 성분을 실질적으로 여과제거하기 위해 여과된다. 단계 1303에서는 RF 신호가 LO 주파수에서 특정 성분들을 실질적으로 여과제거하기 위해 여과된다. 단계 1304에서는 LO 주파수의 2배에서 동작하는 스위칭 동작을 통해 출력으로 스위칭함으로써 여과된 RF 신호가 주파수 트랜스레이트된다. 한 구현예에서, 결과 출력신호는 승산 인수의 생성물을 대표하며, 이는 LO 주파수의 2배인 주파수에서 +1과 -1 사이를 스위치하는 승산 인수 및 여과된 RF 신호의 생성물을 대표한다.

상기와 같이, 승산 인수는 본 발명의 주파수 트랜스레이터에 의해 생성된 실제 신호를 대표하지 않는다. 대신에, 이는 한 구현예에서 주파수 트랜스레이터내에서 동작하는 스위칭 동작을 간단하게 대표하며, 또한 한 구현예에서 들어오는 RF 신호와 출력신호사이의 트랜스퍼 작용을 대표한다.

본 발명의 한 구체예에 따른 반-주파수 주사를 사용하는 혼합기의 구현예가 도 13에 도시되어 있다. 상기 예에서 혼합기는 RF 입력 블록(700), LO 입력 블록(701), 다이오드 블록(702) 및 출력 블록(703)으로 구성된다. 도시된 바와 같이, RF 및 LO 입력 블록은 연속결합된 2개의 다이오드로 구성된 다이오드 블록(702)과 연결된 시리즈를 통해 결합되어 있다. 그후, 다이오드 블록의 출력은 다이오드 블록의 출력을 저역필터하기 위한 저역 필터를 포함하는 출력 블록(703)에 결합된다. 본 구현예에서, LO 주파수는 RF 주파수의 약 1/2이기 때문에, 스위칭 동작은 다이오드 블록(702)에 의한 LO 주파수의 2배에서 제공된다.

도 18의 (a)-(c)는 본 구현예를 위한 시뮬레이트 파형을 도시한다. 도 18의 (a)는 블록(701)으로의 입력으로서 제공되는 LO 신호를 나타내며; 도 18의 (b)는 블록(700)으로의 입력으로서 제공되는 RF 신호를 나타내고; 및 도 18의 (c)는 블록(703)으로부터의 출력으로서 제공되는 출력신호를 나타낸다. 알 수 있는 바와 같이, 출력신호는 LO 주파수에서의 성분, 및 저주파수 성분을 가진다. 저주파수 성분은 소망하는 신호이다. 실제의 구현예에서, 출력 블록(703)내 저역필터는 LO 주파수 성분을 여과제거하도록 구성되어 있다.

RF 및 LO 입력사이의 누출효과를 감소시키기 위해 필터를 도입한 RF 및 LO 입력 블록의 구현예는 도 14a-14b에 도시되어 있다. 도 14a는 RF 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성된 저역필터와 통합된 LO 입력 블록을 나타낸다. 선 B-B'로 도시된 도 13의 상기 혼합기내 LO 입력 블록을 대체할 수 있다.

도 14b는 LO 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성된 고역필터와 통합된 RF 입력 블록을 나타낸다. 선 A-A'로 도시된 도 13의 상기 혼합기내 RF 입력 블록을 대체할 수 있다.

4. 트랜스시버에 대한 상세한 설명

도 6으로 되돌아가서, 한 구현예에서 DCR(310)은 다수의 DCR로부터 스위치 및 선택가능하며, 각각은 트랜스시버에 의해 처리되는 대역중 하나에 대응한다. 특히, 상기 구현예에서 DCR내 주파수 트랜스레이터의 제1 입력포트에 결합된 LPF의 절점 주파수 및 DCR내 주파수 트랜스레이터의 제2 입력포트에 결합된 HPF의 절점 주파수는 DCR에 대응하는 대역 이하 및 대역의 n번째(여기에서, n은 1 이상의 정수임) 저조파 이상이다. 동작에 있어서, 선택된 대역에 대응하는 DCR은 베이스밴드 필터(313) 및 스위치/선택기(306)로부터의 신호경로내에 있도록 선택 및 스위치된다.

도 6의 트랜스시버(110)의 동작방법은 이제 설명될 것이다. 먼저, 수신 대역이 선택되고, 수신 대역내 채널도 또한 선택된다. 그후, 국부발진기(311)가 조정되고/또는 주파수 조정기(312)는 신호(323)의 주파수가 선택된 수신채널 주파수의 n번째(여기에서, n은 1 이상의 정수임) 순서 저조파로 설정되도록 조정된다. 반면, 한 구현예에서 캐리어 입력소스(302)의 주파수는 선택된 대역을 위한 주파수 오프셋과 거의 동일하다.

그후 동작은 이중 전송, 즉 동시발생하는 전송 및 수신을 지지하기에 충분한 주파수에 의해 전송동작모드 및 수신동작모드 사이에서 앞뒤로 스위치한다. 각 시간 슬롯이 0.577mS 지속되고, 4회의 수신시간슬롯후에 4회의 전송시간슬롯이 있는 도 3의 TDMA 프레임 포맷이 사용가능하다고 가정하면, 트랜스시버(110)는 전송기와 수신기 모드사이에서 매 2.308mS로 앞뒤로 스위치할 것이다.

수신동작모드에서, 신호는 선택된 대역으로 제한되도록 안테나(307)로부터 수신되어 대역필터(308)에 의해 대역한정된다. 상기 신호는 LNA(309)에 의해 증폭하고, DCR(310)으로 입력한다. DCR(310)은 단일 단계에서 베이스밴드 주파수로 신호(324)를 다운컨버팅한다. DCR(323)으로부터 생성되는 출력신호(435)는 그후 베이스밴드 필터 및 증폭기(313)를 통해 통과된다. 그 결과는 베이스밴드 수신신호(314)이다.

전송동작모드에서, 베이스밴드 전송신호(300)는 캐리어 입력소스(302)에 의해 제공된 캐리어 신호를 변조하기 위해 사용된다. 한 구현예에서, 캐리어 신호는 선택된 대역에 대한 대략 주파수 오프셋이다. 그후, 결과 출력신호는 주파수 조정기(312)로부터의 신호(323) 출력에 대응하는 업컨버터(303)에 의해 전송 주파수로 업컨버트된다. 한 구현예에서, 전송주파수 f₄는 f₁, 신호(323)의 주파수 f₁ 및 f₃, 캐리어 입력소스(302)에 의해 제공된 신호의 주파수에 의해 구현되는 저조파 순서 n과의 관계: f₄≒nf₁-f₃를 산출한다. 전력증폭기(305)에 의한 증폭후 결과 신호는 안테나(307)에 의해 전송된다.

캐리어 입력소스(302), 변조기(301) 및 업컨버터(303)가 도 6에서 각각의 블록 또는 소자로 도시되어 있지만, 상기 하나 이상의 소자 또는 블록이 함께 조합함으로써 구현할 수 있다고 이해해야 한다. 예를 들어, 업컨버터(303)가 트랜스레이 션 루프를 포함하고, 변조기(301) 및 캐리어 입력소스(302)가 트랜스레이션 루프내에 포함되는 구성이 가능하다.

본 발명에 따른 트랜스시버의 제1 구현예는 도 8에 도시되어 있으며, 이는 도 6에 비해 유사한 확인번호를 갖는 유사한 소자들이 참고되어 있다. 상기 구현예는 GSM 및 DCS 대역에서 전체 이중 커뮤니케이션을 처리하도록 구성되어 있다.

본 구현예에서, 소자(306)는 대역 선택기와 통합된 T_x/R_x 스위치(306)를 포함한다. 소자(306)는 GSM 대역에 대한 전송동작모드가 선택되면 신호선(550)으로; DCS 대역에 대한 전송동작모드가 선택되면 신호선(551)으로; GSM 대역에 대한 수신모드가 선택되면 신호선(552)으로; 및 DCS에 대한 수신모드가 선택되면 신호선(553)으로 안테나(307)을 결합하는 기능을 한다.

트랜스시버의 수신부는 국부발진기(311), 더블러(312), DCR(310a, 310b), LNA(309a, 309b), 대역필터(308a, 308b), 및 대역 게인 및 필터 체인(313)으로 구성된다. 트랜스시버의 전송부는 저주파수 오프셋 소스(302), 사각 변조기(301), 트랜스레이션 루프 업컨버터(303), 파스(304a, 304b) 및 전력제어 및 검출기(305)로 구성되어 있다.

국부발진기(311)는 기준 주파수의 소스로서 수정 발진기(515)를 포함하는 위상동기루프(PLL), 기준 분배기(580), 위상-주파수 검출기(PFD)(516), 루프 필터(517), 전압-제어 발진기(VCO)(518) 및 프랙션 N 합성기(529)로 구성되어 있다. 본 구현예에서 수정 발진기는 13㎒에서 출력을 제공한다. 기준 분배기(580) 는 13으로 나누어지도록 구성되어 있다. 루프 필터(517)는 공지된 기술에 따라 주어진 록 범위 및/또는 감폭 요소를 이루도록 구성되어 있다. VCO는 GSM 수신대역의 약 1/2 또는 DCS 수신대역의 약 1/4와 동일한, 50㎑ 증가량에서 450.25㎒-480㎒ 범위의 주파수를 갖는 출력신호를 제공하도록 구성되어 있다.

프랙션 N 합성기는 0.05의 증가량으로 450.25 내지 480 범위의 수에 의해 디바이드되도록 설정된 이중 모듈러스 계수기를 포함한다. 바람직하게는, 합성기는 하기 수학식 2에 따른 변수 A와 B에 의해 특정된 중량을 재면서 N과 N+1의 평균중량으로 나눈 이중 모듈러스 계수기를 포함한다:

따라서, 450.35의 디바이드 비율을 얻기 위해, N은 450과 같도록 설정되고, A는 65와 같도록 설정되고, B는 35와 같도록 설정되어야 한다. VCO(518)의 출력 주파수는 1㎒의 기준 주파수 및 상기 디바이드 비율의 생성물이다. 동작에 있어서, N, A 및 B의 값은 선택된 채널에 대응설정되어 있다. 선택된 대역이 GSM 대역인 경우에, 상기 변수들은 VCO의 출력이 채널 주파수의 약 1/2이도록 설정된다. 선택된 대역이 DCS 대역인 경우에, 상기 변수들은 VCO의 출력이 채널 주파수의 약 1/4이도록 설정된다.

신호선(519)상 VCO(518)의 출력은 주파수 더블러(312)에 제공된다. 또한, DCR(310a)의 LO 입력(516a)에도 제공된다. 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)의 필터(512)에 입력으로서 추가제공된다. 주파수 더블러(312)는 VCO(518)의 출력 주파 수를 2배로 하며, DCR(310b)의 LO 입력(561b) 및 트랜스레이션 업컨버터(303)의 필터(513)의 입력과 같다.

DCR(310a, 310b)은 상기 기술된 종류의 두 개의 직접변환 수신기이다. 둘다 LO 입력(561a, 561b) 및 RF 입력(560a, 560b)을 가진다. LPF(525)는 DCR(310a)의 LO 입력(561a)과 일체형이며, LPF(570)는 DCR(310b)의 LO 입력(561b)와 일체형이다. 한 구현예에서, LPF(525)는 500㎒의 절점 주파수를 가지며, LPF(570)는 1㎓의 절점 주파수를 가진다. HPF(521)는 DCR(310a)의 RF 입력(560a)와 일체형이며, HPF(526)는 DCR(310b)의 RF 입력과 일체형이다. 한 구현예에서, HPF(521)의 절점 주파수는 0.85㎓이며, HPF(526)의 절점 주파수는 1.7㎓이다.

양쪽은 1/4 복조기로서 실시된다. 따라서, DCR(310a)은 2개의 믹서(522, 523)를 포함하며, DCR(310b)은 2개의 믹서(527, 528)를 포함한다. 이들 믹서의 각각은 LO 입력과 RF 입력을 가지며, 각각은 LO 입력에 제공된 신호의 주파수를 두번 변환하도록 구동된다. 믹서(522)의 LO 입력은 VCO(518)의 출력으로부터 구동된다. 믹서(522)의 LO 입력에 공급된 신호는 위상 시프터(524)에 의해 90°시프트되며, 믹서(523)에 LO 입력으로서 제공된다. 믹서(524)의 출력은 GSM 대역이 선택될 때 베이스밴드 이득과 필터 체인(313)으로의 I 입력이다.

믹서(527)의 LO 입력에 공급된 신호는 더블러(312)의 출력으로부터 구동된다. 이 신호는 위상 시프터(529)에 의해 90°시프트되며, 믹서(528)의 LO 입력에 공급된다. 믹서(527)의 출력은 베이스밴드 이득 및 필터 체인(313)에 I 입력을 시작하며, 믹서(528)의 출력은 베이스밴드 이득 및 필터 체인(313)에 Q 출력을 시작 하며, 이 경우에 있어서 DCS 대역이 선택된 대역이다.

소자(306)로부터의 신호 라인(552)은 GSM 수신 대역과 일반적으로 일치하는 통과대역을 가지는 베이스패스 필터(308a)에 입력된다. 일실시예에 있어서, 필터(308a)의 통과대역은 925-960MHz의 GSM 수신대역이다. 필터(308a)의 출력은 GSM 대역과 사용하기에 적합한 LNA(309a)에 입력으로서 제공된다. LNA(309a)의 출력은 DCR(310a)의 RF 입력(560a)에 공급된다.

소자(306)로부터의 신호 라인(553)은 1805-1880MHz의 DCS 수신대역과 일반적으로 일치하는 통과대역을 가지는 베이스패스 필터(308b)에 입력된다. 필터(308b)의 출력은 DCS 대역과 사용하기에 적합한 LNA(309b)에 입력으로서 제공된다. LNA(309b)의 출력은 DCR(310b)의 RF 입력(560b)에 공급된다.

저주파수 오프셋(LCO) 공급원(302)은 선택된 대역이 GSM인 경우에는 39MHz의 주파수, 선택된 대역이 DCS인 경우에는 91MHz의 주파수에서 1/4 변조기(301)에 캐리어 입력을 제공하는 주파수 트랜스레이터(531)를 포함한다. 39MHz 주파수는 13MHz 결정 발진기 주파수에 3을 승산하는 것에 의해 얻어진다. 91MHz 주파수는 13MHz 결정 발진기 주파수에 7을 승산하는 것에 의해 얻어진다. 이들 주파수는 GSM의 경우에는 45MHz, DCS의 경우에는 95MHz의 선택된 대역에 대한 전송 및 수신 채널 사이의 주파수 오프셋에 대략 동일하다.

1/4 변조기(301)는 믹서(500, 501), 합산기(502) 및 위상 시프터(503)를 포함한다. 믹서(500)는 전송되는 베이스밴드 신호(300)의 I 성분을 수신하여, LCO 공급원(302)에 의해 제공된 신호에 의해 승산된다. 믹서(501)는 전송되는 베이스 밴드 신호(300)의 Q성분을 수신하여, LCO 공급원(302)로부터의 신호 출력의 90°시프트된 버전에 의해 승산된다. 이 위상 시프트된 신호는 위상 시프터(503)에 의해 제공된다. 2개의 믹서의 출력은 1/4 변조기(301)의 출력 신호로부터 합산기(502)에 의해 더해진다.

그 후, 1/4 변조기(301)의 출력은 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)에 입력으로서 제공된다. 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)는 필터(504), 위상 검출기(505), 루프 필터(506), VCO(507), VCO(508), 멀티플렉서(509), 다운컨버젼 믹서(510), 및 필터(511, 512, 513)을 포함한다.

1/4 변조기(301)의 출력은 필터(504)에 입력으로서 제공된다. 필터(504)는 전송 중간 주파수의 제 3 조파를 억제하는 기능을 한다. 필터9504)의 출력은 위상 검출기(505)에 입력으로서 제공된다. 위상 검출기(505)로의 다른 입력은 필터(511)의 출력이다. 위상 검출기(505)는 2개의 입력으로 제공된 신호의 위상을 포함하며, 2개의 입력 신호 사이의 위상차에 비례하는 크기를 갖는 신호를 출력한다. 위상 검출기(505)의 출력은 루프 필터(506)에 의해 여과되어, VCO(507, 508)에 입력으로서 제공된다.

VCO(507)는 필터(507)로부터의 신호 출력에 반응하여 결정되는 정밀한 출력 주파수로, 1710-1785MHz의 DCS 전송 대역의 구역에서의 주파수를 갖는 신호를 출력하도록 구성되어 있다. VCO(508)는 필터(507)로부터의 신호 출력에 반응하여 결정되는 정밀한 출력 주파수로, 890-915MHz의 GSM 전송 대역의 구역에서의 주파수를 갖는 신호를 출력하도록 구성되어 있다.

VCO(507, 508)의 출력은 선택된 대역에 기초한 2개의 신호중 하나를 선택하는 멀티플렉서(509)에 입력되어, 믹서(510)의 RF 입력으로 선택된 신호를 공급한다. DCS대역이 선택된 대역이면, VCO(507)의 출력이 선택되며; GSM대역이 선택된 대역이면 VCO(508)의 출력이 선택된다.

필터(512)는 VCO(508)의 출력을 입력으로서 수신하는 저역 필터이다. 일실시예에 있어서, 필터(512)의 코너 주파수는 500MHz이다. 필터(513)는 더블러(312)의 출력을 입력으로서 수신하는 저역 필터이다. 일실시예에 있어서, 필터(513)의 코너 주파수는 1GHz이다.

필터(512, 513)의 출력은 선택된 대역에 기초한 입력중 하나를 선택하는 멀티플렉서(571)에 입력되어, 믹서(510)의 RF 입력으로 선택된 신호를 공급한다. 필터(512, 613)는 믹서(510)가 어떠한 노출된 미여과된 포트가 없도록 믹서(510)의 RF 입력과 통합된다. 믹서(510)는 LO 입력에 제공된 신호의 주파수를 두번 변환하도록 구성되어 있다. GSM대역이 선택된 대역이면, 필터(512)의 출력은 믹서(510)의 LO 입력에 제공된다. DCS대역이 선택된 대역이면, 필터(513)의 출력은 믹서(510)의 LO 입력에 제공된다.

믹서(510)의 LO 입력에 공급된 신호의 주파수는 선택된 대역에 대한 선택된 수신 채널 주파수의 약 1/2이다. 특히, DCS가 선택된 대역인 경우에 있어서, LO 주파수는 (F_TX+91MHz)/2로 설정된다. GSM이 선택된 대역인 경우에 있어서, LO 주파수는 (F_TX+39MHz)/2로 설정된다. 믹서(510)의 출력은 선택된 대역에 대한 저주파수 오프셋과 대단히 높은 주파수의 2개의 주요 성분을 가질 것이다. 필터(511)는 믹서(510)의 출력을 수신하는 필터로, 고주파수 성분을 감쇄시킨다. 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋에 대한 나머지 성분은 위상 검출기(505)에 입력으로서 제공된다.

DCS 대역이 선택된 대역인 경우에 있어서, VCO(507)의 출력은 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋을 감산하는 선택된 수신 대역인 선택된 전송 대역의 주파수에 있다. VCO(507)의 출력은 PA(304a)에 입력으로서 제공된다. 전력 제어 및 검출기(305)는 PA(304a)에 의한 신호 출력의 전력이 소정 레벨이 되도록 PA(304a)에 의해 제공된 레벨의 증폭을 제어한다. 그 후, PA(304a)의 출력은 신호 라인(551)을 거쳐 소자(306)에 입력으로서 제공된다. 전술한 바와 같이, 소자(306)는 선택된 대역이 DCS대역인 경우에는 안테나(307)에 신호 라인(551)을 결합시키며, 사실상 조작의 전송 모드이다.

GSM 대역이 선택된 대역인 경우에 있어서, VCO(508)의 출력은 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋을 감산하는 선택된 수신 대역인 선택된 전송 대역의 주파수에 있다. VCO(508)의 출력은 PA(304b)에 입력으로서 제공된다. 전력 제어 및 검출기(305)는 PA(304b)에 의한 신호 출력의 전력이 소정 레벨이 되도록 PA(304b)에 의해 제공된 레벨의 증폭을 제어한다. 그 후, PA(304b)의 출력은 신호 라인(550)을 거쳐 소자(306)에 입력으로서 제공된다. 전술한 바와 같이, 소자(306)는 선택된 대역이 GSM대역인 경우에는 안테나(307)에 신호 라인(550)을 결합시키며, 사실상 조작의 전송 모드이다.

도 8의 실시의 일반적인 조작에 대해 설명한다. 조작의 수신 모드를 첫번째로 기술하며, 조작의 전송 모드는 후술한다.

선택된 대역이 GSM대역인 경우에 있어서, 분수 N 신시사이저(519)의 분할비율은 VCO(518)의 출력이 선택된 수신 채널 주파수의 약 1/2의 주파수가 되도록 설정된다.

신호는 안테나(307)를 거쳐 수신되어 소자(308)에 의해 필터(308a)에 제공된다. 필터(308a)는 925-960MHz의 GSM 수신대역내에 있도록 신호를 대역한정하며, LNA(309a)는 신호를 증폭한다. DCR(310a)은 신호 단계에서의 베이스밴드 주파수에 신호를 다운컨버트하며, 필터(521, 525)는 믹서(522, 523)의 LO 입력과 RF 입력 사이의 어떠한 누설의 영향을 억제한다. 이들 믹서는 선택된 채널 주파수에 대해 LO 입력에 공급된 주파수를 두번 변환시키는 작용을 한다.

결과 I와 Q신호는 선택된 채널 주파수를 두 번 변환시키는 것에 의해 I 및 Q신호의 성분을 감쇄시키는 베이스밴드 이득 및 필터 체인(313)에 입력되며 베이스밴드 주파수에서 떠나는 I 및 Q성분은 도면의 참조부호 "314"에서 식별된다.

선택된 대역이 DCS대역인 경우에 있어서, 분수 N 신시사이저(519)의 분할비율은 VCO(518)의 출력이 선택된 수신 채널 주파수의 약 1/4의 주파수가 되도록 설정된다.

신호는 안테나(307)를 거쳐 수신되어 소자(306)에 의해 필터(308b)에 제공된다. 필터(308b)는 1805-1880MHz의 DCS 수신대역내에 있도록 신호를 대역한정하며, LNA(309b)는 신호를 증폭한다. DCR(310b)은 신호 단계에서의 베이스밴드 주파수에 신호를 다운컨버트하며, 필터(526, 570)는 믹서(527, 528)의 LO 입력과 RF 입력 사이의 어떠한 누설의 영향을 억제한다. 이들 믹서는 선택된 채널 주파수에 대해 LO 입력에 공급된 주파수를 두번 변환시키는 작용을 한다.

조작의 전송 모드에 있어서, 선택된 대역이 GSM대역인 경우에 신호 라인(550)은 소자(306)에 의해 안테나(307)에 결합된다.

주파수 곱셈기(531)는 승산 인자가 3이 되도록 설정되어 있다. 주파수 39MHz에서의 출력은 1/4 변조기(301)의 캐리어 입력에 공급된다. 1/4 변조기(301)는 전송되는 신호(300)의 I 및 Q성분으로 캐리어 입력을 변조한다. 1/4 변조기(301)의 출력의 캐리어 주파수는 GSM대역의 주파수 오프셋에 대해 39MHz이다.

1/4 변조기의 출력은 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)에 제공된다. 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)는 선택된 전송 채널 주파수에 있도록 신호의 주파수를 업컨버트하는 작용을 한다. 루프 기능은 아래와 같다. VCO(508)의 출력은 멀티플렉서(508)를 통하여 믹서(510)에 결합되어 있다. 위상 검출기(505)는 신호의 위상이 대략 동일한 2개의 입력에 있을 때까지 그의 출력을 조정한다. 이 효과는 이 위상 관계가 존재할 때까지 VCO(508)의 출력의 주파수를 조정하도록 한다. 이는 VCO(508)의 출력에서의 주파수가 믹서(510)의 LO 입력에서 공급된 신호의 주파수( 선택된 수신 채널 주파수)에서 39MHz 두번 뺀 것과 동일할 때 발생할 것이다. 특히, 믹서(510)의 LO 입력에 공급된 신호의 주파수는 (F_TX+39MHz)/2로, F_TX는 전송 주파수이다. 이 주파수는 선택된 수신 채널 주파수에서 대역에 대한 주파수 오프셋을 뺀 것과 대략 동일하다.

선택된 대역이 DCS대역인 경우에는, 신호 라인(551)은 소자(306)에 의해 안테나(307)에 결합되어 있다.

주파수 곱셈기(531)는 승산 인자가 7이 되도록 설정되어 있다. 주파수 91MHz에서의 출력은 1/4 변조기(301)의 캐리어 입력에 공급된다. 1/4 변조기(301)는 전송되는 신호(300)의 I 및 Q성분으로 캐리어 입력을 변조한다. 1/4 변조기(301)의 출력의 캐리어 주파수는 DCS대역의 주파수 오프셋에 대해 91MHz이다.

1/4 변조기의 출력은 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)에 제공된다. 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)는 선택된 전송 채널 주파수에 있도록 신호의 주파수를 업컨버트하는 작용을 한다. 루프 기능은 아래와 같다. VCO(507)의 출력은 멀티플렉서(509)를 통하여 믹서(510)에 결합되어 있다. 위상 검출기(505)는 신호의 위상이 대략 동일한 2개의 입력에 있을 때까지 그의 출력을 조정한다. 이 효과는 이 위상 관계가 존재할 때까지 VCO(507)의 출력의 주파수를 조정하도록 한다. 이는 VCO(507)의 출력에서의 주파수가 믹서(510)의 LO 입력에서 공급된 신호의 주파수(선택된 수신 채널 주파수)에서 91MHz 두번 뺀 것과 동일할 때 발생할 것이다. 특 히, 믹서(510)의 LO 입력에 공급된 신호의 주파수는 (F_TX+91MHz)/2로, F_TX는 전송 주파수이다. 이 주파수는 선택된 수신 채널 주파수에서 대역에 대한 주파수 오프셋을 뺀 것과 대략 동일하다.

본 발명의 제 2 실시예는 도 9에 도시되어 있다. 이 실시예는 LOC공급원(302)이 다른 것을 제외하고는 도 8의 실시예와 동일하다. 도 9에 있어서, LCO공급원(302)은 주파수 분할기(580)를 포함한다. 주파수 분할기(580)는 VCO(518)의 출력을 입력으로서 수신하여, 선택된 대역에 감응하는 결정된 가변 분할 비율에 의해 주파수를 분할한다. GSM대역이 선택된 경우에 있어서, 분할 비율은 10이며, 출력 신호의 주파수는 GSM대역에 대한 주파수 오프셋에 대해 45.00-48.00MHz의 범위일 것이다. DCS대역이 선택된 경우에 있어서, 분할 비율은 5이며, 출력 신호의 주파수는 DCS대역에 대한 주파수 오프셋에 대해 90.00-96.00MHz의 범위일 것이다. 이 차이를 제외하고는 도 9의 실시예는 도 8의 것과 동일하다.

본 발명의 제 3 실시예는 도 10에 도시되어 있다. 이 실시예는 1/4 변조기(301)와 LCO공급원(302) 양쪽이 트랜스레이션 루프 업컨버터(303)내에 위치되어 있고, 위상 검출기(505)의 입력이 변경되어 있으며, 주파기 분할기(532)가 루프에 부가되어 있는 것을 제외하고는 도 8과 동일하다. 특히, 도 10의 실시예에 있어서, 1/4 변조기(301)의 출력은 주파수 분할기(532)에 결합되어 있다.

주파수 분할기(532)는 선택된 대역에 따른 가변 분할 비율에 의해 1/4 변조기(301)의 출력의 주파수를 분할한다. 선택된 대역이 GSM 대역이면, 분할비율은 3 이며; DCS 대역이 선택된 대역이면 분할 비율은 7이다. 주파수 분할기(301)의 출력은 전술한 필터(504)에 결합되어 있다. 필터(504)의 출력은 위상 검출기(505)의 입력에 결합되어 있다. 위상 검출기(505)의 다른 입력은 결정 발진기(515)의 13MHz 출력이다. 위상 검출기(505)는 2개의 입력의 위상을 포함하며, 2개의 입력이 동등할 때까지 그의 출력을 조정한다.

이 실시예에 있어서 LCO공급원(302)은 필터(511)를 통과한 후의 믹서(510)의 출력이다. 루프가 폐쇄일때, 이 출력은 결정 발진기(515)로부터의 13MHz 기준 주파수 출력에 의해 승산된 주파수 분할기(532)에 의해 공급된 분할 비율과 동등한 주파수일 것이다. GSM대역의 경우에 있어서는 39MHz일 것이며; DCS대역의 경우에 있어서는 91MHz일 것이다. 이 주파수는 분할기(522)에 의해 분할되어 필터(504)의 출력이 위상 검출기(505)로의 입력일 때 13MHz이다. 한편, 루프의 조작은 도 8에 기술된 것과 같다.

완전 2중 전송 및 수취를 제공하는 방법은 도 19에 도시되어 있다. 단계 3000에 있어서, 주파수 대역은 복수의 대역에서 선택된다. 일실시예에 있어서, 대역은 GSM대역과 DCS대역에서 선택된다. 다른 실시예에 있어서, 밴드는 GSM, DCS 및 PCS대역에서 선택된다. 단계 3001에 있어서, 신호는 선택된 대역내의 채널에서 수신된다. 단계 3002에 있어서, 수신된 신호는 채널 주파수의 n번째 저조파인 첫번째 신호를 이용하여 베이스밴드 신호로 직접 변환되며, n은 1 이상의 정수이다. 단계 3004에 있어서, 제 2 베이스밴드 신호는 전송 주파수로 업컨버트된다. 일실시예에 있어서, 이 단계는 제 2 베이스밴드 신호로 캐리어 신호를 변조하는 보조단 계를 포함하며, 그 후 전송 주파수로 변조된 신호를 업컨버팅한다. 일실시예에 있어서, 캐리어 신호는 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋에 대략 동등한 주파수이며, 전송 주파수는 수신된 신호의 주파수에서 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋을 뺀 것과 대략 동등하다.

상기 구조는 단지 하나의 주 발진기를 요구하는 것에 의해 시스템에 있어서 2중-대역 트랜시버의 비용을 크게 낮추는 이점을 가진다. 또한, 발진기는 약 1/2주파수(GSM 대역) 또는 약 1/4 주파수(DCS 대역)에서 조작되며, 좁은 범위(약 30MHz)의 동조 범위가 필요하며, 따라서 더 나은 VCO 위상 성능을 허용한다. 또한, 리시버에서의 직접 변환을 이용하는 것으로, 믹서의 LO와 RF 포트사이의 누설 문제를 피할 수 있으며 IF 믹서를 생략할 수 있다.

B. 직접 변환 수신기

본 발명은 또한 전술한 구조에서 독립적인 직접 변환 수신기를 포함한다.

1. 예비 토의 : 직접 변환 수신기

직접 변환 수신기, 즉 입력 RF 신호의 베이스밴드부인 수신기는 도 21에 도시된 단일 단계에서의 베이스밴드 주파수로 다운컨버터된다. 도시된 바와 같이, 도 21의 수신기는 믹서(4111)의 RF 입력 포트(4119)에 결합된 안테나(4100)를 포함한다. 믹서(4111)는 LO 입력 포트(4114)와 출력 포트(4101)를 가진다. 믹서는 RF와 LO 입력 포트에 제공된 신호를 혼합하여, 혼합된 신호를 출력 포트에 제공한다. 도 21의 수신기에 있어서, LO 입력 포트에 제공된 신호의 주파수 f_LO는 RF 입 력 포트에 제공된 신호의 주파수 f_RF와 f_LO

f_RF와 같이 매치된다. 믹서(4111)의 출력 포트(4101)에 제공된 혼합된 신호는 베이스밴드 주파수 f_BB에서의 제 1 성분, 및 2번의 LO 또는 RF 주파수, 2f_LO에서의 제 1 성분을 가진다.

믹서(4114)의 출력 포트(4101)는 신호 라인(4113)을 통하여 LPF(4112)에 결합되어 있다. LPF(4112)의 목적은 혼합기(4111)로부터의 신호 출력의 베이스밴드 성분을 주파수 2f_LO에서의 고주파수 성분으로부터 격리시키기 위한 것이다. LPF(4112)는 또한 소망 대역 f_BB 둘레 외측의 어떠한 원치않는 신호를 물리친다. RF 신호의 베이스밴드부는 안테나(4100)를 거쳐 수신된 것을 나타낸다.

도 20과 도 21을 비료하면, 도 21의 구성의 이점은 믹서, 필터(BPF(4003)), 및 이들 성분의 조합된 비용의 제거에 있다는 것을 알 수 있다. 그러나, 이 구성은 믹서의 RF 및 IF 입력 포트상의 신호 사이에 누설이 생기기 쉬운 문제점이 있다. 이 문제점은 이하에서 더 설명한다.

도 21을 참조하면, LO 입력 포트에 제공된 신호의 일부분이 RF 입력 포트상으로 누설되는 경우를 생각할 수 있다. 이러한 것은 도 21의 참조부호 "4116"으로 나타낸다. 이 부분은 원 LO 신호로 믹서(4111)에 의해 혼합될 것이며, 따라서 베이스밴드 주파수에서 출력 신호내의 왜곡이 생성된다. 이 왜곡은 베이스밴드 주파수에 있기 때문에, LPF(4112)를 통과하여 신호 라인(4115)상에 제공된 출력 신호내에 나타날 것이다. 출력 신호는 안테나(4100)를 거쳐 수신된 입력 신호의 베이스 밴드부에 대한 왜곡의 결과이다.

다음으로, RF 입력 포트에 제공된 신호의 일부분이 LO 입력 포트상으로 누설되는 경우를 생각할 수 있다. 이러한 것은 도 21의 참조부호 "4117"로 나타낸다. 이 부분은 원 RF 신호로 믹서(4111)에 의해 혼합될 것이며, 따라서 베이스밴드 주파수에서 출력 신호내의 왜곡이 생성된다. 다시, 이 왜곡은 베이스밴드 주파수에서의 왜곡으로 신호 라인(4115)상에 제공된 출력 신호에 나타날 것이다.

RF 및 LO 입력 신호 사이의 누설에 부가하여, LO 신호가 안테나(4100)에서 누설되고 방사되는 다른 문제점이 생긴다. 이 누설은 도 21의 참조부호 "4118"로 나타낸다. 이 누설은 방사된 LO 성분이 다른 수신기에 의해 수신된 RF 신호로서 의 동일한 주파수에 있기 때문에 동일한 그래픽 영역으로 나타날 수 있는 다른 유사한 수신기를 구비한 인터페이스일 수 있다.

이 누설 문제는 도 21의 직접 전환 수신기가 GSM 이동 무선 핸드셋과 같은 적용과, 누설에 의해 도입된 왜곡이 이들 적용에 부적합하기 때문에 큰 블록커 억제 요구를 갖는 다른 시스템에 사용하기에 부적합하게 한다.

이 문제점을 해결하기 위한 노력은 RF와 LO 입력 사이를 차폐하고 물리적 분리를 수행하는 것이다. 그러나, 차폐는 현재의 이동 무선 전화기에서의 900MHz 이상의 고주파수에는 비효과적이다. 더우기, 물리적 분리는 필요이상의 공간을 차지해 집적회로에서 실행불가능하다.

누설에 의해 도입된 왜곡은 믹서 출력에서 원치않는 DC에서의 결과이다. GSM 및 어떤 다른 시스템에 대해, 이 DC는 소망 신호가 그 자체에 DC를 함유할 수 있기 때문에 블록킹 커패시터로서의 작용에 의해 제거되는 것이 허용되지 않는다.

2. 누설 영향의 감소

본 발명은 누설의 영향을 감소시키도록 구성된 직접 변환 수신기를 포함한다. 본 발명에 따른 직접 변환 수신기 시스템의 제 1 실시예는 도 22에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 시스템은 처리 회로(4334)에 결합된 안테나(4300)를 포함한다. 안테나는 제 1 주파수에서 제 1 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 일실시예에 있어서, 제 1 신호는 RF 캐리어상으로 변조된 베이스밴드 신호이다. 처리 회로(4334)는 입력 신호상의 어떤 표준처리조작을 실행하도록 구성되어 있으며, 전체 시스템이 모든 수신 채널로 이루어진 대역을 수신하는 소정 주파수 범위내에 있도록 입력 신호를 대역한정하는 것을 포함한다. 일실시예에 있어서, 처리 회로는 이 대역한정 테스크를 실행하기 위한 대역통과 필터를 포함한다. 이들 처리 단계는 본 발명이 속하는 분야에 공지되어 있으며, 상세한 설명은 생략한다.

수신기 시스템의 제 1 실시예에는 제 1 입력 포트(4330), 제 1 입력 포트(4331) 및 출력 포트(4339)를 갖는 곱셈기(4338)가 또한 포함된다. 제 1 입력 포트(4330)는 주파수 f₁에서 처리 회로(4334)의 출력을 수신하도록 구성되어 있다. 일실시예에 있어서, 곱셈기는 믹서이며, 제 1 입력 포트는 RF 입력 포트이다. 제 2 입력 포트는 발진기 회로(도시되지 않음)로부터의 제 2 주파수 f₂에서 제 2 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 일실시예에 있어서, 제 2 입력 포트는 LO 입력 포트이며, 발진기 회로는 국부 발진기 회로이며, 제 2 신호는 국부 발진기 회로에 의해 생성된 LO신호이다.

발진기 회로는 제 1 주파수 f₁과 어떤 관계를 가지는 제 2 주파수 f₂에서 제 2 신호를 발생시키도록 구성되어 있다. 특히, 이 관계에 따르면, 제 1 주파수 f₁은 f₁

nf₂, n은 정수와 같이 제 2 주파수 f₂의 정수배이다. 일실시예에 있어서, n이 2이면, 제 2 주파수는 제 1 주파수의 약 1/2이며, 정확하게 RF 캐리어의 1/2 주파수이다. 일실시예에 있어서, 제 2 주파수는 LO 주파수이며, 제 1 주파수는 RF 주파수이며, n이 2이면 LO 주파수는 RF 주파수의 약 1/2이다. 이 실시예는 1/2 주파수 주입으로 알려진 것에 유용하다.

상기 시스템에는 필터(4333, 4332)가 또한 포함되어 있다. 도시된 바와 같이, 필터(4333)는 곱셈기(4338)의 제 1 입력 포트(4330)에 결합되어 있으며, 필터(4332)는 곱셈기(4338)의 제 2 입력 포트(4331)에 결합되어 있다. 이들 필터는 곱셈기/믹서가 노출된 미여과된 포트를 가지지 않도록 곱셈기/믹서 회로에 내장이거나 또는 원천적이다. 이들 필터의 목적은 제 1 및 제 2 입력 포트(4330, 4332)사이의 누설의 영향을 감소시키기 위한 것이다. 필터(4333)는 주파수 f₂를 실질적으로 여과하며, 필터(4332)는 주파수 f₁을 실질적으로 여과한다. 일실시예에 있어서, 필터(4333)는 고역 필터이며, 필터(43320는 저역 필터이다. 일실시예에 있어서, 필터(4333)는 입력 포트(4330)와 일체이며, 필터(4332)는 입력 포트(4331)과 일체이다.

곱셈기(4338)는 필터(4333, 4332)에 의해 각각 여과된 후에 제 1 및 제 2 입력 포트(4330, 4331)에서 각각 나타나는 제 1 및 제 2 신호를 승산하여, 출력 포트(4339)에 승산된 신호를 제공하도록 구성되어 있다.

곱셈기(4338)는 곱셈기의 출력에서 베이스밴드 성분이 출력의 1차 성분이 되도록 주파수 f2의 비율을 n배 증가시키는 스위칭 작용으로 제 1 및 제 2 신호를 승산하도록 구성되어 있다. 곱셈기(4338)의 이 관점은 도 15의 (a)-(b)를 참조하여 설명한다. 도 15의 (a)를 참조하면, LO 입력의 주파수가 RF 캐리어의 1/2인 종래의 곱셈기의 주파수 도메인에서의 조작을 도시하며 스위칭 작용이 LO 주파수에서 유지되는 것을 도시한다. 참조부호 "900"으로 나타낸 입력 RF 신호는 입력 RF 신호의 1/2 에너지를 각각 갖는 2개의 1차 출력 성분으로 분할된다. 참조부호 "1101"로 나타낸 1차 성분은 LO 주파수와 동등하거나 또는 1/2 RF 주파수인 주파수로 집중된다. 참조부호 "1102"로 나타낸 2차 성분은 LO 주파수의 3배와 동등하거나 또는 3/2 RF 캐리어 주파수인 주파수로 집중된다. 이는 이하의 식으로부터 알 수 있다.

전술한 1차 성분은 1/2 f_RF 또는 f_LO이며, 전술한 2차 성분은 주파수 3/2f_RF 또는 3f_LO이다. 여기에서, 베이스밴드 주파수에서의 1차 성분은 없다는 것을 알 수 있다.

도 15의 (b)를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 LO 주파수 2배에 동등한 스위칭 작용을 제공하도록 구성된 곱셈기의 주파수 도메인에서의 조작을 도시한다. 참조부호 "1103"으로 나타낸 입력 RF 신호는 참조부호 "1104, "1105"로 나타낸 2개의 1차 출력 성분으로 분할된다. 참조부호 "1104"로 나타낸 1차 성분은 베이스밴드 주파수로 집중되며, 참조부호 "1105"로 나타낸 2차 성분은 RF 주파수 2배 또는 2fRF로 집중된다. 베이스밴드 주파수에서 1차 성분은 도 15의 (b)의 곱셈기에는 제공되어 있지만 도 15의 (a)의 곱셈기에는 제공되어 있지 않다.

본 발명의 일실시예에 따라 구성된 곱셈기의 시간 도메인에서의 조작은 도 23의 (a)-(d)를 참조하여 설명한다. 도 23의 (a)는 곱셈기의 제 2 입력에 공급된 LO 신호의 예를 나타내며, 도 23의 (c)는 곱셈기의 제 1 입력에 공급된 RF 신호의 예를 나타낸다. LO 시호의 주파수는 RF 신호의 1/2인 것을 알 수 있다.

도 23의 (b)는 도 23의 (c)의 입력 RF 신호와 도 23의 (d)에 도시된 출력 신호 사이의 이동 작용을 규정하는 승산 인자이다. 승산 인자의 스위칭 작용의 주파수는 LO 주파수의 2배인 것을 알 수 있다. 승산 인자와 RF 신호의 생성물은 도 23의 (d)의 출력 신호를 규정한다.

도 12a는 본 발명에 따른 곱셈기의 일실시예의 블럭도이다. 이 실시예에 있어서, LO 공급원(607)은 저역 필터(LPF)(609)에 결합되어 있으며, RF 공급원(600)은 고역 필터(HPF)(608)에 결합되어 있다. LPF(609)의 출력은 일실시예에 있어서 2배 LO 주파수 비율로 +1 에서 -1 사이에서 전환하는 승산 인자에 따라 신호 라인(602)를 통하여 DTSP 스위치(603)를 제어하는 회로 블럭(606)에 입력된다.

HPF(608)의 출력은 +1 승산 블럭(610)과 -1 승산 블럭(611)에 결합되어 있 다. 스위치(603)는 승산 인자가 +1일 때에는 승산 블럭(610)의 출력이 출력(605)에 제공되며, 승산 인자가 -1일 때에는 -1 승산 블럭(611)의 출력이 출력(605)에 제공되도록 구성되어 있다. 그 결과, 승산 인자와 HPF(608)로부터의 여과된 RF 신호 출력의 생성물을 나타내는 신호가 출력(605)에서 생성된다.

승산 인자는 곱셈기의 핀 또는 노드에서 신호로서 활성적으로 생성되지 않는 것이 중요하다. 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자들도, 이 실시예의 목적은 약 1/2 RF 주파수인 LO 신호를 제공하고 2배의 LO 주파수로 핀 또는 노드에서 신호의 생성을 억제하는 것이기 때문에, 곱셈기의 핀 또는 노드상에 신호가 활성적으로 생성되는 것은 비효율적이라는 것을 인정할 것이다. 그 대신에, 이 실시예에 있어서, 승산 인자는 (1) 2배 LO 주파수를 발생시키는 스위칭 작용; 및 (2) 여과된 입력 RF 신호와 출력 신호사이의 전달 함수를 간단하게 나타낸다.

곱셈기의 이 실시예의 조작방법은 도 26에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 단계 5000에 있어서 RF 입력이 제공되며, 단계 5001에 있어서 LO 입력이 약 1/2의 RF 주파수인 주파수로 제공된다. 단계 5002에 있어서 LO 신호는 RF 주파수에서 어떠한 성분을 실질적으로 여과하도록 여과된다. 단계 5003에 있어서 RF 신호는 LO 주파수에서 어떠한 성분을 실질적으로 여과하도록 여과된다. 단계 5004에 있어서 여과된 RF 및 LO 입력은 승산되며, 스위칭 작용이 LO 주파수의 2배 주파수에서 효과적으로 실행된다. 단계 5005에 있어서, 출력 신호는 2배의 LO 주파수와 여과된 RF 신호를 전환하는 승산 인자의 생성물이 결정된다.

전술한 바와 같이, 승산 인자는 본 발명의 곱셈기에 의해 결정된 실제 신호를 나타내지 않는다. 그 대신에, 곱셈기내에서 발생하는 효과적인 스위칭 작용을 나타내며, 또한 입력 RF 신호와 출력 신호사이의 전달함수를 나타낸다.

도 22의 본 발명의 실시예의 조작방법은 도 27에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 단계 6000에 있어서, 제 1 입력 신호는 제 1 주파수로 제공되며, 단계 6001에 있어서 제 2 입력 신호는 제 1 입력 신호의 주파수의 1/n배(n은 정수)인 제 2 주파수로 제공된다. 단계 6002에 있어서 제 1 입력 신호는 제 2 주파수에서 어떠한 성분을 실질적으로 여과하도록 여과되며, 단계 6003에 있어서 제 2 입력 신호는 제 1 주파수에서 어떠한 성분을 실질적으로 여과하도록 여과된다.

단계 6004에 있어서, 여과된 제 1 및 제 2 신호는 함께 승산되며 스위칭 작용이 n배의 제 2 주파수로 실행된다. 단계 6005에 있어서, 출력은 n배의 제 2 주파수와 여과된 제 1 신호를 전환하는 승산 인자의 생성물이 결정된다.

도 21의 직접 변환 수신기와 비교하면, 전술한 직접 변환 수신기 시스템은 곱셈기의 제 1 및 제 2 입력 포트사이의 누설에 작은 취약성을 가진다. 제 2 입력 포트로부터 제 1 입력 포트로의 누설이 있는 경우에 있어서, 주파수 f2

1/nf1에서 누설은 제 1 포트에 결합된 필터에 의해 실질적으로 제거될 것이며, 전술한 바와 같이 주파수 f2를 실질적으로 제거하도록 구성되어 있다. 제 1 입력 포트로부터 제 2 입력 포트로의 누설이 있는 경우에 있어서, 주파수 f1

nf2에서 누설은 제 1 포트에 결합된 필터에 의해 실질적으로 제거될 것이며, 주파수 f1

nf2를 제거하도록 구성되어 있다. 양 경우에 있어서, 누설은 원 신호로부터 상기 신호를 혼합하는 것에 의해 실질적으로 방지되며, 따라서 출력 신호의 베이스밴드 성분에 왜곡을 생성시키는 것을 실질적으로 배제한다.

제 2 입력 포트로부터 안테나를 통한 누설의 경우에 있어서, 이는 곱셈기(도 22의 블럭 4334)의 상류에 제공된 제 1 주파수를 둘러싸며 집중된 통과대역을 구비한 대역통과 필터에 의해 전형적으로 제거될 것이다. 이러한 필터는 시스템에 대한 수신 대역을 선택하기 위해 포함된다. 이 필터가 제 2 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성되어 있다면, 제 2 입력 포트로부터의 누설을 차단하는 이득을 실행할 것이며, 안테나를 통하여 방사되는 것을 방지한다. 이 필터가 제 2 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성되어 있지 않다면, 다른 필터가 제 2 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성되어야 하지만 이는 제 1 주파수의 통로가 곱셈기의 상류 및 안테나와 곱셈기 사이에 부가되어야 한다.

도 21의 직접 변환 수신기에 대한 전술한 수신기 시스템의 다른 이점은 전술한 시스템에서의 발진기 회로의 출력의 주파수는 도 21의 발진기 회로보다 더 작다는 사실로부터 더 간결한 발진기 회로를 얻는다.

도 20의 수신기에 대한 전술한 수신기 시스템의 추가적인 이점은 믹서(4002) 및 IF 필터로 대표적으로 언급되는 필터, 즉 BPF(4003)의 제거를 포함한다. IF 필터의 제거는 전형적으로 오프-칩(off-chip) 설치이어야 하기 때문에 특히 이롭다. 시스템에서의 나머지 필터는 전형적으로 온-칩(on-chip) 설치이기 때문에 더욱 간결한 시스템을 얻는다.

전술한 바와 같이, 직접 변환 수신기 시스템은 곱셈기의 제 1 및 제 2 입력 포트 사이의 누설의 영향이 감소된다. 이는 믹서의 RF 및 LO 입력사이의 누설이 약 80-90dB 감소되는 것을 요구하는 GSM/DCS 이동 핸드셋에 사용하기에 적합한 직접 변환 수신기를 제공한다.

곱셈기의 이용가능한 실시예는 충분히 높은 베이스밴드 성분을 출력하는 곱셈기가 제공된 제 2 주파수로 효과적인 스위칭 작용을 제공한다. 예를 들면, 1/2 주파수 주입이 이용되는 경우, 즉 믹서로의 LO 주파수가 1/2 RF 주파수인 경우, 믹서는 LO 주파수로 전환되며, 베이스밴드 성분은 1차 성분보다 2차 성분일 것이다. 이 성분이 실질적이라면, 이 믹서를 채용하는 수신기 시스템은 본 발명의 이용가능한 실시예이다.

본 발명의 직접 변환 수신기의 다수의 실시예를 설명한다.

실시예

실시예 1

본 발명의 일실시예에 따른 1/2 주파수 주입을 이용하는 믹서의 제 1 실시예는 도 13에 도시되어 있다. 이 실시예의 믹서는 RF 입력 블록(700), LO 입력 블록(701), 다이오드 블록(702) 및 출력 블록(703)을 포함한다. 도시된 바와 같이, RF 및 LO 입력 블록은 연속되어 결합된 2개의 다이오드를 포함하는 다이오드 블록(702)에 연속 결합을 통하여 결합되어 있다. 그 후, 다이오드 블록의 출력은 이 예에 있어서 다이오드 블록의 출력을 여과하는 저역 필터를 포함하는 출력 블록(703)에 결합된다. 이 실시예에 있어서, LO 주파수가 RF 주파수의 약 1/2이기 때문에, 스위칭 작용은 다이오드 블록(702)에 의해 LO 주파수를 두 번 제공한다. 도 18의 (a)-(c)는 이 실시예의 시뮬레이트된 파장을 도시한다. 도 18의 (a)는 블록(701)에 입력으로서 제공된 LO 신호를 도시하며; 도 18의 (b)는 블록(700)에 입력으로서 제공된 rf RF 신호를 도시하며; 도 18의 (c)는 블록(703)으로부터의 출력으로서 제공된 출력 신호를 도시한다. 도시된 바와 같이, 출력 신호는 LO 주파수에서의 성분 및 저 주파수 성분을 가진다는 것을 알 수 있다. 저 주파수 성분은 소망 신호이다. 실제 실시예에 있어서, 출력 블록(703)에서의 저역 필터는 LO 주파수 성분을 여과하도록 구성되어 있다.

실시예 2

본 발명의 일실시예에 따른 1/2 주파수 주입을 이용하는 믹서의 제 2 실시예는 도 24에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 믹서는 RF 입력 블록(4602), LO 입력 블록(4601), 단면결합된 트랜지스터 블록(4600) 및 출력 블록(4603)을 포함한다. 도시된 바와 같이, RF 및 LO 입력 블록은 트랜지스터 블록(4600)에 결합되어 있다.이 실시예에 있어서, LO 주파수가 RF 주파수의 약 1/2이다. 스위칭 작용은 단면결합된 트랜지스터 블록(4600)에 의해 LO 주파수를 두 번 제공한다.

실시예 3

본 발명의 일실시예에 따른 1/2 주파수 주입을 이용하는 믹서의 제 3 실시예는 도 25에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 믹서는 서로 결합된 RF 입력 블록(4702), LO 입력 블록(4701), 다이오드 블록(4700) 및 출력 블록(4603)을 포함한다. 이 실시예에 있어서, LO 주파수가 RF 주파수의 약 1/2이며, 스위칭 작용은 다이오드 블록(4700)에 의해 LO 주파수를 두 번 제공한다.

실시예 4

RF 및 LO 입력사이의 누설 영향을 감소시키기 위한 RF와 LO 입력 블록과 필터의 조합의 실시예는 도 14a-14b에 도시되어 있다. 도 14a는 RF 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성된 저역 필터와 통합된 LO 입력 블록을 도시한다. 도 13, 24-25의 전술한 믹서 실시예의 LO 입력 블록은 선 B-B'로 각각 대체될 수 있다.

도 14b는 LO 주파수를 실질적으로 제거하도록 구성된 고역 필터와 통합된 RF 입력 블록을 도시한다. 도 13, 24-25의 전술한 믹서 실시예의 RF 입력 블록은 선 A-A'로 각각 대체될 수 있다.

본 발명을 어떠한 실시예의 형태로 기술하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자에 의해 본 발명의 기술사상내에서 다양한 실시예가 나타날 수 있으며, 따라서 본 발명의 기술사상은 첨부한 청구범위에 한정되는 것은 아니다.

Claims

제 2 주파수의 n차(n은 1 이상의 정수) 저조파인 제 1 주파수의 제 1 신호(323)를 제공하는 발진기 시스템;

상기 제 1 신호를 수신하기 위한 제 1 입력부(431), 상기 제 2 주파수를 갖는 제 2 신호(324)를 수신하기 위한 제 2 입력부(430), 및 출력부(439)를 갖는 주파수 트랜스레이터(translator)(438);

상기 제 1 입력부와 연결되고 상기 제 2 주파수의 신호를 여과하도록 구성된 제 1 필터(432); 및

상기 제 2 입력부와 연결되고 상기 제 1 주파수의 신호를 여과하도록 구성된 제 2 필터(433)을 포함하고,

상기 주파수 트랜스레이터는 상기 제 1 주파수의 n배가 되는 주파수에서 발생하는 스위칭 작용을 통해 상기 제 2 신호를 상기 출력부로 스위칭하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

n은 2인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 신호는 RF신호인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 신호는 LO신호인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 주파수 트랜스레이터는 곱셈기(multiplier)인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 주파수 트랜스레이터는 믹서인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 필터는 상기 제 1 입력부와 일체로 형성되는 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 필터는 상기 제 2 입력부와 일체로 형성되는 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 필터는 저역통과필터인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 필터는 고역통과필터인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 주파수 트랜스레이터는 베이스밴드 성분 및 다른 성분을 갖는 출력신호를 상기 출력부에 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 11 항에 있어서,

상기 출력부와 연결되고, 상기 다른 성분을 여과하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
제 12 항에 있어서,

상기 제 3 필터는 저역통과필터인 것을 특징으로 하는 직접변환 수신기 시스템.
복수의 주파수 대역 중의 하나를 선택하는 대역 선택기;

상기 선택된 대역에 응하여 구성가능한 수신기부(320);

상기 선택된 대역에 응하여 구성가능한 전송기부(321);

안테나(307); 및

수신작동모드에서 상기 수신기부를 상기 안테나와 연결하고, 전송작동모드에서 상기 전송기부를 상기 안테나와 연결하도록 구성된 스위치(306)를 포함하고,

상기 수신기부는 제 1 항의 직접변환 수신기 시스템(310)을 포함하며, 상기 직접변환 수신기 시스템의 발진기 시스템은 선택된 대역내 채널 주파수의 n차 저조파인 제 1 신호를 제공하는 동조가능한 국부발진기 시스템이고, 상기 제 2 신호는 상기 채널 주파수에서 캐리어 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

상기 전송기부는 신호를 상기 제 1 신호에 응하여 원하는 전송 주파수로 업컨버팅하는 업컨버터(303)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 15 항에 있어서,

상기 전송기부는 캐리어 입력신호를 베이스밴드 신호에 응하여 변조하는 변조기(301), 및 상기 캐리어 입력신호를 제공하는 캐리어 입력소스(302)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 16 항에 있어서,

상기 업컨버터는 루프를 갖는 트랜스레이션 루프 업컨버터인 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 17 항에 있어서,

상기 변조기 및 캐리어 입력소스는 상기 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프밖에 있도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 17 항에 잇어서,

상기 변조기 및 캐리어 입력소스는 상기 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프내에 있도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 16 항에 있어서,

상기 캐리어 입력소스는 상기 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋과 동일한 주파수의 캐리어 입력신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 17 항에 있어서,

상기 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프는 제 1 신호를 수신하기 위한 제 1 입력부, 원하는 전송 주파수의 제 2 신호를 수신하기 위한 제 2 입력부, 및 출력부를 갖는 다운컨버전 주파수 트랜스레이터(510)를 포함하고,

상기 다운컨버전 주파수 트랜스레이터는 상기 제 1 주파수의 n배가 되는 주파수에서 발생하는 스위칭 작용을 통해 상기 제 2 신호를 상기 출력부로 스위칭하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

상기 대역 선택기는 GSM 및 DCS 대역으로부터 한 대역을 선택하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

상기 국부발진기 시스템은 주파수 조정기(312)와 연결된 국부발진기(311)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

n=2인 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

상기 수신기부는 수신기 신호경로를 갖고, 상기 직접변환 수신기 시스템은 복수의 직접변환 수신기 시스템(310a,310b)로부터 선택가능하며, 상기 선택된 대역에 응하여 수신기 신호경로로 스위칭가능한 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 21 항에 있어서,

상기 다운컨버전 주파수 트랜스레이터의 제 1 입력은 복수의 필터(512,513)로부터 선택가능한 제 1 필터와 연결되고, 상기 선택된 대역에 응하여 상기 다운컨버전 주파수 트랜스레이터의 제 1 입력으로 스위칭가능한 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항의 다중대역 트랜스시버를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 27 항에 있어서,

상기 장치는 이동 송수화기, 기지국, 및 위성 중 하나인 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
기지국 및 무선 인터페이스상에서 상기 기지국과 통신하도록 구성된 복수의 이동장치를 포함하고, 상기 이동장치 또는 기지국 중의 적어도 하나는 제 14 항의 다중대역 트랜스시버를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신시스템.
제 15 항에 있어서,

상기 업컨버터는 루프를 갖는 트랜스레이션 루프 업컨버터이고, 상기 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프는 상기 제 1 신호를 수신하기 위한 제 1 입력부, 원하는 전송 주파수의 제 2 신호를 수신하기 위한 제 2 입력부, 및 출력부를 갖는 다운컨버전 주파수 트랜스레이터를 포함하며,

상기 다운컨버전 주파수 트랜스레이터는 상기 제 1 주파수의 n배가 되는 주파수에서 발생하는 스위칭 작용을 통해 상기 제 2 신호를 상기 출력부로 스위칭하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 14 항에 있어서,

상기 국부발진기 시스템은 상기 선택된 대역에 응하여 상기 수신기 신호경로로 스위칭가능한 주파수 조정기 및 국부발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 31 항의 다중대역 트랜스시버를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 무선송수화기.
제 31 항에 있어서,

상기 주파수 조정기는 주파수 더블러(doubler)인 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 33 항에 있어서,

상기 주파수 더블러는 DCS 대역인 선택된 대역에 응하여 선택가능한 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 31 항에 있어서,

상기 국부발진기는 주파수를 갖는 수정 발진기(515)에 의해 제공된 기준 주파수를 갖는 위상동기루프(phase locked loop)를 포함하고, 상기 트랜스시버의 전송기부는 캐리어 입력을 갖는 변조기(301), 및 상기 변조기에 상기 캐리어 입력을 제공하는 주파수 조정기(531)를 포함하며, 상기 주파수 조정기는 상기 수정 발진기의 출력을 수신하고 상기 선택된 대역에 응하여 가변량만큼 조정된 수정 발진기의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 출력신호를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 31 항에 있어서,

상기 국부발진기는 주파수를 갖는 출력을 갖는 위상동기루프를 포함하고, 상기 트랜스시버의 전송기부는 캐리어 입력을 갖는 변조기(301), 및 상기 변조기에 상기 캐리어 입력을 제공하는 주파수 조정기(580)를 포함하며, 상기 주파수 조정기는 상기 위상동기루프의 출력을 수신하고 상기 선택된 대역에 응하여 가변량만큼 조정된 위상동기루프의 출력의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 출력신호를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 35 항에 있어서,

상기 주파수 조정기는 주파수 트랜스레이터인 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 36 항에 있어서,

상기 주파수 조정기는 주파수 분배기인 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 31 항에 있어서,

상기 트랜스시버의 전송기부는 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프내에 포함되는 캐리어 입력을 갖는 변조기(301)를 포함하고, 상기 변조기에 대한 캐리어 입력은 상기 트랜스레이션 루프 업컨버터의 루프에 포함된 다운컨버전 주파수 트랜스레이터(510)로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버.
제 2 주파수의 n차(n은 1 이상의 정수) 저조파인 제 1 주파수의 제 1 신호를 제 1 입력부에 제공하는 단계;

상기 제 2 주파수를 갖는 제 2 신호를 제 2 입력부에 제공하는 단계;

존재할 수 있는 제 2 주파수에서의 어떠한 신호를 여과하기 위해 상기 제 1 신호를 상기 제 1 입력부에서 여과하는 단계;

존재할 수 있는 제 1 주파수에서의 어떠한 신호를 여과하기 위해 상기 제 2 신호를 상기 제 2 입력부에서 여과하는 단계; 및

상기 제 1 주파수의 n배 주파수에서 상기 제 2 신호를 출력부로 스위칭하는 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 40 항에 있어서,

베이스밴드 성분 및 다른 성분을 갖는 출력신호를 상기 출력부에 제공하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 41 항에 있어서,

상기 다른 성분을 여과하기 위해 상기 출력신호를 여과하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 40 항에 있어서,

상기 제 2 신호는 RF신호인 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 40 항에 있어서,

상기 제 1 신호는 LO신호인 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 40 항에 있어서,

n은 2인 것을 특징으로 하는 신호의 직접변환 수행방법.
제 40 항의 신호의 직접변환 수행방법을 처리하기 위해 일련의 명령을 실제로 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능매체.
복수의 대역으로부터 전송부 및 수신부를 갖는 한 대역을 선택하는 단계;

상기 선택된 대역의 수신부내에 신호를 수신하는 단계;

제 40 항의 신호의 직접변환 수행방법을 이용하여 상기 신호를 베이스밴드 신호로 직접 변환하는 단계;

제 2 베이스밴드 신호를 상기 선택된 대역의 전송부내 전송 주파수로 업컨버팅하는 단계; 및

상기 업컨버팅된 신호를 상기 수신단계와 동시에 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식(full duplex) 통신을 수행하는 방법.
제 47 항에 있어서,

상기 업컨버팅 단계는:

상기 제 2 베이스밴드 신호를 이용하여 캐리어 신호를 변조하는 단계; 및

상기 제 1 신호를 이용하여 상기 변조된 신호를 상기 전송 주파수로 업컨버팅하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식 통신을 수행하는 방법.
제 48 항에 있어서,

상기 선택된 대역에 대한 주파수 오프셋인 캐리어 신호를 이용하여 상기 제 2 베이스밴드 신호를 변조하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식 통신을 수행하는 방법.
제 47 항에 있어서,

GSM 및 DCS 대역으로부터 한 대역을 선택하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식 통신을 수행하는 방법.
제 47 항에 있어서,

상기 선택된 대역에 응하여 업컨버터를 구성하는 단계; 및

상기 구성된 업컨버터를 이용하여 상기 전송 주파수로 상기 제 2 베이스밴드 신호를 업컨버팅하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식 통신을 수행하는 방법.
제 47 항에 있어서,

상기 선택된 대역에 응하여, 복수의 직접변환 수신기로부터 하나의 직접변환 수신기를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 직접변환 수신기를 이용하여 상기 신호를 베이스밴드 신호로 직접변환하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버에서 전 이중방식 통신을 수행하는 방법.
복수의 대역으로부터 한 대역을 선택하는 단계;

상기 선택된 대역내 한 신호를 수신하는 단계;

상기 선택된 대역에 응하여, 복수의 직접변환 수신기로부터 하나의 직접변환 수신기를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 직접변환 수신기에서 제 40 항의 신호의 직접변환 수행방법을 이용하여 상기 신호를 베이스밴드 신호를 직접변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중대역 트랜스시버 작동방법.