EP3984126A1 - Gleichrichter für millimeter-wellen-wechselspannungssignale - Google Patents

Gleichrichter für millimeter-wellen-wechselspannungssignale

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EP3984126A1
EP3984126A1 EP20733249.5A EP20733249A EP3984126A1 EP 3984126 A1 EP3984126 A1 EP 3984126A1 EP 20733249 A EP20733249 A EP 20733249A EP 3984126 A1 EP3984126 A1 EP 3984126A1
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EP
European Patent Office
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rectifier
field effect
transistor
effect transistor
rectifier cell
Prior art date
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Pending
Application number
EP20733249.5A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Armen Harutyunyan
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Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
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Filing date
Publication date
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Definitions

  • the invention relates to a rectifier for rectifying an electrical alternating voltage, in particular for alternating voltage signals with a carrier frequency in the millimeter waveband.
  • the task of a rectifier is to convert an AC voltage into a DC voltage, e.g. B. to ensure a supply of a passive transponder or electronic components located on it with electrical energy.
  • the alternating voltage required for this is often provided by electromagnetic waves that are emitted by a reader in the direction of an antenna located on the transponder.
  • the electronic circuit of the rectifier is arranged between the antenna, which receives an alternating voltage signal, and the electronic components of the transponder to be supplied with the direct voltage.
  • Using alternating voltage signals with a carrier frequency in the millimeter waveband enables efficient on-chip integration of all components, including the antenna, and is therefore of great advantage for many mobile applications.
  • Increased signal losses in the millimeter waveband can have a disadvantage.
  • B. by increased free space attenuation, which is proportional to the square of the carrier frequency. For example, at the same distance, the loss of free space at a carrier frequency of 61 GHz is 37 dB higher than at a carrier frequency of 850 MHz. Dielectric losses also increase because they are directly proportional to the carrier frequency. Furthermore, the on-chip integration of the antenna increases the losses caused by parasitic excitation of surface modes of the substrate.
  • One way of increasing the efficiency of a rectifier is to effectively compensate for the threshold voltage of the transistors in order to convert the source-drain current into a moderate inversion range for a given AC input voltage.
  • an auxiliary charge pump coupled to the electrodes of the transistors for the purpose of threshold voltage compensation is proposed.
  • the auxiliary charge pump uses the power of the input signal to generate a switching voltage.
  • this solution limits the power and the efficiency of the rectifier, since part of the input power is used to operate the auxiliary charge pump.
  • the large number of active and passive components with which the auxiliary charge pump is formed increase the manufacturing costs and cause further signal loss.
  • the object of the invention is therefore to propose an electronic circuit for a rectifier cell which has a high degree of efficiency and can be manufactured cost-effectively.
  • the object is achieved by a rectifier cell with the features mentioned in claim 1.
  • Advantageous variants result from the features mentioned in the subclaims.
  • the rectifier cell according to the invention for rectifying an electrical AC voltage comprises a transistor series circuit with a first field effect transistor and a second field effect transistor, a node arranged between the first and the second field effect transistor being connected via an input capacitor to an input node at which an electrical AC voltage can be applied .
  • a first frequency-independent voltage divider connected in parallel to the transistor series circuit has a first node connected to the gate electrode of the first field-effect transistor.
  • a second frequency-independent voltage divider connected in parallel to the transistor series circuit has a second node connected to the gate electrode of the second field effect transistor.
  • the first and second nodes of the frequency-independent voltage dividers are each also connected to ground via a bias capacitor.
  • the field effect transistors of the transistor series circuit are advantageously arranged in a cascaded manner with regard to their respective forward current direction. Cascading can be designed such that the drain electrode of the first field effect transistor is connected to the drain electrode of the second field effect transistor.
  • the node of the transistor series circuit which is connected to the input node via the input capacitor can be arranged between the drain electrode of the first field effect transistor and the drain electrode of the second field effect transistor.
  • the DC voltage applied between the two source electrodes of the field effect transistors of the transistor series circuit can then be used to supply an application, preferably to supply a load resistor. stand exhibiting load.
  • the source electrode of the first field effect transistor can be connected to ground, that is to say to an electrical zero potential, via a first output node.
  • the source electrode of the second field effect transistor can with a load and / or egg
  • frequency-independent voltage divider effectively increases the input impedance and thus also the efficiency of the rectifier.
  • a frequency-independent voltage divider with at least two series-connected biasing resistors which are used as components
  • the bias resistors are particularly preferably designed as ohmic resistors.
  • the bias resistors which are designed as components, can be configured as noble metal layer resistors or as metal oxide layer resistors or as SMD components (surface mounted device) that can be arranged directly on a substrate
  • a frequency-independent voltage divider apart from the electronic lines that connect the components to one another, is not formed with any other components.
  • threshold voltage compensation is implemented using particularly simple and inexpensive means to be produced.
  • the optimal ratio of the ohmic resistances of the at least two series-connected biasing resistors depends, among other things, on the load to be supplied, which has a load resistance, the input power of the AC voltage signal, the threshold voltage and the DC voltage to be achieved and can be determined by a numerical simulation of the electronic circuit .
  • the compensation of a threshold voltage can increase the efficiency of the rectifier cell, but at the same time it also reduces the available direct voltage.
  • the ohmic resistances of the bias resistors can be selected so that the DC voltage achieved by the rectifier cell is sufficient to supply a specified load and, at the same time, the efficiency is higher than that of a rectifier cell which is formed with the transistor series circuit without frequency-independent voltage dividers connected in parallel.
  • the ratio of the ohmic resistances of the at least two series-connected biasing resistors, which are designed as components of a frequency-independent voltage divider, can be selected so that the threshold voltage of a field effect transistor, the gate electrode of which is connected to the node of the frequency-independent voltage divider, is almost completely is compensated.
  • the threshold voltage is almost completely compensated if it is less than 10% (compensation of the threshold voltage is 90%), preferably less than 5% (compensation of the threshold voltage is 95%), of the original threshold voltage.
  • At least one bias resistor of a frequency-independent voltage divider can have an ohmic resistance of at least 10 kOhm, preferably of at least 100 kOhm, to limit the current flowing through the frequency-independent voltage divider. All of the bias resistors of the rectifier cell can have an ohmic resistance of at least 10 kOhm, preferably of at least 100 kOhm.
  • the bias capacitors are used to filter out high-frequency signal components and thereby effectively contribute to smoothing the DC voltage made available by the rectifier cell.
  • at least one bias capacitor can have a capacitance of at least 1 pF. All bias capacitors can also have a capacitance of at least 1 pF.
  • the capacitances of the bias capacitors are particularly advantageously chosen so that the RC constants formed with the ohmic resistances of the bias resistors are large enough to use the bias capacitors to filter out signal components whose frequency at least approximately corresponds to the carrier frequency of the AC voltage signal.
  • the rectifier cell can be arranged on a substrate in particular by means of integrated silicon-on-insulator (SOI) technology.
  • the transistor series circuit of the rectifier cell can be formed with an n-channel metal-oxide-semiconductor transistor (NMOS) and a p-channel metal-oxide-semiconductor transistor (PMOS), the NMOS transistor and the PMOS Transistor with respect to their respective forward current direction are cascaded.
  • NMOS metal-oxide-semiconductor transistor
  • PMOS metal-oxide-semiconductor transistor
  • the first field effect transistor can be formed with an NMOS transistor
  • the second field effect transistor can be formed with a PMOS transistor.
  • Cascading can then be configured such that the drain electrode of the NMOS transistor is connected to the drain electrode of the PMOS transistor via a node that is connected to the input node via the input capacitor.
  • One advantage of SOI technology results from the lack of source-bulk and drain-bulk diodes that limit the signal losses caused by the substrate.
  • the input capacitor can advantageously be formed with a metal-oxide-metal capacitor (MOM). It is advisable to design the MOM capacitor in particular in different layers of a coating on the substrate and / or the substrate. For better shielding from the substrate, the MOM capacitor can be provided with an additional coating that is applied to a polysilicon layer and / or diffusion layer of the MOM Capacitor can be arranged to be formed. Such a construction of the input capacitor allows signal losses caused by the substrate, for example parasitic capacitances, to be limited.
  • MOM metal-oxide-metal capacitor
  • the threshold voltage can also be modulated or compensated via the bulk connections of the field effect transistors with the aid of an auxiliary charge pump.
  • a rectifier then comprises at least one rectifier cell and at least one auxiliary charge pump.
  • the bulk connections of the field effect transistors are advantageously connected to the output node of the auxiliary charge pump.
  • the auxiliary charge pump can also be gebil det using SOI technology.
  • a DC voltage of up to 2 V applied to the output node of the auxiliary charge pump can be achieved.
  • This output voltage can then also contribute to the compensation of the threshold voltage via the bulk connections of the rectifier cell.
  • the auxiliary charge pump can be coupled to an oscillator for periodic switching of the switches of the auxiliary charge pump.
  • the oscillator can have a low switching frequency in the range from kHz to MHz.
  • an electrode of a field effect transistor preferably a source electrode of a field effect transistor
  • a storage capacitor can be connected.
  • the capacity of the storage capacitor can be more than 5 nF.
  • the settling time can be a few 100 microseconds, preferably less than 500 ps.
  • a plurality of rectifier cells can also be coupled to one another in an electronic circuit which forms a rectifier, a rectifier cell forming one stage of the rectifier and the rectifier being formed from several stages.
  • two rectifier cells can be coupled so that a source electrode of a second field effect transistor of a first rectifier cell is connected to the source electrode of a first field effect transistor of a second rectifier cell.
  • the source electrode of the first field effect transistor of the first rectifier cell can be connected to ground.
  • the source electrode of the second field effect transistor of the second rectifier cell can be connected to a storage capacitor and / or to a load.
  • Further rectifier cells can also be arranged between the first and the second rectifier cell, a source electrode of a second field effect transistor of the first or another rectifier cell being connected to a source electrode of a first field effect transistor of a further or the second rectifier cell.
  • the rectifier formed with a plurality of rectifier cells can provide a DC voltage which results from the addition of the DC voltage generated by each rectifier cell.
  • Each rectifier cell has only part of the input power of an AC voltage signal applied to the input node.
  • the effective total impedance of several coupled rectifier cells is inversely proportional to the number of coupled rectifier cells for a given load resistance and a given input power.
  • the number of coupled rectifier cells for a given load and a given AC voltage signal thus also forms an optimization parameter.
  • This optimization parameter can also be determined by a numerical simulation of the electronic circuit forming the rectifier.
  • the rectifier cell according to the invention can be used in particular in the field of RFID technology.
  • the AC voltage signal can have a carrier frequency in the millimeter waveband, that is between BO GHz and 300 GHz.
  • a carrier frequency can preferably be greater than 50 GHz.
  • the carrier frequency is particularly preferably 60 GHz or 61 GHz.
  • the rectifier cell according to the invention can also be used to rectify AC voltage signals with a carrier frequency that is less than 30 GHz.
  • a rectifier formed with at least two coupled rectifier cells can be integrated in an RFID transponder in order to rectify an AC voltage signal with a frequency of at least 50 GHz and an average available at the input node for a load with a load resistance of at least 20 kOhm Power between -5 dBm and -1 dBm has to provide a rectified supply voltage.
  • three or more rectifier cells can also be coupled to one another as stages of a rectifier.
  • a load can also be formed by an effective load of a passive or active circuit, which can comprise several electronic components.
  • Figure 1 is a schematic illustration of an electronic circuit showing a rectifier cell according to the invention.
  • FIG. 2 shows a schematic illustration of an electronic circuit which shows a rectifier according to the invention formed with a plurality of rectifier cells.
  • FIG. 1 shows a rectifier cell 1 with a transistor series circuit which has a first field effect transistor 2 designed as an NMOS transistor, the has a bulk connection 9, and a second field effect transistor S formed as a PMOS transistor and having a bulk connection 10 shows.
  • the drain electrode of the first field effect transistor 2 is connected to the drain electrode of the second field effect transistor 3 via a node, the node being connected to the input node 5 via an input capacitor 4 formed as a MOM capacitor.
  • the NMOS transistor 2 and the PMOS transistor 3 form a transistor series circuit cascaded in the conducting direction.
  • an AC voltage signal with a carrier frequency in the millimeter waveband that is greater than 50 GHz can be present at the input node 5.
  • the source electrode of the NMOS transistor 2 is via a first frequency-independent voltage divider 6, which is formed with two series-connected bias resistors 6.1, 6.2, and a second frequency-independent voltage divider 7, which also has two series-connected bias resistors 7.1, 7.2 is formed, connected to the source electrode of the PMOS transistor 3. Both the first and the second frequency-independent voltage divider 6, 7 are arranged in parallel with the transistor series scarf device.
  • the bias resistors 6.1, 6.2, 7.1, 7.2 are each designed as a component with an ohmic resistance of more than 10 kOhm.
  • a first node arranged between the two biasing resistors 6.1, 6.2 of the first frequency-independent voltage divider 6 is connected to the gate electrode of the NMOS transistor 2 and connected to ground via a biasing capacitor 8.1 with a capacitance of 1 pF.
  • a second node arranged between the two biasing resistors 7.1, 7.2 of the second frequency-independent voltage divider 7 is connected to the gate electrode of the PMOS transistor 3 and connected to ground via a biasing capacitor 8.2 with a capacitance of 1 pF.
  • the DC voltage applied to the output nodes 11, 12 can be used as supply voltage from an application, e.g. can be used by a load having a power resistance.
  • Figure 2 shows a rectifier, which is connected to several rectifier cells 1, an auxiliary charge pump 13 with the output nodes 13.1, 13.2, egg nem oscillator 14 and a storage capacitor 16 is formed. Recurring features are given the same reference numerals in this figure as in FIG.
  • the storage capacitor 16 has a capacitance of 6.2 nF.
  • a load 15 can be connected to the source electrode of a PMOS transistor and / or to the output node 12.
  • the rectifier cells 1 are connected to the input node 5 in such a way that the input power of each rectifier cell 1 corresponds to at least part of the input power of an AC voltage signal present at the input node 5.
  • the rectifier cells 1 are coupled to one another so that a source electrode of the NMOS transistor 2 of a first rectifier cell 1 is connected to ground and a source electrode of the PMOS transistor 3 of a second rectifier cell 1 is connected to the storage capacitor 16. Further rectifier cells 1 can be arranged between the first and the second rectifier cell 1.
  • the bulk connections 9, 10 of the rectifier cells 1 are connected to the output nodes 13.1, 13.2 of the auxiliary charge pump 13.
  • the oscillator 14 regulates the charge transfer of the auxiliary charge pump 13 by periodic switching of at least one switch of the auxiliary charge pump 13.
  • the use of an auxiliary charge pump 13 controlled by an oscillator 14 also makes it possible to effectively compensate the threshold voltage.
  • the number of coupled rectifier cells 1 can be selected as a function of the load resistance of the load 15 and the input power of the AC voltage signal applied to the input node 5.
  • the rectifier shown in Figure 2 for an AC voltage signal with a carrier frequency of 61 GHz and an input power between -5 dBm and -1 dBm and a load resistance of 10 kOhm with two coupled rectifier cells 1 be formed.
  • the efficiency of the rectifier can be greater than 2% and the DC voltage achieved can be more than 300 mV.
  • With a load resistance of 50 kOhm however, it is advisable to form a rectifier with three coupled rectifier cells 1.
  • the efficiency of the rectifier can be greater than 0.7% and the DC voltage achieved can be more than 400 mV.
  • At a Load resistance of 1 kOhm and an input power of 5.2 dBm can even be achieved with the rectifier according to the invention efficiencies of more than 6%.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gleichrichterzelle (1) zur Gleichrichtung einer elektrischen Wechselspannung, die eine Transistorreihenschaltung mit einem ersten Feldeffekttransistor (2) und einem zweiten Feldeffekttransistor (3) umfasst. Ein erster zur Transistorreihenschaltung parallel geschalteter frequenzunabhängiger Spannungsteiler (6) weist einen mit der Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (2) verbundenen ersten Knotenpunkt auf. Ein zweiter zur Transistorreihenschaltung parallel geschalteter frequenzunabhängiger Spannungsteiler (7) weist einen mit der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (3) verbundenen zweiten Knotenpunkt auf. Dabei sind der erste und der zweite Knotenpunkt der frequenzunabhängigen Spannungsteiler (6, 7) zusätzlich jeweils über einen Vorspannkondensator (8.1, 8.2) an Masse angeschlossen.

Description

Gleichrichter für Millimeter-Wellen-Wechselspannungssignale
Die Erfindung betrifft einen Gleichrichter zur Gleichrichtung einer elektrischen Wechselspannung, insbesondere für Wechselspannungssignale mit einer Trä- gerfrequenz im Millimeter-Wellenband.
Aufgabe eines Gleichrichters ist es, eine Wechselspannung in eine Gleich spannung umzuwandeln, z. B. um eine Versorgung eines passiven Transpon ders bzw. sich darauf befindlicher elektronischen Komponenten mit elektri- scher Energie zu gewährleisten. Insbesondere bei RFID-Anwendungen (radio- frequency Identification) wird die dazu notwendige Wechselspannung oftmals durch elektromagnetische Wellen, die von einem Lesegerät in Richtung einer auf dem Transponder befindlichen Antenne abgestrahlt werden, bereitge stellt. Der elektronische Schaltkreis des Gleichrichters ist in diesem Fall zwi- sehen der Antenne, die ein Wechselspannungssignal empfängt, und den mit der Gleichspannung zu versorgenden elektronischen Komponenten des Transponders angeordnet. Eine Nutzung von Wechselspannungssignalen mit einer Trägerfrequenz im Millimeter-Wellenband ermöglicht eine effiziente On-Chip-Integration aller Komponenten, inklusive der Antenne, und ist deshalb für viele mobile An wendungen von großem Vorteil. Nachteilig können sich im Millimeter- Wellenband erhöhte Signalverluste auswirken, z. B. durch eine erhöhte Frei raumdämpfung, die proportional zum Quadrat der Trägerfrequenz ist. Bei spielsweise ist bei gleicher Entfernung der Freiraumverlust bei einer Träger frequenz von 61 GHz um 37 dB höher als bei einer Trägerfrequenz von 850 MHz. Auch dielektrische Verluste nehmen zu, da diese direkt proportional zur Trägerfrequenz sind. Weiterhin erhöht die On-Chip-Integration der Antenne die durch eine parasitäre Anregung von Oberflächenmoden des Substrats ver ursachten Verluste.
Durch die starken Signalverluste sinkt auch die am Eingangsknoten des Gleich richters effektiv anliegende Wechselspannung. Transistoren des Gleichrichters können dann in einen schwachen Inversions- oder sogar Unterschwellenbe reich gedrängt werden. Unter diesen Bedingungen weisen die im Stand der Technik bekannten einen Gleichrichter bildenden elektronischen Schaltkreise einen niedrigen Wirkungsgrad auf. Die erzeugte Gleichspannung ist dann möglicherweise nicht groß genug, um die interne Schaltung eines Transpon ders versorgen zu können.
Eine Möglichkeit, den Wirkungsgrad eines Gleichrichters zu erhöhen, besteht darin, die Schwellenspannung der Transistoren effektiv zu kompensieren, um den Source-Drain-Strom für eine gegebene Eingangswechselspannung in ei nen moderaten Inversionsbereich zu überführen. Beispielsweise wird in dem Patent EP 3 133 533 Bl eine an die Elektroden der Transistoren gekoppelte Hilfsladungspumpe zum Zweck der Schwellenspannungskompensation vorge schlagen. Dabei nutzt die Hilfsladungspumpe die Leistung des Eingangssignals, um eine Schaltspannung zu erzeugen. Diese Lösung begrenzt jedoch die Leis tung und den Wirkungsgrad des Gleichrichters, da ein Teil der Eingangsleis tung für den Betrieb der Hilfsladungspumpe genutzt wird.. Des Weiteren er höhen die Vielzahl aktiver und passiver Komponenten, mit denen die Hilfsla dungspumpe gebildet ist, die Herstellungskosten und verursachen weitere Signalverluste. Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen elektronischen Schaltkreis für eine Gleichrichterzelle vorzuschlagen, die einen hohen Wirkungsgrad aufweist und kosteneffizient hergestellt werden kann.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch eine Gleichrichterzelle mit den im Anspruch 1 genannten Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Varianten ergeben sich aus den in den Unteransprüchen genannten Merkmalen.
Die erfindungsgemäße Gleichrichterzelle zur Gleichrichtung einer elektrischen Wechselspannung umfasst eine Transistorreihenschaltung mit einem ersten Feldeffekttransistor und einem zweiten Feldeffekttransistor, wobei ein zwi schen dem ersten und dem zweiten Feldeffekttransistor angeordneter Kno tenpunkt über einen Eingangskondensator mit einem Eingangsknoten, an dem eine elektrische Wechselspannung anliegen kann, verbunden ist.
Ein erster zur Transistorreihenschaltung parallel geschalteter frequenzunab hängiger Spannungsteiler weist einen mit der Gate-Elektrode des ersten Feld effekttransistors verbundenen ersten Knotenpunkt auf. Ein zweiter zur Tran sistorreihenschaltung parallel geschalteter frequenzunabhängiger Spannungs teiler weist einen mit der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbundenen zweiten Knotenpunkt auf. Dabei sind der erste und der zweite Knotenpunkt der frequenzunabhängigen Spannungsteiler zusätzlich jeweils über einen Vorspannkondensator an Masse angeschlossen.
Vorteilhaft sind die Feldeffekttransistoren der Transistorreihenschaltung be züglich ihrer jeweiligen Durchlassstromrichtung kaskadiert angeordnet. Eine Kaskadierung kann so ausgebildet sein, dass die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors mit der Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransis tors verbunden ist. Der Knotenpunkt der Transistorreihenschaltung der über den Eingangskondensator mit dem Eingangsknoten verbunden ist, kann dabei zwischen der Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors und der Drain- Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors angeordnet sein.
Die zwischen den beiden Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren der Transistorreihenschaltung anliegende Gleichspannung kann dann zur Versor gung einer Anwendung, vorzugsweise zur Versorgung einer einen Lastwider- stand aufweisenden Last, genutzt werden. Beispielsweise kann die Source- Elektrode des ersten Feldeffekttransistors über einen ersten Ausgangsknoten mit Masse, also einem elektrischen Nullpotential, verbunden sein. Die Source- Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors kann mit einer Last und/oder ei
5 nem Speicherkondensator verbunden sein.
Durch den erfindungsgemäßen Aufbau der Gleichrichterzelle kann zumindest ein Teil der ursprünglichen Schwellenspannung, die zwischen beiden Source- Elektroden der Feldeffekttransistoren der Transistorreihenschaltung anliegen
10 würde, wenn keine frequenzunabhängigen Spannungsteiler zur Transistorrei henschaltung parallel geschaltet bzw. gekoppelt wären, für eine Kompensati on der Schwellenspannung der erfindungsgemäßen Gleichrichterzelle genutzt werden. Dabei kann die Schwellenspannung fast vollständig kompensiert werden. Damit können die zur Transistorreihenschaltung parallel geschalte
15 ten, frequenzunabhängigen Spannungsteiler effektiv die Eingangsimpedanz und damit auch den Wirkungsgrad des Gleichrichters erhöhen.
Beispielsweise kann ein frequenzunabhängiger Spannungsteiler mit mindes tens zwei in Reihe geschalteten Vorspannwiderständen, die als Bauteile aus
20 gebildet sind, gebildet sein. Die Vorspannwiderstände sind besonders vor zugsweise als ohmsche Widerstände ausgebildet. Die Vorspannwiderstände, die als Bauteile ausgebildet sind, können als Edelmetallschicht-Widerstände oder als Metalloxidschicht-Widerstände oder als SMD-Bauteile (surface moun- ted device), die direkt auf einem Substrat angeordnet werden können, ausge
25 führt sein. Besonders vorzugsweise ist ein frequenzunabhängiger Spannungs teiler, abgesehen von den elektronischen Leitungen, die Bauteile miteinander verbinden, mit keinen weiteren Bauteilen gebildet. Dadurch wird eine Schwel lenspannungskompensation mit besonders einfachen und kostengünstig her zustellenden Mitteln realisiert.
BO
Eine solche passive Schwellenspannungskompensation bietet gegenüber den im Stand der Technik vorgeschlagenen Lösungen insbesondere den Vorteil, dass der Wirkungsgrad des Gleichrichters erhöht wird. Des Weiteren werden die parasitären Verluste der die Gleichrichterzelle bildenden elektronischen
35 Schaltung begrenzt. Das optimale Verhältnis der ohmschen Widerstände der mindestens zwei in Reihe geschalteten Vorspannwiderstände hängt unter anderem von der zu versorgenden einen Lastwiderstand aufweisenden Last, der Eingangsleistung des Wechselspannungssignals, der Schwellenspannung und der zu erzielenden Gleichspannung ab und kann durch eine numerische Simulation der elektroni schen Schaltung bestimmt werden.
Bei der Wahl des Verhältnisses der ohmschen Widerstände ist zu beachten, dass die Kompensation einer Schwellenspannung zwar den Wirkungsgrad der Gleichrichterzelle erhöhen kann, aber gleichzeitig auch die zur Verfügung ste hende Gleichspannung reduziert. In Abhängigkeit der am Eingangsknoten der Gleichrichterzelle zur Verfügung stehenden Eingangsleistung des anliegenden Wechselspannungssignals können die ohmschen Widerstände der Vorspann widerstände so gewählt werden, dass die erzielte Gleichspannung der Gleich richterzelle ausreicht, um eine vorgegebene Last zu versorgen und gleichzeitig der Wirkungsgrad höher ist als bei einer Gleichrichterzelle, die mit der Transis- torreihenschaltung ohne parallel geschaltete frequenzunabhängige Span nungsteiler gebildet ist.
Beispielsweise kann das Verhältnis der ohmschen Widerstände der mindes tens zwei in Reihe geschalteten Vorspannwiderstände, die als Bauteile eines frequenzunabhängigen Spannungsteilers ausgeführt sind, so gewählt sein, dass die Schwellenspannung eines Feldeffekttransistors, dessen Gate- Elektrode mit dem Knotenpunkt des frequenzunabhängigen Spannungsteilers verbunden ist, fast vollständig kompensiert wird. Fast vollständig kompensiert ist die Schwellenspannung, wenn sie betragsmäßig kleiner als 10 % (Kompen sation der Schwellenspannung beträgt 90 %), vorzugsweise kleiner als 5 % (Kompensation der Schwellenspannung beträgt 95 %), der ursprünglichen Schwellenspannung ist.
Mindestens ein Vorspannwiderstand eines frequenzunabhängigen Span nungsteilers kann einen ohmschen Widerstand von mindestens 10 kOhm, vorzugsweise von mindestens 100 kOhm, zur Begrenzung des durch den fre quenzunabhängigen Spannungsteiler fließenden Stroms aufweisen. Dabei können auch alle Vorspannwiderstände der Gleichrichterzelle einen ohm schen Widerstand von mindestens 10 kOhm, vorzugsweise von mindestens 100 kOhm, aufweisen.
Die Vorspannkondensatoren dienen dem Herausfiltern hochfrequenter Sig nalkomponenten und tragen dabei effektiv zum Glätten der durch die Gleich richterzelle zur Verfügung gestellten Gleichspannung bei. Beispielsweise kann mindestens ein Vorspannkondensator eine Kapazität von mindestens 1 pF aufweisen. Dabei können auch alle Vorspannkondensatoren eine Kapazität von mindestens 1 pF aufweisen. Besonders vorteilhaft sind die Kapazitäten der Vorspannkondensatoren so gewählt, dass die mit den ohmschen Wider ständen der Vorspannwiderstände gebildeten RC-Konstanten groß genug sind, um mittels der Vorspannkondensatoren Signalkomponenten, deren Frequenz der Trägerfrequenz des Wechselspannungssignals zumindest näherungsweise entspricht, herauszufiltern.
Die Gleichrichterzelle kann insbesondere mittels integrierter Silizium-auf- Isolator (SOI) Technologie auf einem Substrat angeordnet sein. Dabei kann die Transistorreihenschaltung der Gleichrichterzelle mit einem n-Kanal-Metall- Oxid-Halbleiter-Transistor (NMOS) und einem p-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter- Transistor (PMOS) gebildet sein, wobei der NMOS-Transistor und der PMOS- Transistor bezüglich ihrer jeweiligen Durchlassstromrichtung kaskadiert ange ordnet sind. Beispielsweise kann der erste Feldeffekttransistor mit einem NMOS-Transistor gebildet sein und der zweite Feldeffekttransistor kann mit einem PMOS-Transistor gebildet sein. Eine Kaskadierung kann dann so ausge bildet sein, dass die Drain-Elektrode des NMOS-Transistors über einen Kno tenpunkt, der über den Eingangskondensator mit dem Eingangsknoten ver bunden ist, mit der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors verbunden ist. Ein Vorteil der SOI-Technologie ergibt sich aus der durch die Abwesenheit von Source-Bulk- und Drain-Bulk-Dioden bedingten Begrenzung der durch das Substrat verursachten Signalverluste.
Der Eingangskondensator kann vorteilhaft mit einem Metalloxid-Metall- Kondensator (MOM) gebildet sein. Es empfiehlt sich, den MOM-Kondensator insbesondere in verschiedenen Lagen einer Beschichtung des Substrats und/oder des Substrats auszubilden. Der MOM-Kondensator kann für eine bessere Abschirmung von dem Substrat mit einer zusätzlichen Beschichtung, die auf einer Polysiliziumschicht und/oder Diffusionsschicht des MOM- Kondensators angeordnet sein kann, gebildet sein. Durch einen solchen Auf bau des Eingangskondensators können durch das Substrat verursachte Signal verluste, z.B. durch parasitäre Kapazitäten, begrenzt werden.
Zusätzlich zur Schwellenspannungskompensation mittels zur Transistorreihen schaltung parallel geschalteter frequenzunabhängiger Spannungsteiler kann die Schwellenspannung auch über die Bulkanschlüsse der Feldeffekttransisto ren mit Hilfe einer Hilfsladungspumpe moduliert bzw. kompensiert werden. Ein Gleichrichter umfasst dann mindestens eine Gleichrichterzelle und min destens eine Hilfsladungspumpe. Dazu sind vorteilhaft die Bulkanschlüsse der Feldeffekttransistoren mit den Ausgangsknoten der Hilfsladungspumpe ver bunden. Die Hilfsladungspumpe kann ebenfalls mittels SOI-Technologie gebil det sein.
Bei der Herstellung der Gleichrichterzelle und der Hilfsladungspumpe mittels integrierter Silizium-auf-lsolator (SOI) Technologie kann eine an den Aus gangsknoten der Hilfsladungspumpe anliegende Gleichspannung von bis zu 2 V erreicht werden. Diese Ausgangsspannung kann dann über die Bulkan schlüsse der Gleichrichterzelle zusätzlich zur Kompensation der Schwellen spannung beitragen. Die Hilfsladungspumpe kann mit einem Oszillator zur periodischen Umschaltung der Schalter der Hilfsladungspumpe gekoppelt sein. Der Oszillator kann eine niedrige Schaltfrequenz im Bereich von kHz bis MHz, aufweisen. Durch eine Kombination beider Techniken zur Schwellen spannungskompensation, d.h. die resistive Schwellenspannungskompensation mittels frequenzunabhängiger Spannungsteiler und die dynamische Schwel lenspannungskompensation mittels Hilfsladungspumpe, können verschieden Designoptionen (z.B. Schichtdicken, Abmessungen, Materialzusammensetzun gen, Geometrien) der jeweiligen Schaltkreiselemente flexibel realisiert bzw. miteinander kombiniert werden, was zur Kosteneffizienz, einer Erhöhung des Wirkungsgrads und einer kompakten Bauweise des Gleichrichters beitragen kann.
Um mittels der erfindungsgemäßen Gleichrichterzelle eine Gleichspannung über einen langen Zeitraum einer Anwendung zuverlässig zur Verfügung stel len zu können, kann eine Elektrode eines Feldeffekttransistors, vorzugsweise eine Source-Elektrode eines Feldeffekttransistors, mit einem Speicherkonden- sator verbunden sein. Die Kapazität des Speicherkondensators kann mehr als 5 nF betragen. Die Einschwingzeit kann dabei wenige 100 Mikrosekunden, bevorzugt weniger als S00 ps, betragen.
Mehrere Gleichrichterzellen können auch in einer elektronischen Schaltung, die einen Gleichrichter bildet, miteinander gekoppelt sein, wobei eine Gleich richterzelle eine Stufe des Gleichrichters bildet und der Gleichrichter aus meh reren Stufen gebildet sein. Beispielsweise können zwei Gleichrichterzellen so gekoppelt werden, dass eine Source-Elektrode eines zweiten Feldeffekttran sistors einer ersten Gleichrichterzelle mit der Source-Elektrode eines ersten Feldeffekttransistors einer zweiten Gleichrichterzelle verbunden ist. Die Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors der ersten Gleichrichterzelle kann an Masse angeschlossen sein. Die Source-Elektrode des zweiten Feldef fekttransistors der zweiten Gleichrichterzelle kann mit einem Speicherkon densator und/oder mit einer Last verbunden sein.
Weitere Gleichrichterzellen können auch zusätzlich zwischen der ersten und der zweiten Gleichrichterzelle angeordnet sein, wobei eine Source-Elektrode eines zweiten Feldeffekttransistors der ersten oder einer weiteren Gleichrich terzelle mit einer Source-Elektrode eines ersten Feldeffekttransistors einer weiteren oder der zweiten Gleichrichterzelle verbunden ist.
Der mit mehreren Gleichrichterzellen gebildete Gleichrichter kann eine Gleichspannung zur Verfügung stellen, die sich aus der Addition der von jeder Gleichrichterzelle erzeugten Gleichspannung ergibt. Dabei steht jeder Gleich richterzelle nur ein Teil der Eingangsleistung eines am Eingangsknoten anlie genden Wechselspannungssignals zur Verfügung.
Die effektive Gesamtimpedanz mehrerer gekoppelter Gleichrichterzellen ver hält sich bei gegebenem Lastwiderstand und gegebener Eingangsleistung um gekehrt proportional zur Anzahl der gekoppelten Gleichrichterzellen. Je nach Anwendungsbereich bildet die Anzahl der gekoppelten Gleichrichterzellen für eine gegebene Last und ein gegebenes Wechselspannungssignal somit auch einen Optimierungsparameter. Dieser Optimierungsparameter kann ebenfalls durch eine numerische Simulation des den Gleichrichter bildenden elektroni schen Schaltkreises bestimmt werden. Die erfindungsgemäße Gleichrichterzelle kann insbesondere im Bereich der RFID-Technologie Anwendung finden. Das Wechselspannungssignal kann da bei eine Trägerfrequenz im Millimeter-Wellenband, also zwischen BO GHz und 300 GHz, aufweisen. Eine Trägerfrequenz kann vorzugsweise größer als 50 GHz sein. Besonders vorzugsweise beträgt die Trägerfrequenz 60 GHz oder 61 GHz. Die erfindungsgemäße Gleichrichterzelle kann auch zum Gleichrichten von Wechselspannungssignalen mit einer Trägerfrequenz, die kleiner als 30 GHz ist, verwendet werden.
Beispielsweise kann ein mit mindestens zwei gekoppelten Gleichrichterzellen gebildeter Gleichrichter in einem RFID-Transponder integriert sein, um für eine Last mit einem Lastwiderstand von mindestens 20 kOhm mittels Gleich richtung eines Wechselspannungssignals, das eine Frequenz von mindestens 50 GHz und eine am Eingangsknoten zur Verfügung stehende mittlere Leis tung zwischen -5 dBm und -1 dBm aufweist, eine gleichgerichtete Versor gungsspannung bereitzustellen. Alternativ dazu können auch drei oder mehr Gleichrichterzellen als Stufen eines Gleichrichters miteinander gekoppelt wer den. Eine Last kann dabei auch durch eine effektive Last eines passiven oder aktiven Schaltkreises, der mehrere elektronische Komponenten umfassen kann, gebildet werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend anhand der Figuren 1 und 2 näher erläutert.
Dabei zeigen
Figur 1 ein schematische Abbildung eines elektronischen Schaltkreises, der eine erfindungsgemäße Gleichrichterzelle zeigt, und
Figur 2 eine schematische Abbildung eines elektronischen Schaltkrei ses, der einen erfindungsgemäßen mit mehreren Gleichrichterzellen gebilde ten Gleichrichter zeigt.
Figur 1 zeigt eine Gleichrichterzelle 1 mit einer Transistorreihenschaltung, die einen ersten als NMOS-Transistor ausgebildeten Feldeffekttransistor 2, der einen Bulkanschluss 9 aufweist, und einen zweiten als PMOS-Transistor aus gebildeten Feldeffekttransistor S, der einen Bulkanschluss 10 aufweist, zeigt. Die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors 2 ist mit der Drain- Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors 3 über einen Knotenpunkt ver bunden, wobei der Knotenpunkt über einen als MOM-Kondensator ausgebil deten Eingangskondensator 4 mit dem Eingangsknoten 5 verbunden ist. Der NMOS-Transistor 2 und der PMOS-Transistor 3 bilden eine in Durchlassrich tung kaskadierte Transistorreihenschaltung.
An dem Eingangsknoten 5 kann insbesondere ein Wechselspannungssignal mit einer Trägerfrequenz im Millimeter-Wellenband, die größer als 50 GHz ist, anliegen.
Die Source-Elektrode des NMOS-Transistors 2 ist über einen ersten frequenz unabhängigen Spannungsteiler 6, der mit zwei in Reihe geschalteten Vor spannwiderständen 6.1, 6.2 gebildet ist, und über einen zweiten frequenzun abhängigen Spannungsteiler 7, der auch mit zwei in Reihe geschalteten Vor spannwiderständen 7.1, 7.2 gebildet ist, mit der Source-Elektrode des PMOS- Transistors 3 verbunden. Dabei sind sowohl der erste als auch der zweite fre quenzunabhängige Spannungsteiler 6, 7 parallel zu der Transistorreihenschal tung angeordnet. Die Vorspannwiderstände 6.1, 6.2, 7.1, 7.2 sind jeweils als Bauteil mit einem ohmschen Widerstand von mehr als 10 kOhm ausgebildet.
Ein erster zwischen den zwei Vorspannwiderständen 6.1, 6.2 des ersten fre quenzunabhängigen Spannungsteilers 6 angeordneter Knotenpunkt ist mit der Gate-Elektrode des NMOS-Transistors 2 verbunden und über einen Vorspann kondensator 8.1 mit einer Kapazität von 1 pF an Masse angeschlossen. Ein zweiter zwischen den zwei Vorspannwiderständen 7.1, 7.2 des zweiten fre quenzunabhängigen Spannungsteilers 7 angeordneter Knotenpunkt ist mit der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors 3 verbunden und über einen Vorspann kondensator 8.2 mit einer Kapazität von 1 pFan Masse angeschlossen. Die an den Ausgangsknoten 11, 12 anliegende Gleichspannung kann als Versorgungs spannung von einer Anwendung, z.B. von einer einen Leistungswiderstand aufweisenden Last, genutzt werden.
Figur 2 zeigt einen Gleichrichter, der mit mehreren gekoppelten Gleichrichter- zellen 1, einer Hilfsladungspumpe 13 mit den Ausgangsknoten 13.1, 13.2, ei nem Oszillator 14 und einem Speicherkondensator 16 gebildet ist. Wiederkeh rende Merkmale sind in dieser Figur mit identischen Bezugszeichen wie in Figur 1 versehen. Der Speicherkondensator 16 weist eine Kapazität von 6.2 nF auf. Eine Last 15 kann mit der Source-Elektrode eines PMOS-Transistors und bzw. oder mit dem Ausgangsknoten 12 verbunden sein. Die Gleichrichterzel len 1 sind mit dem Eingangsknoten 5 so verbunden, dass die Eingangsleistung einer jeden Gleichrichterzelle 1 zumindest einem Teil der an dem Eingangs knoten 5 anliegenden Eingangsleistung eines Wechselspannungssignals ent spricht.
Die Gleichrichterzellen 1 sind so miteinander gekoppelt, dass eine Source- Elektrode des NMOS-Transistors 2 einer ersten Gleichrichterzelle 1 an Masse angeschlossen ist und eine Source-Elektrode des PMOS-Transistors 3 einer zweiten Gleichrichterzelle 1 mit dem Speicherkondensator 16 verbunden ist. Weitere Gleichrichterzellen 1 können zwischen der ersten und der zweiten Gleichrichterzelle 1 angeordnet sein.
Die Bulkanschlüsse 9, 10 der Gleichrichterzellen 1 sind mit den Ausgangskno ten 13.1, 13.2 der Hilfsladungspumpe 13 verbunden. Der Oszillator 14 regelt den Ladungstransfer der Hilfsladungspumpe 13 durch periodische Umschal tung von mindestens einem Schalter der Hilfsladungspumpe 13. Die Verwen dung einer mit einem Oszillator 14 geregelten Hilfsladungspumpe 13 ermög licht es ebenfalls, die Schwellenspannung effektiv zu kompensieren.
Die Anzahl der gekoppelten Gleichrichterzellen 1 kann in Abhängigkeit des Lastwiderstands der Last 15 und der Eingangsleistung des an dem Eingangs knoten 5 anliegenden Wechselspannungssignals gewählt werden. Beispiels weise kann der in Figur 2 gezeigte Gleichrichter für ein Wechselspannungssig nal mit einer Trägerfrequenz von 61 GHz und einer Eingangsleistung zwischen -5 dBm und -1 dBm sowie einem Lastwiderstand von 10 kOhm mit zwei ge koppelten Gleichrichterzellen 1 gebildet sein. Der Wirkungsgrad des Gleich richters kann dabei größer als 2 % sein und die erzielte Gleichspannung mehr als 300 mV betragen. Bei einem Lastwiderstand von 50 kOhm empfiehlt es sich hingegen einen Gleichrichter mit drei gekoppelten Gleichrichterzellen 1 zu bilden. Der Wirkungsgrad des Gleichrichters kann dabei größer als 0.7 % sein und die erzielte Gleichspannung mehr als 400 mV betragen. Bei einem Lastwiderstand von 1 kOhm und einer Eingangsleistung von 5.2 dBm können mit dem erfindungsgemäßen Gleichrichter sogar Wirkungsgrade von mehr als 6 % erreicht werden.

Claims

Patentansprüche
1. Gleichrichterzelle (1) zur Gleichrichtung einer elektrischen Wechsel spannung umfassend eine Transistorreihenschaltung mit einem ersten Feldeffekttransistor (2) und einem zweiten Feldeffekttransistor (3), wobei ein zwischen dem ersten und dem zweiten Feldeffekttransistor angeordneter Kno tenpunkt über einen Eingangskondensator (4) mit einem Eingangskno ten (5), an dem eine elektrische Wechselspannung anliegen kann, ver bunden ist, einen ersten zur Transistorreihenschaltung parallel geschalteten fre quenzunabhängigen Spannungsteiler (6) mit einem mit der Gate- Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (2) verbundenen ersten Knotenpunkt, einen zweiten zur Transistorreihenschaltung parallel geschalteten fre quenzunabhängigen Spannungsteiler (7) mit einem mit der Gate- Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (3) verbundenen zweiten Knotenpunkt, wobei der erste und der zweite Knotenpunkt der frequenzunabhängi gen Spannungsteiler (6, 7) zusätzlich jeweils über einen Vorspannkon densator (8.1, 8.2) an Masse angeschlossen sind.
2. Gleichrichterzelle (1) nach dem vorhergehenden Anspruch dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein frequenzunabhängiger Span nungsteiler (6,7) mit mindestens zwei in Reihe geschalteten Vor spannwiderständen (6.1, 6.2, 7.1, 7.2), die als Bauteile ausgebildet sind, gebildet ist.
3. Gleichrichterzelle (1) nach dem Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Vorspannwiderstand (6.1, 6.2, 7.1, 7.2) eines fre- quenzunabhängigen Spannungsteilers (6, 7) einen ohmschen Wider stand von mindestens 10 kOhm zur Begrenzung des durch den fre quenzunabhängigen Spannungsteiler (6, 7) fließenden Stroms auf weist.
4. Gleichrichterzelle (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Vorspannkondensator (8.1, 8.2) eine Kapazität zum Filtern hochfrequenter Signalkomponen ten von mindestens 1 pF aufweist.
5. Gleichrichterzelle (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterzelle (1) in integrierter Silizium-auf-lsolator (SOI) Technologie gefertigt ist und die Transistor reihenschaltung mit einem NMOS-Transistor als einem ersten Feldef fekttransistor (2) und einem PMOS-Transistor als einen zweiten Feldef fekttransistor (3) gebildet ist, wobei der NMOS-Transistor (2) und der PMOS-Transistor (3) bezüglich ihrer jeweiligen Durchlassstromrichtung kaskadiert angeordnet sind und die Drain-Elektrode des NMOS- Transistors mit der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors verbunden ist.
6. Gleichrichterzelle (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Source-Elektrode des ersten Feldef fekttransistors (2) über einen ersten Ausgangsknoten (11) mit Masse verbunden ist und/oder die Source-Elektrode des zweiten Feldeffekt transistors (3) mit einer Last (15) und/oder einem Speicherkondensa tor (16) verbunden ist.
7. Gleichrichterzelle (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangskondensator (4) mit einem Metalloxyd-Metall-Kondensator (MOM) gebildet ist.
8. Gleichrichter gebildet mit mindestens einer Gleichrichterzelle (1) nach einem der Ansprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, dass die Bulkan- schlüsse (9, 10) der Feldeffekttransistoren (2,3) der mindestens einen Gleichrichterzelle (1) mit den Ausgangsknoten (13.1, 13.2) einer Hilfs- ladungspumpe (13), die mit einem Oszillator (14) gekoppelt ist, ver bunden sind.
9. Gleichrichter gebildet mit mindestens zwei gekoppelten Gleichrichter zellen (1) nach einem der Ansprüche 1-7, wobei die Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (S) einer ersten Gleichrichterzelle (1) mit der Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (2) einer zweiten Gleichrichterzelle (1) verbunden ist.
10. Verwendung eines mit mindestens zwei in Reihe geschalteten Gleich richterzellen (1) nach einem der Ansprüche 1-7 gebildeten Gleichrich- ters, der in einem RFID-Transponder zum Bereitstellen einer Gleich spannung für die Versorgung einer einen Lastwiderstand von mindes tens 20 kOhm aufweisenden Last (15) mittels Gleichrichtung eines am Eingangsknoten (5) anliegenden Wechselspannungssignals mit einer Trägerfrequenz von mindestens 50 GHz und eine am Eingangsknoten (5) zur Verfügung stehende mittlere Leistung zwischen -5 dBm und
-1 dBm, integriert ist.
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Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6061551A (en) * 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US6968167B1 (en) * 1999-10-21 2005-11-22 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with calibration
DE102008049648A1 (de) * 2008-09-30 2010-04-15 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Vorrichtung und Verfahren zur Gleichrichtung einer Eingangswechselspannung
US9000835B1 (en) * 2013-03-14 2015-04-07 Impinj, Inc. Hot RF rectifiers for RFID applications
US9594997B1 (en) 2015-08-17 2017-03-14 Em Microelectronic-Marin Sa Auxiliary charge pump for a rectifier of an RFID transponder
US11277065B2 (en) * 2016-11-23 2022-03-15 Eta-Bar Ltd. Power supply with controlled shunting element
US10355615B2 (en) * 2017-03-30 2019-07-16 Lapis Semiconductor Co., Ltd. Rectifier circuit for opposite-phase currents

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