EP3776841A1 - Procede de commande d'un moteur polyphase - Google Patents

Procede de commande d'un moteur polyphase

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Publication number
EP3776841A1
EP3776841A1 EP19721003.2A EP19721003A EP3776841A1 EP 3776841 A1 EP3776841 A1 EP 3776841A1 EP 19721003 A EP19721003 A EP 19721003A EP 3776841 A1 EP3776841 A1 EP 3776841A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
controlling
rotor
mechanical
polyphase
actuator according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP19721003.2A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Geoffroy PETREMENT
Guillaume CALLERANT
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Moving Magnet Technologie SA
Original Assignee
Moving Magnet Technologie SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Moving Magnet Technologie SA filed Critical Moving Magnet Technologie SA
Publication of EP3776841A1 publication Critical patent/EP3776841A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
    • H02P8/005—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step of linear motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors of the kind having motors rotating step by step
    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
    • H02P8/16—Reducing energy dissipated or supplied

Definitions

  • the present invention relates to the field of polyphase brushless actuators, controlled in step-by-step mode by a microcontroller. It concerns both rotary actuators and linear actuators.
  • the present invention relates to the field of refrigerant control actuators or not.
  • Such actuators generally comprise a rotor provided with permanent magnets, moved by the magnetic field created by a set of coils controlled by a power electronics.
  • the supply or not of each coil defines a relative position of the rotor relative to the stator.
  • Stepped stepper motors have a limited number of discrete positions (usually as many positions as stator magnetic poles), but proportional-controlled stepper motors can increase accuracy. This is called “micro step” since the motor has several positions of balance between two steps.
  • step will denote either a whole step or a "microstep”.
  • the load angle is within a set acceptable range, the normal operation of the stepper motor along the programmed path is maintained without adjustment. However, a load angle that exceeds the range of this range indicates that a misstep has occurred, and the system controller initiates an action to recover lost engine steps to restore synchronism.
  • US5029264 discloses an application of a stepper motor for moving a carriage
  • detection means for detecting an angular position of the rotor of said stepping motor, the detecting means generating a pulse signal for each predetermined rotation angle of said rotor;
  • control means for counting the pulse signals from said detection means, detecting a position of said carriage according to the signals pulses counted by said control means, outputting control signals to start and stop said carriage, and output an initialization signal;
  • current switching means for counting the pulse signals from said detection means and changing an excitation current supplied to the coil of said stepper motor as a function of the pulse signals counted by said current change means for effecting a closed-loop control, current switching means also performing stepper motor drive of said stepping motor in response to the initialization signal of said control means, said current changing means bringing said rotor into a position stable and returning the counted value to a reference value, starting the change control of the excitation current in response to the start control signal from said control means and stopping the excitation current change control in response to the stop command from said control means.
  • JP2007259568 discloses a stepper motor drive having a microstep function in which a sinusoidal current passes through a motor winding each time an external control pulse is applied and a basic pitch angle is segmented.
  • the driving device comprises: an angle sensor for detecting the rotation angle of a rotor; an advance controller which calculates an excitation angle from an external control pulse and an angle of rotation of the rotor; an inverter for driving a stepper motor; a current controller for controlling the stepper motor current; a current detector for detecting a motor current; and a current control generator for generating current amplitude commands.
  • the driving device is constituted such that an angle command is corrected using information on a change of angle sensor output obtained when two different current commands are generated by the current control generator when the motor is stopped.
  • the US8810187B2 patent proposes to periodically check the advance of the rotor to verify that the pilot steps are respected but makes no continuous control of the load angle. Moreover, it does not dynamically modify the amplitude of the injected current in each step.
  • the US5029264 patent is a BLDC steering stepper requiring a PID controller requiring numerous calculations and may generate setpoint overshoots.
  • Patent JP2007259568 proposes to measure the position of the rotor in order to modify the phase of the pitch control but without modifying the amplitude of the current.
  • the invention relates to a method of controlling a polyphase actuator consisting in supplying each phase with periodically varying voltage with a periodic sequence of pitch P ⁇ of constant duration and amplitude A n, ⁇ where n corresponds to the rank of the phase (for example, a three-phase motor has 3 ranks of phase) and i to the rank of the pitch (for example, a control at 48 steps per electrical period has 48 ranks) determining a target position PC ⁇ of the rotor of one actuator, to define a sinusoidal voltage envelope, said actuator further comprising a movable member, a stator equipped with electric coils and a sensor detecting the mechanical position of said movable member with respect to said stator, as well as a microcontroller characterized in that:
  • Said microcontroller determines at times T sensor the mechanical position of said mechanical member
  • Said microcontroller calculates, at each of said sensor moments T, the difference between said mechanical position and the target position PC ⁇ corresponding to the pitch P ⁇ and said microcontroller calculates a coefficient k as a function of said difference,
  • Said microcontroller weights the supply amplitude applied to said phases by said coefficient k to supply said phases with weighted amplitudes voltages A n, ⁇ * k (A n, ⁇ multiplied by k).
  • each phase of the motor is supplied with voltage according to pulse length modulation (PWM).
  • PWM pulse length modulation
  • the coefficient k referred to is a coefficient that modifies the duty cycle and therefore the average level of voltage applied to each phase.
  • the method comprises at least one sensor acquisition time T for the mechanical position of said mechanical member for a pitch P ⁇ , more preferably at least 4 moments of acquisition T sensor ⁇
  • Said coefficient k may be proportional to the difference between said mechanical position and the PC ⁇ target position corresponding to the pitch P ⁇ , but any other mathematical function may be used.
  • the invention will preferably be used for movable member which is the rotor of the actuator to avoid being hampered by the errors induced by the mechanical clearances, but said movable member can also be moved by the rotor via a motion transformation member .
  • said rotor is movable over a plurality of turns.
  • the movement is helical and the rank of the turn, relative to an initial position, is determined by the standard of the signal delivered by the two-dimensional magnetic sensor. In this case, the rank of the round is compared to a previously recorded value.
  • the method comprises a calibration step of controlling the displacement of the movable member to a mechanical stop, and detecting the blockage by reaching said coefficient k to a threshold value k Seuii and storing in a memory the pitch P ⁇ corresponding to the reaching of this threshold value as reference P 0 of said movable member.
  • the method comprises a step of holding the movable member in a stop position, consisting of periodically measuring the coefficient k, and controlling the amplitude of the supply voltage. said phases if said coefficient k exceeds a threshold value.
  • the electrical control of the phases is modified to approach the measured position of the rotor with the desired mechanical position.
  • the invention described will be particularly advantageous for controlling a fluid control valve.
  • FIG. 1 represents an isometric view of a control valve, given by way of example, and able to use the present control method
  • FIG. 2 represents a cross-sectional view of the control valve shown in FIG. 1
  • FIG. 3 is a longitudinal sectional view of the control valve shown in FIG. 1 with an enlarged isolated view
  • FIGS. 4a, 4b and 4c show examples of sensor magnet magnetization variants used on electric motor rotors driven by the present control method
  • FIG. 5 represents a partial longitudinal sectional view of a control valve, according to another example, and which can use the present control method
  • FIG. 6 represents an isolated view of a stator belonging to a motor that can use the present control method
  • FIG. 7 represents a schematic view of the load angle of a driven motor that can use the present control method
  • FIG. 8 represents a typical operating algorithm of the present control method
  • FIG. 9 represents a magnetic induction graph detected by a magnetosensitive probe associated with one of the sensor magnets of FIGS. 4a to 4c,
  • FIG. 10 represents the method implemented over several rotor turns of an actuator according to the invention
  • FIG. 11 represents the operation of the method of the present invention illustrated through a graph
  • FIG. 12 represents an enlargement of FIG.
  • FIG. 13 represents the stop detection method illustrated through a graph
  • FIG. 14 represents the different voltage values applied to each phase of an engine
  • FIG. 15 represents the dynamic modification of the value k as a function of the load applied to the rotor.
  • FIG. 1 represents an isometric view of a first embodiment of a valve according to the invention, associating an electrical actuation assembly and a mechanical assembly creating a circulation path for a heat transfer fluid.
  • the valve is thus more particularly composed of an electric actuator (1) which sets in translation, along the axis (3) of displacement, a needle (not visible here) with the aid of an electric motor.
  • the actuator (1) is fixed on the valve body (2) which comprises the passage channels (20) of a heat transfer fluid whose flow rate is controlled by said needle.
  • the electric actuator (1) comprises a cover (19) on the upper part, and is fixed to the valve body (2) by axial fixing means (4), such as screws or bolts.
  • FIG. 2 is a view from above of the first embodiment without a cover and making it possible to appreciate the radial magnetic flux electric actuator which can be used in the present invention.
  • Any other electrical actuator generating a torque at the level of the motion transformation can be used, for example magnetic flux along the axis of displacement.
  • This actuator (1) has a stator (6) formed of a bundle of sheets forming teeth on which are placed, for some of them, electric coils (25), here 3 coils at 120 ° from each other .
  • This stator (6) is housed in a housing (9) which may comprise a connector (5). In this view without lid
  • Figure 3 shows a longitudinal section of a valve according to this first embodiment.
  • valve body (2) has channels
  • the fluid passage is managed by positioning the end of the needle (11) managed by the electric actuator (1), along the axis (3), in order to bring said needle end (11) closer or further away.
  • the rotor (12) is composed of a nut portion (14) and which also forms, in this particular embodiment, the yoke and the support of the permanent magnets (13), the rotor setting in motion the needle
  • the configuration presented here is particularly compact axially with a guidance entirely provided in the active height of the sheet bundle (10), this guidance being here realized by the screw (15) in cooperation with the nut (14) and by the body of the needle (11) with the inner surface of the fixed screw.
  • a needle position sensor (11) is shown.
  • This magnetic principle sensor is located on the upper part of the valve, above the rotor (12).
  • a magnetic element (7) magnet is integral with the nut portion (14), therefore the rotor (12) and therefore the needle (11) ⁇
  • This magnet (7) which has a magnetization is diametral perpendicular to the axis rotation of the rotor, either bipolar along the axis of the rotor (3), or a magnetization rotating about an axis perpendicular to the axis (3), is also immersed inside the bell (16).
  • This magnetic element generates a magnetic field in the plane of the probe (19) perpendicular to the axis (3).
  • this magnetic field will rotate synchronously with the rotor (12).
  • this magnetic element (7) moves away or approaches the bottom of the bell (16).
  • a magnetosensitive probe (8) detecting the angle of the field magnetic, and according to the uses the amplitude of the component of the magnetic field perpendicular to the axis (3) or the norm components perpendicular to the axis (3) emitted by the magnetic element (7).
  • the distance or approximation of this magnetic element (7) relative to the magnetosensitive probe (8) thus makes it possible to modulate the field amplitude detected by the probe (8) and to give an image of the position of the needle (11). ).
  • the probe (8) is carried by a printed circuit (18) located above the bell (16), under the cover (19).
  • This printed circuit board (18) can also carry the connection points to the coils of the actuator (1) as well as the electronic components necessary for controlling the polyphase electric motor.
  • the magnetic element (7) generating the axial magnetic field is made of magnet, based on neodymium iron boron, ferrite or cobalt samarium. This latter material has the advantage of a small variation in its magnetic properties as a function of temperature, thus minimizing the drifts of the sensor signal and minimizing the influence of the temperature gradients between the fluid and the magnetic field measuring probe. .
  • This lower magnetic variation as a function of temperature is useful in the case of measuring the amplitude of the field to determine an axial position.
  • the measurement of the angular position made by comparing the amplitudes of two non-collinear magnetic components perpendicular to the axis (3), is not dependent on the amplitude of these components.
  • the probe (8) is a probe measuring at least two components orthogonal to the magnetic field, and possibly a three-dimensional probe.
  • FIG. 4a shows a magnetic magnetic element (3) generating the field required for the measurement probe, magnetized diametrically, so with a vector located in the plane perpendicular to the axis of rotation of the rotor (3).
  • FIG. 4b shows a magnetized magnetic element (7) generating the necessary field for the measurement probe, bipolar magnetized, where two parts of said magnetic element are magnetized according to two vectors in opposite directions and parallel to the axis of rotation of the rotor (3).
  • FIG. 4c represents a magnetized magnetic element (7) generating the field required for the measurement probe, magnetized according to a rotating magnetization, the orientation of the magnetization inside said magnetic element rotating about an axis (22) perpendicular to the axis of rotation of the rotor (3)
  • FIG. 5 represents an alternative to the construction of FIGS. 1, 2 and 3 in which the radial-flow electric motor is replaced by a claw motor
  • FIG. 6 represents a solution of protection of the magnetic measurement probe with respect to the disturbing fields generated when an electric current flows through the stator windings (25).
  • An additional stack of sheets (26) surrounds said coils to provide the streams generated by these coils a preferred magnetic path.
  • Figures 7a, 7b, 7c and 7d show a schematic view of the stator vector (40) and the rotor vector (41).
  • the vectors u, v, w are the orientations of the pairs created by each of the motor phases taken separately. This is a representation called "Fresnel diagram”.
  • the stator vector (40) is the composition of the micropore electrical control signals at the terminals of the stator coils in the plane perpendicular to the axis (3).
  • the rotor vector (41) is determined by the analysis of the signals transmitted by the probe (8) and translated in the Fresnel diagram from the position sensor position signal, knowledge of the number of pole pairs and a reference position.
  • the loading angle corresponds to the angle between the stator vectors (40) and rotor (41) magnetic field.
  • the resulting torque at the rotor generated by the power supply at the stator varies from a zero torque (50) when this angle is equal to 0 °, to a maximum when the vectors are at 90 °.
  • the torque is directly proportional to the sine of the load angle and the supply current.
  • the load angle is equal to 0 ° and the stator and rotor vectors are collinear.
  • the actual angular position of the rotor is identical to the control position.
  • the load angle (42) increases and is then no longer equal to 0 ° . This is illustrated in Figs. 7a, 7b, 7c and 7d where the generated torque at equal supply current is increasing.
  • this load angle exceeds 90 °, the torque exerted decreases and may cause a loss of synchronism between the rotor and the stator field, called rotor stall.
  • the process using this load angle to drive the motor is illustrated in Figure 8.
  • This offset is determined periodically, at least one or more times per microstep. If the load angle (42) is constant, the computer keeps the constant coefficient value k. Yes the load angle (42) increases or decreases, the computer modifies the value of the coefficient k respectively higher or lower in order to modify the control voltage (via a different duty cycle) and therefore the amplitude of the current injected into the phases.
  • the coefficient k is zero when the load angle is zero and it is maximum when the load angle is 90 °.
  • the coefficient k can be a coefficient proportional to the load angle, but all other mathematical functions (quadratic or other) can be envisaged.
  • FIG. 9 represents the different magnetic field components measured by the magnetic sensor, here the X (45) and Y (46) components according to two orthogonal vectors situated in a plane perpendicular to the axis of rotation (3) between a position ( 47) away from the probe and a position (48) close to the probe, positions separated by approximately 4 turns in this nonlimiting example.
  • FIG. 10 illustrates the calculations made from the components of FIG. 9.
  • the ratio of these two components (45) and (46) makes it possible to calculate the angle of the rotor magnetic field (41) by arctangent calculation of this ratio.
  • the signal (41) has 4 periods which correspond to the 4 rotations made by the rotor.
  • the calculation of the norm of the measured field (49) makes it possible to estimate the distance of said magnet (7) with respect to the measurement probe (8). This distance is either measured directly using this magnetic field module, or interpolated. In the latter case, thanks to the angular sensor position in a lathe is known precisely, and field amplitude variations are sufficient to determine in which turn the rotor (12) is located.
  • Fig. 11 shows an example of electrical signals calculated by comparison of the control signal (40) and angular values (41) measured by the sensor. This graph shows the evolution as a function of time of the signals expressed in microstep (scale on the left) and in torque (scale on the right).
  • a residual offset (51) between the desired position (40) and the actual position of the rotor (41) is equal to the load angle (42) but this is known and can be compensated by changing the control ( 40) of a value equal to the value of this residual offset (51) for the rotor to reach the desired position (55).
  • FIG. 12 illustrates the phenomenon of discretization induced by the measurement of the sensor at the instant of the sensor, with at least 4 periods in a microstep (56).
  • This graph presents in degree, the evolution of the signals (40, 41, 42) as a function of time.
  • Figure 13 illustrates the use of the load angle (42) to detect a mechanical stop when moving the actuator.
  • This graph shows in degree, the evolution of the signals and magnitude (40, 42, 52) as a function of time. It is then considered that the rotor has mechanically reached this stop when the load angle (42) exceeds a threshold value (52), for example 100 °, since the maximum permitted current is reached. Precise knowledge of the mechanical stop is therefore possible.
  • Figure 14 illustrates the different voltage values applied to each phase of an engine according to the method of the present invention.
  • the abscissa is the number of steps.
  • the voltage value which is represented as the programmed register value in the microcontroller and which is used to keep constant the differences between the mechanical position and the target position.
  • All steps Pi have a step duration and an amplitude An, i * k determined for each step.
  • the amplitude value of each step is different in order to constitute a sinusoidal periodic function of the control voltage, a period of which is shown here. Depending on the desired harmonic content, the shape of the sinusoid may change.
  • the microcontroller calculates and applies the coefficient k of a higher or lower value of the register in order to adapt the level of voltage applied to the motor phases. This results in a higher or lower phase current and therefore a higher or lower torque of the motor to adapt to the measured offset.
  • the duration of the steps is determined by the duration of a period of tension divided by the total number of steps of a period.
  • the duration width of each step is constant and identical.
  • the width of step duration calculated and imposed by the microcontroller varies according to the desired speed of movement of the motor.
  • each amplitude voltage value An, i * k is obtained from a constant voltage source by pulse width modulation (PWM) technique - adjusting the ratio cyclic.
  • PWM pulse width modulation
  • Fig. 15 shows the dynamic control change allowed by the present invention. It is plotted in the example presented, at the left ordinate, the evolution of the stator position (40) and the evolution of the measured position of the rotor (41) at an angle; at the right ordinate, the load value (53) at the rotor and the value of k (57) in a normed scale from 0 to 1.
  • the abscissa shows the number of steps. The periodic slots observed are due to the difference in definition between the motor steps and the rotor position acquisition.
  • the stator position (40) is zero, as is the value of k (57). From this rest position (initial moment), a constant load (53) of about 0.3 (normed value) is applied. Due to inertia and mechanical play, the rotor remains in the zero position. As the control is given to the motor to advance, the stator position (40) increases. so the load angle resulting from the difference of the stator positrons (40) and rotor (41) is insufficient to generate a torque greater than the load, no displacement is observed at the rotor. This results in an increase in the load angle and hence in the value of k (57) of the pitch PO up to pitch P7.
  • the rotor speed synchronizes with the stator field (40) with an approximately constant load angle when the load is constant.
  • the value of k remains around a value of 0.5 (normalized value) from pitch P7 to pitch P16.
  • step P16 the load increased from about 0.3 to about 0.55 (norm value).
  • the load angle increases until reaching a new value, which corresponds to an average value of 0.7 of k. This value remains almost constant until no P27.
  • step P27 to step P40 the load decreased from about 0.55 to about 0.17.
  • the load angle decreases, leading to a decrease of k to an average value of 0.4.
  • FIG. 15 shows how the control dynamically modifies the value of k (and therefore the average current value flowing in the motor) as a function of the load which is applied to the rotor by the intrinsic relation between the load angle and the value of k.
  • the exemplary function of FIG. 15 is in no way limiting but only given as an example of dynamic operation.
  • the speed of the control defined by the voltage step duration is always constant, only the value of k and therefore the amplitude of voltage step and therefore the amplitude of current to the coils of the motor evolving according to from the load to the rotor.
  • the invention also relates to a method of controlling a polyphase actuator according to the main claim for reducing the current consumption according to the following different steps:
  • the alarm clock of the microcontroller as soon as the load angle exceeds a second fixed threshold, typically 80 °, then powering the motor phases in order to reduce the load angle until reaching the first threshold set.
  • a second fixed threshold typically 80 °
  • the invention also relates to a method of controlling a polyphase actuator according to the main claim for learning continuously or at will the mechanical play present in the actuator (by the possible existence of a mechanical gear inserted between the rotor of the actuator and the movable output member) and having the following steps: the training of the movable member in a first direction of movement along several steps Pi,
  • the invention also relates to a method of controlling a polyphase actuator according to the main claim for predicting a maintenance requirement and having the following steps:
  • the invention also relates to a method of controlling a polyphase actuator according to the main claim for producing a speed curve adapted to reach a mechanical stroke end (or stop) at a reduced speed and having the following steps:

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un actionneur polyphasé consistant à alimenter chaque phase par tension variant périodiquement avec une séquence périodique de pas Pi de durée constante et d'amplitude An,i où n correspond au rang de la phase et i au rang du pas déterminant une position cible PCi du rotor de l'actionneur, pour définir une enveloppe sinusoïdale de tension, ledit actionneur comportant en outre un organe mobile, un stator équipé de bobines électriques et un capteur détectant la position mécanique dudit organe mobile par rapport audit stator, ainsi qu'un microcontrôleur. • Ledit microcontrôleur détermine à des instants Tcapteur la position mécanique dudit organe mécanique, • Ledit microcontrôleur calcule, à chacun desdits moments Tcapteur, la différence entre ladite position mécanique et la position cible PCi correspondant au pas Pi et ledit microcontrôleur calcule un coefficient k en fonction de ladite différence, • Ledit microcontrôleur pondère l'amplitude d'alimentation appliquée auxdites phases par ledit coefficient k pour alimenter lesdites phases avec des tensions d'amplitudes pondérés An,i * k.

Description

PROCEDE DE COMMANDE D'UN MOTEUR POLYPHASE
Domaine de 1 ' invention
La présente invention concerne le domaine des actionneurs polyphasés sans balais, commandés en mode pas-à- pas par un microcontrôleur. Elle concerne aussi bien des actionneurs rotatifs que des actionneurs linéaires.
De manière non limitative, la présente invention concerne le domaine des actionneurs de régulation de fluide frigorigène ou non.
De tels actionneurs comportent généralement un rotor muni d'aimants permanents, déplacé par le champ magnétique créé par un ensemble de bobines commandées par une électronique de puissance. L'alimentation ou non de chaque bobine définit une position relative du rotor par rapport au stator.
Les moteurs pas à pas commandés en pas entier présentent un nombre limité de positions discrètes (généralement autant de positions que de pôles magnétiques au stator), mais les moteurs pas à pas à commande proportionnelle permettent d'augmenter la précision. On parle alors de « micro pas » puisque le moteur présente plusieurs positions d'équilibre entre deux pas. Dans le présent brevet, le terme « pas » désignera indifféremment un pas entier ou un « micropas » .
Etat de la technique
On connaît dans l'état de la technique le brevet américain US2013043822 qui décrit une solution de commande d'un moteur pas à pas utilisant un dispositif de rétroaction de position avec une capacité de résolution de 200 pas par tour d'arbre de moteur, pour la détection de décalages de pas et la récupération de pas du moteur. L'écart de position est calculé périodiquement et cycliquement, en soustrayant la position de retour de la position commandée correspondante, pour déterminer implicitement l'angle de charge et l'état de fonctionnement du moteur, l'angle de charge étant défini comme l'angle entre le maximum de la force magnétomotrice et l'axe direct (communément appelé « axe d ») du rotor, c'est-à-dire la différence angulaire existant entre le vecteur de champ magnétique crée par le stator bobiné du moteur et le vecteur de champ magnétique du rotor.
Si l'angle de charge se situe dans une plage de valeurs admissibles établies, le fonctionnement normal du moteur pas à pas le long de la trajectoire programmée est maintenu, sans réglage. Un angle de charge qui dépasse les limites de cette plage indique cependant qu'un faux pas s'est produit, et le contrôleur du système initie une action pour récupérer les pas du moteur perdus, pour rétablir le synchronisme .
La demande de brevet US2008100249 décrit un autre exemple de commande de la rotation d'un moteur pas à pas, comprenant les étapes consistant à :
- déterminer la position de rotation d'un champ statorique par rapport à un rotor à 1 ' intérieur d ' un moteur pas à pas en continu lors de la rotation dudit moteur; et
retarder la rotation dudit champ statorique lorsqu'une première quantité prédéterminée est dépassée et que ledit rotor est en retard sur ledit champ statorique pour des performances optimales dudit moteur.
Le brevet US5029264 décrit une application d'un moteur pas à pas pour déplacer un chariot;
des moyens de détection pour détecter une position angulaire du rotor dudit moteur pas à pas, les moyens de détection générant un signal impulsionnel pour chaque angle de rotation prédéterminé dudit rotor;
- des moyens de commande pour compter les signaux d'impulsion provenant desdits moyens de détection, détecter une position dudit chariot en fonction des signaux impulsionnels comptés par lesdits moyens de commande, délivrer des signaux de commande pour démarrer et arrêter ledit chariot, et délivrer un signal d'initialisation;
- des moyens de commutation de courant pour compter les signaux d'impulsion provenant desdits moyens de détection et changer un courant d'excitation fourni à la bobine dudit moteur pas à pas en fonction des signaux impulsionnels comptés par lesdits moyens de changement de courant pour effectuer une commande en boucle fermée, des moyens de commutation de courant effectuant également un entraînement par moteur pas à pas dudit moteur pas à pas en réponse au signal d'initialisation desdits moyens de commande, lesdits moyens de changement de courant amenant ledit rotor dans une position stable et ramenant la valeur comptée à une valeur de référence, le démarrage du contrôle de changement du courant d'excitation en réponse au signal de commande de démarrage provenant desdits moyens de commande et 1 ' arrêt de la commande de changement du courant d'excitation en réponse à la commande d'arrêt provenant desdits moyens de commande.
Le brevet JP2007259568 décrit un dispositif d'entraînement pour moteur pas à pas ayant une fonction micropas dans laquelle un courant sinusoïdal traverse un enroulement moteur chaque fois qu'une impulsion de commande externe est appliquée et qu'un angle de pas de base est segmenté. Le dispositif d'entraînement comprend: un détecteur d'angle pour détecter l'angle de rotation d'un rotor; un contrôleur d'avance qui calcule un angle d'excitation à partir d'une impulsion de commande externe et d'un angle de rotation du rotor; un inverseur pour entraîner un moteur pas à pas; un contrôleur de courant pour commander le courant du moteur pas à pas; un détecteur de courant pour détecter un courant de moteur; et un générateur de commande de courant pour générer des commandes d'amplitude de courant. Le dispositif d'entraînement est constitué de telle sorte qu'une commande d'angle est corrigée en utilisant des informations sur un changement de la sortie du détecteur d'angle obtenu lorsque deux commandes de courant différentes sont générées par le générateur de commande actuel lorsque le moteur est à l'arrêt.
Inconvénients de l'art antérieur
Les solutions de l'art antérieur se traduisent par des consommations de courant relativement élevées dans certaines situations, notamment lorsque l' actionneur est en butée, et conduit à dépasser le niveau d'énergie électrique nécessaire pour assurer le pilotage de la position.
Les solutions de l'art antérieur n'adaptent pas de façon dynamique et continue le courant alimentant la partie statorique pour minimiser celui-ci en fonction de la charge instantanée appliquée au rotor. Cette non adaptation suivant la charge implique une consommation d'énergie supérieure et un auto échauffement par effet Joule des bobines statoriques pénalisant les performances dudit moteur.
Le brevet US8810187B2 propose de contrôler périodiquement l'avancée du rotor pour vérifier que les pas de pilotage sont respectés mais ne fait aucun contrôle continu de l'angle de charge. Par ailleurs, il ne modifie pas dynamiquement l'amplitude du courant injecté dans chaque pas.
Le brevet US2008100249 réalise une correction de la vitesse de déplacement et non du courant.
Le brevet US5029264 est un pilotage BLDC du stepper requérant un régulateur PID nécessitant de nombreux calculs et pouvant générer des dépassements de consigne.
Le brevet JP2007259568 propose de mesurer la position du rotor afin de modifier la phase de la commande des pas mais sans modifier l'amplitude du courant.
Solution apportée par l'invention
L'invention concerne un procédé de commande d'un actionneur polyphasé consistant à alimenter chaque phase par tension variant périodiquement avec une séquence périodique de pas P± de durée constante et d'amplitude An,± où n correspond au rang de la phase (par exemple, un moteur triphasé possède 3 rangs de phase) et i au rang du pas (par exemple, une commande à 48 pas par période électrique présente 48 rangs) déterminant une position cible PC± du rotor de 1 ' actionneur, pour définir une enveloppe sinusoïdale de tension, ledit actionneur comportant en outre un organe mobile, un stator équipé de bobines électriques et un capteur détectant la position mécanique dudit organe mobile par rapport audit stator, ainsi qu'un microcontrôleur caractérisé en ce que :
• Ledit microcontrôleur détermine à des instants Tcapteur la position mécanique dudit organe mécanique,
• Ledit microcontrôleur calcule, à chacun desdits moments Tcapteur, la différence entre ladite position mécanique et la position cible PC± correspondant au pas P± et ledit microcontrôleur calcule un coefficient k en fonction de ladite différence,
• Ledit microcontrôleur pondère l'amplitude d'alimentation appliquée auxdites phases par ledit coefficient k pour alimenter lesdites phases avec des tensions d'amplitudes pondérés An,± * k (An,± multiplié par k) .
Dans la présente invention, on considère que chaque phase du moteur est alimentée en tension suivant une modulation de longueur d'impulsion (PWM en anglais). Le coefficient k dont il est question, est un coefficient qui vient modifier le rapport cyclique et donc le niveau moyen de tension appliqué à chaque phase.
Les avantages de la solution ici présentée par rapport à l'état de l'art sont d'une part la grande dynamique de la commande, s'adaptant à chaque instant Tcapteur à la position réelle de l'organe mobile, et d'autre part sa capacité à fonctionner même à vitesse nulle ou réduite, le principe étant indépendant de cette vitesse. Selon un mode préférentiel le procédé comporte au moins un instant d'acquisition Tcapteur de la position mécanique dudit organe mécanique pour un pas P±, plus préférentiellement au moins 4 instants d'acquisition TcapteUr ·
Ledit coefficient k peut être proportionnel à la différence entre ladite position mécanique et la position cible PC± correspondant au pas P±, mais toute autre fonction mathématique peut être utilisée.
L'invention sera préférentiellement utilisée pour organe mobile qui est le rotor de l'actionneur pour éviter d'être gêné par les erreurs induites par les jeux mécaniques, mais ledit organe mobile peut aussi être déplacé par le rotor via un organe de transformation de mouvement.
Dans un mode de réalisation, ledit rotor est mobile sur une pluralité de tours. Le mouvement est hélicoïdal et le rang du tour, par rapport à une position initiale, est déterminé par la norme du signal délivré par le capteur magnétique bidimensionnel. Dans ce cas, le rang du tour est comparé à une valeur préalablement enregistrée.
Dans un autre mode de réalisation le procédé comporte une étape de calibration consistant à commander le déplacement de l'organe mobile jusqu'à une butée mécanique, et à détecter le blocage par l'atteinte dudit coefficient k à une valeur seuil kSeuii et à enregistrer dans une mémoire le pas P± correspondant à l'atteinte de cette valeur seuil comme référence P0 dudit organe mobile.
Dans un autre mode de réalisation le procédé comporte une étape de maintien de l'organe mobile dans une position d'arrêt, consistant à mesurer périodiquement le coefficient k, et à commander l'amplitude de la tension d'alimentation desdites phases si ledit coefficient k dépasse une valeur seuil .
Avantageusement, la commande électrique des phases est modifiée pour approcher la position mesurée du rotor avec la position mécanique désirée.
L'invention décrite sera particulièrement intéressante pour commander une vanne de régulation de fluide.
Description détaillée d'un exemple non limitatif de
1 ' invention
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée d'un exemple non limitatif de l'invention qui suit, se référant aux dessins annexés où :
- la figure 1 représente une vue isométrique d'une vanne de régulation, donnée à titre d'exemple, et pouvant utiliser le présent procédé de pilotage,
la figure 2 représente une vue en coupe transversale de la vanne de régulation montrée en figure 1, la figure 3 représente une vue en coupe longitudinale de la vanne de régulation montrée en figure 1 avec une vue isolée agrandie,
- les figures 4a, 4b et 4c présentent des exemples de variantes d'aimantation d'aimant capteur utilisé sur des rotors de moteur électrique piloté par le présent procédé de pilotage,
la figure 5 représente une vue en coupe longitudinale partielle d'une vanne de régulation, selon un autre exemple, et pouvant utiliser le présent procédé de pilotage,
- la figure 6 représente une vue isolée d'un stator appartenant à un moteur pouvant utiliser le présent procédé de pilotage, - la figure 7 représente une vue schématique de l'angle de charge d'un moteur piloté pouvant utiliser le présent procédé de pilotage,
la figure 8 représente un algorithme de fonctionnement typique du présent procédé de pilotage,
- la figure 9 représente un graphique d'induction magnétique détectée par une sonde magnétosensible associé à un des aimants de capteurs des figures 4a à 4c,
- la figure 10 représente le procédé mis en œuvre sur plusieurs tours de rotor d'un actionneur selon 1 ' invention,
la figure 11 représente le fonctionnement du procédé de la présente invention illustré au travers d'un graphique,
- la figure 12 représente un agrandissement de la figure 11,
- la figure 13 représente le procédé de détection de butée illustré au travers d'un graphique,
- la figure 14 représente les différentes valeurs de tension appliquées à chaque phase d'un moteur,
- la figure 15 représente la modification dynamique de la valeur k en fonction de la charge appliquée au rotor.
La figure 1 représente une vue isométrique d'un premier mode de réalisation d'une vanne selon l'invention, associant un ensemble d'actionnement électrique et un ensemble mécanique créant un chemin de circulation pour un fluide caloporteur .
La vanne est ainsi plus particulièrement composée d'un actionneur électrique (1) qui met en translation, suivant l'axe (3) de déplacement, un pointeau (non visible ici) à l'aide d'un moteur électrique. L' actionneur (1) est fixé sur le corps de vanne (2) qui comprend les canaux de passage (20) d'un fluide caloporteur dont le débit est géré par ledit pointeau. L' actionneur électrique (1) comprend un couvercle (19) sur la partie supérieure, et est fixé au corps de vanne (2) par des moyens de fixation axiale (4), tels des vis ou des boulons .
La figure 2 est une vue du dessus du premier mode de réalisation sans couvercle et permettant d'apprécier l'actionneur électrique à flux magnétique radial qui peut être utilisé dans la présente invention. Tout autre actionneur électrique générant un couple au niveau de la transformation de mouvement peut être utilisé, par exemple à flux magnétique selon l'axe de déplacement. Cet actionneur (1) présente un stator (6) formé d'un paquet de tôles formant des dents sur lesquelles sont placées, pour certaines d'entre elles, des bobines électriques (25), ici 3 bobines à 120° les unes des autres. Ce stator (6) est logé dans un boîtier (9) qui peut comporter un connecteur (5). Dans cette vue sans couvercle
(19), on apprécie aussi la présence d'une cloche d'étanchéité
(16) à l'intérieur de laquelle est placé le rotor de l'actionneur (1) ainsi que le pointeau à déplacer, ces éléments étant immergés dans le fluide caloporteur. A l'extérieur de cette cloche se trouvent, isolés du fluide caloporteur, le stator (6).
La figure 3 représente une coupe longitudinale d'une vanne selon ce premier mode de réalisation. L'actionneur
(I) est vissé sur le corps de vanne (2) à l'aide des éléments de fixation (4). Le corps de vanne (2) présente des canaux
(20) de circulation d'entrée et de sortie de fluide caloporteur. Le passage de fluide est géré par le positionnement de l'extrémité du pointeau (11) géré par l'actionneur électrique (1), selon l'axe (3), afin de rapprocher ou d'éloigner cet extrémité de pointeau (11) du siège de pointeau (17). Le rotor (12) est composé d'une partie d'écrou (14) et qui forme ici aussi, dans ce cas particulier de réalisation, la culasse et le support des aimants permanents (13), le rotor mettant en mouvement le pointeau
(II) par une liaison ici solidaire mais qui peut être indirecte via un ressort à l'interface (non montré). Le mouvement du rotor (12) et donc du pointeau (11) est suivant une trajectoire hélicoïdale combinant ainsi une rotation, celle de la machine électrique formée par le rotor (12) et le stator (6), et une translation, imposée par le vissage de la partie d'écrou (14) sur la vis (15) ici fixe et solidaire du corps de vanne (2). Le mouvement est hélicoïdal mais seule la composante de translation est mécaniquement importante pour le réglage de la vanne, le pointeau ayant une géométrie de révolution .
La configuration présentée ici est particulièrement compacte axialement avec un guidage entièrement prévu dans la hauteur active du paquet de tôles (10), ce guidage étant ici réalisé par la vis (15) en coopération avec l'écrou (14) et par le corps du pointeau (11) avec la surface intérieure de la vis fixe.
Dans cette configuration de la figure 3, un capteur de position du pointeau (11) est montré. Ce capteur de principe magnétique est situé sur la partie supérieure de la vanne, au-dessus du rotor (12). Un élément magnétique (7) aimanté, est solidaire de la partie d'écrou (14), donc du rotor (12) et donc du pointeau (11)· Cet aimant (7) qui présente une aimantation soit diamétrale perpendiculairement à l'axe de rotation du rotor, soit bipolaire suivant l'axe du rotor (3), soit une aimantation tournante autour d'un axe perpendiculaire à l'axe (3), est lui aussi immergé à l'intérieur de la cloche (16). Cet élément magnétique génère un champ magnétique dans le plan de la sonde (19) perpendiculaire à l'axe (3). Lors de la rotation du rotor (12) ce champ magnétique tournera de manière synchrone avec le rotor (12). Lors d'un déplacement hélicoïdal du rotor (12), cet élément magnétique (7) s'éloigne donc ou se rapproche du fond de la cloche (16). En regard de la cloche (16) et à l'extérieur de ladite cloche (16) est positionnée sur l'axe (3) une sonde magnétosensible (8) détectant l'angle du champ magnétique, et selon les utilisations l'amplitude de la composante du champ magnétique perpendiculaire à l'axe (3) ou la norme des composantes perpendiculaires à l'axe (3) émis par l'élément magnétique (7). L'éloignement ou le rapprochement de cet élément magnétique (7) relativement à la sonde magnétosensible (8) permet ainsi de moduler l'amplitude de champ détecté par la sonde ( 8 ) et de donner 1 ' image de la position du pointeau (11).
La sonde (8) est portée par un circuit imprimé (18) située au-dessus de la cloche (16), sous le couvercle (19). Ce circuit imprimé (18) peut porter également les points de connexion aux bobines de l'actionneur (1) ainsi que des composants électroniques nécessaires au pilotage du moteur électrique polyphasé.
L'élément magnétique (7) générant le champ magnétique axial est réalisé en aimant, à base de Néodyme Fer Bore, de Ferrite ou de Samarium cobalt. Cette dernière matière présente l'avantage d'une variation faible de ses propriétés magnétiques en fonction de la température, minimisant ainsi les dérives du signal du capteur et minimisant l'influence des gradients de température entre le fluide et la sonde de mesure de champ magnétique.
Cette moindre variation magnétique en fonction de la température est utile dans le cas de la mesure de l'amplitude du champ pour déterminer une position axiale. La mesure de la position angulaire, réalisée par comparaison des amplitudes de deux composantes magnétiques non colinéaires perpendiculaires à l'axe (3) n'étant elle pas dépendante de l'amplitude de ces composantes.
La sonde ( 8 ) est une sonde mesurant au moins deux composantes orthogonales au champ magnétique, et éventuellement une sonde tridimensionnelle.
La figure 4a représente un élément magnétique aimanté (3) générant le champ nécessaire à la sonde de mesure, aimanté de façon diamétrale, donc avec un vecteur localisé dans le plan perpendiculaire à l'axe de rotation du rotor (3).
La figure 4b représente un élément magnétique aimanté (7) générant le champ nécessaire à la sonde de mesure, aimanté de façon bipolaire, où deux parties dudit élément magnétique sont aimantées selon deux vecteurs de directions opposés et parallèles à l'axe de rotation du rotor (3).
La figure 4c représente un élément magnétique aimanté (7) générant le champ nécessaire à la sonde de mesure, aimanté suivant une aimantation tournante, l'orientation de l'aimantation à l'intérieur dudit élément magnétique tournant autour d'un axe (22) perpendiculaire à l'axe de rotation du rotor ( 3 )
La figure 5 représente une alternative à la construction des figures 1, 2 et 3 où le moteur électrique à flux radial est remplacé par un moteur à griffes
( 23 ) comportant un ensemble de tôles découpées et pliées (24) associées aux bobines (25) pour constituer les phases dudit moteur électrique. La sonde (8) soudée sur le PCB (18) reste positionnée proche de l'axe (3).
La figure 6 représente une solution de protection de la sonde de mesure magnétique vis-à-vis des champs perturbateurs générés lorsque qu'un courant électrique parcourt les bobinages statoriques (25). Un empilement supplémentaire de tôles (26) vient entourer lesdites bobines pour offrir aux flux générés par ces bobines un chemin magnétique privilégié.
Les figures 7a, 7b, 7c et 7d représentent une vue schématique du vecteur statorique (40) et du vecteur rotorique (41). Sur cette figure, les vecteurs u, v, w sont les orientations des couples crées par chacune des phases du moteur prises séparément. Il s'agit d'une représentation dite « diagramme de Fresnel » . Le vecteur statorique (40) est la composition des signaux électriques de commande micropas aux bornes des bobines statoriques dans le plan perpendiculaire à l'axe (3).
Le vecteur rotorique (41) est déterminé par l'analyse des signaux transmis par la sonde (8) et traduite dans le diagramme de Fresnel à partir du signal de position du capteur de position, de la connaissance du nombre de paires de pôles et d'une position de référence.
L'angle de charge correspond à l'angle entre les vecteurs statorique (40) et rotorique (41) de champ magnétique. Le couple résultant au niveau du rotor généré par l'alimentation électrique au niveau du stator varie d'un couple (50) nul lorsque cet angle est égal à 0°, à un maximum lorsque les vecteurs sont à 90°. Le couple est directement proportionnel au sinus de l'angle de charge et au courant d ' alimentation .
Dans l'hypothèse d'un déplacement sans aucune charge au niveau du rotor, l'angle de charge est égal à 0° et les vecteurs statorique et rotorique sont colinéaires. La position angulaire réelle du rotor est identique à la position de commande .
Lors de l'application d'un effort sur le rotor, par exemple par un couple de freinage, ou une charge ou un couple d'entraînement, l'angle de charge (42) augmente et n'est alors plus égal à 0°. Ceci est illustré dans les 4 figures 7a, 7b, 7c et 7d où le couple généré à courant d'alimentation égal est croissant. Lorsque cet angle de charge dépasse 90°, le couple exercé diminue et peut entraîner une perte de synchronisme entre le rotor et le champ statorique, appelé décrochage du rotor .
Le processus utilisant cet angle de charge afin de piloter le moteur est illustré dans la figure 8. Ce décalage est déterminé périodiquement, au moins une ou plusieurs fois par micropas. Si l'angle de charge (42) est constant, le calculateur garde la valeur de coefficient k constante. Si l'angle de charge (42) augmente ou diminue, le calculateur modifie la valeur du coefficient k respectivement supérieur ou inférieur afin de modifier la tension de commande (via un rapport cyclique différent) et donc l'amplitude du courant injecté dans les phases. Préférentiellement, le coefficient k est nul lorsque l'angle de charge est nul et il est maximal lorsque l'angle de charge est de 90°.
Le coefficient k peut être un coefficient proportionnel à l'angle de charge mais toutes autres fonctions mathématiques (quadratique ou autre) peuvent être envisagées.
La figure 9 représente les différentes composantes de champ magnétique mesurées par le capteur magnétique, ici les composantes X (45) et Y (46) suivant deux vecteurs orthogonaux situés dans un plan perpendiculaire à l'axe de rotation (3) entre une position (47) éloignées de la sonde et une position (48) proche de la sonde, positions séparées d ' approximativement 4 tours dans cet exemple non limitatif.
La figure 10 illustre les calculs réalisés à partir des composantes de la figure 9. Le rapport de ces deux composantes (45) et (46) permet de calculer l'angle du champ magnétique rotorique (41) par calcul d ' arctangente de ce rapport. Le signal (41) présente 4 périodes qui correspondent aux 4 tours de rotation effectués par le rotor. Le calcul de la norme du champ mesuré (49) permet d'estimer l'éloignement dudit aimant ( 7 ) par rapport à la sonde de mesure ( 8 ) . Cette distance est soit mesurée directement à l'aide de ce module de champ magnétique, soit interpolée. Dans ce dernier cas, grâce au capteur angulaire la position dans un tour est connue avec précision, et les variations d'amplitude du champ sont suffisantes pour déterminer dans quel tour le rotor (12) est situé. La position axiale du rotor le long de la vis peut donc être connue avec grande précision par l'analyse de ces deux mesures d'angle (41) et d'amplitude (49). La figure 11 représente un exemple de signaux électriques calculés par comparaison du signal de commande (40) et des valeurs angulaires (41) mesurées par le capteur. Ce graphique montre l'évolution en fonction du temps des signaux exprimés en micropas (échelle à gauche) et en couple (échelle à droite).
A partir d'une position de repos (temps initial), il est tracé dans l'exemple présenté, lors d'un déplacement dans une direction donnée contre une charge constante, l'évolution en micropas de la position statorique (40) correspondant au déplacement désiré, l'évolution en micropas de la position mesurée du rotor (41) et l'angle de charge (42) résultant de la différences des positions (40) et (41), lui aussi exprimé en micropas. Tant que l'angle de charge (42) est insuffisant pour générer un couple supérieur à la charge, aucun déplacement n'est observé au niveau du rotor. Dès que l'angle de charge atteint un seuil dépendant de la friction et de la charge (53), la vitesse du rotor se synchronise avec le champ statorique (40) avec un angle de charge approximativement constant lorsque la charge est constante. A la fin du déplacement (54), l'alimentation des bobines est coupée ou de telle sorte que le vecteur de champ statorique ne change pas, le rotor reste en position par l'irréversibilité de la transformation mécanique. L'angle de charge (42) reste à sa dernière valeur avant arrêt de l'alimentation. Un décalage résiduel (51) entre la position désirée (40) et la position réelle du rotor (41) existe, égal à l'angle de charge (42) mais celui-ci est connu et peut être compensé par modification de la commande (40) d'une valeur égale à la valeur de ce décalage résiduel (51) pour que le rotor atteigne la position désirée ( 55 ) .
La figure 12 illustre le phénomène de discrétisation induit par la mesure du capteur aux instants Tcapteur, avec au moins 4 périodes dans un micropas ( 56 ) . Ce graphique présente en degré, l'évolution des signaux (40, 41, 42) en fonction du temps.
La figure 13 illustre l'utilisation de l'angle de charge (42) pour détecter une butée mécanique lors du déplacement de 1 'actionneur . Ce graphique présente en degré, l'évolution des signaux et grandeur (40, 42, 52) en fonction du temps. Il est alors considéré que le rotor a atteint mécaniquement cette butée lorsque l'angle de charge (42) dépasse une valeur seuil (52), par exemple 100°, étant donné que le courant maximal permis est atteint. La connaissance précise de la butée mécanique est donc possible.
La figure 14 illustre les différentes valeurs de tension appliquées à chaque phase d'un moteur suivant le procédé de la présente invention. En abscisse est présenté le nombre de pas. En ordonnée est mentionnée la valeur de tension, qui est représentée en valeur de registre programmée dans le microcontrôleur et qui est utilisée pour garder constant les écarts entre la position mécanique et la position cible. Tous les pas Pi présentent une durée de pas et une amplitude An,i*k déterminée pour chaque pas. La valeur de l'amplitude de chaque pas est différente afin de constituer une fonction périodique de forme sinusoïdale de la tension de commande, dont une période est montrée ici. En fonction du contenu harmonique voulu, la forme de la sinusoïde peut changer.
Lorsque l'écart entre la position mécanique et la position cible reste constant, la valeur de tension suit l'une des courbes de la fonction périodique An,i*k, (par exemple k=0.75). Lorsque l'écart entre la position mécanique et la position cible évolue, c'est-à-dire augmente ou diminue, le microcontrôleur calcule et applique le coefficient k d'une valeur plus ou moins élevée du registre afin d'adapter le niveau de tension appliquée aux phases du moteur. Il en résulte un courant de phase plus ou moins élevé et donc un couple plus ou moins élevé du moteur pour s'adapter au décalage mesuré. La valeur de coefficient k peut sauter d'un pas à l'autre selon le calcul du microcontrôleur, par exemple, du k=0.75 au pas P5 au k=0.25 au pas P6.
Il est important de noter que la durée des pas est déterminée par la durée d'une période de la tension divisée par le nombre total des pas d'une période. Lorsque la vitesse de rotation du moteur est fixée, la largeur de durée de chaque pas est constante et identique. Lorsque la vitesse de rotation du moteur change, la largeur de durée des pas calculée et imposée par le microcontrôleur varie en fonction de la vitesse de déplacement voulue du moteur.
Il est également important de noter que chaque valeur de tension d'amplitude An,i*k est obtenue à partir d'une source de tension constante par une technique de modulation — modulation à largeur d'impulsion (MLI) - en réglant le rapport cyclique. Les enseignements dans le domaine de la MLI sont bien connus dans l'art antérieur et ne sont pas discuté dans ce texte.
La figure 15 présente la modification dynamique de contrôle permise grâce à la présente invention. Il est tracé dans l'exemple présenté, à l'ordonnée de gauche, l'évolution de la position statorique (40) et l'évolution de la position mesurée du rotor (41) en angle; à l'ordonnée de droite, la valeur de charge (53) au rotor et la valeur de k (57) en échelle normée de 0 à 1. En abscisse est présenté le nombre de pas. Les créneaux périodiques observés sont dus à la différence de définition entre les pas moteur et l'acquisition de position du rotor.
A l'instant initial, le rotor est à l'arrêt, la position statorique (40) est en zéro tout comme la valeur de k (57). A partir de cette position de repos (instant initial), une charge constante (53) de 0.3 environ (valeur normée) est appliquée. De fait de l'inertie et du jeu mécanique, le rotor reste sur la position zéro. Comme la commande est donnée au moteur d'avancer, la position statorique (40) augmente. Tant que l'angle de charge résultant de la différence des positons statorique (40) et rotor (41) est insuffisant pour générer un couple supérieur à la charge, aucun déplacement n'est observé au niveau du rotor. Il en résulte une augmentation de l'angle de charge et donc de la valeur de k (57) du pas PO jusqu'à pas P7.
Dès que l'angle de charge atteint un seuil dépendant de la friction et de la charge, la vitesse du rotor se synchronise avec le champ statorique (40) avec un angle de charge approximativement constant lorsque la charge est constante. La valeur de k reste autour d'une valeur de 0.5 (valeur normée) du pas P7 jusqu'à pas P16.
Après le pas P16, la charge a augmenté de 0.3 à 0.55 environ (valeur normée). Ainsi, l'angle de charge augmente jusqu'à atteindre une nouvelle valeur, qui correspond à une valeur moyenne de 0.7 de k. Cette valeur reste presque constante jusqu'à pas P27.
Du pas P27 jusqu'à pas P40, la charge a diminué de 0.55 à 0.17 environ. En conséquence, l'angle de charge diminue, ce qui conduit à une diminution de k jusqu'à une valeur moyenne de 0.4.
La figure 15 montre comment la commande modifie dynamiquement la valeur de k (et donc la valeur de courant moyen circulant dans le moteur) en fonction de la charge qui s'applique au rotor par la relation intrinsèque entre l'angle de charge et la valeur de k.
L'exemple de fonction de la figure 15 n'est nullement limitatif mais uniquement donné à titre d'exemple de fonctionnement en dynamique.
Durant toute cette séquence, la vitesse de la commande définie par la durée de pas de tension est toujours constante, seule la valeur de k et donc l'amplitude de pas de tension et donc l'amplitude de courant aux bobines du moteur évoluant en fonction de la charge au rotor. Minimisation de consommation électrique
L'invention concerne par ailleurs un procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication principale permettant de diminuer la consommation de courant selon les différentes étapes suivantes :
la correction dynamique de l'angle de charge selon les enseignements généraux décrits dans la demande jusqu'à ce que l'angle de charge soit inférieur à un premier seuil fixé, typiquement 5°,
- la mise en veille du microcontrôleur et l'arrêt de l'alimentation électrique des phases du moteur, le microcontrôleur ne consommant qu'une énergie minimale en attente d'un ordre de réveil tout en continuant à mesure l'angle de charge,
-le réveil du microcontrôleur dès que l'angle de charge dépasse un deuxième seuil fixé, typiquement 80°, puis alimentation des phases du moteur afin de diminuer l'angle de charge jusqu'à atteindre le premier seuil fixé.
Estimation dynamique du jeu mécanique
L'invention concerne aussi un procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication principale permettant d'apprendre en continu ou à volonté le jeu mécanique présent dans l' actionneur (par l'existence éventuelle d'un réducteur mécanique intercalé entre le rotor de l' actionneur et l'organe mobile de sortie) et présentant les étapes suivantes : -l'entrainement de l'organe mobile dans un premier sens de déplacement suivant plusieurs pas Pi,
-l'arrêt du déplacement et l'entrainement de l'organe mobile dans un second sens de déplacement,
-la mesure de l'angle de charge et détermination d'une valeur maximale,
-la détermination d'un jeu mécanique tel que le jeu mécanique est égal à la valeur maximale de l'angle de charge précédemment mesurée,
-la correction de l'angle de charge selon les enseignements décrits dans la demande, ladite correction prenant en compte le jeu mécanique précédemment déterminé.
Maintenance prédictive
L'invention concerne aussi un procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication principale permettant de prédire un besoin de maintenance et présentant les étapes suivantes :
-la définition software d'une valeur seuil de jeu mécanique au-dessus duquel l' actionneur est considéré endommagé ou usé,
-l'apprentissage régulier au cours de la vie du véhicule du jeu mécanique tel que décrit ci-dessus,
-lorsque le jeu mécanique mesuré a atteint ou est supérieur à la valeur seuil définie de jeu mécanique, envoi d'une information vers l'unité de commande extérieur de 1 ' actionneur .
Adaptation dynamique de la vitesse d'accostage
L'invention concerne aussi un procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication principale permettant de réaliser une courbe de vitesse adaptée à atteindre une extrémité de course mécanique (ou butée) à une vitesse réduite et présentant les étapes suivantes :
- la définition d'une courbe de vitesse en fonction de la position de l'organe mobile à l'intérieur de sa course,
-apprentissage régulier au cours de la vie du véhicule du jeu mécanique tel que décrit ci-dessus,
-la prise en compte dudit jeu mécanique dans la courbe de vitesse de la position en fonction de l'organe mobile afin d'assurer une vitesse d'accostage constante sur une extrémité de course de 1 'actionneur .

Claims

Revendications
1 - Procédé de commande d'un actionneur polyphasé consistant à alimenter chaque phase par tension variant périodiquement avec une séquence périodique de pas P± de durée constante et d'amplitude An,± où n correspond au rang de la phase et i au rang du pas déterminant une position cible PC± du rotor de 1 ' actionneur, pour définir une enveloppe sinusoïdale de tension, ledit actionneur comportant en outre un organe mobile, un stator équipé de bobines électriques et un capteur détectant la position mécanique dudit organe mobile par rapport audit stator, ainsi qu'un microcontrôleur caractérisé en ce que :
• Ledit microcontrôleur détermine à des instants Tcapteur la position mécanique dudit organe mécanique,
• Ledit microcontrôleur calcule, à chacun desdits moments Tcapteur f la différence entre ladite position mécanique et la position cible PC± correspondant au pas P± et ledit microcontrôleur calcule un coefficient k en fonction de ladite différence,
• Ledit microcontrôleur pondère l'amplitude d'alimentation appliquée auxdites phases par ledit coefficient k pour alimenter lesdites phases avec des tensions d'amplitudes pondérés An,± * k.
2 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte au moins un instant d'acquisition Tcapteur de la position mécanique dudit organe mécanique pour un pas P±.
3 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte au moins 4 instants d'acquisition TcapteUr de la position mécanique dudit organe mécanique pour un pas P±. 4 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit coefficient k est proportionnel à la différence entre ladite position mécanique et la position cible PC± correspondant au pas P±.
5 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit organe mobile est le rotor.
6 - Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit organe mobile est déplacé par le rotor via un organe de transformation de mouvement.
7 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 5 caractérisé en ce que ledit rotor est mobile sur une pluralité de tours.
8 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication précédente caractérisé en ce que ledit rotor est mobile sur une pluralité de tours selon un mouvement hélicoïdal et en ce que le rang du tour, par rapport à une position initiale, est déterminé par la norme du signal délivré par le capteur magnétique bidimensionnel.
9 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce que le blocage de l'organe mobile ou du rotor est déterminé par l'atteinte dudit coefficient k à une valeur seuil kseUii·
10 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte une étape de calibration consistant à commander le déplacement de l'organe mobile jusqu'à une butée mécanique, et à détecter le blocage par l'atteinte dudit coefficient k à une valeur seuil keuii et à enregistrer dans une mémoire le pas P± correspondant à l'atteinte de cette valeur seuil comme référence P0 dudit organe mobile.
11 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte une étape de maintien de l'organe mobile dans une position d'arrêt, consistant à mesurer périodiquement le coefficient k, et à commander l'amplitude de la tension d'alimentation desdites phases si ledit coefficient k dépasse une valeur seuil .
12 — Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 1 caractérisé en ce que la commande électrique des phases est modifiée pour approcher la position mesurée du rotor avec la position mécanique désirée.
13 - Procédé de commande d'un actionneur polyphasé selon la revendication 8 caractérisé en ce que le rang du tour est comparé à une valeur préalablement enregistrée.
14 - Vanne de régulation de fluide utilisant un pilotage suivant les revendications 1 à 13.
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