EP2494652A1 - Hochfrequenz-signalkombinierer - Google Patents

Hochfrequenz-signalkombinierer

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EP2494652A1
EP2494652A1 EP10762876A EP10762876A EP2494652A1 EP 2494652 A1 EP2494652 A1 EP 2494652A1 EP 10762876 A EP10762876 A EP 10762876A EP 10762876 A EP10762876 A EP 10762876A EP 2494652 A1 EP2494652 A1 EP 2494652A1
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EP
European Patent Office
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frequency signal
coaxial line
signal combiner
coaxial
line
Prior art date
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EP10762876A
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English (en)
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EP2494652B1 (de
Inventor
Michael Morgenstern
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Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Original Assignee
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
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Publication date
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Application granted granted Critical
Publication of EP2494652B1 publication Critical patent/EP2494652B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports

Definitions

  • High frequency signal combiner The invention relates to a high frequency signal combiner.
  • High frequency amplifiers are based on semiconductor
  • High frequency amplifiers is supplied simultaneously, whose outputs with a high-frequency combiner for
  • High frequency signal combiner unbalanced applied.
  • This asymmetry in the driving of the high-frequency signal combiner causes interfering high-frequency signals on the outside of the coaxial lines of the high-frequency signal combiner, so-called sheath waves, which are attenuated by the ferrite core-reinforced inductance of the coaxial cables.
  • sheath waves which are attenuated by the ferrite core-reinforced inductance of the coaxial cables. Due to the spatial extent of the coaxial lines and the ferrite core, the arrangement of the high-frequency signal combiner disadvantageously has a high construction volume.
  • the object of the invention is therefore to provide a high-frequency signal combiner, the lower
  • Construction volume has.
  • the invention is characterized by a high frequency signal combiner having the features of patent claim 1 solved.
  • a core of an axially wound strip which consists of a first layer of a magnetizable material and of a second layer of an insulating layer
  • Material existing first layer has a significantly higher thickness, namely preferably 5 to 50 microns, more preferably 16 to 20 microns, than those of e.g.
  • Magnesium oxide insulating material the thickness of which is preferably 0.1 to 1 micron, e.g. 0.5 microns.
  • a part of the lines of the high-frequency signal combiner are formed as strip lines. These correspond to those coaxial lines of the high-frequency signal combiner according to US 6,246,299 Bl, each of which from one end to the other end of the coaxial line on the inside of the shield
  • High-frequency signal combiner for example, better S-parameters, the characteristic impedance of the
  • Coaxial lines which is preferably 35 ⁇ , for
  • Characteristic impedance of the strip lines which is preferably 15 ⁇ , a different value.
  • the physical length of the coaxial lines which is preferably 187 mm, also has a different value from the physical length of the strip lines, which is preferably 92.3 mm.
  • Fig. 1A is a circuit diagram of an inventive
  • Fig. 1B is a circuit diagram of an inventive
  • Fig. 2 is a three-dimensional representation of
  • High-frequency signal with the signal level U Ei for example, the output signal of a first high-frequency amplifier, and at the second input terminal, hereinafter also second input port 2, a second high-frequency signal with the signal level U E2 , for example, the output signal of a second high-frequency amplifier, fed.
  • the first high-frequency signal U El and the second high-frequency signal U E2 ideally have the same phase and the same amplitude.
  • the first input port 1 is connected at the input end of a first coaxial line 4 to the inner conductor 3 of a first coaxial line 4.
  • the second input port 2 is at the input end of a second
  • Coaxial line 6 connected.
  • High frequency line 4 and 6 are each in
  • the inner conductor 3 of the first coaxial line 4 and the inner conductor 5 of the second coaxial line 6 are each brought together at the output end of the first coaxial line 4 and the second coaxial line 6 and to an output terminal, hereinafter also output port 8, guided, at which the third high-frequency signal is applied its signal amplitude U A of the signal amplitude U Ei and U E2 of the ideal in terms of amplitude and phase
  • One of the first strip line 9 associated ground line 10 is connected to the ground terminal on the
  • the outer conductor of the second coaxial line 6 is at the output side end of the second coaxial line 6 with the output side end of a second
  • a belonging to the second stripline 11 ground line 12 is
  • Coaxial line 4 and 6 is between the outer conductor of the first and second coaxial line 4 and 6 a
  • Signal amplitude or signal power asymmetric first and second high-frequency signal and in parallel a capacitor 19 for the compensation of residual reactances
  • Input compensation resistor 14 of 50 ⁇ to compensate for a signal amplitude in terms of
  • the characteristic impedance of the first and second coaxial line 4 and 6 in the exemplary embodiment is in each case 35 ⁇ , whereas the characteristic impedance of the first and second strip line 9 and 11 in the exemplary embodiment is 15 ⁇ in each case. Due to the electrical connection of the
  • Outer conductor of the first and second coaxial line 4 and 6 with the first and second strip line 9 and 11 are the first coaxial line 4 and the first
  • Stripline 9 and 11 Each of these two
  • Voltage divider is shown schematically in dashed lines in Fig. 1A and 1B by the series-connected
  • Resistors 15i and 15 2 and 15 3 and 15 4 each with 35 ⁇ and each 15 ⁇ indicated.
  • Coaxial line 4 and 6 respectively a voltage drop of 0, 7 - U E1 and 0, 7 - U E2 between the inner and the outer conductor of the first and second coaxial line 4 and 6 and input and output side of the first and second
  • Strip line 9 and 11 each have a voltage drop of 0.3 - U or 0.3 - U E2 between the actual first and second strip line 9 and 11 and the associated ground line 10 and 12 respectively.
  • the input impedance of the high-frequency signal combiner is at the two input ports 1 and 2 due to the series connection of first coaxial line 4 and first stripline 9 and second coaxial line 6 and second stripline 11 at the preferred values for the characteristic impedance of the first and second coaxial and stripline in Embodiment 50 ⁇ each.
  • the output impedance of the high frequency signal combiner at the output port 8 is due to the parallel connection of from the first coaxial line 4 and the first
  • Stripline 9 represents first series circuit of RF lines and the second of the second coaxial line 6 and the second stripline 11 second best
  • Output port 8 of the high-frequency signal combiner is obtained according to equation (1) from the sum of
  • Strip line 9 and the associated ground line 10 (corresponding to voltage drop at the fictitious resistor 15 4 ), the signal level U Ei or U E2 of the first or second in both cases in a case of identical amplitude and phase first and second high frequency signal
  • High frequency signal at the first and second input port 1 and 2 corresponds.
  • the current I A at the output port 8 of the high-frequency signal combiner is obtained according to equation (2) as addition of the current /, through the inner conductor of the first coaxial line 4 and of the current I 2 through the inner conductor of the second coaxial line 6: (2)
  • Coaxial line 6 flowing current I 2 is closed via the second strip conductor 11.
  • the power P A at the output port 8 results from equations (1) and (2) according to equation (3) from the addition of the powers P and P E2 at the first and second input ports 1 and 2.
  • the voltage drop between the inner and outer conductors of the second coaxial line 6 input and output side of the second coaxial line 6 is 0V. Consequently, the voltage drop from the second stripline 11 to the associated ground line 12 is input and
  • the output current I A at the output port 8 of the high-frequency signal combiner corresponds according to equation (5) the only current flowing /, through the inner conductor of the first coaxial line 4:
  • Coaxial line 6 in the amount of OV to an output-side potential of the outer conductor of the second coaxial line 6 to ground also in the amount of 0.5 -U E. Since that
  • Input-side potential of the outer conductor of the second coaxial line 6 due to the non-driven second input port 2 is at ground potential, is a
  • the input-side potential of the outer conductor of the first coaxial line 4 has due to the activation of the first input port 1 with the first high-frequency signal whose signal level has the value U, and due to the
  • Coaxial line 4 and 6 has a value in the amount of 0.5-U Ei and the voltage drop between the inner conductor and outer conductor of the first coaxial line 4 0.7-U E ⁇ , the output-side potential of the outer conductor of the first coaxial line 4 has a value in height from -0,2 -U E] to.
  • there is a voltage drop across the outer conductor between the input and the output side end of the first coaxial line 4 in the amount of 0.5-U El which is a current I Manle n on the outside of the shield of the first coaxial line 4 as a so-called mantle wave
  • Coaxial line 1 and 2 are undesirable, they must be compensated or at least damped. Since these are high-frequency signals, they are already damped to a certain extent by the inductance pads of the first and second coaxial lines 4 and 6 alone.
  • Inductance of the first and second coaxial line and thus their damping characteristic is increased by enclosing the first and second coaxial line 4 and 6 with an annular core of a magnetizable material.
  • An additional increase in the inductance of the first and second coaxial lines 4 and 6 can be achieved by an advantageous arrangement of the first and second
  • Coaxial line 4 and 6 are achieved, as shown below with reference to Figures 4A and 4B.
  • Inductances of the first and second coaxial lines 4 and 6 would thus form a series connection between the first and second input ports 1 and 2. If the first and second coaxial lines 4 and 6 were to be in the identical orientation through the recess or bore 20 of the toroidal core 7 - i. Input side end of the first and second coaxial line 4 and 6 on one side of the bore 20 and the output side end of the first and second coaxial line 4 and 6 on the other side of the bore 20 -, we obtain the in Fig. 4A
  • the induced in the other inductance mutual inductance M has the same sign in the inductance L, and
  • Equation (9) is modeled by a plus sign before the term IM in the mathematical relationship for the total inductance L.
  • Z, Z, + Z-, + 2 «4Z (7)
  • Total inductance L for the coupler arrangement of first and second coaxial line 4 and 6 is determined by the
  • a toroidal core 7 which, according to FIG. 3, is made of an axially wound band which consists of a first layer 16 of magnetizable iron and of a second layer 17 of a
  • insulating layer for example of an oxide or nitride, preferably, consists of an insulating magnesium oxide.
  • Toroidal core reduces the eddy current cutoff frequency f
  • Material density of the magnetizable iron in the ring core results in a threefold higher saturation inductance B s and a particular at higher frequencies significantly higher permeability ⁇ ⁇ ( ⁇ «1 00000 compared to a R « 5000 in ferrite cores produced by conventional sintering technology).
  • Higher saturation inductance B s and higher permeability ⁇ ⁇ allow higher self-inductance Z, and and higher
  • the physical length of the first and second stripline 9 and 11 in the amount of 70mm to 120mm, preferably 92.3 mm, is thus shorter than the physical length of the first and second coaxial line 4 and 6 in height from 150mm to 200mm, preferably 187mm.
  • the invention is not limited to the one shown

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)

Abstract

Ein Hochfrequenz -Signalkombinierer besteht aus einem ersten Eingangsanschluss (1) zum Anschließen eines ersten Hochfrequenzsignals, einem zweiten Eingangsanschluss (2) zum Anschließen eines zweiten Hochfrequenzsignals, einem Ausganganschluss (8) zur Ausgabe des aus dem ersten und dem zweiten Hochfrequenzsignal kombinierten dritten Hochfrequenzsignals. Eine erste KoaxialIeitung (4) erstreckt sich zwischen dem ersten Eingangsanschluss (1) und dem Ausgangsanschluss (8). Eine zweite Koaxialleitung erstreckt sich (6) zwischen dem zweiten Eingangsanschluss (2) und dem Ausgangsanschluss (8). Ferner ist ein ringförmiger Kern (7) vorhanden, in dessen Ausnehmung (20) die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils in einer unterschiedlichen Richtung hindurch geführt sind. Der ringförmige Kern (7) ist aus einem axial aufgewickelten Band gefertigt, das aus einer ersten Schicht (16) aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht (17) aus einem isolierenden Material besteht.

Description

Hochfrequenz - Signalkombinierer Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz -Signalkombinierer .
Hochfrequenzverstärker auf Halbleiterbasis sind
hinsichtlich ihrer Leistungsverstärkung begrenzt. Dieser technische Nachteil wird überwunden, indem das zu
verstärkende Hochfrequenzsignal mehreren
Hochfrequenzverstärkern gleichzeitig zugeführt wird, deren Ausgänge mit einem Hochfrequenz-Kombinierer zur
Kombination eines Hochfrequenzsignals verbunden sind, das der Summe des von jedem Hochfrequenzverstärker erzeugten hochfrequenten AusgangsSignals entspricht.
Aus der US 6,246,299 Bl geht ein derartiger Hochfrequenz - Signalkombinierer bestehend aus einzelnen Koaxialleitungen hervor .
Bei Ausfall eines Hochfrequenzverstärkers wird der
Hochfrequenz -Signalkombinierer unsymmetrisch beaufschlagt. Diese Unsymmetrie in der Ansteuerung des Hochfrequenz - Signalkombinierers verursacht störende HochfrequenzSignale auf der Außenseite der Koaxialleitungen des Hochfrequenz- Signalkombinierers, so genannte Mantelwellen, die durch die ferritkernverstärkte Induktivität der Koaxialleitungen gedämpft werden. Die Anordnung des Hochfrequenz -Signalkombinierers weist aufgrund der räumlichen Ausdehnung der Koaxialleitungen und des Ferritkerns nachteilig ein hohes Bauvolumen auf .
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Hochfrequenz- Signalkombinierer zu schaffen, der ein geringeres
Bauvolumen aufweist.
Die Erfindung wird durch einen Hochfrequenz - Signalkombinierer mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte technische Erweiterungen der
Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen
aufgeführt . Erfindungsgemäß wird anstelle des in Sintertechnologie hergestellten Ferritkerns des Stands der Technik ein Kern aus einem axial aufgewickelten Band verwendet, das aus einer ersten Schicht aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht aus einem isolierenden
Material besteht. Dieser Kern weist gegenüber dem
Ferritkern des Stands der Technik deutlich bessere
magnetische Eigenschaften und eine deutlich höhere
Kompaktheit auf . Um eine möglichst hohe Magnetisierbarkeit des Kerns zu erzielen, weist die aus Eisen als magnetisierbarem
Material bestehende erste Schicht eine deutlich höhere Dicke, nämlich bevorzugt 5 bis 50 Mikrometer, besonders bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer, als die aus z.B.
Magnesiumoxid als isolierendem Material bestehende zweite Schicht auf, deren Dicke bevorzugt 0,1 bis 1 Mikrometer, z.B. 0,5 Mikrometer ist.
Um das Bauvolumen des Hochfrequenz-Signalkombinierers zusätzlich zu reduzieren, werden ein Teil der Leitungen des Hochfrequenz -Signalkombinierers als Streifenleitungen ausgebildet. Diese entsprechen denjenigen Koaxialleitungen des Hochfrequenz -Signalkombinierers nach der US 6,246,299 Bl, die jeweils den von einem Ende zum anderen Ende der Koaxialleitung auf der Innenseite der Schirmung der
Koaxialleitung fließenden Strom wieder auf das eine Ende der Koaxialleitung zurückführen.
Zur Erzielung besserer elektrischer Parameter des
Hochfrequenz -Signalkombinierers, beispielsweise bessere S- Parameter, weist der Wellenwiderstand der
Koaxialleitungen, der bevorzugt 35 Ω ist, zum
Wellenwiderstand der Streifenleitungen, der bevorzugt 15 Ω ist, einen unterschiedlichen Wert auf. Durch die Serienschaltung jeweils einer Koaxialleitung und einer Streifenleitung ergibt sich eingangsseitig eine
Eingangsimpedanz von 50 Ω und ausgangsseitig eine
Ausgangsimpedanz von 25 Ω . Die physikalische Länge der Koaxialleitungen, die bevorzugt 187 mm ist, weist zur physikalischen Länge der Streifenleitungen, die bevorzugt 92,3 mm ist, auch einen unterschiedlichen Wert auf.
Der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Signalkombinierer wird im Folgenden anhand der Zeichnung im Detail beispielhaft näher erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:
Fig. 1A ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen
Hochfrequenz-Signalkombinierers bei
symmetrischer Ansteuerung,
Fig. 1B ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen
Hochfrequenz-Signalkombinierers bei
asymmetrischer Ansteuerung,
Fig. 2 eine dreidimensionale Darstellung des
erfindungsgemäßen Hochfrequenz- Signalkombinierers , Fig. 3 einen Schnitt durch einen im erfindungsgemäßen
Hochfrequenz-Signalkombinierer verwendeten
Magnetkern,
Fig. 4A ein elektrisches Ersatzschaltbild für die
Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung mit identischer Orientierung der Koaxialleitungen im Ringkern und
Fig. 4B ein elektrisches Ersatzschaltbild für die
Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung mit unterschiedlicher Orientierung der
Koaxialleitungen im Ringkern. Im Folgenden wird der erfindungsgemäße Hochfrequenz- Signalkombinierer für den Betriebsfall der symmetrischen Ansteuerung, d.h. für den ungestörten Betriebsfall, anhand von Fig. 1A und für den Betriebsfall der asymmetrischen Ansteuerung, d.h. für den gestörten Betriebsfall, anhand von Fig. 1B erläutert.
Bei symmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenz- Signalkombinierers wird am ersten Eingangsanschluss , im Folgenden auch erster Eingangsport 1, ein erstes
Hochfrequenzsignal mit dem Signalpegel UEi , beispielsweise das Ausgangssignal eines ersten Hochfrequenzverstärkers, und am zweiten Eingangsanschluss, im Folgenden auch zweiter Eingangsport 2, ein zweites Hochfrequenzsignal mit dem Signalpegel UE2 , beispielsweise das Ausgangssignal eines zweiten Hochfrequenzverstärkers, eingespeist. Aus Symmetriegründen weist das erste Hochfrequenzsignal UEl und das zweite Hochfrequenzsignal UE2 im Idealfall gleiche Phase und gleiche Amplitude auf.
Der erste Eingangsport 1 ist am eingangsseitigen Ende einer ersten Koaxialleitung 4 mit dem Innenleiter 3 einer ersten Koaxialleitung 4 verbunden. Der zweite Eingangsport 2 ist am eingangsseitigen Ende einer zweiten
Koaxialleitung 6 mit dem Innenleiter 5 einer zweiten
Koaxialleitung 6 verbunden. Die erste und zweite
Hochfrequenzleitung 4 und 6 werden jeweils in
entgegengesetzten Richtungen durch die von dem Ringkern 7 umschlossene Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 geführt. Der Innenleiter 3 der ersten Koaxialleitung 4 und der Innenleiter 5 der zweiten Koaxialleitung 6 werden jeweils am ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 und der zweiten Koaxialleitung 6 zusammengeführt und an einen Ausgangsanschluss , im Folgenden auch Ausgangsport 8, geführt, an dem das dritte Hochfrequenzsignal anliegt, dessen Signalamplitude UA der Signalamplitude UEi und UE2 des im Idealfall hinsichtlich Amplitude und Phase
identischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals
entspricht. Jedoch addieren sich die Ströme am Ausgang. Der Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 ist am
ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 mit dem ausgangsseitigen Ende einer ersten Streifenleitung 9 und am eingangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 mit dem eingangsseitigen Ende der ersten Streifenleitung 9 verbunden. Eine zur ersten Streifenleitung 9 gehörige Masseleitung 10 steht mit dem Masseanschluss auf der
Leiterplatte des Hochfrequenz -Signalkombinierers in
Verbindung. Der Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 ist am ausgangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem ausgangsseitigen Ende einer zweiten
Streifenleitung 11 und am eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem eingangsseitigen Ende der zweiten Streifenleitung 11 verbunden. Eine zur zweiten Streifenleitung 11 gehörige Masseleitung 12 steht
ebenfalls mit dem Masseanschluss auf der Leiterplatte des Hochfrequenz -Signalkombinierers in Verbindung. An den beiden Ausgängen der ersten und zweiten
Koaxialleitung 4 und 6 ist zwischen dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein
Lastausgleichswiderstand 13 von im Ausführungsbeispiel 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner
Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und parallel dazu ein Kondensator 19 zur Kompensation von Restreaktanzen
innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers angeordnet. Äquivalent ist an den beiden Eingängen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 zwischen dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein
Eingangsausgleichswiderstand 14 von 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude bzw.
Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten
Hochfrequenzsignals und parallel dazu ein Kondensator 18 zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des
Hochfrequenz -Signalkombinierers vorgesehen. Der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 beträgt im Ausführungsbeispiel jeweils 35 Ω , wohingegen der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Streifenleitung 9 und 11 im Ausführungsbeispiel jeweils 15 Ω beträgt. Aufgrund der elektrischen Verbindung des
Außenleiters der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 mit der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 sind die erste Koaxialleitung 4 und die erste
Streifenleitung 9 sowie die zweite Koaxialleitung 6 und die zweite Streifenleitung 11 zueinander in Serie
geschaltet und bilden einen Spannungsteiler zwischen dem Spannungspotential am Innenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 2 bzw. 4 und dem Massepotential an der Masseleitung 10 bzw. 12 der ersten bzw. zweiten
Streifenleitung 9 und 11. Jeder dieser beiden
Spannungsteiler ist schematisch in gestrichelter Linie in Fig. 1A bzw. 1B durch die in Serie geschalteten
Widerstände 15i und 152 sowie 153 und 154 mit jeweils 35 Ω und jeweils 15 Ω angedeutet. Somit ergibt sich im
ungestörten Betriebsfall bei symmetrischer Ansteuerung eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten
Koaxialleitung 4 bzw. 6 jeweils ein Spannungsabfall von 0, 7 - UE1 bzw. 0, 7 - UE2 zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 und eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten
Streifenleitung 9 bzw. 11 jeweils ein Spannungsabfall von 0,3 - U bzw. 0,3 - UE2 zwischen der eigentlichen ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 und der zugehörigen Masseleitung 10 bzw. 12.
Die Eingangsimpedanz des Hochfrequenz -Signalkombinierers beträgt an den beiden Eingangsports 1 und 2 aufgrund der Serienschaltung von erster Koaxialleitung 4 und erster Streifenleitung 9 sowie von zweiter Koaxialleitung 6 und zweiter Streifenleitung 11 bei den bevorzugten Werten für die Wellenwiderstände der ersten und zweiten Koaxial- und Streifenleitung im Ausführungsbeispiel jeweils 50 Ω . Die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenz -Signalkombinierers am Ausgangsport 8 beträgt aufgrund der Parallelschaltung der aus der ersten Koaxialleitung 4 und der ersten
Streifenleitung 9 bestenden ersten Serienschaltung von HF- Leitungen und der aus der zweiten Koaxialleitung 6 und der zweiten Streifenleitung 11 bestenden zweiten
Serienschaltung von Hochfrequenz -Leitungen, die der in Fig. 1A bzw. 1B dargestellten Brückenschaltung aus den gestrichelt dargestellten Widerständen 15i und 152 sowie 153 und 15 entspricht, im Ausführungsbeispiel 25 Ω . Der Signalpegel UA des dritten Hochfrequenzsignals am
Ausgangsport 8 des Hochfrequenz -Signalkombinierers ergibt sich gemäß Gleichung (1) aus der Summe des
ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15x) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der zweiten Streifenleitung 11 und der zugehörigen Masseleitung 12 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 152) oder äquivalent aus der Summe des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 (entspricht dem
Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 153) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der ersten
Streifenleitung 9 und der zugehörigen Masseleitung 10 (entspricht Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 154) , die in beiden Fällen bei einem hinsichtlich Amplitude und Phase identischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignal dem Signalpegel UEi oder UE2 des ersten oder zweiten
Hochfrequenzsignals am ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2 entspricht.
UA=0,7-UE]+0,3-UE2 = Q,7-UE2+0,3-UE] =UEX=UE2 (1)
Der Strom IA am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz - Signalkombinierers ergibt sich gemäß Gleichung (2) als Addition des Stroms /, durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 und des Stroms I2 durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 : (2)
Der Stromfluss des auf der Innenseite des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 vom Ausgang zum Eingang der ersten Koaxialleitung 4 fließenden Stroms /, , der komplementär zum auf dem Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 fließenden Strom /, ist, wird über den ersten
Streifenleiter 9 geschlossen. Äquivalent wird der
Stromfluss des auf der Innenseite des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 vom Ausgang zum Eingang der zweiten Koaxialleitung 6 fließende Stroms I2 , der
komplementär zum auf dem Innenleiter der zweiten
Koaxialleitung 6 fließenden Stroms I2 ist, über den zweiten Streifenleiter 11 geschlossen.
Die Leistung PA am Ausgangsport 8 ergibt sich ausgehend von Gleichung (1) und (2) gemäß Gleichung (3) aus der Addition der Leistungen P und PE2 am ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2.
PA = ■UEl = IA ■UE2 = /, ·UEX + 12 ■UE2 = PEX +PE2 ( 3 )
Im gestörten Betriebsfall bei asymmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenzsignalkombinierers wird einer der beiden Eingangsports 1 und 2 nicht angesteuert . Wird
beispielsweise, wie in Fig. 1B dargestellt ist, der zweite Eingangsport 2 nicht angesteuert, so liegt am zweiten Eingangsport 2 eine Spannung UE2=0V an. Somit beträgt der Spannungsabfall zwischen Innen- und Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 eingangs- und ausgangsseitig der zweiten Koaxialleitung 6 jeweils 0V. Konsequenterweise ist auch der Spannungsabfall von der zweiten Streifenleitung 11 zur zugehörigen Masseleitung 12 eingangs- und
ausgangsseitig OV. Bei fehlender Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 fließt kein Strom I2 durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 und durch die zweite
Streifenleitung 11.
Bei fehlender Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 ergibt sich das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse zu 0,7-UEi und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15i und 152. Das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse ergibt sich zu 0,3 UE] und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 153 und 15 . Aufgrund der unterschiedlichen ausgangsseitigen Potentiale an den Innenleitern der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kommt es über den
Lastausgleichswiderstand 13 zu einem Potentialausgleich zwischen dem ausgangsseitigen Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse und dem
ausgangsseitigen Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse, die gemäß Gleichung (4) zu einer Spannung UA des dritten Hochfrequenzsignals am Ausgangsport 8 in der symmetrischen Mitte zwischen 0, -UEl und 0,7-UEl, nämlich bei 0,5-UEl, führt.
UA=0,5-Ui (4)
Der Ausgangsstrom IA am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz- Signalkombinierers entspricht gemäß Gleichung (5) dem einzig fließenden Strom /, durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4:
(5)
Die Leistung PA am Ausgangsport 8 im gestörten
Betriebsfall ergibt sich ausgehend von Gleichung (4) und (5) gemäß Gleichung (6) , die einem Viertel der Leistung PA am Ausgangsport 8 gemäß Gleichung (3) im ungestörten
Betriebsfall entspricht:
PA=0,5-UE It (6)
Aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem
ausgangsseitigen Potential der Innenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ergibt sich das
ausgangsseitige Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse zu 0,5 UE . Dies führt
aufgrund des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innenleiter und dem Außenleiter der zweiten
Koaxialleitung 6 in Höhe von OV zu einem ausgangsseitigen Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse ebenfalls in Höhe von 0,5 -UE . Da das
eingangsseitige Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 aufgrund des nicht angesteuerten zweiten Eingangsports 2 auf Massepotential liegt, liegt ein
Spannungsabfall am Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 zwischen dem ausgangs- und dem eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 in Höhe von 0,5-UEl vor, der einen Strom IMante auf der Außenseite der Schirmung der zweiten Koaxialleitung 6 als sogenannte Mantelwelle vom
ausgangsseitigen zum eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 treibt.
Das eingangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 weist aufgrund der Ansteuerung des ersten Eingangsports 1 mit dem ersten Hochfrequenzsignal, dessen Signalpegel den Wert U aufweist, und aufgrund des
Spannungsabfalls zwischen Innenleiter und Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,7 -UEl einen Wert in Höhe von 0,3-UEl auf. Da das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem ausgangsseitigen
Potential der Innenleiter der ersten und zweiten
Koaxialleitung 4 und 6 einen Wert in Höhe von 0,5-UEi besitzt und der Spannungsabfall zwischen Innenleiter und Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 0,7-UE{ beträgt, weist das ausgangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 einen Wert in Höhe von -0,2 -UE] auf. Somit liegt ein Spannungsabfall am Außenleiter zwischen dem eingangs- und dem ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,5-UEl vor, der einen Strom IManlen auf der Außenseite der Schirmung der ersten Koaxialleitung 4 als sogenannte Mantelwelle vom
eingangsseitigen zum ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 treibt. Da die beiden Mantelwellen IManlen und IMamel2 auf der
Außenseite der Schirmung der ersten und zweiten
Koaxialleitung 1 und 2 unerwünscht sind, müssen sie kompensiert oder zumindest gedämpft werden. Da es sich um hochfrequente Signale handelt, werden sie allein durch die Induktivitätsbeläge der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 zu einem gewissen Grad schon gedämpft. Die
Induktivität der ersten und zweiten Koaxialleitung und damit ihre Dämpfungscharakteristik wird durch Umschließen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 mit einem ringförmigen Kern aus einem magnetisierbaren Material erhöht. Eine zusätzliche Erhöhung der Induktivität der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kann durch eine vorteilhafte Anordnung der ersten und zweiten
Koaxialleitung 4 und 6 erzielt werden, wie im Folgenden anhand der Figuren 4A und 4B gezeigt wird.
Da die Mantelwellen IManten und IMmtel2 auf der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 aufgrund des identischen Spannungsabfalls zwischen jeweils den beiden Enden der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 gleich groß sind, könnten sie aufgrund ihrer Stromrichtung über den Ausgangsport 8 einen geschlossen Stromkreis vom ersten Eingangsport 1 zum zweiten Eingangsport 2 bilden. Die
Induktivitäten der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 würden folglich eine Serienschaltung zwischen ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2 bilden. Würde man die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der identischen Orientierung durch die Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 - d.h. eingangsseitiges Ende der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der einen Seite der Bohrung 20 und ausgangsseitiges Ende der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der anderen Seite der Bohrung 20 -, so erhält man die in Fig. 4A
dargestellte Ersatzschaltung der in Serie geschalteten Induktivität £, der ersten Koaxialleitung 4 und der zweiten Koaxialleitung 6, wobei der Punkt die identische Orientierung der Induktivität L, und kennzeichnet. Für die Gesamtinduktivität L der Ersatzschaltung gilt die Beziehung in Gleichung (7) mit der Gegeninduktivität M gemäß Gleichung (8) . Bei gleicher Orientierung der
Induktivität und und unterschiedlicher Stromrichtung in den beiden Induktivität , und weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität M ein entgegengesetztes Vorzeichen zur in den
Induktivität und jeweils erzeugten
Selbstinduktivität auf, was durch das Minuszeichen vor dem Term 2M modelliert wird.
Bei dünner Wicklung des ringförmigen Kerns ist der Faktor k in der mathematischen Beziehung für die
Gegeninduktivität M näherungsweise 1, so dass sich für die Gegeninduktivität M näherungsweise der Wert der jeweils identischen Selbstinduktivität 1^=1^= U der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und für die
Gesamtinduktivität L der Ersatzschaltung näherungsweise ein Wert von Null ergibt.
Weisen die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der Bohrung 20 des Ringkerns 7 eine unterschiedliche
Orientierung auf, wie es in den Fig. 1A und 1B angedeutet ist, so ergibt sich das in Fig. 4B dargestellte
Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität L der
Ersatzschaltung. Bei gleicher Orientierung der
Induktivität , und und gleicher Stromrichtung in den beiden Induktivitäten Z, und L2 weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität M ein gleiches Vorzeichen zur in den Induktivität L, und
jeweils erzeugten Selbstinduktivität auf, was gemäß
Gleichung (9) durch ein Pluszeichen vor dem Term IM in der mathematischen Beziehung für die Gesamtinduktivität L modelliert wird. Z, = Z, + Z-, + 2 « 4Z (7)
Die Gesamtinduktivität L für eine Anordnung aus einer ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6, bei der die
Orientierung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 innerhalb der Bohrung 20 des Ringkerns 7 jeweils
unterschiedlich ist, wird somit gegenüber der
SelbstInduktivität JL, bzw. der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 vervierfacht.
Eine weitere Erhöhung der Induktivität in der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und damit der
Gesamtinduktivität L für die Koppler-Anordnung aus erster und zweiter Koaxialleitung 4 und 6 wird durch die
erfindungsgemäße Verwendung eines Ringkerns 7 erzielt, der gemäß Fig. 3 aus einem axial aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer ersten Schicht 16 aus magnetisierbaren Eisen und aus einer zweiten Schicht 17 aus einer
isolierenden Schicht, beispielsweise aus einem Oxid oder Nitrid, bevorzugt, aus einem isolierenden Magnesiumoxid, besteht .
Die spiralförmige Anordnung des aus magnetisierbaren Eisen und isolierenden Magnesiumoxid bestehenden Bandes im
Ringkern reduziert die Wirbelstromgrenzfrequenz f
gegenüber einem in Sintertechnologie hergestellten
konventionellen Ferritkern deutlich. Zusammen mit der gegenüber einem konventionellen Ferritkern höheren
Materialdichte des magnetisierbaren Eisens im Ringkern ergibt sich eine dreifach höhere Sättigungsinduktivität Bs und eine insbesondere bei höheren Frequenzen deutlich höhere Permeabilitätszahl μΓ ( Γ « 1 00000 im Vergleich zu einem R « 5000 bei in konventioneller Sintertechnologie hergestellten Ferritkernen) . Höhere Sättigungsinduktivität Bs und höhere Permeabilitätszahl μΓ ermöglichen eine höhere Selbstinduktivität Z, und und eine höhere
Gegeninduktivität M der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und damit eine höhere Gesamtinduktivität L der Kop ler-Anordnung . Zusätzlich ermöglicht die höhere
Materialdichte im Ringkern eine höhere Kompaktheit des Hochfrequenz -Signalkombinierers . Um die Kompaktheit des Hochfrequenz -Signalkombinierers zusätzlich zu erhöhen, werden die Koaxialleitungen des ursprünglichen Hochfrequenz -Signalkombinierers, die den auf den Innenseite der Abschirmung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 fließenden Strom zurückführen, erfindungsgemäß jeweils durch eine platzsparende erste und zweite Streifenleitung 9 und 11 ersetzt.
Um bessere elektrische Eigenschaften des erfindungsgemäßen Hochfrequenzsignalkombinierers zu erzielen, weist die erste und zweite Streifenleitung 9 und 11 gegenüber der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 einen geringeren Wellenwiderstand, nämlich einen Wellenwiderstand in Höhe von 15 Ω gegenüber dem Wellenwiderstand in Höhe von 35 Ω bei der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6. Die physikalische Länge der ersten und zweiten Streifenleitung 9 und 11 in Höhe von 70mm bis 120mm, bevorzugt 92,3 mm, ist somit auch kürzer als die physikalische Länge der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 in Höhe von 150mm bis 200mm, bevorzugt 187 mm.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte
Ausführungsform beschränkt. Von der Erfindung sind
insbesondere auch andere Parameterkombinationen für die Wellenwiderstände der Koaxial- und Streifenleitungen abgedeckt, die zu einer gegebenen Eingangsimpedanz , insbesondere von 50 Ω , und einer gegebenen
Ausgangsimpedanz , insbesondere von 25 Ω , des
Hochfrequenz-Signalkombinierers führen.

Claims

Ansprüche
1. Hochfrequenz -Signalkombinierer mit
einem ersten Eingangsanschluss (1) zum Anschließen eines ersten Hochfrequenzsignals,
einem zweiten Eingangsanschluss (2) zum Anschließen eines zweiten Hochfrequenzsignals,
einem Ausgangsanschluss (8) zur Ausgabe des aus dem ersten und dem zweiten Hochfrequenzsignal kombinierten dritten Hochfrequenzsignals,
einer ersten Koaxialleitung (4) zwischen dem ersten Eingangsanschluss (1) und dem Ausgangsanschluss (8) ,
einer zweiten Koaxialleitung (6) zwischen dem zweiten Eingangsanschluss (2) und dem Ausgangsanschluss (8) und einem ringförmigen Kern (7) , durch dessen Ausnehmung
(20) die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) hindurch geführt sind,
dadurch gekennzeichnet,
dass der ringförmige Kern (7) aus einem aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer ersten Schicht (16) aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht (17) aus einem isolierenden Material besteht.
2. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Schicht (16) eine 5 bis 50 Mikrometer, bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer dicke Eisenschicht und die zweite Schicht (17) eine 0,1 bis 1 Mikrometer, bevorzugt 0,5 Mikrometer, dicke Oxid- oder Nitrid-Schicht,
insbesondere aus Magnesiumoxid, ist.
3. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen dem ersten Eingangsanschluss (1) und dem Ausgangsanschluss (8) zusätzlich eine erste
Mikrostreifenleitung (9) und zwischen dem zweiten
Eingangsanschluss (2) und dem Ausganganschluss (8) eine zweite Mikrostreifenleitung (11) ausgebildet ist.
4. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
dass der Wellenwiderstand der ersten und zweiten
Koaxialleitung (4,6) unterschiedlich zum Wellenwiderstand der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist.
5. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils einen Wellenwiderstand von ca. 35 Ω und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11) jeweils einen
Wellenwiderstand von ca. 15 Ω aufweisen. 6. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach einem der
Ansprüche 3 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
dass die physikalische Länge der ersten und zweiten
Koaxialleitung (4,
6) unterschiedlich zur physikalischen Länge der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist .
7. Hochfrequenz -Signalkombinierer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils eine physikalische Länge von 150mm bis 200mm, bevorzugt von 187 mm, und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11) jeweils eine physikalische Länge von 70mm bis 120mm, bevorzugt von 92,3 mm, aufweisen.
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