EP2494652B1

EP2494652B1 - Hochfrequenz-signalkombinierer

Info

Publication number: EP2494652B1
Application number: EP10762876.0A
Authority: EP
Inventors: Michael Morgenstern
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2009-10-29
Filing date: 2010-10-07
Publication date: 2018-04-04
Anticipated expiration: 2030-10-07
Also published as: DE102009051229A1; WO2011050898A1; US8912864B2; EP2494652A1; US20120212302A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Signalkombinierer.
Hochfrequenzverstärker auf Halbleiterbasis sind hinsichtlich ihrer Leistungsverstärkung begrenzt. Dieser technische Nachteil wird überwunden, indem das zu verstärkende Hochfrequenzsignal mehreren Hochfrequenzverstärkern gleichzeitig zugeführt wird, deren Ausgänge mit einem Hochfrequenz-Kombinierer zur Kombination eines Hochfrequenzsignals verbunden sind, das der Summe des von jedem Hochfrequenzverstärker erzeugten hochfrequenten Ausgangssignals entspricht.
Aus der US 6,246,299 B1 geht ein derartiger Hochfrequenz-Signalkombinierer bestehend aus einzelnen Koaxialleitungen hervor.
Bei Ausfall eines Hochfrequenzverstärkers wird der Hochfrequenz-Signalkombinierer unsymmetrisch beaufschlagt. Diese Unsymmetrie in der Ansteuerung des Hochfrequenz-Signalkombinierers verursacht störende Hochfrequenzsignale auf der Außenseite der Koaxialleitungen des Hochfrequenz-Signalkombinierers, so genannte Mantelwellen, die durch die ferritkernverstärkte Induktivität der Koaxialleitungen gedämpft werden.
Die Anordnung des Hochfrequenz-Signalkombinierers weist aufgrund der räumlichen Ausdehnung der Koaxialleitungen und des Ferritkerns nachteilig ein hohes Bauvolumen auf.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Hochfrequenz-Signalkombinierer zu schaffen, der ein geringeres Bauvolumen aufweist.
Die Erfindung wird durch einen Hochfrequenz-Signalkombinierer mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte technische Erweiterungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen aufgeführt.
Erfindungsgemäß wird anstelle des in Sintertechnologie hergestellten Ferritkerns des Stands der Technik ein Kern aus einem axial aufgewickelten Band verwendet, das aus einer ersten Schicht aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht aus einem isolierenden Material besteht. Dieser Kern weist gegenüber dem Ferritkern des Stands der Technik deutlich bessere magnetische Eigenschaften und eine deutlich höhere Kompaktheit auf.
Um eine möglichst hohe Magnetisierbarkeit des Kerns zu erzielen, weist die aus Eisen als magnetisierbarem Material bestehende erste Schicht eine deutlich höhere Dicke, nämlich bevorzugt 5 bis 50 Mikrometer, besonders bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer, als die aus z.B. Magnesiumoxid als isolierendem Material bestehende zweite Schicht auf, deren Dicke bevorzugt 0,1 bis 1 Mikrometer, z.B. 0,5 Mikrometer ist.
Um das Bauvolumen des Hochfrequenz-Signalkombinierers zusätzlich zu reduzieren, werden ein Teil der Leitungen des Hochfrequenz-Signalkombinierers als Streifenleitungen ausgebildet. Diese entsprechen denjenigen Koaxialleitungen des Hochfrequenz-Signalkombinierers nach der US 6,246,299 B1 , die jeweils den von einem Ende zum anderen Ende der Koaxialleitung auf der Innenseite der Schirmung der Koaxialleitung fließenden Strom wieder auf das eine Ende der Koaxialleitung zurückführen.
Zur Erzielung besserer elektrischer Parameter des Hochfrequenz-Signalkombinierers, beispielsweise bessere S-Parameter, weist der Wellenwiderstand der Koaxialleitungen, der bevorzugt 35 Ω ist, zum Wellenwiderstand der Streifenleitungen, der bevorzugt 15 Ω ist, einen unterschiedlichen Wert auf. Durch die Serienschaltung jeweils einer Koaxialleitung und einer Streifenleitung ergibt sich eingangsseitig eine Eingangsimpedanz von 50 Ω und ausgangsseitig eine Ausgangsimpedanz von 25 Ω. Die physikalische Länge der Koaxialleitungen, die bevorzugt 187 mm ist, weist zur physikalischen Länge der Streifenleitungen, die bevorzugt 92,3 mm ist, auch einen unterschiedlichen Wert auf.
Der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Signalkombinierer wird im Folgenden anhand der Zeichnung im Detail beispielhaft näher erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:

Fig. 1A: ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers bei symmetrischer Ansteuerung,
Fig. 1B: ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers bei asymmetrischer Ansteuerung,
Fig. 2: eine dreidimensionale Darstellung des erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierers,
Fig. 3: einen Schnitt durch einen im erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Signalkombinierer verwendeten Magnetkern,
Fig. 4A: ein elektrisches Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung mit identischer Orientierung der Koaxialleitungen im Ringkern und
Fig. 4B: ein elektrisches Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität einer Koppleranordnung mit unterschiedlicher Orientierung der Koaxialleitungen im Ringkern.

Im Folgenden wird der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Signalkombinierer für den Betriebsfall der symmetrischen Ansteuerung, d.h. für den ungestörten Betriebsfall, anhand von Fig. 1A und für den Betriebsfall der asymmetrischen Ansteuerung, d.h. für den gestörten Betriebsfall, anhand von Fig. 1B erläutert.
Bei symmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenz-Signalkombinierers wird am ersten Eingangsanschluss, im Folgenden auch erster Eingangsport 1, ein erstes Hochfrequenzsignal mit dem Signalpegel U _E1, beispielsweise das Ausgangssignal eines ersten Hochfrequenzverstärkers, und am zweiten Eingangsanschluss, im Folgenden auch zweiter Eingangsport 2, ein zweites Hochfrequenzsignal mit dem Signalpegel U _E2 , beispielsweise das Ausgangssignal eines zweiten Hochfrequenzverstärkers, eingespeist. Aus Symmetriegründen weist das erste Hochfrequenzsignal U _E1 und das zweite Hochfrequenzsignal U _E2 im Idealfall gleiche Phase und gleiche Amplitude auf.
Der erste Eingangsport 1 ist am eingangsseitigen Ende einer ersten Koaxialleitung 4 mit dem Innenleiter 3 einer ersten Koaxialleitung 4 verbunden. Der zweite Eingangsport 2 ist am eingangsseitigen Ende einer zweiten Koaxialleitung 6 mit dem Innenleiter 5 einer zweiten Koaxialleitung 6 verbunden. Die erste und zweite Hochfrequenzleitung 4 und 6 werden jeweils in entgegengesetzten Richtungen durch die von dem Ringkern 7 umschlossene Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 geführt. Der Innenleiter 3 der ersten Koaxialleitung 4 und der Innenleiter 5 der zweiten Koaxialleitung 6 werden jeweils am ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 und der zweiten Koaxialleitung 6 zusammengeführt und an einen Ausgangsanschluss, im Folgenden auch Ausgangsport 8, geführt, an dem das dritte Hochfrequenzsignal anliegt, dessen Signalamplitude U_A der Signalamplitude U _E1 und U _E2 des im Idealfall hinsichtlich Amplitude und Phase identischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals entspricht. Jedoch addieren sich die Ströme am Ausgang.
Der Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 ist am ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 mit dem ausgangsseitigen Ende einer ersten Streifenleitung 9 und am eingangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 mit dem eingangsseitigen Ende der ersten.Streifenleitung 9 verbunden. Eine zur ersten Streifenleitung 9 gehörige Masseleitung steht mit dem Masseanschluss auf der Leiterplatte des Hochfrequenz-Signalkombinierers in Verbindung. Der Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 ist am ausgangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem ausgangsseitigen Ende einer zweiten Streifenleitung 11 und am eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 mit dem eingangsseitigen Ende der zweiten Streifenleitung 11 verbunden. Eine zur zweiten Streifenleitung 11 gehörige Masseleitung steht ebenfalls mit dem Masseanschluss auf der Leiterplatte des Hochfrequenz-Signalkombinierers in Verbindung.
An den beiden Ausgängen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ist zwischen dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein Lastausgleichswiderstand 13 von im Ausführungsbeispiel 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und parallel dazu ein Kondensator 19 zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers angeordnet. Äquivalent ist an den beiden Eingängen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 zwischen dem Außenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ein Eingangsausgleichswiderstand 14 von 50 Ω zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und parallel dazu ein Kondensator 18 zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers vorgesehen.
Der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 beträgt im Ausführungsbeispiel jeweils 35 Ω, wohingegen der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Streifenleitung 9 und 11 im Ausführungsbeispiel jeweils 15 Ω beträgt. Aufgrund der elektrischen Verbindung des Außenleiters der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 mit der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 sind die erste Koaxialleitung 4 und die erste Streifenleitung 9 sowie die zweite Koaxialleitung 6 und die zweite Streifenleitung 11 zueinander in Serie geschaltet und bilden einen Spannungsteiler zwischen dem Spannungspotential am Innenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 2 bzw. 4 und dem Massepotential an der Masseleitung 10 bzw. 12 der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 und 11. Jeder dieser beiden Spannungsteiler ist schematisch in gestrichelter Linie in Fig. 1A bzw. 1B durch die in Serie geschalteten Widerstände 15₁ und 15₂ sowie 15₃ und 15₄ mit jeweils 35 Ω und jeweils 15 Ω angedeutet. Somit ergibt sich im ungestörten Betriebsfall bei symmetrischer Ansteuerung eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 jeweils ein Spannungsabfall von 0,7·U _E1 bzw. 0,7·U _E2 zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 und eingangs- und ausgangsseitig der ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 jeweils ein Spannungsabfall von 0,3·U _E1 bzw. 0,3·U _E2 zwischen der eigentlichen ersten bzw. zweiten Streifenleitung 9 bzw. 11 und der zugehörigen Masseleitung 10 bzw. 12.
Die Eingangsimpedanz des Hochfrequenz-Signalkombinierers beträgt an den beiden Eingangsports 1 und 2 aufgrund der Serienschaltung von erster Koaxialleitung 4 und erster Streifenleitung 9 sowie von zweiter Koaxialleitung 6 und zweiter Streifenleitung 11 bei den bevorzugten Werten für die Wellenwiderstände der ersten und zweiten Koaxial- und Streifenleitung im Ausführungsbeispiel jeweils 50 Ω. Die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenz-Signalkombinierers am Ausgangsport 8 beträgt aufgrund der Parallelschaltung der aus der ersten Koaxialleitung 4 und der ersten Streifenleitung 9 bestenden ersten Serienschaltung von HF-Leitungen und der aus der zweiten Koaxialleitung 6 und der zweiten Streifenleitung 11 bestenden zweiten Serienschaltung von Hochfrequenz-Leitungen, die der in Fig. 1A bzw. 1B dargestellten Brückenschaltung aus den gestrichelt dargestellten Widerständen 15₁ und 15₂ sowie 15₃ und 15₄ entspricht, im Ausführungsbeispiel 25 Ω.
Der Signalpegel U_A des dritten Hochfrequenzsignals am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers ergibt sich gemäß Gleichung (1) aus der Summe des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₁) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der zweiten Streifenleitung 11 und der zugehörigen Masseleitung 12 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₂) oder äquivalent aus der Summe des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innen- und dem Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 (entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₃) und dem ausgangsseitigen Spannungsabfall zwischen der ersten Streifenleitung 9 und der zugehörigen Masseleitung 10 (entspricht Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₄), die in beiden Fällen bei einem hinsichtlich Amplitude und Phase identischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignal dem Signalpegel U _E1 oder U _E2 des ersten oder zweiten Hochfrequenzsignals am ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2 entspricht. $U_{A} = 0,7 \cdot U_{E 1} + 0,3 \cdot U_{E 2} = 0,7 \cdot U_{E 2} + 0,3 \cdot U_{E 1} = U_{E 1} = U_{E 2}$
Der Strom I_A am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers ergibt sich gemäß Gleichung (2) als Addition des Stroms I ₁ durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 und des Stroms I ₂ durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6: $I_{A} = I_{1} + I_{2}$
Der Stromfluss des auf der Innenseite des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 vom Ausgang zum Eingang der ersten Koaxialleitung 4 fließenden Stroms I ₁, der komplementär zum auf dem Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4 fließenden Strom I ₁ ist, wird über den ersten Streifenleiter 9 geschlossen. Äquivalent wird der Stromfluss des auf der Innenseite des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 vom Ausgang zum Eingang der zweiten Koaxialleitung 6 fließende Stroms I ₂, der komplementär zum auf dem Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 fließenden Stroms I ₂ ist, über den zweiten Streifenleiter 11 geschlossen.
Die Leistung P_A am Ausgangsport 8 ergibt sich ausgehend von Gleichung (1) und (2) gemäß Gleichung (3) aus der Addition der Leistungen P _E1 und P _E2 am ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2. $P_{A} = I_{A} \cdot U_{E 1} = I_{A} \cdot U_{E 2} = I_{1} \cdot U_{E 1} + I_{2} \cdot U_{E 2} = P_{E 1} + P_{E 2}$
Im gestörten Betriebsfall bei asymmetrischer Ansteuerung des Hochfrequenzsignalkombinierers wird einer der beiden Eingangsports 1 und 2 nicht angesteuert. Wird beispielsweise, wie in Fig. 1B dargestellt ist, der zweite Eingangsport 2 nicht angesteuert, so liegt am zweiten Eingangsport 2 eine Spannung U _E2=0V an. Somit beträgt der Spannungsabfall zwischen Innen- und Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 eingangs- und ausgangsseitig der zweiten Koaxialleitung 6 jeweils 0V. Konsequenterweise ist auch der Spannungsabfall von der zweiten Streifenleitung 11 zur zugehörigen Masseleitung 12 eingangs- und ausgangsseitig 0V. Bei fehlender Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 fließt kein Strom I ₂ durch den Innenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 und durch die zweite Streifenleitung 11.
Bei fehlender Ansteuerung des zweiten Eingangsports 2 ergibt sich das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse zu 0,7·U _E1 und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₁ und 15₂. Das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse ergibt sich zu 0,3·U _E1 und entspricht dem Spannungsabfall am fiktiven Widerstand 15₃ und 15₄. Aufgrund der unterschiedlichen ausgangsseitigen Potentiale an den Innenleitern der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kommt es über den Lastausgleichswiderstand 13 zu einem Potentialausgleich zwischen dem ausgangsseitigen Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 gegen Masse und dem ausgangsseitigen Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse, die gemäß Gleichung (4) zu einer Spannung U_A des dritten Hochfrequenzsignals am Ausgangsport 8 in der symmetrischen Mitte zwischen 0,3·U _E1 und 0,7·U _E1, nämlich bei 0,5·U _E1, führt. $U_{A} = 0,5 \cdot U_{E 1}$
Der Ausgangsstrom I_A am Ausgangsport 8 des Hochfrequenz-Signalkombinierers entspricht gemäß Gleichung (5) dem einzig fließenden Strom I ₁ durch den Innenleiter der ersten Koaxialleitung 4: $I_{A} = I_{1}$
Die Leistung P_A am Ausgangsport 8 im gestörten Betriebsfall ergibt sich ausgehend von Gleichung (4) und (5) gemäß Gleichung (6), die einem Viertel der Leistung P_A am Ausgangsport 8 gemäß Gleichung (3) im ungestörten Betriebsfall entspricht: $P_{A} = 0,5 \cdot U_{E 1} \cdot I_{1}$
Aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem ausgangsseitigen Potential der Innenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 ergibt sich das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse zu 0,5·U _E1. Dies führt aufgrund des ausgangsseitigen Spannungsabfalls zwischen dem Innenleiter und dem Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 in Höhe von 0V zu einem ausgangsseitigen Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 gegen Masse ebenfalls in Höhe von 0,5·U _E1 . Da das eingangsseitige Potential des Außenleiters der zweiten Koaxialleitung 6 aufgrund des nicht angesteuerten zweiten Eingangsports 2 auf Massepotential liegt, liegt ein Spannungsabfall am Außenleiter der zweiten Koaxialleitung 6 zwischen dem ausgangs- und dem eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 in Höhe von 0,5·U _E1 vor, der einen Strom I _Mantel2 auf der Außenseite der Schirmung der zweiten Koaxialleitung 6 als sogenannte Mantelwelle vom ausgangsseitigen zum eingangsseitigen Ende der zweiten Koaxialleitung 6 treibt.
Das eingangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 weist aufgrund der Ansteuerung des ersten Eingangsports 1 mit dem ersten Hochfrequenzsignal, dessen Signalpegel den Wert U _E1 aufweist, und aufgrund des Spannungsabfalls zwischen Innenleiter und Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,7·U _E1 einen Wert in Höhe von 0,3·U _E1 auf. Da das ausgangsseitige Potential des Innenleiters der ersten Koaxialleitung 4 aufgrund des Potentialausgleichs zwischen dem ausgangsseitigen Potential der Innenleiter der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 einen Wert in Höhe von 0,5·U _E1 besitzt und der Spannungsabfall zwischen Innenleiter und Außenleiter der ersten Koaxialleitung 4 0,7·U _E1 beträgt, weist das ausgangsseitige Potential des Außenleiters der ersten Koaxialleitung 4 einen Wert in Höhe von -0,2·U _E1 auf. Somit liegt ein Spannungsabfall am Außenleiter zwischen dem eingangs- und dem ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 in Höhe von 0,5·U _E1 vor, der einen Strom I _Mantel1 auf der Außenseite der Schirmung der ersten Koaxialleitung 4 als sogenannte Mantelwelle vom eingangsseitigen zum ausgangsseitigen Ende der ersten Koaxialleitung 4 treibt.
Da die beiden Mantelwellen I _Mantel1 und I _Mantel2 auf der Außenseite der Schirmung der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 unerwünscht sind, müssen sie kompensiert oder zumindest gedämpft werden. Da es sich um hochfrequente Signale handelt, werden sie allein durch die Induktivitätsbeläge der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 zu einem gewissen Grad schon gedämpft. Die Induktivität der ersten und zweiten Koaxialleitung und damit ihre Dämpfungscharakteristik wird durch Umschließen der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 mit einem ringförmigen Kern aus einem magnetisierbaren Material erhöht. Eine zusätzliche Erhöhung der Induktivität der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 kann durch eine vorteilhafte Anordnung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 erzielt werden, wie im Folgenden anhand der Figuren 4A und 4B gezeigt wird.
Da die Mantelwellen I _Mantel1 und I _Mantel2 auf der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 aufgrund des identischen Spannungsabfalls zwischen jeweils den beiden Enden der ersten und zweiten Koaxialleitung 1 und 2 gleich groß sind, könnten sie aufgrund ihrer Stromrichtung über den Ausgangsport 8 einen geschlossen Stromkreis vom ersten Eingangsport 1 zum zweiten Eingangsport 2 bilden. Die Induktivitäten der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 würden folglich eine Serienschaltung zwischen ersten und zweiten Eingangsport 1 und 2 bilden.
Würde man die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der identischen Orientierung durch die Ausnehmung bzw. Bohrung 20 des Ringkerns 7 - d.h. eingangsseitiges Ende der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der einen Seite der Bohrung 20 und ausgangsseitiges Ende der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 an der anderen Seite der Bohrung 20 -, so erhält man die in Fig. 4A dargestellte Ersatzschaltung der in Serie geschalteten Induktivität L ₁ der ersten Koaxialleitung 4 und L ₂ der zweiten Koaxialleitung 6, wobei der Punkt die identische Orientierung der Induktivität L ₁ und L ₂ kennzeichnet. Für die Gesamtinduktivität L der Ersatzschaltung gilt die Beziehung in Gleichung (7) mit der Gegeninduktivität M gemäß Gleichung (8). Bei gleicher Orientierung der Induktivität L ₁ und L ₂ und unterschiedlicher Stromrichtung in den beiden Induktivität L ₁ und L ₂ weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität M ein entgegengesetztes Vorzeichen zur in den Induktivität L ₁ und L ₂ jeweils erzeugten Selbstinduktivität auf, was durch das Minuszeichen vor dem Term 2M modelliert wird. $L = L_{1} + L_{2} - 2 M \approx 0$
$M = k \cdot \sqrt{L_{1} \cdot L_{2}} \approx L_{1} = L_{2} = L'$
Bei dünner Wicklung des ringförmigen Kerns ist der Faktor k in der mathematischen Beziehung für die Gegeninduktivität M näherungsweise 1, so dass sich für die Gegeninduktivität M näherungsweise der Wert der jeweils identischen Selbstinduktivität L ₁ = L ₂ = L' der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und für die Gesamtinduktivität L der Ersatzschaltung näherungsweise ein Wert von Null ergibt.
Weisen die erste und zweite Koaxialleitung 4 und 6 in der Bohrung 20 des Ringkerns 7 eine unterschiedliche Orientierung auf, wie es in den Fig. 1A und 1B angedeutet ist, so ergibt sich das in Fig. 4B dargestellte Ersatzschaltbild für die Gesamtinduktivität L der Ersatzschaltung. Bei gleicher Orientierung der Induktivität L ₁ und L ₂ und gleicher Stromrichtung in den beiden Induktivitäten L ₁ und L ₂ weist die in die jeweils andere Induktivität induzierte Gegeninduktivität M ein gleiches Vorzeichen zur in den Induktivität L ₁ und L ₂ jeweils erzeugten Selbstinduktivität auf, was gemäß Gleichung (9) durch ein Pluszeichen vor dem Term 2M in der mathematischen Beziehung für die Gesamtinduktivität L modelliert wird. $L = L_{1} + L_{2} + 2 M \approx 4 L$
Die Gesamtinduktivität L für eine Anordnung aus einer ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6, bei der die Orientierung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 innerhalb der Bohrung 20 des Ringkerns 7 jeweils unterschiedlich ist, wird somit gegenüber der Selbstinduktivität L ₁ bzw. L ₂ der ersten bzw. zweiten Koaxialleitung 4 bzw. 6 vervierfacht.
Eine weitere Erhöhung der Induktivität in der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und damit der Gesamtinduktivität L für die Koppler-Anordnung aus erster und zweiter Koaxialleitung 4 und 6 wird durch die erfindungsgemäße Verwendung eines Ringkerns 7 erzielt, der gemäß Fig. 3 aus einem axial aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer ersten Schicht 16 aus magnetisierbaren Eisen und aus einer zweiten Schicht 17 aus einer isolierenden Schicht, beispielsweise aus einem Oxid oder Nitrid, bevorzugt, aus einem isolierenden Magnesiumoxid, besteht.
Die spiralförmige Anordnung des aus magnetisierbaren Eisen und isolierenden Magnesiumoxid bestehenden Bandes im Ringkern reduziert die Wirbelstromgrenzfrequenz f_g gegenüber einem in Sintertechnologie hergestellten konventionellen Ferritkern deutlich. Zusammen mit der gegenüber einem konventionellen Ferritkern höheren Materialdichte des magnetisierbaren Eisens im Ringkern ergibt sich eine dreifach höhere Sättigungsinduktivität B_S und eine insbesondere bei höheren Frequenzen deutlich höhere Permeabilitätszahl µ_r (µ_r ≈100000 im Vergleich zu einem µ_r ≈5000 bei in konventioneller Sintertechnologie hergestellten Ferritkernen). Höhere Sättigungsinduktivität B_S und höhere Permeabilitätszahl µ_r ermöglichen eine höhere Selbstinduktivität L ₁ und L ₂ und eine höhere Gegeninduktivität M der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 und damit eine höhere Gesamtinduktivität L der Koppler-Anordnung. Zusätzlich ermöglicht die höhere Materialdichte im Ringkern eine höhere Kompaktheit des Hochfrequenz-Signalkombinierers.
Um die Kompaktheit des Hochfrequenz-Signalkombinierers zusätzlich zu erhöhen, werden die Koaxialleitungen des ursprünglichen Hochfrequenz-Signalkombinierers, die den auf den Innenseite der Abschirmung der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 fließenden Strom zurückführen, erfindungsgemäß jeweils durch eine platzsparende erste und zweite Streifenleitung 9 und 11 ersetzt.
Um bessere elektrische Eigenschaften des erfindungsgemäßen Hochfrequenzsignalkombinierers zu erzielen, weist die erste und zweite Streifenleitung 9 und 11 gegenüber der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 einen geringeren Wellenwiderstand, nämlich einen Wellenwiderstand in Höhe von 15 Ω gegenüber dem Wellenwiderstand in Höhe von 35 Ω bei der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6. Die physikalische Länge der ersten und zweiten Streifenleitung 9 und 11 in Höhe von 70mm bis 120mm, bevorzugt 92,3 mm, ist somit auch kürzer als die physikalische Länge der ersten und zweiten Koaxialleitung 4 und 6 in Höhe von 150mm bis 200mm, bevorzugt 187 mm.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte Ausführungsform beschränkt. Von der Erfindung sind insbesondere auch andere Parameterkombinationen für die Wellenwiderstände der Koaxial- und Streifenleitungen abgedeckt, die zu einer gegebenen Eingangsimpedanz, insbesondere von 50 Ω, und einer gegebenen Ausgangsimpedanz, insbesondere von 25 Ω, des Hochfrequenz-Signalkombinierers führen.

Claims

Hochfrequenz-Signalkombinierer mit
einem ersten Eingangsanschluss (1) zur Einspeisung eines ersten Hochfrequenzsignals,
einem zweiten Eingangsanschluss (2) zur Einspeisung eines zweiten Hochfrequenzsignals,
einem Ausgangsanschluss (8) zur Ausgabe des aus dem ersten und dem zweiten Hochfrequenzsignal kombinierten dritten Hochfrequenzsignals,
einer ersten Koaxialleitung (4) zwischen dem ersten Eingangsanschluss (1) und dem Ausgangsanschluss (8),
einer zweiten Koaxialleitung (6) zwischen dem zweiten Eingangsanschluss (2) und dem Ausgangsanschluss (8),
einem ringförmigen Kern (7), durch dessen Ausnehmung (20) die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) hindurch geführt sind,
einem Lastausgleichswiderstand (13) zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und einem dazu parallelen Kondensator (19) zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers zwischen den ausgangsseitigen Außenleitern der ersten Koaxialleitung (4) und der zweiten Koaxialleitung (6), und
einem Eingangsausgleichswiderstand (14) zur Kompensation eines hinsichtlich seiner Signalamplitude bzw. Signalleistung asymmetrischen ersten und zweiten Hochfrequenzsignals und einem dazu parallelen Kondensator (18) zur Kompensation von Restreaktanzen innerhalb des Hochfrequenz-Signalkombinierers zwischen den eingangsseitigen Außenleitern der ersten Koaxialleitung (4) und der zweiten Koaxialleitung (6),
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen dem Außenleiter der ersten Koaxialleitung (4) am ersten Eingangsanschluss (1) und am Ausgangsanschluss (8) zusätzlich eine erste Mikrostreifenleitung (9) und zwischen dem Außenleiter der zweiten Hochfrequenzleitung (6) am zweiten Eingangsanschluss (2) und am Ausganganschluss (8) eine zweite Mikrostreifenleitung (11) ausgebildet ist und
dass die physikalische Länge der ersten und zweiten Koaxialleitung (4,6) unterschiedlich zur physikalischen Länge der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist und/oder
dass der Wellenwiderstand der ersten und zweiten Koaxialleitung (4,6) unterschiedlich zum Wellenwiderstand der ersten und zweiten Mikrostreifenleitung (9,11) ist.
Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass der ringförmige Kern (7) aus einem aufgewickelten Band gefertigt ist, das aus einer ersten Schicht (16) aus einem magnetisierbaren Material und aus einer zweiten Schicht (17) aus einem isolierenden Material besteht.
Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils einen Wellenwiderstand von ca. 35 Ω und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11) jeweils einen Wellenwiderstand von ca. 15 Ω aufweisen.
Hochfrequenz-Signalkombinierer nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste und zweite Koaxialleitung (4,6) jeweils eine physikalische Länge von 150mm bis 200mm, bevorzugt von 187 mm, und die erste und zweite Mikrostreifenleitung (9,11) jeweils eine physikalische Länge von 70mm bis 120mm, bevorzugt von 92,3 mm, aufweisen.
Hochfrequenz-Signalkombinierer nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die erste Schicht (16) eine 5 bis 50 Mikrometer, bevorzugt 16 bis 20 Mikrometer dicke Eisenschicht und die zweite Schicht (17) eine 0,1 bis 1 Mikrometer, bevorzugt 0,5 Mikrometer, dicke Oxid- oder Nitrid-Schicht, insbesondere aus Magnesiumoxid, ist.