EP2484184A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer entladungslampe - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer entladungslampe

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EP2484184A1
EP2484184A1 EP10784291A EP10784291A EP2484184A1 EP 2484184 A1 EP2484184 A1 EP 2484184A1 EP 10784291 A EP10784291 A EP 10784291A EP 10784291 A EP10784291 A EP 10784291A EP 2484184 A1 EP2484184 A1 EP 2484184A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
coupled
circuit arrangement
electronic switch
circuit
current
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP10784291A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Heckmann
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP2484184A1 publication Critical patent/EP2484184A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating at least a discharge lamp with an input having a first and a second single input terminal for coupling to a DC supply voltage, an output having a first and a second output terminal for coupling to the at least ei ⁇ NEN discharge lamp, a bridge circuit having at least a first and a second electronic switch, a series circuit of the first and the second electronic switch to form a first bridge center point between the first and the two ⁇ th e i ngang s terminal coupled is an LRC resonant load circuit at least second order with a lamp inductor, which is coupled between the first bridge center and the first output terminal, and min ⁇ least one, parallel to one of the electronic switch coupled trapezoidal capacitor, and a control device for controlling at least he and the second electronic switch with a An horrsig- signal, the Ans has teuersignal an operating frequency for operating the LRC resonant load circuit in the frequency range with inductive phase position. It also relates to a corresponding method for
  • Half-bridge or bridge circuits are commonly used as drivers of such load circuits.
  • the switch of the bridge circuit In order to ensure a soft switching, a so-called soft switching, the switch of the bridge circuit, that is, a lossless switching, it is necessary to provide a certain amount of reactive power. With an appropriate design of the circuit overload conditions, component tolerances, fluctuations in the DC supply voltage and the lamp temperature and, moreover, the modification of various parameters due to the lamp aging must be considered. This leads to ⁇ that in normal operation, that is, in operation far away from the worst case, usually large amounts of Blindleis ⁇ tion are available. The transmission of these large amounts of reactive power causes unwanted losses. If not enough reactive power ⁇ is present in the circuit arrangement, the switches of the bridge circuit switch hard, so-called hard switching, thereby causing undesirable high current peaks, losses and elekt ⁇ romagnetician disorders. An operation near the resonance frequency of the LRC load circuit is desirable over ⁇ this, since then a maximum of energy can be transmitted to the LRC load circuit. Presentation of the invention
  • the object of the present invention is therefore to gozu ⁇ form a generic circuit arrangement or a generic method such that a soft switching with as little reactive power to be transmitted and largely independent of various boundary conditions, such as lamp temperature, lamp aging, component tolerances, is possible.
  • the present invention is based on the finding that during commutation of the current from a first to a second electronic switch of the bridge circuit, first a current flows through the freewheeling diode of the switch to be turned on, before this switch itself is turned on. The period during which both switches are switched off is called dead time. The second switch is turned on in the period during which current flows through its freewheeling diode to ensure smooth switching. This period is greater the more reactive power is present in the load circuit. Part of the reactive power is used to reload the trapezoidal capacitor. The further excess of reactive power is fed back into the supply via the freewheeling diodes.
  • the present invention is based in particular on the invention. know that a hard switching by a peak in the current through the conductive switch is recognizable. This indicates that the operating frequency of the drive signal for the switches of the half-bridge is too close to the resonance frequency, that is, tends to sink from the inductive range into the capacitive range.
  • the present invention therefore includes a Determined ⁇ averaging device, which is designed, the temporal derivation of the stream to determine at least one of the electronic switch by. It further comprises a comparator, coupled to the determining device and configured to compare the value of the time from ⁇ line of the current through at least one of the electronic switch to see a predeterminable threshold value. If exceeding this predetermined threshold determined, which effetsvorrich ⁇ tung the control device in such a way that this increases the operating frequency of the drive signal ⁇ Be. As a result, the load circuit is operated again in the inductive range, whereby the mentioned peaks and thus a hard switching of the switches is avoided. By doing so, operation of the circuitry close to the resonant frequency but on the inductive side thereof is possible.
  • the Siemensungsanord ⁇ tion can be operated with minimal reactive power.
  • the power components such as coils, capacitors, switches and so on, can be made smaller.
  • simpler circuit concepts can be realized, for example the integration of preheating into the lamp inductor.
  • the control device is designed to increase the operating frequency. This can be done by fine dimensioning predefinable steps in digital implementation or by stepless control in an analog implementation. In order for an operation of the circuit arrangement is made possible close to the optimum, that is, in view of the present Prob ⁇ lematics with minimal reactive power, yet a soft switching can be guaranteed.
  • control device is designed to reduce the operating frequency on the basis of a predefinable initial value, in particular in predefinable steps or steplessly, as long as no exceeding of the predefinable threshold value is determined by the value of the time derivative of the current through at least one of the electronic switches ,
  • This measure serves to gradually lower the operating frequency starting from a value at which certainly exists sufficiently reactive ⁇ power in the load circuit to achieve the optimization mums in critical areas.
  • a fine dimensioning of vorgebba ⁇ ren steps allows reliable finding of the optimum, regardless of the above-mentioned varying operating parameters.
  • the detection device comprises a shunt resistor coupled serially to the first or second electronic switch.
  • the determination device further preferably comprises a differential discriminating device which is designed to ermit ⁇ the time derivative of the current through the shunt resistor.
  • the determining device comprises an inductance which is coupled in series to the first or second electronic switch.
  • the comparison device comprises a voltage divider, which is connected in parallel at least the inductance, wherein the Ab ⁇ grip point of the voltage divider is coupled to the control electrode of a controllable resistor.
  • the voltage divider may comprise a diode further, the diode between the inductance gekop ⁇ -coupled terminal of the voltage divider and the tap ⁇ point of the voltage divider is coupled.
  • This measure can take account of the fact that ne control tasks of the control device, the determination of the current through one of the electronic switches is needed, that is not its time derivative. If now for this purpose, a shunt resistor coupled in series with the inductance, in particular such that the coupled in ⁇ productivity between the second electronic switch and the shunt resistor, the voltage drop across the shunt resistor can be taken into account when maximum current through the diode and therefore does not disturb the evaluation of the time derivative of this current by a comparison device designed as mentioned.
  • a device for averaging is coupled between the working electrode of the controllable resistor and the control device.
  • pulses at the input of the controllable resistor are not transmitted to its output, which is coupled to the control device.
  • FIG. 2 is a more detailed view of a portion of the guide shown in FIG. 1; FIG. and
  • 3a to 3c show the time profile of the current through the second electronic switch of the embodiment shown in FIG. 1 different operating frequencies
  • Fig. 1 shows a schematic representation of an embodiment of an inventive Heidelbergungsanord ⁇ tion.
  • the circuit arrangement comprises an input with a first El and a second input terminal E2, between which a DC supply voltage is applied, in particular the so-called intermediate circuit voltage U Zw .
  • a Brü ⁇ bridge circuit is coupled, which mainly comprises a first switch Sl and a second switch S2.
  • the actual switch is connected in antiparallel in each case one freewheeling diode Dl or D2, where vorlie ⁇ quietly is expressed by the dashed outline that in a MOSFET the respective freewheel diode ⁇ is realized by the respective body diode.
  • LRC resonant circuits are possible.
  • the number and position of the trapezoidal capacitor (s), coupling capacitor (s), and resonant capacitor (s) may be varied without affecting the present invention.
  • a Shun t resistor Rl is provided which is serially coupled to the switch S2. Tand between the switch S2 and the shunt resis Rl is an inductance L2 gekop ⁇ pelt.
  • the drop across the inductance L2 voltage U L 2 is proportional to the time derivative of the current I S 2 through the inductance L2.
  • the voltage U L 2 is just ⁇ as the voltage U R i, which drops across the shunt resistor Rl, a processing device 12 which is designed, at its output AL a drive signal for the switch S2 and at its output AH To provide drive signal for the switch Sl.
  • the Anêtsig- signals have an operating frequency f, which can be varied.
  • a comparison device is provided, the voltage U L 2 is supplied. It is designed to compare the voltage U L 2 against a predefinable threshold, causing the processing device 12 to determine the operating frequency f of the control signals for the scarf ⁇ ter Sl, S2 upon detection of exceeding the predetermined threshold value.
  • FIG. 2 shows a more detailed representation of an embodiment of the embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 1.
  • NEN is how to recognize, the voltage drop across the inductor L2 voltage U L 2 is supplied to a voltage divider D3 summarizes the resistors R2 and R3 and a diode to ⁇ . Its tapping point is coupled to the control electrode ei ⁇ nes transistor S3, which is operated here as a controllable resistor.
  • Parallel to the path working ⁇ electrode reference electrode of the transistor S3 is a Kon ⁇ capacitor Cl coupled, which represents a device for averaging together with an ohmic resistor R4.
  • the processing device 12 further comprises a control device 10.
  • the ohmic resistance R4 is coupled to an input of the control device 10.
  • the potential at the half-bridge center HBM drops to nearly 0 V. Since the potential at point N due to the charged capacitor C R is greater than 0 V, then a current flows from the discharge lamp La via the point N, the lamp inductor LI through the switch S2. To as much power to the discharge lamp to carry ⁇ , the operating frequency f of the driving signals for the switches Sl, S2 is as far as possible lowered in the direction of the resonant frequency of the LRC load circuit. As a result, there is little excess reactive energy in the load circuit, resulting in only minor losses.
  • FIG. 3a firstly shows the time profile of the current I S 2 through the switch S 2 and of the current I D 2 through the diode D 2 when the operating frequency f is dimensioned greater than the resonant frequency f 0 of the diode load circuit. It can be seen that a current I D2 flows through the diode D2 over a period of time ti, that is to say the long period of time ti is available for the Leitendschalt the switch S2.
  • the operating frequency of the switches S 1, S 2 is changed in such a way that it continues to be in the inductive range, ie is increased. This more inductive reactive power in the load circuit for Availability checked ⁇ supply is provided so that a reliable reoscillation and soft switching can be ensured.
  • a device was used for the drive device 12, which is designed so that it increases the operating frequency of the drive signals at its outputs AH and AL, the more current from the terminal to which the ohmic resistor R4 is connected via the ohmic resistor R4 flows through the transistor S3.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) mit einem Eingang mit einem ersten (E1) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung (UZw); einem Ausgang mit einem ersten (A1) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (La); einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (S1) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2), wobei eine Serienschaltung des ersten (S1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) unter Ausbildung eines ersten Brückenmittelpunkts (HBM) zwischen den ersten (E1) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist; einem LRC-Resonanzlastkreis mindestens zweiter Ordnung mit einer Lampendrossel (L1), die zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (A1) gekoppelt ist, und mindestens einem, parallel zu einem der elektronischen Schalter (S1, S2) gekoppelten Trapezkondensator (Cτ); und einer Steuervorrichtung (10) zur Ansteuerung zumindest des ersten (S1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) mit einem Ansteuersignal (AH, AL), wobei das Ansteuersignal (AH, AL) eine Betriebsfrequenz (f) zum Betrieb des LRC-Resonanzlastkreises im Frequenzbereich mit induktiver Phasenlage aufweist; wobei die Schaltungsanordnung weiterhin umfasst: eine Ermittlungsvorrichtung (L2), die ausgelegt ist, die zeitliche Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektronischen Schalter (S1, S2) zu ermitteln; und eine Vergleichsvorrichtung (R2, D3, R3, S3, C1, R4), die mit der Ermittlungsvorrichtung (L2) gekoppelt und ausgelegt ist, den Wert der zeitlichen Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektronischen Schalter (S1, S2) gegen einen vorgebbaren Schwellwert zu vergleichen, wobei die Vergleichsvorrichtung (R2, D3, R3, S3, C1, R4) weiterhin ausgelegt ist, bei Feststellung eines Überschreitens des vorgebbaren Schwellwerts die Steuervorrichtung (10) derart anzusteuern, dass diese die Betriebsfrequenz (f) des Ansteuersignals (AH, AL) erhöht. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) an einer derartigen Schaltungsanordnung.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord¬ nung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Ein- gangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens ei¬ nen Entladungslampe, einer Brückenschaltung mit mindes- tens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter, wobei eine Serienschaltung des ersten und des zweiten elektronischen Schalters unter Ausbildung eines ersten Brückenmittelpunkts zwischen den ersten und den zwei¬ ten E i ngang s anschluss gekoppelt ist, einem LRC- Resonanzlastkreis mindestens zweiter Ordnung mit einer Lampendrossel, die zwischen den ersten Brückenmittelpunkt und den ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, und min¬ destens einem, parallel zu einem der elektronischen Schalter gekoppelten Trapezkondensator, und einer Steuer- Vorrichtung zur Ansteuerung zumindest des ersten und des zweiten elektronischen Schalters mit einem Ansteuersig- nal, wobei das Ans teuersignal eine Betriebsfrequenz zum Betrieb des LRC-Resonanzlastkreises im Frequenzbereich mit induktiver Phasenlage aufweist. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben mindestens ei¬ ner Entladungslampe. Stand der Technik
Typische Lastkreise für Entladungslampen, insbesondere Niederdruckentladungslampen, sind LRC (L = Induktivität, R = Widerstand, C = Kapazität) -Resonanzkreise, die bei Frequenzen oberhalb ihrer Resonanzfrequenz betrieben wer- den. Als Treiber derartiger Lastkreise werden üblicherweise Halbbrücken- oder Brückenschaltungen verwendet.
Um ein weiches Schalten, ein sogenanntes Soft Switching, der Schalter der Brückenschaltung sicherzustellen, das heißt ein verlustloses Schalten, ist es nötig, eine be- stimmte Menge an Blindleistung bereitzustellen. Bei einer entsprechenden Auslegung der Schaltungsanordnung müssen Überlastbedingungen, Bauteiletoleranzen, Schwankungen der Versorgungsgleichspannung sowie der Lampentemperatur und überdies die Modifikation verschiedener Parameter infolge der Lampenalterung berücksichtigt werden. Dies führt da¬ zu, dass im Normalbetrieb, das heißt im Betrieb weit weg vom worst case, üblicherweise große Mengen an Blindleis¬ tung vorhanden sind. Die Übertragung dieser großen Mengen an Blindleistung verursacht unerwünschte Verluste. Falls in der Schaltungsanordnung nicht genügend Blind¬ leistung vorhanden ist, dann schalten die Schalter der Brückenschaltung hart, sogenanntes Hard Switching, wodurch unerwünscht hohe Stromspitzen, Verluste und elekt¬ romagnetische Störungen verursacht werden. Ein Betrieb nahe der Resonanzfrequenz des LRC-Lastkreises ist über¬ dies erwünscht, da dann ein Maximum an Energie an den LRC-Lastkreis übertragen werden kann. Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung beziehungsweise ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzu¬ bilden, dass ein weiches Schalten bei möglichst wenig zu übertragender Blindleistung und weitgehend unabhängig von verschiedenen Randbedingungen, wie Lampentemperatur, Lampenalterung, Bauteiletoleranzen, ermöglicht wird.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 10.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass beim Kommutieren des Stroms von einem ersten auf einen zweiten elektronischen Schalter der Brückenschaltung zunächst ein Strom durch die Freilaufdiode des leitend zu schaltenden Schalters fließt, bevor dieser Schalter selbst leitend geschaltet wird. Der Zeitraum während der beide Schalter sperrend geschaltet sind, wird als Totzeit bezeichnet. Der zweite Schalter wird in dem Zeitraum eingeschaltet, während dem Strom durch seine Freilaufdiode fließt, um ein weiches Schalten zu gewährleisten. Dieser Zeitraum ist umso größer, je mehr Blindleistung im Lastkreis vorhanden ist. Ein Teil der Blindleistung dient dazu, den Trapezkondensator umzuladen. Der weitere Über- schuss an Blindleistung wird über die Freilaufdioden in die Versorgung zurückgespeist.
Ist nicht mehr ausreichend Blindleistung vorhanden, scheitert ein Umladen des Trapezkondensators, wodurch der leitend zu schaltende Schalter hart geschaltet wird. Die vorliegende Erfindung basiert insbesondere auf der Er- kenntnis, dass ein hartes Schalten durch einen Peak im Strom durch den leitend geschalteten Schalter erkennbar ist. Dieser weist darauf hin, dass die Betriebsfrequenz des Ansteuersignais für die Schalter der Halbbrücke zu nahe an der Resonanzfrequenz liegt, das heißt dazu tendiert vom induktiven Bereich in den kapazitiven Bereich abzusinken .
Die vorliegende Erfindung umfasst deshalb eine Ermitt¬ lungsvorrichtung, die ausgelegt ist, die zeitliche Ablei- tung des Stroms durch zumindest einen der elektronischen Schalter zu ermitteln. Sie umfasst weiterhin eine Vergleichsvorrichtung, die mit der Ermittlungsvorrichtung gekoppelt und ausgelegt ist, den Wert der zeitlichen Ab¬ leitung des Stroms durch zumindest einen der elektroni- sehen Schalter gegen einen vorgebbaren Schwellwert zu vergleichen. Wird ein Überschreiten dieses vorgebbaren Schwellwerts festgestellt, steuert die Vergleichsvorrich¬ tung die Steuervorrichtung derart an, dass diese die Be¬ triebsfrequenz des Ansteuersignais erhöht. Dadurch wird der Lastkreis wieder im induktiven Bereich betrieben, wodurch die erwähnten Peaks und damit ein hartes Schalten der Schalter vermieden wird. Durch diese Vorgehensweise ist ein Betrieb der Schaltungsanordnung dicht an der Resonanzfrequenz, jedoch auf der induktiven Seite davon, möglich. Dies resultiert darin, dass die Schaltungsanord¬ nung mit minimaler Blindleistung betrieben werden kann. Als Folge davon lassen sich die Leistungsbauteile, wie Spulen, Kondensatoren, Schalter und so weiter, kleiner dimensionieren. Überdies können einfachere Schaltungskon- zepte realisiert werden, beispielsweise die Integration des Vorheizens in die Lampendrossel. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuervorrichtung ausgelegt, die Betriebsfrequenz zu erhöhen. Dies kann durch eine feine Bemessung vorgebbarer Schritte bei digitaler Realisierung oder durch eine stufenlose Rege- lung bei einer analogen Realisierung erfolgen. Damit wird ein Betrieb der Schaltungsanordnung nahe am Optimum ermöglicht, das heißt im Hinblick auf die vorliegende Prob¬ lematik bei minimaler Blindleistung, wobei dennoch ein weiches Schalten gewährleistet werden kann. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Steuervorrichtung ausgelegt, die Betriebsfrequenz ausgehend von einem vorgebbaren Anfangswert, insbesondere in vorgebbaren Schritten oder stufenlos, zu verringern, solange kein Überschreiten des vorgebbaren Schwellwerts durch den Wert der zeitlichen Ableitung des Stroms durch zumindest einen der elektronischen Schalter festgestellt wird. Diese Maßnahme dient dazu, die Betriebsfrequenz ausgehend von einem Wert, bei dem sicher genügend Blind¬ leistung im Lastkreis vorliegt, zur Erreichung des Opti- mums allmählich in kritische Bereiche abzusenken. Auch hier ermöglicht eine feine Dimensionierung der vorgebba¬ ren Schritte ein zuverlässiges Auffinden des Optimums, unabhängig von den bereits erwähnten variierenden Betriebsparametern . Bevorzugt umfasst die Ermittlungsvorrichtung einen seriell zum ersten oder zweiten elektronischen Schalter gekoppelten Shunt-Widerstand . Zur Ermittlung der zeitlichen Ableitung des Stroms durch zumindest einen der elektronischen Schalter ist demnach die über dem Shunt-Widerstand abfallende Spannung zu differenzieren. Deshalb umfasst die Ermittlungsvorrichtung weiterhin bevorzugt eine Dif- ferenziervorrichtung, die ausgelegt ist, die zeitliche Ableitung des Stroms durch den Shunt-Widerstand zu ermit¬ teln .
Besonders bevorzugt ist es jedoch, wenn die Ermittlungs- Vorrichtung eine Induktivität umfasst, die seriell zum ersten oder zweiten elektronischen Schalter gekoppelt ist. Diese Variante macht sich den Umstand zunutze, dass die über der Induktivität abfallende Spannung der zeitli¬ chen Ableitung des Stroms durch die Induktivität propor- tional ist, das heißt U = L · di/dt. Eine zusätzliche Differenziervorrichtung, wie bei der Auswertung des Stroms durch einen Shunt-Widerstand, kann daher bei die¬ ser Ausführungsform entfallen.
Bei einer bevorzugten Weiterbildung umfasst die Vergleichsvorrichtung einen Spannungsteiler, der zumindest der Induktivität parallel geschaltet ist, wobei der Ab¬ griffspunkt des Spannungsteilers mit der Steuerelektrode eines steuerbaren Widerstands gekoppelt ist. Durch diese Maßnahme lässt sich auf einfache Weise der vorgebbare Schwellwert für die zeitliche Ableitung des Stroms durch zumindest einen der elektronischen Schalter festlegen. Bevorzugt ist die Anordnung so ausgelegt, dass der steu¬ erbare Widerstand bei Überschreiten des erwähnten vorgeb¬ baren Schwellwerts die Steuervorrichtung derart ansteu¬ ert, dass diese die Betriebsfrequenz erhöht.
Der Spannungsteiler kann weiterhin eine Diode umfassen, wobei die Diode zwischen den mit der Induktivität gekop¬ pelten Anschluss des Spannungsteilers und den Abgriffs¬ punkt des Spannungsteilers gekoppelt ist. Durch diese Maßnahme kann berücksichtigt werden, dass für verschiede- ne Steueraufgaben der Steuervorrichtung die Ermittlung des Stroms durch einen der elektronischen Schalter benötigt wird, das heißt nicht dessen zeitliche Ableitung. Wird nun zu diesem Zweck ein Shunt-Widerstand seriell zur Induktivität gekoppelt, insbesondere derart, dass die In¬ duktivität zwischen den zweiten elektronischen Schalter und den Shunt-Widerstand gekoppelt ist, so lässt sich durch die Diode der Spannungsabfall am Shunt-Widerstand bei Maximalstrom berücksichtigen und stört daher die Aus- wertung der zeitlichen Ableitung dieses Stroms durch eine wie erwähnt ausgelegte Vergleichsvorrichtung nicht.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist zwischen die Arbeitselektrode des steuerbaren Widerstands und die Steuervorrichtung eine Vorrichtung zur Mittelwertbildung gekoppelt. Damit werden Pulse am Eingang des steuerbaren Widerstands nicht an seinen Ausgang, der mit der Steuervorrichtung gekoppelt ist, übertragen.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord¬ nung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefüg¬ ten Zeichnungen näher beschrieben. Diese zeigen: Fig. 1 in schematischer Darstellung eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
Fig. 2 eine detailliertere Ansicht eines Be- reichs der in Fig. 1 dargestellten führungsform; und
Fig. 3a bis 3c den zeitlichen Verlauf des Stroms durch den zweiten elektronischen Schalter der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform unterschiedlichen Betriebsfrequenzen
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord¬ nung. Die Schaltungsanordnung umfasst einen Eingang mit einem ersten El und einem zweiten Eingangsanschluss E2, zwischen denen eine Versorgungsgleichspannung angelegt ist, insbesondere die so genannte Zwischenkreisspannung UZw. Zwischen die Eingangsanschlüsse El, E2 ist eine Brü¬ ckenschaltung gekoppelt, die vorwiegend einen ersten Schalter Sl sowie einen zweiten Schalter S2 umfasst. Dem eigentlichen Schalter ist jeweils eine Freilaufdiode Dl beziehungsweise D2 antiparallel geschaltet, wobei vorlie¬ gend durch die gestrichelte Umrandung zum Ausdruck gebracht ist, dass bei einem MOSFET die jeweilige Freilauf¬ diode durch die jeweilige Bodydiode realisiert ist. Im Gegensatz hierzu wäre bei Verwendung von Bipolartransistoren für die Schalter Sl, S2 eine separate Freilauf¬ diode vorzusehen. Zwischen den Schaltern Sl, S2 ist ein Halbbrückenmittel¬ punkt HBM ausgebildet, der über eine Lampendrossel LI mit einem ersten Ausgangsanschluss AI gekoppelt ist. Zwischen den ersten Ausgangsanschluss AI und den zweiten Ausgangs- anschluss A2 ist eine Entladungslampe La gekoppelt. Pa¬ rallel zur Entladungslampe La ist ein Resonanzkondensator CR gekoppelt. Zwischen den zweiten Ausgangsanschluss A2 und den zweiten Eingangsanschluss E2 ist ein Koppelkondensator CK gekoppelt. Parallel zum zweiten Schalter S2 ist ein Trapezkondensator CT gekoppelt.
Wie für den Fachmann offensichtlich sind andere Ausführungen von LRC-Resonanzkreisen möglich. Lediglich beispielhaft sei erwähnt, dass die Anzahl und Position von Trapezkondensator (en) , Koppelkondensator (en) und Reso- nanzkondensator (en) verändert werden kann, ohne dass dies einen Einfluss auf die vorliegende Erfindung hätte.
Zur Messung des Stroms durch den zweiten Schalter S2 ist ein Shun t-Widerstand Rl vorgesehen, der seriell zum Schalter S2 gekoppelt ist. Zwischen den Schalter S2 und den Shunt-Widers tand Rl ist eine Induktivität L2 gekop¬ pelt. Die über der Induktivität L2 abfallende Spannung UL2 ist proportional zur zeitlichen Ableitung des Stroms IS2 durch die Induktivität L2. Die Spannung UL2 wird eben¬ so wie die Spannung URi, die über dem Shunt-Widerstand Rl abfällt, einer Verarbeitungsvorrichtung 12 zugeführt, die ausgelegt ist, an ihrem Ausgang AL ein Ansteuersignal für den Schalter S2 und an ihrem Ausgang AH ein Ansteuersignal für den Schalter Sl bereitzustellen. Die Ansteuersig- nale weisen eine Betriebsfrequenz f auf, die variiert werden kann. In der Verarbeitungsvorrichtung 12 ist eine Vergleichsvorrichtung vorgesehen, der die Spannung UL2 zugeführt wird. Sie ist ausgelegt, die Spannung UL2 gegen einen vorgebbaren Schwellwert zu vergleichen, wobei sie bei Feststellung eines Überschreitens des vorgebbaren Schwellwerts die Verarbeitungsvorrichtung 12 veranlasst, die Betriebsfrequenz f der Ansteuersignale für die Schal¬ ter Sl, S2 zu erhöhen.
Fig. 2 zeigt eine detailliertere Darstellung eines Aus¬ schnitts der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Wie zu erken- nen ist, wird die über der Induktivität L2 abfallende Spannung UL2 einem Spannungsteiler zugeführt, der die ohmschen Widerstände R2 und R3 sowie eine Diode D3 um¬ fasst. Sein Abgriffspunkt ist mit der Steuerelektrode ei¬ nes Transistors S3 gekoppelt, der hier als steuerbarer Widerstand betrieben wird. Parallel zur Strecke Arbeits¬ elektrode-Bezugselektrode des Transistors S3 ist ein Kon¬ densator Cl gekoppelt, der zusammen mit einem ohmschen Widerstand R4 eine Vorrichtung zur Mittelwertbildung darstellt. Die Verarbeitungsvorrichtung 12 umfasst weiterhin eine Steuervorrichtung 10. Der ohmsche Widerstand R4 ist mit einem Eingang der Steuervorrichtung 10 gekoppelt.
Zur Funktionsweise: Ist der Schalter Sl leitend geschal¬ tet, fließt zunächst der Strom im Kreis Sl, LI, La. Wird nun der Schalter Sl sperrend geschaltet, treibt die Lam- pendrossel LI den Strom weiter. Dadurch wird zunächst der Trapezkondensator CT umgeladen. Wenn dieser umgeladen ist, wird die Diode D2 leitfähig, wodurch die Spannung über dem Schalter S2 nahezu Null wird. Der Schalter S2 muss während der Phase, während der die Diode D2 leitet, leitend geschaltet werden, um ein weiches Schalten zu ge¬ währleisten . Wird der Schalter S2 leitend geschaltet, fließt der Strom zunächst über den Schalter S2, die Lampendrossel LI und die Entladungslampe La. Dabei wird der Kondensator CR aufgeladen. Das Potential am Halbbrückenmittelpunkt HBM sinkt auf nahezu 0 V. Da das Potential am Punkt N infolge des aufgeladenen Kondensators CR größer als 0 V ist, fließt anschließend ein Strom von der Entladungslampe La über den Punkt N, die Lampendrossel LI durch den Schalter S2. Um möglichst viel Leistung zur Entladungslampe zu über¬ tragen, wird die Betriebsfrequenz f der Ansteuersignale für die Schalter Sl, S2 möglichst weit in Richtung der Resonanzfrequenz des LRC-Lastkreises abgesenkt. Dadurch ist wenig überschüssige Blindenergie im Lastkreis vorhan- den, wodurch sich nur geringe Verluste ergeben.
Dies führt jedoch dazu, dass nach dem Sperrendschalten des Schalters Sl der Strom durch die Lampendrossel LI so klein ist, dass er nicht mehr ausreicht, um den Trapez¬ kondensator CT vollständig umzuladen. Dadurch ist zu dem Zeitpunkt, zu dem der Schalter S2 leitend geschaltet wird, die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt HBM ungleich Null. Als Konsequenz hiervon wird der Schalter S2 hart geschaltet .
In diesem Zusammenhang wird verwiesen auf die Fig. 3. Fig. 3a zeigt zunächst den zeitlichen Verlauf des Stroms IS2 durch den Schalter S2 sowie des Stroms ID2 durch die Diode D2 bei einer Dimensionierung der Betriebsfrequenz f größer als die Resonanzfrequenz f0 des Lastkreises. Erkennbar ist, dass über einen Zeitraum ti ein Strom ID2 durch die Diode D2 fließt, das heißt der lange Zeitraum ti für das Leitendschalten des Schalters S2 zur Verfügung steht .
Wird nun die Betriebsfrequenz f abgesenkt auf einen Bereich in der Nähe von f0, jedoch noch auf der induktiven Seite der Resonanzfrequenz, das heißt f>«f0, siehe Fig. 3b, so ist der Zeitraum, währenddessen der Schalter S2 weich leitend geschaltet werden kann, geschrumpft auf den Zeitraum t2 ·
Ein noch weiteres Absenken der Betriebsfrequenz f führt zu der Darstellung in Fig. 3c, bei der die Betriebsfre¬ quenz f « f0 ist. Hier ist kein Zeitraum mehr gegeben, in dem ein Strom durch die Diode D2 fließen würde. Die Schaltungsanordnung wird bei der Resonanzfrequenz f0 betrieben. In diesem Fall ist so wenig Blindenergie im Lastkreis vorhanden, dass der Peak des Stroms Is2 ledig¬ lich im Kreis des Schalters S2 und des Trapezkondensators CT fließt. Da zum Zeitpunkt des Peaks die Spannung über dem Schalter S2 ungleich Null ist, wird sämtliche im Tra¬ pezkondensator CT gespeicherte Energie in Wärme umge- setzt. Der Schalter S2 wird hart geschaltet.
Ein genaues Einstellen der Betriebsfrequenz f, um ein Ergebnis wie in Fig. 3b dargestellt zu erhalten, ist in der Praxis nicht möglich, da sowohl die Zwischenkreisspannung UZw variiert, die Temperatur der Entladungslampe La und infolge der Alterung der Entladungslampe La deren Brenn¬ spannung. Erfindungsgemäß wird nun vorgesehen, die Be¬ triebsfrequenz zu ermitteln, an dem der in Fig. 3c dargestellte Peak des Stroms Is2 entsteht. Zu diesem Zweck wird die Spannung UL2, die über der Induktivität L2 ab- fällt, ausgewertet. Für diese gilt: UL2 = L2 · diS2/dt; sie spiegelt damit unmittelbar die zeitliche Ableitung des Stroms Is2 wieder. Wird nun festgestellt, dass die zeitliche Ableitung des Stroms Is2 eine vorgebbare Schwelle überschreitet, wird die Betriebsfrequenz der Schalter Sl, S2 derart verändert, dass diese sich weiter im induktiven Bereich befindet, also erhöht wird. Dadurch wird mehr induktive Blindleistung im Lastkreis zur Verfü¬ gung gestellt, so dass ein zuverlässiges Umschwingen und damit ein weiches Schalten sichergestellt werden kann.
Wird wie in Fig. 2 dargestellt, die Summe aus UL2 und URi der Vergleichsvorrichtung zugeführt, so ist dies unschäd¬ lich, da zum Zeitpunkt des Peaks von Is2, siehe Fig. 3c, der Strom durch den Widerstand Rl sehr klein und damit unrelevant ist.
Bei einer bevorzugten Realisierung wurde für die Ansteu- ervorrichtung 12 ein Baustein verwendet, der so ausgelegt, dass er die Betriebsfrequenz der Ansteuersignale an seinen Ausgängen AH und AL erhöht, je mehr Strom aus dem Anschluss, an den der ohmsche Widerstand R4 angeschlossen ist, über den ohmschen Widerstand R4 durch den Transistor S3 fließt.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) mit
- einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsanschlus s (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung (UZw) ;
- einem Ausgang mit einem ersten (AI) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (La) ;
- einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (Sl) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2), wobei eine Serienschaltung des ersten (Sl) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) unter Ausbildung eines ersten Brückenmittelpunkts (HBM) zwischen den ersten (El) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist;
- einem LRC-Resonanzlastkreis mindestens zweiter Ord¬ nung mit einer Lampendrossel (LI), die zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Aus¬ gangsanschluss (AI) gekoppelt ist, und mindestens einem, parallel zu einem der elektronischen Schalter (Sl, S2) gekoppelten Trapezkondensator (CT) ; und
- einer Steuervorrichtung (10) zur Ansteuerung zumindest des ersten (Sl) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) mit einem Ansteuersignal (AH, AL) , wobei das Ansteuersignal (AH, AL) eine Betriebsfre¬ quenz (f) zum Betrieb des LRC-Resonanzlastkreises im Frequenzbereich mit induktiver Phasenlage aufweist; dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltungsanordnung weiterhin umfasst: - eine Ermittlungsvorrichtung (L2) , die ausgelegt ist, die zeitliche Ableitung des Stroms (Is2) durch zu¬ mindest einen der elektronischen Schalter (Sl, S2) zu ermitteln; und
- eine Vergleichsvorrichtung (R2, D3, R3, S3, Cl, R4), die mit der Ermittlungsvorrichtung (L2) gekoppelt und ausgelegt ist, den Wert der zeitlichen Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektro¬ nischen Schalter (Sl, S2) gegen einen vorgebbaren Schwellwert zu vergleichen, wobei die Vergleichsvorrichtung (R2, D3, R3, S3, Cl, R4 ) weiterhin ausgelegt ist, bei Feststellung eines Überschreitens des vorgebbaren Schwellwerts die Steuervorrichtung (10) derart anzusteuern, dass diese die Betriebsfrequenz (f) des Ansteuersignais (AH, AL) erhöht.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, die Be¬ triebsfrequenz (f) zu erhöhen.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuervorrichtung (10) ausgelegt ist, die Be¬ triebsfrequenz (f) ausgehend von einem vorgebbaren Anfangswert zu verringern solange kein Überschreiten des vorgebbaren Schwellwerts für den Wert der zeitlichen Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektronischen Schalter (Sl, S2) festgestellt wird.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ermittlungsvorrichtung (L2) einen seriell zum ersten (Sl) oder zweiten elektronischen Schalter (S2) gekoppelten Shunt-Widerstand (Rl) umfasst.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ermittlungsvorrichtung (L2) weiterhin eine Differenziervorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die zeitliche Ableitung des Stroms (Is2) durch den Shunt-Widerstand (Rl) zu ermitteln.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
dass die Ermittlungsvorrichtung eine Induktivität (L2) umfasst, die seriell zum ersten (Sl) oder zweiten e- lektronischen Schalter (S2) gekoppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vergleichsvorrichtung (R2, D3, R3, S3, Cl, R4) einen Spannungsteiler (R2, D3, R3) umfasst, der zumindest der Induktivität (L2) parallel geschaltet ist, wobei der Abgriffspunkt des Spannungsteilers (R2, D3, R3) mit der Steuerelektrode eines steuerbaren Wi¬ derstands (S3) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsteiler (R2, D3, R3) eine Diode (D3) umfasst, wobei die Diode (D3) zwischen den mit der In¬ duktivität (L2) gekoppelten Anschluss des Spannungs¬ teilers (R2, D3, R3) und den Abgriffspunkt des Span¬ nungsteilers (R2, D3, R3) gekoppelt ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen die Arbeitselektrode des steuerbaren Wi¬ derstands (S3) und die Steuervorrichtung (10) eine Vorrichtung (R4, Cl) zur Mittelwertbildung gekoppelt ist .
10. Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (La) an einer Schaltungsanordnung mit einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangs- anschluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungs¬ gleichspannung ( Uzw) ; einem Ausgang mit einem ersten (AI) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Kop¬ peln mit der mindestens einen Entladungslampe (La) ; einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (Sl) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2) , wobei eine Serienschaltung des ersten (Sl) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) unter Ausbildung eines ersten Brückenmittelpunkts (HBM) zwischen den ersten (El) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist; einem LRC-Resonanzlastkreis mindestens zweiter Ordnung mit einer Lampendrossel (LI) , die zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ers¬ ten Ausgangsanschluss (AI) gekoppelt ist und mindes¬ tens einem, parallel zu einem der elektronischen Schalter (Sl, S2) gekoppelten Trapezkondensator (CT) ; und einer Steuervorrichtung (10) zur Ansteuerung zumindest des ersten (Sl) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) mit einem Ansteuersignal (AH, AL) , wo¬ bei das Ansteuersignal (AH, AL) eine Betriebsfrequenz (f) zum Betrieb des LRC-Resonanzlastkreises im Fre¬ quenzbereich mit induktiver Phasenlage aufweist;
gekennzeichnet durch folgende Schritte:
a) Ermitteln der zeitlichen Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektronischen Schalter (Sl, S2);
b) Vergleichen des Werts der zeitlichen Ableitung des Stroms (Is2) durch zumindest einen der elektroni¬ schen Schalter (Sl, S2) gegen einen vorgebbaren Schwellwert; und
c) Erhöhen der Betriebsfrequenz (f) des Ansteuersig- nals (AH, AL) bei Feststellung eines Überschreitens des vorgebbaren Schwellwerts in Schritt b) .
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