EP2457060A2 - Feldgerät zur prozessinstrumentierung - Google Patents

Feldgerät zur prozessinstrumentierung

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Publication number
EP2457060A2
EP2457060A2 EP10737303A EP10737303A EP2457060A2 EP 2457060 A2 EP2457060 A2 EP 2457060A2 EP 10737303 A EP10737303 A EP 10737303A EP 10737303 A EP10737303 A EP 10737303A EP 2457060 A2 EP2457060 A2 EP 2457060A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor circuit
actual value
loop current
ist
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP10737303A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Reinhard Bachmann
Eric Chemisky
Michael Geppert
Simon Rohrbach
Ralf Walter
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP2457060A2 publication Critical patent/EP2457060A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B2219/00—Program-control systems
    • G05B2219/20—Pc systems
    • G05B2219/25—Pc structure of the system
    • G05B2219/25428—Field device

Definitions

  • the invention relates to a field instrument for process instrumentation, which has a standardized 4-20 mA interface for outputting measured values, in accordance with the preamble of claim 1
  • Transmitters are used to record process variables, such as temperature, pressure, flow rate, level, density or gas concentration of a medium.
  • Actuators can be used to influence the process sequence as a function of detected process variables in accordance with a strategy predetermined, for example, by a control station.
  • actuators may be mentioned a control valve, a heater or a pump.
  • pressure transducers represent essential sensory components in the context of automated production processes. With regard to an optimal plant behavior and a permanently high product quality, high-quality transducers are necessary, which provide trouble-free and less faulty measured values even under extreme conditions.
  • a pressure transmitter for process instrumentation is known from the Siemens catalog "ST FI 01-2008", Chapter 1, which is equipped with a standardized 4-20 mA interface for outputting a measured value to a control system, for example the HART protocol, however, the measured values of the pressure to be measured are transmitted in the form of an analogue current.
  • FIG. 1 the basic structure of the output stage for generating the analog current signal in the 4-20 mA interface of the known pressure transducer is shown.
  • Terminals 1 and 2 is connected to a two-wire line, not shown in the figure, with which the transmitter can be connected in a process engineering plant, for example, with a control station or with an automation device.
  • a loop current I is conducted via a series circuit consisting of a transistor circuit 3 of a power supply 4 and a measuring resistor 5.
  • the transistor stage 3 is driven by a controller 6 with a control signal 7.
  • the set by the transistor circuit 3 loop current I is thus dependent on the size of the control signal 7.
  • the power supply 4 supplies the transmitter with the energy required for its operation.
  • the available energy is determined by the size of the loop current I and the voltage U_IN dropping at the power supply 4.
  • a portion of the loop current I is supplied by the power supply 4 to a downstream DC / DC converter 8, which generates therefrom voltages 9 which are suitable for the operation of the electronic circuits of the transmitter.
  • the highly accurate measuring resistor 5 is used to detect the loop current I and converts it into a voltage signal, which is fed as actual value U_IST in a first feedback 10 to the controller 6.
  • the controller 6 ensures that the detected actual value U_IST is adjusted to a desired value U_SOLL, which is generated in accordance with the measured pressure by a microcontroller (not shown in FIG. 1).
  • the controller 6 is a controller with integrating behavior, which thus forms a control deviation from setpoint U_SOLL and actual value U_IST and integrates these.
  • an operational amplifier is shown for illustrative purposes.
  • higher demands are placed on transducers with regard to measurement accuracy and functional scope.
  • the increased requirements also affect the design of the output stage of the 4-20 mA interface.
  • requirements concerning the accuracy of the output measured value are directly influenced by the setting accuracy of the loop current I by means of the measuring resistor 5, the regulator 6 and the transistor circuit 3.
  • an operational amplifier is needed for the realization of the controller 6, which is very accurate and has a low offset voltage.
  • the output stage of the interface must make do with a very low power consumption, so that sufficient operating energy is available for the realization of the desired range of functions for the other electronic circuits of the transmitter.
  • the output circuit must by a high
  • EMC Electromagnetic Compatibility
  • a high-frequency coupling in the frequency range of 10 kHz to 80 MHz and an amplitude of 10 V or an application of fast transients (burst) of 1 kV over the two-wire line are specified as interference.
  • the current output of the field device with 4-20 mA interface and a class accuracy of 0.5% may deviate from the nominal value with a current output value of 12 mA under disturbance at a maximum of 0.16 mA.
  • the known output stage has the following disadvantages:
  • the gain of the transistor circuit 3 is limited because only a single PNP power transistor having a gain on the order of 50 is used. This requires a relatively high drive current for the transistor which drains to ground GND. The drive current is therefore no longer available for obtaining the operation of the measuring Transformer required energy available. The power available to the electronics is therefore reduced by about 3%.
  • the controller 6 in addition to the required accuracy in the adjustment of the loop current I also have a high speed. This can only be achieved with an operational amplifier that has a comparatively high power requirement. Compared with the use of a so-called ultra-low-power version, this results in a reduction of the energy available for supplying the electronics by a further 3%. In the known output stage thus already 6% of the available operating energy is consumed.
  • the invention is therefore based on the object to provide a field device for process instrumentation, the output stage has a comparatively low energy consumption and yet is relatively insensitive to electromagnetic see disturbances.
  • the invention has the advantage that interference coupled via the two-wire line can be compensated without special demands on the speed of the controller, which serves to drive the transistor circuit, would have to be made.
  • a subordinate, second control loop is formed, as it were, by directing a second feedback with a compensation signal directly and not via the controller with integrating behavior to a transistor circuit for setting the loop current.
  • EMC interference is thus filtered by an internal, fast control loop and the operational amplifier used in the controller can be designed much slower. Therefore, an operational amplifier can be used, which has a much lower power consumption.
  • the power consumption of the output stage can be further reduced due to the introduction of a second feedback for the suppression of injected noise by using a transistor circuit with a significantly higher gain.
  • the amplification factor can now be 50,000, for example, so that no appreciable power is wasted anymore by the drive current of the transistor circuit.
  • a high-pass filter for generating the compensation signal in the second feedback has the advantage that only the high-frequency interference and transients in the subordinate control circuit are fed to the input of the transistor circuit.
  • the transistor circuit reacts very quickly to this because it consists essentially of transistors.
  • a high-pass filter for example, a series circuit of an ohmic resistor and a capacitor can be used. With a gain of 50,000 of the transistor circuit, a resistance of the order of 100 k ⁇ and a capacitance of the order of 1 nF have been found to be suitable.
  • the exact dimensioning of the components is very dependent on the characteristics of the transistor circuit used and can be determined empirically by applying certain disturbances to the output stage and judging the interference suppression achieved with the respective setting.
  • the high-pass filter in the second feedback a proportional element for superimposing a proportion proportional to the loop current is connected in parallel.
  • This feedback which may also be referred to as DC feedback, reduces the gain of the transistor circuit. This reduction in gain advantageously lessens the output noise of the regulator.
  • the requirements on the noise behavior of the controller are therefore less critical than in the case of a waiver of the parallel-connected proportional element, without the gain of the transistor circuit would be unchanged high.
  • an operational amplifier in the electronic circuit of the controller which has a higher intrinsic noise and is therefore available on the market at a lower cost.
  • a so-called ultra-low-power operational amplifier with high accuracy may be used, for example, National Semiconductor LMP2231 or Analog Devices AD8603 type.
  • the two control loops can be optimally matched to their respective function.
  • the use of a transistor circuit with a Darlington stage has the advantage that the transistor circuit has a much higher gain, which is in the order of 50,000, and thus that only a very small signal energy is required to drive the transistor circuit.
  • the sensitivity of a transistor circuit with such high gain to coupled EMI interference is not critical because of the fast, lower-level control loop, which is used to suppress interference coupled via the two-wire line.
  • the controller in the outer control loop no longer has to react to EMC interference. It can be used despite high gain of the transistor circuit, a controller with low bandwidth, which is characterized by a relatively low power consumption.
  • Figure 1 is a schematic circuit of a known output stage of a transmitter with 4-20 mA interface
  • FIG. 2 is a schematic circuit of an embodiment of an output stage according to the invention.
  • a basic circuit of an output stage of a 4-20 mA interface shown, as used in the known pressure transmitter SITRAS P used.
  • SITRAS P known pressure transmitter
  • FIG. 2 many parts of the known output stage according to FIG. 1 can be found again. These are provided in both figures with the same reference numerals.
  • a transistor circuit 20 is now used which contains a Darlington stage. This Darlington circuit is characterized by a significantly higher gain, so that a signal 21 with relatively low signal energy can be used to drive it.
  • the signal 21 is supplied in the embodiment shown by a summation point 22, on which a control signal 23, which is output by a controller 24, and a compensation signal 25 are performed.
  • the measuring resistor 5 is used in a known manner as a means for detecting the loop current I as the actual value U_IST.
  • This actual value U_IST is fed to the controller 24 to generate the control signal 23 in a first feedback 27 into which a first feedback element 26 is connected.
  • the controller 24 has integrating behavior and a bandwidth that ends, for example, at 10 kHz.
  • An actual value fed back in the first feedback 27 is compared with a desired value U SOLL specified by a microprocessor and from this a control deviation is formed, which is regulated to zero by the controller 24.
  • Frequency components in a medium and high frequency range are kept by the feedback member 26 with a low-pass from the controller 24, since this is responsible only in the lower frequency range for the precise adjustment of the analog current signal corresponding to a measured value to be output.
  • the low pass can be easier
  • a side condition to optimizing the circuit is that HART communication must be considered.
  • the HART signal is given to the controller 24 with the desired value U_SOLL as a superimposed, frequency-modulated signal and output to the current loop by means of the transistor circuit 20.
  • the frequency responses of regulator 24 and transistor circuit 20 must be adjusted accordingly so that the HART signals comply with the HCF_SPEC-54 specification of the HART Communication Foundation.
  • EMC interference which is expressed as high-frequency signal superimpositions of the actual value U IST, are suppressed with the aid of a compensation signal 25.
  • a second feedback element 30 is connected in the second feedback, which contains a high-pass filter and a proportional element connected in parallel therewith.
  • the high-pass filter is realized by a resistor 31 with a capacitor 32 connected in series, the values of which are also in the order of 100 k ⁇ and 1 nF, respectively.
  • the precise values of the components used in the first feedback element 26 and in the second feedback element 30 are highly dependent on the characteristics of the transistor circuit 20 and the regulator 24. They are therefore advantageously optimized empirically for the types used in each case.
  • the summation point 22 can be realized with particularly little effort as a current node, if the regulator 24 is a controller with a current output. Then, a simple superimposition of the compensation signal 25 guided via the second feedback to the summation point 22 with the control signal 23, which are both represented by current signals, takes place in a node for forming the drive signal 21.
  • the reference potential of the transmitter is advantageously in the series connection between the power supply 4 and the measuring resistor 5. Thus falls on the measuring resistor 5, a negative voltage and the signals in the two feedbacks have reverse polarity, without the need for further circuit measures would be required.
  • the fast, subordinate control loop for the suppression of EMC interference and the comparatively slow, external control loop circle for the exact adjustment of the loop current I are responsible.
  • the output stage according to FIG. 2 is distinguished by a comparatively low energy requirement, so that more operating energy is available for the realization of the manifold functions of the transmitter.
  • the proportional element in the second feedback element 30 a reduction in the gain and thus a reduction in the sensitivity of the transistor circuit 20 to noise of the controller 24 is achieved.
  • This feedback and the reduction of the amplification also linearises the characteristic of the output stage better and reduces its dependence on the temperature.

Landscapes

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Feldgerät zur Prozessinstrumentierung, das eine standardisierte 4-20 mA-Schnittstelle zum Anschluss einer Zweidrahtleitung und zur Ausgabe von Messwerten aufweist. Die Schnittstelle enthält eine Reihenschaltung mit einer Transistorschaltung (20), durch welche der Schleifenström (I) in Abhängigkeit eines Steuersignals (23) einstellbar ist, mit einer Stromversorgung (4) und mit Mitteln (5), durch welche der Schleifenstrom (I) als Istwert (U_IST) erfassbar ist. Durch eine erste Rückkopplung (27) wird der Istwert (U_IST) einem Regler (24) mit integrierendem Verhalten zugeführt, der diesen mit einem Sollwert (U_SOLL) vergleicht und anhand der Regelabweichung ein Steuersignal (23) für die Transistorschaltung (20) erzeugt. Der Regler (24) mit vergleichweise geringer Bandbreite dient zur genauen Einstellung eines gewünschten Schleifenstroms (I). Zur Unterdrückung von über die Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen wird der Istwert (U_IST) durch eine zweite Rückkopplung als Kompensationssignal (25) auf einen Summationspunkt (22) geführt, der zur Erzeugung eines Eingangssignals (21) für die Transistorschaltung (20) in Abhängigkeit des Steuersignals (23) und des Kompensationssignals (25) vorgesehen ist. Dieser unterlagerte Regelkreis ist vergleichsweise schnell und somit in der Lage, auch hochfrequente EMV-Störungen zu unterdrücken. Da nun eine Transistorschaltung (20) mit vergleichsweise hoher Verstärkung und ein Operationsverstärker im Regler (24) mit niedriger Bandbreite eingesetzt werden können, zeichnet sich die Schnittstelle durch einen geringen Energieverbrauch aus.

Description

Beschreibung
Feldgerät zur Prozessinstrumentierung Die Erfindung betrifft ein Feldgerät zur Prozessinstrumentierung, das eine standardisierte 4-20 mA-Schnittstelle zur Ausgabe von Messwerten aufweist, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. In prozesstechnischen Anlagen werden für die Steuerung von
Prozessen vielfältige Feldgeräte für die Prozessinstrumentierung eingesetzt. Messumformer dienen zur Erfassung von Prozessvariablen, wie beispielsweise Temperatur, Druck, Durchflussmenge, Füllstand, Dichte oder Gaskonzentration eines Me- diums . Durch Stellglieder kann der Prozessablauf in Abhängigkeit von erfassten Prozessvariablen entsprechend einer beispielsweise von einer Leitstation vorgegebenen Strategie be- einflusst werden. Als Beispiele für Stellglieder seien ein Regelventil, eine Heizung oder eine Pumpe genannt. Insbeson- dere in verfahrenstechnischen Anlagen stellen Druckmessumformer wesentliche sensorische Komponenten im Rahmen von automatisierten Produktionsabläufen dar. Im Hinblick auf ein optimales Anlagenverhalten und eine dauerhaft hohe Produktqualität sind qualitativ hochwertige Messumformer notwendig, die auch unter extremen Bedingungen störungsfreie und wenig fehlerbehaftete Messwerte liefern.
Aus dem Siemens-Katalog „ST FI 01-2008", Kapitel 1 ist ein Druckmessumformer zur Prozessinstrumentierung bekannt, der mit einer standardisierten 4-20 mA-Schnittstelle zur Ausgabe eines Messwerts beispielsweise an ein Leitsystem ausgestattet ist. Die Parametrierung erfolgt in digitaler Form über das HART-Protokoll . Die Messwerte des zu messenden Drucks werden dagegen in Form eines analogen Stromes übermittelt.
In Figur 1 ist der prinzipielle Aufbau der Ausgangsstufe zur Erzeugung des analogen Stromsignals in der 4-20 mA-Schnittstelle des bekannten Druckmessumformers dargestellt. An zwei Anschlussklemmen 1 und 2 ist eine in der Figur nicht dargestellte Zweidrahtleitung anschließbar, mit welcher der Messumformer in einer prozesstechnischen Anlage beispielsweise mit einer Leitstation oder mit einem Automatisierungsgerät verbunden werden kann. In der Ausgangsstufe wird ein Schleifenstrom I über eine Reihenschaltung, die aus einer Transistorschaltung 3 einer Stromversorgung 4 und einem Messwiderstand 5 besteht, geleitet. Die Transistorstufe 3 wird durch einen Regler 6 mit einem Steuersignal 7 angesteuert. Der durch die Transistorschaltung 3 eingestellte Schleifenstrom I ist somit von der Größe des Steuersignals 7 abhängig. Die Stromversorgung 4 versorgt den Messumformer mit der zu seinem Betrieb erforderlichen Energie. Die zur Verfügung stehende Energie wird durch die Größe des Schleifenstroms I und der an der Stromversorgung 4 abfallenden Spannung U_IN bestimmt. Ein Teil des Schleifenstroms I wird durch die Stromversorgung 4 einem nachgeschalteten DC/DC-Wandler 8 zugeführt, welcher daraus Spannungen 9 erzeugt, die zum Betrieb der elektronischen Schaltkreise des Messumformers geeignet sind. Der Über- sichtlichkeit wegen sind diese in der Figur 1 nicht dargestellt. Der hochgenaue Messwiderstand 5 dient zur Erfassung des Schleifenstroms I und wandelt diesen in ein Spannungssignal um, welches als Istwert U_IST in einer ersten Rückkopplung 10 dem Regler 6 zugeführt ist. Der Regler 6 sorgt dafür, dass der erfasste Istwert U_IST auf einen Sollwert U_SOLL, der entsprechend dem gemessenen Druck durch einen in der Figur 1 nicht dargestellten MikroController generiert wird, eingeregelt wird. Bei dem Regler 6 handelt es sich um einen Regler mit Integrierverhalten, der also eine Regelabweichung aus Sollwert U_SOLL und Istwert U_IST bildet und diese aufintegriert. Im Symbol des Reglers 6 gemäß Figur 1 ist lediglich dessen zentrales Element, ein Operationsverstärker, zur Veranschaulichung dargestellt. Insbesondere an Messumformer werden immer höhere Anforderungen bezüglich Messgenauigkeit und Funktionsumfang gestellt. Die gestiegenen Anforderungen haben auch Auswirkungen auf die Auslegung der Ausgangsstufe der 4-20 mA-Schnittstelle . Die Anforderungen bezüglich der Genauigkeit des ausgegebenen Messwerts beispielsweise werden direkt durch die Einstellgenauigkeit des Schleifenstroms I mit Hilfe des Messwiderstands 5, des Reglers 6 und der Transistorschaltung 3 beeinflusst. Insbesondere wird für die Realisierung des Reglers 6 ein Operationsverstärker benötigt, der sehr genau ist und eine geringe Offsetspannung aufweist. Weiterhin muss die Ausgangsstufe der Schnittstelle mit einem sehr geringen Stromverbrauch auskommen, damit für die sonstigen elektronischen Schaltungen des Messumformers ausreichend Betriebsenergie zur Realisierung des gewünschten Funktionsumfangs zur Verfügung steht. Insbesondere für die Auswahl der Operationsverstärker und Transistorschaltung hat dies zur Folge, dass nur Bauelemente mit sehr geringem Stromverbrauch eingesetzt werden kön- nen. Zudem muss sich die Ausgangsschaltung durch eine hohe
EMV (Elektromagnetische Verträglichkeit) -Festigkeit auszeichnen. Darunter wird die Fähigkeit der Ausgangsstufe verstanden, Störgrößen bestimmter Höhe ohne Fehlfunktion zu ertragen. Gemäß Kriterium A der NAMUR-Empfehlung NE21 soll durch bestimmte Störungen keine erkennbare Beeinträchtigung der
Funktion hervorgerufen werden. Als Störung wird in der NE21 beispielsweise eine Hochfrequenzeinkopplung im Frequenzbereich von 10 kHz bis 80 MHz und eine Amplitude von 10 V oder eine Beaufschlagung mit schnellen Transienten (Burst) von ei- nem 1 kV über die Zweidrahtleitung spezifiziert. Der Stromausgang des Feldgeräts mit 4-20 mA-Schnittstelle und einer Klassengenauigkeit von 0,5% darf bei einem aktuellen Ausgabewert von 12 mA unter Störeinfluss maximal 0,16 mA vom Sollwert abweichen.
Im Hinblick auf die genannten Anforderungen besitzt die bekannte Ausgangsstufe folgende Nachteile:
Die Verstärkung der Transistorschaltung 3 ist begrenzt, da nur ein einziger PNP-Leistungstransistor verwendet wird, der eine Verstärkung in der Größenordnung vom 50 aufweist. Dadurch wird ein relativ hoher Ansteuerstrom für den Transistor benötigt, der zur Masse GND abfließt. Der Ansteuerstrom steht damit nicht mehr für die Gewinnung der zum Betrieb des Mess- Umformers erforderlichen Energie zur Verfügung. Die für die Elektronik verfügbare Leistung verringert sich daher um etwa 3%.
Zur Kompensation von Störungen, welche über eine an die An- Schlüsse 1 und 2 angeschlossene Zweidrahtleitung in die Ausgangsstufe eingekoppelt werden, muss der Regler 6 neben der erforderlichen Genauigkeit bei der Einstellung des Schleifenstroms I auch eine hohe Schnelligkeit besitzen. Dies ist nur mit einem Operationsverstärker erreichbar, der einen ver- gleichsweise hohen Leistungsbedarf besitzt. Gegenüber einer Verwendung einer so genannten Ultra-Low-Power-Version ergibt sich daraus eine Reduktion der zur Versorgung der Elektronik verfügbaren Energie um weitere 3%. In der bekannten Ausgangsstufe werden somit bereits 6% der zur Verfügung stehenden Betriebsenergie verbraucht. Mit den ständig wachsenden Anforderungen an Feldgeräte hinsichtlich ihrer Performance bezüglich Messrate, Funktionsumfang, graphischer Anzeige, Anzeigenbeleuchtung, SIL (Safety Integrity Level) nach IEC/EN61508 usw. wird es zunehmend notwendig, die elektrische Energie, die für die Versorgung der Elektronik zur Realisierung der vielen Funktionen dringend benötigt wird, nicht mehr in diesem Maße in der Ausgangsstufe zu verschwenden .
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Feldgerät zur Prozessinstrumentierung zu schaffen, dessen Ausgangsstufe einen vergleichsweise niedrigen Energieverbrauch aufweist und das dennoch relativ unempfindlich gegenüber elektromagneti- sehen Störungen ist.
Zur Lösung dieser Aufgabe weist das neue Feldgerät der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale auf. In den Unteransprüchen sind vor- teilhafte Weiterbildungen der Erfindung beschrieben.
Die Erfindung hat den Vorteil, dass über die Zweidrahtleitung eingekoppelte Störungen kompensiert werden können, ohne dass besondere Anforderungen an die Schnelligkeit des Reglers, der zur Ansteuerung der Transistorschaltung dient, gestellt werden müssten. Zur Unterdrückung von über die Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen wird quasi ein unterlagerter, zwei- ter Regelkreis gebildet, indem eine zweite Rückkopplung mit einem Kompensationssignal direkt und nicht über den Regler mit integrierendem Verhalten auf eine Transistorschaltung zur Einstellung des Schleifenstroms geführt ist. EMV-Störungen werden somit durch einen inneren, schnellen Regelkreis gefil- tert und der im Regler verwendete Operationsverstärker kann deutlich langsamer ausgelegt werden. Daher kann ein Operationsverstärker zum Einsatz kommen, der einen deutlich geringeren Stromverbrauch besitzt. Der Stromverbrauch der Ausgangsstufe kann aufgrund der Einführung einer zweiten Rückkopplung zur Unterdrückung von eingekoppelten Störungen zudem weiter reduziert werden, indem eine Transistorschaltung mit erheblich höherer Verstärkung eingesetzt wird. Der Verstärkungsfaktor kann nun beispielsweise 50.000 betragen, so dass keine nennenswerte Leistung mehr durch den Ansteuerstrom der Tran- sistorschaltung verschwendet wird.
Die Verwendung eines Hochpassfilters zur Erzeugung des Kompensationssignals in der zweiten Rückkopplung hat den Vorteil, dass lediglich die Hochfrequenzstörungen und Transien- ten im unterlagerten Regelkreis auf den Eingang der Transistorschaltung geführt werden. Die Transistorschaltung reagiert darauf sehr schnell, da sie im Wesentlichen aus Transistoren besteht. Als Hochpassfilter kann beispielsweise eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator zum Einsatz kommen. Bei einem Verstärkungsfaktor 50.000 der Transistorschaltung haben sich ein Widerstandswert in der Größenordnung von 100 kΩ und eine Kapazität in der Größenordnung von 1 nF als geeignet erwiesen. Die genaue Dimensionierung der Bauelemente ist sehr stark abhängig von den Eigen- Schäften der verwendeten Transistorschaltung und kann empirisch durch Anlegen bestimmter Störungen an die Ausgangsstufe und Beurteilen der mit der jeweiligen Einstellung erreichten Störungsunterdrückung ermittelt werden. In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist dem Hochpassfilter in der zweiten Rückkopplung ein Proportionalglied zur Überlagerung eines dem Schleifenstrom proportionalen Anteils parallel geschaltet. Diese Rückkopplung, die auch als DC-Feedback bezeichnet werden kann, reduziert die Verstärkung der Transistorschaltung. Durch diese Verringerung der Verstärkung wird vorteilhaft das Ausgangsrauschen des Reglers weniger verstärkt. Die Anforderungen an das Rauschverhalten des Reglers sind daher weniger kritisch als im Fall eines Verzichts auf das parallel geschaltete Proportionalglied, ohne das die Verstärkung der Transistorschaltung unverändert hoch wäre. Andererseits kann durch das parallel geschaltete Proportionalglied ein Operationsverstärker in der elektronischen Schaltung des Reglers eingesetzt werden, der mit einem höheren Eigenrauschen behaftet und damit am Markt mit geringeren Kosten verfügbar ist.
Da über die Zweidrahtleitung eingekoppelte Störungen in vorteilhafter Weise durch den schnellen, unterlagerten Regel- kreis unterdrückt werden, ist dies nicht mehr die Aufgabe des Reglers im äußeren Regelkreis. Wie bereits oben erläutert, hat dies den Vorteil, dass keine großen Anforderungen mehr an die Schnelligkeit des Reglers gestellt werden. Wird jedoch ein Regler mit mittlerer Bandbreite eingesetzt, kann es sinn- voll sein, mit einem Tiefpassfilter in der ersten Rückkopplung EMV-Störungen im mittleren Frequenzbereich, zum Beispiel in einem Bereich von 10 kHz bis 1 MHz, vom Eingang des Reglers fernzuhalten. Dadurch wird eine vollständige Funktionentrennung erreicht, nämlich dass der schnelle, unterlagerte Regelkreis zur Unterdrückung der EMV-Störungen dient und dass der Regler des äußeren Regelkreises ausschließlich für die Genauigkeit der Messwertausgabe mit einem analogen Stromsignal zuständig ist. Es kann ein so genannter Ultra-Low-Power- Operationsverstärker mit hoher Genauigkeit verwendet werden, zum Beispiel des Typs LMP2231 von National Semiconductor oder des Typs AD8603 von Analog Devices. Die beiden Regelkreise können optimal auf ihre jeweilige Funktion abgestimmt werden. Die Verwendung einer Transistorschaltung mit einer Darlingtonstufe hat den Vorteil, dass die Transistorschaltung eine wesentlich höhere Verstärkung besitzt, die in der Größenordnung von 50.000 liegt, und dass somit nur eine sehr geringe Signalenergie zur Ansteuerung der Transistorschaltung erforderlich ist. Die Empfindlichkeit einer Transistorschaltung mit derart hoher Verstärkung auf eingekoppelte EMV-Störungen ist wegen des schnellen, unterlagerten Regelkreises unkritisch, der zur Unterdrückung von über die Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen dient. Der Regler im äußeren Regelkreis muss nicht mehr auf EMV-Störungen reagieren. Es kann trotz hoher Verstärkung der Transistorschaltung ein Regler mit niedriger Bandbreite eingesetzt werden, der sich durch einen relativ geringen Stromverbrauch auszeichnet.
Anhand der Zeichnungen, in denen eine bekannte Ausführung sowie ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt sind, werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen und Vorteile näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 eine Prinzipschaltung einer bekannten Ausgangsstufe eines Messumformers mit 4-20 mA-Schnittstelle und
Figur 2 eine Prinzipschaltung eines Ausführungsbeispiels einer Ausgangsstufe gemäß der Erfindung. In Figur 1 ist, wie bereits oben näher erläutert, eine Prinzipschaltung einer Ausgangsstufe einer 4-20 mA-Schnittstelle dargestellt, wie sie bei dem bekannten Druckmessumformer SITRAS P zum Einsatz kommt. In dem Ausführungsbeispiel einer Ausgangsstufe gemäß Figur 2 sind viele Teile der bekannten Ausgangsstufe gemäß Figur 1 wieder zu finden. Diese sind in beiden Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. In der Ausgangsstufe gemäß Figur 2 wird nun eine Transistorschaltung 20 eingesetzt, die eine Darlington-Stufe enthält. Diese Darlington-Schaltung zeichnet sich durch eine deutlich höhere Verstärkung aus, so dass zu ihrer Ansteuerung ein Sig- nal 21 mit relativ geringer Signalenergie benutzt werden kann. Das Signal 21 wird in dem gezeigten Ausführungsbeispiel durch einen Summationspunkt 22 geliefert, auf welchen ein Steuersignal 23, das von einem Regler 24 ausgegeben wird, sowie ein Kompensationssignal 25 geführt sind. Der Messwider- stand 5 dient in bekannter Weise als Mittel zur Erfassung des Schleifenstroms I als Istwert U_IST. Dieser Istwert U_IST wird in einer ersten Rückkopplung 27, in welche ein erstes Rückkopplungsglied 26 geschaltet ist, auf den Regler 24 zur Erzeugung des Steuersignals 23 geführt. Der Regler 24 hat in- tegrierendes Verhalten und eine Bandbreite, die beispielsweise bei 10 kHz endet. Ein in der ersten Rückkopplung 27 rückgekoppelter Istwert wird mit einem von einem Mikroprozessor vorgegebenen Sollwert U SOLL verglichen und daraus eine Regelabweichung gebildet, die durch den Regler 24 auf Null ein- geregelt wird. Frequenzanteile in einem mittleren und hohen Frequenzbereich werden durch das Rückkopplungsglied 26 mit einem Tiefpass vom Regler 24 ferngehalten, da dieser lediglich im unteren Frequenzbereich für die genaue Einstellung des analogen Stromsignals, das einem auszugebenden Messwert entspricht, zuständig ist. Der Tiefpass kann in einfacher
Weise durch einen Widerstand 28 in der Größenordnung von 100 kΩ und einen Kondensator 29 in der Größenordnung von einem 1 nF realisiert werden. Eine Nebenbedingung bei der Optimierung der Schaltung ist, dass die HART-Kommunikation berücksichtigt werden muss. Das HART-Signal wird mit dem Sollwert U_SOLL als überlagertes, frequenzmoduliertes Signal auf den Regler 24 gegeben und mittels der Transistorschaltung 20 in die Stromschleife ausgege- ben. Die Frequenzgänge des Reglers 24 und der Transistorschaltung 20 müssen entsprechend angepasst sein, so dass die HART-Signale die Spezifikation gemäß der HCF_SPEC-54 der HART Communication Foundation einhalten. EMV-Störungen, die sich als hochfrequente Signalüberlagerungen des Istwerts U IST äußern, werden mit Hilfe eines Kompensationssignals 25 unterdrückt. Zur Erzeugung des Kompensationssignals 25 ist in die zweite Rückkopplung ein zweites Rückkopplungsglied 30 geschaltet, das einen Hochpassfilter und ein dazu parallel geschaltetes Proportionalglied enthält. Das Hochpassfilter wird durch einen Widerstand 31 mit dazu in Serie geschaltetem Kondensator 32 realisiert, deren Werte ebenfalls in der Größenordnung von 100 kΩ bzw. 1 nF liegen. Ein zum Hochpass 31, 32 parallel geschalteter Widerstand 33, ebenfalls in der Größenordnung von 100 kΩ, wirkt als Proportionalglied. Die genauen Werte der im ersten Rückkopplungsglied 26 und im zweiten Rückkopplungsglied 30 eingesetzten Bauelemente sind sehr stark abhängig von den Eigenschaften der Transistorschaltung 20 und des Reglers 24. Sie werden daher vorteilhaft empirisch für die jeweils verwendeten Typen optimiert. Dies kann in einfacher Weise durchgeführt werden, indem bestimmte EMV-Störungen auf die Anschlüsse 1 und 2 gegeben und die jeweils erzielte Unterdrückung bewertet wird. Der Summationspunkt 22 ist mit besonders geringem Aufwand als Stromknotenpunkt realisierbar, wenn es sich bei dem Regler 24 um einen Regler mit Stromausgang handelt. Es erfolgt dann eine einfache Überlagerung des über die zweite Rückkopplung auf den Summationspunkt 22 geführten Kompensationssignals 25 mit dem Steuersignal 23, die beide durch Stromsignale repräsentiert werden, in einem Knotenpunkt zur Bildung des Ansteuersignals 21.
Das Bezugspotential des Messumformers liegt in vorteilhafter Weise in der Reihenschaltung zwischen der Spannungsversorgung 4 und dem Messwiderstand 5. Somit fällt am Messwiderstand 5 eine negative Spannung ab und die Signale in den beiden Rückkopplungen haben umgekehrte Polarität, ohne dass dazu weitere Schaltungsmaßnahmen erforderlich wären.
An dem Ausführungsbeispiel wird besonders deutlich, dass der schnelle, unterlagerte Regelkreis für die Unterdrückung von EMV-Störungen und der vergleichsweise langsame, äußere Regel- kreis für die genaue Einstellung des Schleifenstroms I zuständig sind. Durch diese Funktionentrennung ist eine gute Optimierung der beiden Regelkreise auf die jeweilige Aufgabe möglich. Zudem zeichnet sich die Ausgangsstufe gemäß Figur 2 durch einen vergleichsweise niedrigen Energiebedarf aus, so dass für die Realisierung der vielfältigen Funktionen des Messumformers mehr Betriebsenergie zur Verfugung steht. Durch das Proportionalglied im zweiten Rückkopplungsglied 30 wird eine Verringerung der Verstärkung und damit eine Verringerung der Empfindlichkeit der Transistorschaltung 20 auf Rauschen des Reglers 24 erreicht. Durch diese Rückkopplung und die Reduzierung der Verstärkung wird zudem die Kennlinie der Ausgangsstufe besser linearisiert und ihre Abhängigkeit von der Temperatur gemindert.

Claims

Patentansprüche
1. Feldgerät zur Prozessinstrumentierung, das eine standardisierte 4-20 mA-Schnittstelle zum Anschluss einer Zweidraht- leitung aufweist, wobei die Schnittstelle eine Reihenschaltung enthält
mit einer Transistorschaltung (20), durch welche der Schleifenstrom (I) der 4-20 mA-Schnittstelle in Abhängigkeit eines Steuersignals (23) einstellbar ist,
mit einer Stromversorgung (4), durch welche mit Hilfe des Schleifenstroms (I) und eines Spannungsabfalls (U_IN) Betriebsenergie für das Feldgerät erzeugbar ist, und
mit Mitteln (5), durch welche der Schleifenstrom (I) als Istwert (U_IST) erfassbar ist, und
wobei der Istwert (U_IST) durch eine erste Rückkopplung (27) auf einen Regler (24) zur Erzeugung des Steuersignals (23) geführt ist, welchem weiterhin ein dem zu übertragenden Messwert entsprechender Sollwert (U SOLL) zum Vergleich mit dem Istwert (U_IST) zugeführt ist,
dadurch gekennzeichnet, dass der Istwert (U IST) als Kompensationssignal (25) durch eine zweite Rückkopplung zur Unterdrückung von über die Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen auf einen Summationspunkt (22) geführt ist, der zur Erzeugung eines Eingangssignals (21) für die Transistorschal- tung (20) in Abhängigkeit des Steuersignals (23) und des Kompensationssignals (25) vorgesehen ist.
2. Feldgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung des Kompensationssignals (25) ein Hochpassfil- ter (31, 32) in der zweiten Rückkopplung vorgesehen ist.
3. Feldgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass dem Hochpassfilter (31, 32) ein Proportionalglied (33) zur Überlagerung eines dem Schleifenstrom (I) proportionalen An- teils parallel geschaltet ist.
4. Feldgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der ersten Rückkopplung (27) ein Tiefpassfilter (28, 29) angeordnet ist.
5. Feldgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der Transistorschaltung (20) zur Einstellung des Schleifenstroms (I) eine Darlington-Schaltung enthalten ist.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011087157B4 (de) 2011-11-25 2015-10-15 Siemens Aktiengesellschaft Prozessautomatisierungsgerät
DE102013107904A1 (de) 2013-07-24 2015-01-29 Endress + Hauser Flowtec Ag Messgerät mit einer umschaltbaren Mess- und Betriebselektronik zur Übermittlung eines Messsignals
CN104344928B (zh) * 2013-07-26 2017-02-22 北京航天计量测试技术研究所 一种提高天平微力矩校准仪测量线性度的放大电路
CN104142161A (zh) * 2014-07-31 2014-11-12 天津二十冶建设有限公司 一种用于施工现场热工仪表快速调试方法
US10082784B2 (en) * 2015-03-30 2018-09-25 Rosemount Inc. Saturation-controlled loop current regulator
DE102017112755B4 (de) 2017-06-09 2019-02-07 Sick Engineering Gmbh Messumformerspeisegerät
DE102018126808A1 (de) * 2018-10-26 2020-04-30 Krohne Messtechnik Gmbh Feldmessgerät
EP4261628A1 (de) * 2022-04-12 2023-10-18 Siemens Aktiengesellschaft Elektronikbaugruppe für ein automatisierungssystem

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19506014C2 (de) 1995-02-17 1998-05-20 Siemens Ag Druckmeßumformer, insbesondere zur Sensierung einer Seitenkollision bei einem Kraftfahrzeug
US7480487B2 (en) * 2005-05-20 2009-01-20 Dresser, Inc. Power regulation for field instruments
DE102006052873B4 (de) * 2006-11-09 2013-07-11 Siemens Aktiengesellschaft Filter-Schaltungsanordnung
JP2009020641A (ja) * 2007-07-11 2009-01-29 Panasonic Corp 出力回路
DE102007035710A1 (de) * 2007-07-30 2009-02-05 Siemens Ag Messumformer und Stellungsregler zum Anschließen an eine Zweileiter-Stromschleife sowie deren Verwendung
DE102007046560A1 (de) * 2007-09-28 2009-04-02 Siemens Ag Feldgerät mit einem Analogausgang
DE102007059847A1 (de) * 2007-12-12 2009-06-18 Siemens Ag Feldgerät zur Prozessinstrumentierung
US8278997B1 (en) * 2011-10-03 2012-10-02 Google Inc. Apparatus and methodology for controlling hot swap MOSFETs

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2011009708A2 *

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Publication number Publication date
WO2011009708A2 (de) 2011-01-27
WO2011009708A3 (de) 2011-07-14
DE102009034419A1 (de) 2011-02-03
CN102472634B (zh) 2014-07-30
US8593214B2 (en) 2013-11-26
US20120188005A1 (en) 2012-07-26
CN102472634A (zh) 2012-05-23
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