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Die
Erfindung betrifft ein Feldgerät zur Prozessinstrumentierung,
das eine standardisierte 4–20 mA-Schnittstelle zur Ausgabe
von Messwerten aufweist, gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
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In
prozesstechnischen Anlagen werden für die Steuerung von
Prozessen vielfältige Feldgeräte für
die Prozessinstrumentierung eingesetzt. Messumformer dienen zur
Erfassung von Prozessvariablen, wie beispielsweise Temperatur, Druck,
Durchflussmenge, Füllstand, Dichte oder Gaskonzentration eines
Mediums. Durch Stellglieder kann der Prozessablauf in Abhängigkeit
von erfassten Prozessvariablen entsprechend einer beispielsweise
von einer Leitstation vorgegebenen Strategie beeinflusst werden. Als
Beispiele für Stellglieder seien ein Regelventil, eine
Heizung oder eine Pumpe genannt. Insbesondere in verfahrenstechnischen
Anlagen stellen Druckmessumformer wesentliche sensorische Komponenten
im Rahmen von automatisierten Produktionsabläufen dar.
Im Hinblick auf ein optimales Anlagenverhalten und eine dauerhaft
hohe Produktqualität sind qualitativ hochwertige Messumformer
notwendig, die auch unter extremen Bedingungen störungsfreie
und wenig fehlerbehaftete Messwerte liefern.
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Aus
dem Siemens-Katalog „ST FI 01-2008", Kapitel
1 ist ein Druckmessumformer zur Prozessinstrumentierung
bekannt, der mit einer standardisierten 4–20 mA-Schnittstelle
zur Ausgabe eines Messwerts beispielsweise an ein Leitsystem ausgestattet
ist. Die Parametrierung erfolgt in digitaler Form über
das HART-Protokoll. Die Messwerte des zu messenden Drucks werden
dagegen in Form eines analogen Stromes übermittelt.
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In 1 ist
der prinzipielle Aufbau der Ausgangsstufe zur Erzeugung des analogen
Stromsignals in der 4–20 mA-Schnittstelle des bekannten Druckmessumformers
dargestellt. An zwei Anschlussklemmen 1 und 2 ist
eine in der Figur nicht dargestellte Zweidrahtleitung anschließbar,
mit welcher der Messumformer in einer prozesstechnischen Anlage
beispielsweise mit einer Leitstation oder mit einem Automatisierungsgerät
verbunden werden kann. In der Ausgangsstufe wird ein Schleifenstrom
I über eine Reihenschaltung, die aus einer Transistorschaltung 3 einer
Stromversorgung 4 und einem Messwiderstand 5 besteht,
geleitet. Die Transistorstufe 3 wird durch einen Regler 6 mit
einem Steuersignal 7 angesteuert. Der durch die Transistorschaltung 3 eingestellte
Schleifenstrom I ist somit von der Größe des Steuersignals 7 abhängig.
Die Stromversorgung 4 versorgt den Messumformer mit der
zu seinem Betrieb erforderlichen Energie. Die zur Verfügung
stehende Energie wird durch die Größe des Schleifenstroms
I und der an der Stromversorgung 4 abfallenden Spannung
U_IN bestimmt. Ein Teil des Schleifenstroms I wird durch die Stromversorgung 4 einem
nachgeschalteten DC/DC-Wandler 8 zugeführt, welcher
daraus Spannungen 9 erzeugt, die zum Betrieb der elektronischen
Schaltkreise des Messumformers geeignet sind. Der Übersichtlichkeit wegen
sind diese in der 1 nicht dargestellt. Der hochgenaue
Messwiderstand 5 dient zur Erfassung des Schleifenstroms
I und wandelt diesen in ein Spannungssignal um, welches als Istwert
U_IST in einer ersten Rückkopplung 10 dem Regler 6 zugeführt
ist. Der Regler 6 sorgt dafür, dass der erfasste Istwert
U_IST auf einen Sollwert U_SOLL, der entsprechend dem gemessenen
Druck durch einen in der 1 nicht dargestellten Mikrocontroller
generiert wird, eingeregelt wird. Bei dem Regler 6 handelt es
sich um einen Regler mit Integrierverhalten, der also eine Regelabweichung
aus Sollwert U_SOLL und Istwert U_IST bildet und diese aufintegriert.
Im Symbol des Reglers 6 gemäß 1 ist
lediglich dessen zentrales Element, ein Operationsverstärker,
zur Veranschaulichung dargestellt.
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Insbesondere
an Messumformer werden immer höhere Anforderungen bezüglich
Messgenauigkeit und Funktionsumfang gestellt. Die gestiegenen Anforderungen
haben auch Auswirkungen auf die Auslegung der Ausgangsstufe der
4–20 mA-Schnittstelle. Die Anforderungen bezüglich
der Genauigkeit des ausgegebenen Messwerts beispielsweise werden
direkt durch die Einstellgenauigkeit des Schleifenstroms I mit Hilfe
des Messwiderstands 5, des Reglers 6 und der Transistorschaltung 3 beeinflusst. Insbesondere
wird für die Realisierung des Reglers 6 ein Operationsverstärker
benötigt, der sehr genau ist und eine geringe Offsetspannung
aufweist. Weiterhin muss die Ausgangsstufe der Schnittstelle mit
einem sehr geringen Stromverbrauch auskommen, damit für
die sonstigen elektronischen Schaltungen des Messumformers ausreichend
Betriebsenergie zur Realisierung des gewünschten Funktionsumfangs zur
Verfügung steht. Insbesondere für die Auswahl der
Operationsverstärker und Transistorschaltung hat dies zur
Folge, dass nur Bauelemente mit sehr geringem Stromverbrauch eingesetzt
werden können. Zudem muss sich die Ausgangsschaltung durch eine
hohe EMV(Elektromagnetische Verträglichkeit)-Festigkeit
auszeichnen. Darunter wird die Fähigkeit der Ausgangsstufe
verstanden, Störgrößen bestimmter Höhe
ohne Fehlfunktion zu ertragen. Gemäß Kriterium
A der NAMUR-Empfehlung NE21 soll durch bestimmte Störungen
keine erkennbare Beeinträchtigung der Funktion hervorgerufen
werden. Als Störung wird in der NE21 beispielsweise eine
Hochfrequenzeinkopplung im Frequenzbereich von 10 kHz bis 80 MHz
und eine Amplitude von 10 V oder eine Beaufschlagung mit schnellen
Transienten (Burst) von einem 1 kV über die Zweidrahtleitung spezifiziert.
Der Stromausgang des Feldgeräts mit 4–20 mA-Schnittstelle
und einer Klassengenauigkeit von 0,5% darf bei einem aktuellen Ausgabewert
von 12 mA unter Störeinfluss maximal 0,16 mA vom Sollwert
abweichen.
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Im
Hinblick auf die genannten Anforderungen besitzt die bekannte Ausgangsstufe
folgende Nachteile:
Die Verstärkung der Transistorschaltung 3 ist
begrenzt, da nur ein einziger PNP-Leistungstransistor verwendet
wird, der eine Verstärkung in der Größenordnung
vom 50 aufweist. Dadurch wird ein relativ hoher Ansteuerstrom für
den Transistor benötigt, der zur Masse GND abfließt.
Der Ansteuerstrom steht damit nicht mehr für die Gewinnung
der zum Betrieb des Messumformers erforderlichen Energie zur Verfügung.
Die für die Elektronik verfügbare Leistung verringert
sich daher um etwa 3%.
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Zur
Kompensation von Störungen, welche über eine an
die Anschlüsse 1 und 2 angeschlossene Zweidrahtleitung
in die Ausgangsstufe eingekoppelt werden, muss der Regler 6 neben
der erforderlichen Genauigkeit bei der Einstellung des Schleifenstroms I
auch eine hohe Schnelligkeit besitzen. Dies ist nur mit einem Operationsverstärker
erreichbar, der einen vergleichsweise hohen Leistungsbedarf besitzt.
Gegenüber einer Verwendung einer so genannten Ultra-Low-Power-Version
ergibt sich daraus eine Reduktion der zur Versorgung der Elektronik
verfügbaren Energie um weitere 3%.
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In
der bekannten Ausgangsstufe werden somit bereits 6% der zur Verfügung
stehenden Betriebsenergie verbraucht. Mit den ständig wachsenden Anforderungen
an Feldgeräte hinsichtlich ihrer Performance bezüglich
Messrate, Funktionsumfang, graphischer Anzeige, Anzeigenbeleuchtung,
SIL (Safety Integrity Level) nach IEC/EN61508 usw.
wird es zunehmend notwendig, die elektrische Energie, die für
die Versorgung der Elektronik zur Realisierung der vielen Funktionen
dringend benötigt wird, nicht mehr in diesem Maße
in der Ausgangsstufe zu verschwenden.
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Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Feldgerät
zur Prozessinstrumentierung zu schaffen, dessen Ausgangsstufe einen
vergleichsweise niedrigen Energieverbrauch aufweist und das dennoch
relativ unempfindlich gegenüber elektromagnetischen Störungen
ist.
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Zur
Lösung dieser Aufgabe weist das neue Feldgerät
der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs
1 angegebenen Merkmale auf. In den Unteransprüchen sind
vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung beschrieben.
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Die
Erfindung hat den Vorteil, dass über die Zweidrahtleitung
eingekoppelte Störungen kompensiert werden können,
ohne dass besondere Anforderungen an die Schnelligkeit des Reglers,
der zur Ansteuerung der Transistorschaltung dient, gestellt werden
müssten. Zur Unterdrückung von über die
Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen wird quasi ein unterlagerter,
zweiter Regelkreis gebildet, indem eine zweite Rückkopplung
mit einem Kompensationssignal direkt und nicht über den
Regler mit integrierendem Verhalten auf eine Transistorschaltung
zur Einstellung des Schleifenstroms geführt ist. EMV-Störungen
werden somit durch einen inneren, schnellen Regelkreis gefiltert
und der im Regler verwendete Operationsverstärker kann
deutlich langsamer ausgelegt werden. Daher kann ein Operationsverstärker zum
Einsatz kommen, der einen deutlich geringeren Stromverbrauch besitzt.
Der Stromverbrauch der Ausgangsstufe kann aufgrund der Einführung
einer zweiten Rückkopplung zur Unterdrückung von
eingekoppelten Störungen zudem weiter reduziert werden, indem
eine Transistorschaltung mit erheblich höherer Verstärkung
eingesetzt wird. Der Verstärkungsfaktor kann nun beispielsweise
50.000 betragen, so dass keine nennenswerte Leistung mehr durch
den Ansteuerstrom der Transistorschaltung verschwendet wird.
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Die
Verwendung eines Hochpassfilters zur Erzeugung des Kompensationssignals
in der zweiten Rückkopplung hat den Vorteil, dass lediglich
die Hochfrequenzstörungen und Transienten im unterlagerten
Regelkreis auf den Eingang der Transistorschaltung geführt
werden. Die Transistorschaltung reagiert darauf sehr schnell, da
sie im Wesentlichen aus Transistoren besteht. Als Hochpassfilter
kann beispielsweise eine Reihenschaltung aus einem ohmschen Widerstand
und einem Kondensator zum Einsatz kommen. Bei einem Verstärkungsfaktor 50.000
der Transistorschaltung haben sich ein Widerstandswert in der Größenordnung
von 100 kΩ und eine Kapazität in der Größenordnung
von 1 nF als geeignet erwiesen. Die genaue Dimensionierung der Bauelemente
ist sehr stark abhängig von den Eigenschaften der verwendeten
Transistorschaltung und kann empirisch durch Anlegen bestimmter
Störungen an die Ausgangsstufe und Beurteilen der mit der
jeweiligen Einstellung erreichten Störungsunterdrückung
ermittelt werden.
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In
einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist dem Hochpassfilter
in der zweiten Rückkopplung ein Proportionalglied zur Überlagerung
eines dem Schleifenstrom proportionalen Anteils parallel geschaltet.
Diese Rückkopplung, die auch als DC-Feedback bezeichnet
werden kann, reduziert die Verstärkung der Transistorschaltung.
Durch diese Verringerung der Verstärkung wird vorteilhaft
das Ausgangsrauschen des Reglers weniger verstärkt. Die
Anforderungen an das Rauschverhalten des Reglers sind daher weniger
kritisch als im Fall eines Verzichts auf das parallel geschaltete
Proportionalglied, ohne das die Verstärkung der Transistorschaltung
unverändert hoch wäre. Andererseits kann durch
das parallel geschaltete Proportionalglied ein Operationsverstärker
in der elektronischen Schaltung des Reglers eingesetzt werden, der
mit einem höheren Eigenrauschen behaftet und damit am Markt mit
geringeren Kosten verfügbar ist.
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Da über
die Zweidrahtleitung eingekoppelte Störungen in vorteilhafter
Weise durch den schnellen, unterlagerten Regelkreis unterdrückt
werden, ist dies nicht mehr die Aufgabe des Reglers im äußeren Regelkreis.
Wie bereits oben erläutert, hat dies den Vorteil, dass
keine großen Anforderungen mehr an die Schnelligkeit des
Reglers gestellt werden. Wird jedoch ein Regler mit mittlerer Bandbreite
eingesetzt, kann es sinnvoll sein, mit einem Tiefpassfilter in der ersten
Rückkopplung EMV-Störungen im mittleren Frequenzbereich,
zum Beispiel in einem Bereich von 10 kHz bis 1 MHz, vom Eingang
des Reglers fernzuhalten. Dadurch wird eine vollständige
Funktionentrennung erreicht, nämlich dass der schnelle,
unterlagerte Regelkreis zur Unterdrückung der EMV-Störungen
dient und dass der Regler des äußeren Regelkreises
ausschließlich für die Genauigkeit der Messwertausgabe
mit einem analogen Stromsignal zuständig ist. Es kann ein
so genannter Ultra-Low-Power-Operationsverstärker mit hoher
Genauigkeit verwendet werden, zum Beispiel des Typs LMP2231 von National
Semiconductor oder des Typs AD8603 von Analog Devices. Die beiden
Regelkreise können optimal auf ihre jeweilige Funktion
abgestimmt werden.
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Die
Verwendung einer Transistorschaltung mit einer Darlingtonstufe hat
den Vorteil, dass die Transistorschaltung eine wesentlich höhere
Verstärkung besitzt, die in der Größenordnung
von 50.000 liegt, und dass somit nur eine sehr geringe Signalenergie
zur Ansteuerung der Transistorschaltung erforderlich ist. Die Empfindlichkeit
einer Transistorschaltung mit derart hoher Verstärkung
auf eingekoppelte EMV-Störungen ist wegen des schnellen,
unterlagerten Regelkreises unkritisch, der zur Unterdrückung von über
die Zweidrahtleitung eingekoppelten Störungen dient. Der
Regler im äußeren Regelkreis muss nicht mehr auf
EMV-Störungen reagieren. Es kann trotz hoher Verstärkung
der Transistorschaltung ein Regler mit niedriger Bandbreite eingesetzt
werden, der sich durch einen relativ geringen Stromverbrauch auszeichnet.
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Anhand
der Zeichnungen, in denen eine bekannte Ausführung sowie
ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt sind,
werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen und Vorteile näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 eine
Prinzipschaltung einer bekannten Ausgangsstufe eines Messumformers
mit 4–20 mA-Schnittstelle und
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2 eine
Prinzipschaltung eines Ausführungsbeispiels einer Ausgangsstufe
gemäß der Erfindung.
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In 1 ist,
wie bereits oben näher erläutert, eine Prinzipschaltung
einer Ausgangsstufe einer 4–20 mA-Schnittstelle dargestellt,
wie sie bei dem bekannten Druckmessumformer SITRAS P zum Einsatz
kommt.
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In
dem Ausführungsbeispiel einer Ausgangsstufe gemäß 2 sind
viele Teile der bekannten Ausgangsstufe gemäß 1 wieder
zu finden. Diese sind in beiden Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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In
der Ausgangsstufe gemäß 2 wird nun eine
Transistorschaltung 20 eingesetzt, die eine Darlington-Stufe
enthält. Diese Darlington-Schaltung zeichnet sich durch
eine deutlich höhere Verstärkung aus, so dass
zu ihrer Ansteuerung ein Signal 21 mit relativ geringer
Signalenergie benutzt werden kann. Das Signal 21 wird in
dem gezeigten Ausführungsbeispiel durch einen Summationspunkt 22 geliefert, auf
welchen ein Steuersignal 23, das von einem Regler 24 ausgegeben
wird, sowie ein Kompensationssignal 25 geführt
sind. Der Messwiderstand 5 dient in bekannter Weise als
Mittel zur Erfassung des Schleifenstroms I als Istwert U_IST. Dieser
Istwert U_IST wird in einer ersten Rückkopplung 27,
in welche ein erstes Rückkopplungsglied 26 geschaltet
ist, auf den Regler 24 zur Erzeugung des Steuersignals 23 geführt.
Der Regler 24 hat integrierendes Verhalten und eine Bandbreite,
die beispielsweise bei 10 kHz endet. Ein in der ersten Rückkopplung 27 rückgekoppelter Istwert
wird mit einem von einem Mikroprozessor vorgegebenen Sollwert U_SOLL
verglichen und daraus eine Regelabweichung gebildet, die durch den
Regler 24 auf Null eingeregelt wird. Frequenzanteile in
einem mittleren und hohen Frequenzbereich werden durch das Rückkopplungsglied 26 mit
einem Tiefpass vom Regler 24 ferngehalten, da dieser lediglich
im unteren Frequenzbereich für die genaue Einstellung des
analogen Stromsignals, das einem auszugebenden Messwert entspricht,
zuständig ist. Der Tiefpass kann in einfacher Weise durch
einen Widerstand 28 in der Größenordnung
von 100 kΩ und einen Kondensator 29 in der Größenordnung
von einem 1 nF realisiert werden.
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Eine
Nebenbedingung bei der Optimierung der Schaltung ist, dass die HART-Kommunikation
berücksichtigt werden muss. Das HART-Signal wird mit dem
Sollwert U_SOLL als überlagertes, frequenzmoduliertes Signal
auf den Regler 24 gegeben und mittels der Transistorschaltung 20 in
die Stromschleife ausgegeben. Die Frequenzgänge des Reglers 24 und
der Transistorschaltung 20 müssen entsprechend
angepasst sein, so dass die HART-Signale die Spezifikation gemäß der
HCF_SPEC-54 der HART Communication Foundation einhalten.
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EMV-Störungen,
die sich als hochfrequente Signalüberlagerungen des Istwerts
U_IST äußern, werden mit Hilfe eines Kompensationssignals 25 unterdrückt.
Zur Erzeugung des Kompensationssignals 25 ist in die zweite
Rückkopplung ein zweites Rückkopplungsglied 30 geschaltet,
das einen Hochpassfilter und ein dazu parallel geschaltetes Proportionalglied
enthält. Das Hochpassfilter wird durch einen Widerstand 31 mit
dazu in Serie geschaltetem Kondensator 32 realisiert, deren
Werte ebenfalls in der Größenordnung von 100 kΩ bzw.
1 nF liegen. Ein zum Hochpass 31, 32 parallel
geschalteter Widerstand 33, ebenfalls in der Größenordnung
von 100 kΩ, wirkt als Proportionalglied. Die genauen Werte
der im ersten Rückkopplungsglied 26 und im zweiten
Rückkopplungsglied 30 eingesetzten Bauelemente
sind sehr stark abhängig von den Eigenschaften der Transistorschaltung 20 und
des Reglers 24. Sie werden daher vorteilhaft empirisch
für die jeweils verwendeten Typen optimiert. Dies kann
in einfacher Weise durchgeführt werden, indem bestimmte
EMV-Störungen auf die Anschlüsse 1 und 2 gegeben
und die jeweils erzielte Unterdrückung bewertet wird. Der
Summationspunkt 22 ist mit besonders geringem Aufwand als
Stromknotenpunkt realisierbar, wenn es sich bei dem Regler 24 um
einen Regler mit Stromausgang handelt. Es erfolgt dann eine einfache Überlagerung
des über die zweite Rückkopplung auf den Summationspunkt 22 geführten
Kompensationssignals 25 mit dem Steuersignal 23,
die beide durch Stromsignale repräsentiert werden, in einem
Knotenpunkt zur Bildung des Ansteuersignals 21.
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Das
Bezugspotential des Messumformers liegt in vorteilhafter Weise in
der Reihenschaltung zwischen der Spannungsversorgung 4 und
dem Messwiderstand 5. Somit fällt am Messwiderstand 5 eine
negative Spannung ab und die Signale in den beiden Rückkopplungen
haben umgekehrte Polarität, ohne dass dazu weitere Schaltungsmaßnahmen erforderlich
wären.
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An
dem Ausführungsbeispiel wird besonders deutlich, dass der
schnelle, unterlagerte Regelkreis für die Unterdrückung
von EMV-Störungen und der vergleichsweise langsame, äußere
Regelkreis für die genaue Einstellung des Schleifenstroms
I zuständig sind. Durch diese Funktionentrennung ist eine
gute Optimierung der beiden Regelkreise auf die jeweilige Aufgabe
möglich. Zudem zeichnet sich die Ausgangsstufe gemäß 2 durch
einen vergleichsweise niedrigen Energiebedarf aus, so dass für
die Realisierung der vielfältigen Funktionen des Messumformers
mehr Betriebsenergie zur Verfugung steht. Durch das Proportionalglied
im zweiten Rückkopplungsglied 30 wird eine Verringerung
der Verstärkung und damit eine Verringerung der Empfindlichkeit
der Transistorschaltung 20 auf Rauschen des Reglers 24 erreicht.
Durch diese Rückkopplung und die Reduzierung der Verstärkung
wird zudem die Kennlinie der Ausgangsstufe besser linearisiert und
ihre Abhängigkeit von der Temperatur gemindert.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - Siemens-Katalog „ST
FI 01-2008”, Kapitel 1 [0003]
- - IEC/EN61508 [0008]
