EP2238674A2 - Lastansteuerungsschaltung in einem kraftfahrzeugsteuergerät - Google Patents

Lastansteuerungsschaltung in einem kraftfahrzeugsteuergerät

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Publication number
EP2238674A2
EP2238674A2 EP09704325A EP09704325A EP2238674A2 EP 2238674 A2 EP2238674 A2 EP 2238674A2 EP 09704325 A EP09704325 A EP 09704325A EP 09704325 A EP09704325 A EP 09704325A EP 2238674 A2 EP2238674 A2 EP 2238674A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
load
lastansteuerschaltung
switch
converter
circuit
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP09704325A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jochen Beuss
Michael Kutzner
Tobias Unger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Continental Teves AG and Co OHG
Original Assignee
Continental Teves AG and Co OHG
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Filing date
Publication date
Application filed by Continental Teves AG and Co OHG filed Critical Continental Teves AG and Co OHG
Publication of EP2238674A2 publication Critical patent/EP2238674A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/10—DC to DC converters
    • B60L2210/12—Buck converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the invention relates to a load drive circuit according to claim 1.
  • Circuit arrangements are known for controlling the current within electronic brake control devices for motor vehicles, with which the current of inductive loads, such as valve coils or pump motors can be controlled. Since the energy is normally made available from a battery in a motor vehicle, the current regulator must cover a relatively wide voltage range depending on the type of battery. But even theistsbreich the load itself must be designed so that it still fulfills its intended function at a supply voltage at the lower end of the specified input voltage range. This leads in part to constructive compromises, which cause additional costs. The problem is aggravated by the fact that automotive applications in the power supply path often requires reverse polarity protection, which can cause additional voltage losses depending on the electronic conception, for example if a semiconductor diode arrangement is used for this purpose.
  • the object of the present invention is to improve a per se known circuit arrangement for driving a load (load drive circuit), in particular a load current regulator circuit, in a control unit on.
  • a load control is carried out with one or more current regulators.
  • the invention deals, inter alia, with the idea of the input voltage for this or the load current regulator or for the loads on to regulate a voltage level which is at least below, at most equal to the voltage level corresponding to the current battery voltage under load.
  • the driven load may be, for example, a solenoid valve coil of a hydraulic valve. If the solenoid valves according to the prior art virtually supplied directly with a control, so without reducing the voltage with a buck converter, these must be designed for a relatively high voltage range, depending on the battery type and specification of the vehicle.
  • the use of a step-down actuator allows the load to operate favorably over a smaller voltage range, which in many cases reduces the design requirements for the loads, and thus often the manufacturing costs.
  • the load drive circuit preferably also includes a reverse protection circuit.
  • the control device comprises a reverse polarity protection circuit controllable with one or more control elements.
  • the polarity reversal protection circuit comprises therein at least one element blocking at least one current direction.
  • the peculiarity of the particularly preferred circuit is that the control element (s) acting on the polarity reversal protection circuit (s) can also be used for the function of the step-down converter (s).
  • the load drive circuit comprises one or more DC / DC converters, which preferably charges an energy store, in particular a coil or a capacitor, by means of a clocked stage.
  • the clock control takes place in accordance with the charging state of the energy storage, which is present in the buck converter.
  • the modification of the clocking is preferably carried out by an adaptation of the drive pattern of the activated at clocking active components.
  • the invention also relates to a buck converter according to claim 13.
  • FIG. 4 shows different switching phases of a comparison with FIG. 3 further improved circuit arrangement for a buck converter
  • Fig. 5 is a state of charge measurement circuit.
  • the step-down divider in FIG. 1 comprises a clocked DC / DC buck converter with a coil L1 as an energy store.
  • the clocking is done with semiconductor switch Ml, which is alternately closed and opened.
  • coil L1 is charged to a desired voltage.
  • a discharge of the coil by a connected load Rl is carried out with the switch Ml open by a discharge of coil Ll, the current flowing through diode D3.
  • a capacitor C for smoothing the periodic coil current is arranged similar to a second order low-pass filter.
  • the switching discharge in Fig. 2 serves the purpose of reducing the power loss when opening the semiconductor switch Ml.
  • a capacitor Cl in the path parallel to switch Ml.
  • a diode Dl In series with Cl is a diode Dl, which is poled in the current flow direction of the power supply.
  • a resistor R Parallel to diode Dl a resistor R is arranged.
  • the buck converter in Fig. 3 comprises, except for resistor R, the circuit elements of Figures 1 and 2, but extended by semiconductor switch M2 and diode D2.
  • D2 is connected in series by switch M1 in the current flow direction of the supply.
  • the cathode of diode D2 is connected via switch M2 to the pole of capacitor C1 facing the cathode of diode D1.
  • the other pole of capacitor C1 is connected to the anode of diode D2 and switch Ml.
  • FIGS. 4a) to 4d) show different switching phases of a circuit arrangement modified with respect to FIG. 3, in which the diodes D1, D2 and D3 have been replaced by semiconductor switches (the symbols D1 and D2 are still used). Arrows with thicker lines symbolize the current in the respective switching phase lines.
  • the symbols S, G and D denote the MOSFET terminals source, gate and drain.
  • the switches Ml and M2 are turned on (switching state A).
  • the gate voltages for the MOSFETs Ml and M2 are generated by voltage generator U_rect.
  • the gates of the switches Dl, D2 and D3 are connected to the reference potential (GND or "0").
  • the switches Dl and D2 are turned on.
  • Switch D3 which is parallel to the load, is off.
  • the current flows from battery Ub via switches Ml and M2 and the diodes Dl and D2 into the load Rl, Ll.
  • the switches Ml and M2 are turned off.
  • the switches Dl and D2 are turned on.
  • Switch D3 is switched off (switching state B).
  • capacitor C1 is charged.
  • the switches Ml and M2 and Dl and D2 are turned off.
  • Switch D3 is switched on so that a recirculation current can flow through the load (switching state C).
  • the switches Ml and M2 are closed.
  • the switches Dl, D2 and D3 are open (switching state D).
  • the current flows in this switching phase of the battery Ub via the switches Ml, M2 and capacitor Cl in the load.
  • inductive (real) load substitute simplified bar as inductance Ll and internal resistance Rl
  • loads with superimposed voltage source eg EMF in a DC motor
  • a combination of several of the step-down converters defined above represents a further preferred embodiment of the invention. It makes sense to choose the capacity of C1 in a specific implementation as a function of the load as appropriate.
  • FETs or bipolar transistors can be used as MOSFETs.
  • the circuit group with the components M1, M2, D1, D2 and C1 can be operated both on positive, negative and reference potential (GND).
  • the previously described circuit group can also be used to represent other EMC-optimized circuits with feedback of the buffered energy, such as, for example, in a step-up converter, in which the described module serves to charge the step-up specific inductance.
  • the circuit can be constructed discretely or integrated.
  • the circuit can also be used in AC networks when a rectifier is connected upstream.
  • the state of charge measurement circuit in FIG. 5 can be used, for example, to determine the state of charge of capacitor C 1 in the circuits according to FIGS. 3 and 4.
  • the circuit comprises a transistor Q20 whose base is connected via resistor R19 to a first pole 1 of the capacitor C1 (energy store of the DC / DC converter in FIGS. 3 and 4). that is.
  • the emitter of the transistor Q20 is connected to the other pole 2 of the capacitor Cl.
  • the collector of transistor Q20 leads through resistor R21 to the base of transistor Q21 and capacitor C20.
  • the emitter of transistor Q21 leads to a ground terminal, as does the other pole of capacitor C20.
  • Resistor R20 is arranged in parallel with capacitor C20.
  • the collector of transistor Q21 forms the control signal for the clock control. This terminal is connected via resistor R22 to the first pole 1 of the capacitor Cl.
  • transistor Q20 As long as capacitor Cl has a positive charge (voltage at the first pole 1 higher than at the second pole 2 and difference greater than the base-emitter voltage of transistor Q20), transistor Q20 is turned on. Transistor Q21 adjusts the signal to a logic level. The resistors R21, R20 and capacitor C20 allow adjustment of the transit time, so that the switching times of different FET types can be taken into account. Optimum control of the switches MD1, MD2 and D1 and D2 in FIGS. 3 and 4 is achieved precisely when the timing of the drive with a capacitor voltage has dropped to a value close to 0 V (capacitor completely discharged).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Lastansteuerschaltung mit einem oder mehreren Stromreglern, insbesondere in einem elektronischen Kraftfahrzeugsteuergerät, wobei eine oder mehrere vorzugsweise induktive Last/en mit der Schaltung verbunden ist/sind, welche außerhalb des Steuergeräts oder innerhalb des Steuergeräts angeordnet ist/sind, und wobei der durch die Last/en fließende Laststrom mittels eines oder mehreren Tiefsetzstellern auf ein Spannungspotential unterhalb der Versorgungsspannung abgesenkt wird oder absenkbar ist. Die Erfindung betrifft auch einen Tiefsetzsteller mit einem getakteten DC/DC-Wandler, welcher neben mindestens einem getakteten Schalter einen Energiespeicher, insbesondere Kondensator zur Wandlung umfasst, wobei die Taktansteuerung des oder der Schalter nach Maßgabe des Ladezustands des Energiespeichers modifiziert wird und wobei der Ladezustand nach Maßgabe der am Energiespeicher anliegenden Spannung bestimmt wird.

Description

Las tansteuerungs Schaltung in einem Kraftfahrzeugsteuergerät
Die Erfindung betrifft eine Lastansteuerschaltung gemäß Anspruch 1.
Es sind Schaltungsanordnungen zur Stromregelung innerhalb von elektronischen Bremsensteuergeräten für Kraftfahrzeuge bekannt, mit denen der Strom von induktiven Lasten, wie zum Beispiel Ventilspulen oder Pumpenmotoren geregelt werden kann. Da in einem Kraftfahrzeug die Energie normalerweise aus einer Batterie zur Verfügung gestellt wird, muss der Stromregler einen je nach Art der Batterie relativ weiten Spannungsbereich abdecken. Aber auch der Spannungsbreich der Last selbst muss so ausgelegt sein, dass diese bei einer Versorgungsspannung am unteren Ende des spezifizierten Eingangsspannungsbereich noch ihre vorgesehene Funktion erfüllt. Dies führt zum Teil zu konstruktiven Kompromissen, welche zusätzliche Kosten verursachen. Das Problem wird dadurch verschärft, dass bei Automobilanwendungen im Span- nungsversorgungspfad häufig ein Verpolschutz benötigt wird, welcher je nach elektronischer Konzeptionierung zusätzliche Spannungsverluste hervorrufen kann, zum Beipsiel wenn eine Halbleiterdiodenanordnung hierzu verwendet wird.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine an sich bekannte Schaltungsanordnung zur Ansteuerung einer Last (Lastansteuerschaltung) , insbesondere eine Laststromreglerschaltung, in einem Steuergerät weiter zu verbessern.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Lastan- steuerungsschaltung gemäß Anspruch 1.
Gemäß der Erfindung erfolgt eine Lastansteuerung mit einem oder mehreren Stromreglern. Die Erfindung setzt sich unter anderem mit dem Gedanken auseinander, die Eingangsspannung für diesen bzw. die Laststromregler bzw. für die Lasten, auf ein Spannungsniveau zu regeln, welches zumindest unterhalb, höchstens gleich ist im Vergleich zum Spannungsniveau, das der aktuellen Batteriespannung unter Last entspricht. Im beispielgemäßen Fall eines Bremsensteuergeräts kann es sich bei der angesteuerten Last beipielsweise um eine Magnetventilspule eines Hydraulikventils handeln. Werden die Magnetventile gemäß dem Stand der Technik quasi direkt mit einer Ansteuerung versorgt, also ohne Herabsetzung der Spannung mit einem Tiefsetzsteller, müssen diese, je nach Batterietyp und Spezifikation des Fahrzeugs, für einen relativ hohen Spannungsbereich ausgelegt werden. Der Einsatz eines Tief- setzstellers erlaubt den vorteilhaften Betrieb der Last in einem kleineren Spannungsbereich, wodurch die Konstruktionsanforderungen an die Lasten und damit häufig auch die Herstellungskosten in vielen Fällen geringer sind.
Die Lastansteuerschaltung umfasst bevorzugt auch eine Ver- polschutzschaltung . Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst das Steuergerät eine mit einem oder mehreren Steuerelementen steuerbare Verpolschutz- schaltung. Die Verpolschutzschaltung umfasst darin zumindest ein zumindest in eine Stromrichtung sperrendes Element. Die Besonderheit der besonders bevorzugten Schaltung ist, dass das oder die auf die Verpolschutzschaltung wirkende/n Steu- erelement/e auch für die Funktion des oder der Tiefsetzsteller genutzt werden kann/können.
Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst die Lastansteuerungsschaltung einen oder mehrere DC/DC- Wandler, welcher vorzugsweise mittels einer getakteten Stufe einen Energiespeicher, insbesondere eine Spule oder einen Kondensator, auflädt.
Bevorzugt erfolgt die Taktansteuerung nach Maßgabe des Lade- zustands des Energiespeichers, der im Tiefsetzsteiler vorhandenen ist.
Die Modifikation der Taktung erfolgt bevorzugt durch eine Anpassung des Ansteuerungsmusters der bei Taktung angesteuerten aktiven Bauelemente.
Die Erfindung betrifft außerdem einen Tiefsetzsteiler gemäß Anspruch 13.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels an Hand von Figuren.
Es zeigen
Fig. 1 einen getakteten Tiefsetzsteiler,
Fig. 2 eine Schaltung zur Entlastung des Schalters im Tiefsetzsteiler gemäß Fig. 1,
Fig. 3 einen EMV-optimierten, verlustarmen Tiefsetzstel- ler,
Fig. 4 verschiedene Schaltphasen einer gegenüber Fig. 3 weiter verbesserten Schaltungsanordnung für einen Tiefsetzsteiler und
Fig. 5 eine Ladezustandsmessschaltung.
Der Tiefsetzsteiler in Fig. 1 umfasst einen getakteten DC/DC-Abwärtswandler mit einer Spule Ll als Energiespeicher. Die Taktung wird mit Halbleiterschalter Ml vorgenommen, welcher abwechselnd geschlossen und geöffnet wird. Durch Öffnen und Schließen des Schalters und geeignete Wahl der Schaltfrequenz wird Spule Ll bis zu einer gewünschten Spannung geladen. Eine Entladung der Spule durch eine angeschlossene Last Rl erfolgt bei geöffnetem Schalter Ml durch eine Entladung von Spule Ll, wobei der Strom über Diode D3 fließt. Hinter der Spule, parallel zur Last, ist ein Kondensator C zur Glättung des periodischen Spulenstroms ähnlich einem Tiefpass 2. Ordnung angeordnet.
Die Schaltentlastung in Fig. 2 dient dem Zweck, die Verlustleistung beim Öffnen des Halbleiterschalters Ml zu verringern. Hierzu befindet sich ein Kondensator Cl im Pfad parallel zu Schalter Ml. In Reihe zu Cl befindet sich eine Diode Dl, welche in Stromflussrichtung der Spannungsversorgung gepolt ist. Parallel zu Diode Dl ist ein Widerstand R angeordnet. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass in Widerstand R ein unerwünschter Anteil der in die Schaltung eingebrachten Leistung in Verlustwärme umgewandelt wird.
Der Tiefsetzsteller in Fig. 3 umfasst bis auf Widerstand R die Schaltungselemente der Figuren 1 und 2, jedoch erweitert um Halbleiterschalter M2 und Diode D2. D2 ist in Reihe von Schalter Ml in Stromflussrichtung der Versorgung geschaltet. Die Kathode von Diode D2 ist über Schalter M2 mit dem der Kathode von Diode Dl zugewandten Pol von Kondensator Cl verbunden. Der andere Pol von Kondensator Cl ist mit der Anode von Diode D2 und Schalter Ml verbunden.
Die vorstehend beschriebene Schaltung in Fig. 3 ermöglicht ein geglättetes Schalten von Schalter Ml und somit eine erhebliche Verringerung von EMV-Belastungen . Gegenüber der Schaltung in Fig. 2 werden zusätzlich die Verluste merklich reduziert. Schalter M2 wird geschlossen, wenn Ml geöffnet wird, so dass der in der vorhergehenden Schaltphase geladene Kondensator Cl in der Ausschaltphase von Ml wieder entladen werden kann, wobei die gespeicherte Energie in den Lastkreis abgegeben wird.
Die Figuren 4a) bis 4d) zeigen verschiedene Schaltphasen einer gegenüber Fig. 3 modifizierten Schaltungsanordnung, bei der die Dioden Dl, D2 und D3 durch Halbleiterschalter ersetzt worden sind (Die Symbole Dl und D2 werden weiterhin verwendet) . Die mit Pfeilen versehenen dickeren Linien symbolisieren die in der jeweiligen Schaltphase stromführenden Leitungen. Die Symbole S, G und D bezeichnen die MOSFET- Anschlüsse Source, Gate und Drain. In Fig. 4a) sind die Schalter Ml und M2 eingeschaltet (Schaltzustand A) . Die Gate-Spannungen für die MOSFETs Ml und M2 werden durch Spannungsgenerator U_rect erzeugt. Die Gates der Schalter Dl, D2 und D3 sind mit dem Bezugspotential (GND bzw. "0") verbunden. Die Schalter Dl und D2 sind eingeschaltet. Schalter D3, welcher sich parallel zur Last befindet, ist ausgeschaltet. Der Strom fließt von Batterie Ub über Schalter Ml und M2 sowie die Dioden Dl und D2 in die Last Rl, Ll. In Fig. 4b) sind die Schalter Ml und M2 ausgeschaltet. Die Schalter Dl und D2 sind eingeschaltet. Schalter D3 ist ausgeschaltet (Schaltzustand B) . Während Schaltzustand B wird Kondensator Cl geladen. In Fig. 4c) sind die Schalter Ml und M2 sowie Dl und D2 ausgeschaltet. Schalter D3 ist eingeschaltet, so dass ein Rezirkulationsstrom durch die Last fließen kann (Schaltzustand C) . In Fig. 4d) sind die Schalter Ml und M2 geschlossen. Die Schalter Dl, D2 und D3 sind geöffnet (Schaltzustand D) . Der Strom fließt in dieser Schaltphase von der Batterie Ub über die Schalter Ml, M2 und Kondensator Cl in die Last.
Neben der hier dargestellten Variante können mit separater induktiver (realer) Last (ersatzweise vereinfacht darstell- bar als Induktivität Ll und Innenwiderstand Rl) auch Lasten mit überlagerter Spannungsquelle (z.B. EMK bei einem Gleichstrommotor) geregelt werden.
Für bestimmte Anforderungen kann es zweckmäßig sein, die geregelte Spannung U Last mit einem kapazitiven Glied, zum Beispiel parallel zu Rl zu glätten.
Es kann weiterhin zweckmäßig sein, die im Kondensator Cl gespeicherte Energie in einer anderen Last zu verbrauchen. Eine Kombination mehrerer der oben definierten Tiefsetzsteller stellt eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dar. Es ist sinnvoll, in einer spezifischen Implementierung in Abhängigkeit der Last die Kapazität von Cl je nach Anforderung geeignet zu wählen. Als MOSFETs können alternativ auch FETs oder bipolare Transistoren eingesetzt werden. Die Schaltungsgruppe mit den Bauelementen Ml, M2, Dl, D2 und Cl kann sowohl an positivem, negativem als auch an Bezugspotential (GND) betrieben werden. Die zuvor bezeichnete Schaltungsgruppe kann auch zur Darstellung anderer EMV-opti- mierter Schaltungen mit Rückspeisung der gepufferten Energie dienen, wie zum Beispiel in einem Hochsetzsteller, worin die beschriebene Baugruppe zum Aufladen der hochsetzerspezifi- schen Induktivität dient. Die Schaltung kann diskret oder integriert aufgebaut sein. Die Schaltung kann außerdem in Wechselspannungsnetzen eingesetzt werden, wenn ein Gleichrichter vorgeschaltet wird.
Die Ladezustandsmessschaltung in Fig. 5 kann beispielsweise zur Bestimmung des Ladezustands von Kondensator Cl in den Schaltungen gemäß den Figuren 3 und 4 eingesetzt werden. Die Schaltung umfasst einen Transistor Q20, dessen Basis über Widerstand R19 mit einem ersten Pol 1 des Kondensators Cl (Energiespeicher des DC/DC-Wandlers in Fig. 3 und 4) verbun- den ist. Der Emitter des Transistors Q20 ist mit dem anderen Pol 2 des Kondensators Cl verbunden. Der Kollektor von Transistor Q20 führt über Widerstand R21 zur Basis von Transistor Q21 und Kondensator C20. Der Emitter von Transistor Q21 führt zu einem Masseanschluss, wie auch der andere Pol von Kondensator C20. Parallel zu Kondensator C20 ist Widerstand R20 angeordnet. Der Kollektor von Transistor Q21 bildet das Steuersignal für die Taktansteuerung. Dieser Anschluss ist über Widerstand R22 mit dem ersten Pol 1 des Kondensators Cl verbunden .
Solange Kondensator Cl eine positive Ladung besitzt (Spannung am ersten Pol 1 höher als am zweiten Pol 2 und Differenz größer als die Basis-Emitterspannung von Transistor Q20), ist Transistor Q20 durchgesteuert. Transistor Q21 sorgt für eine Anpassung des Signals auf einen Logikpegel. Die Widerstände R21, R20 und Kondensator C20 ermöglichen eine Anpassung der Laufzeit, so dass die Schaltzeiten unterschiedlicher FET-Typen berücksichtigt werden können. Eine optimale Ansteuerung der Schalter MDl, MD2 sowie Dl und D2 in Fig. 3 und 4 wird genau dann erreicht, wenn der Zeitpunkt der Ansteuerung mit einer Kondensatorspannung auf einen Wert nahe bei 0 V (Kondensator vollständig entladen) abgesunken ist. Bei Abweichungen des Ansteuerzeitpunkts in Richtung verspäteter Ansteuerung entstehen bei einem über die an den Kondensator angeschlossenen Schalter pulsierende unerwünschte Kurzschluss- bzw. Kreisströme. Bei zu früher Ansteuerung der Halbleiterschalter erhöht bei den sich im Diodenbetrieb befindenden Schaltelemente Dl und D2 lediglich der Innenwiderstand, wodurch Verluste entstehen. Insgesamt lässt sich somit durch geeignete Wahl des Ansteuerzeitpunkts in Abhängigkeit des Ladezustands des Kondensators Cl die Verlustleitung verringern und die EMV-Charakteristik der Schaltung noch weiter verbessern.

Claims

Patentansprüche
1. Lastansteuerschaltung mit einem oder mehreren Stromreglern, insbesondere in einem elektronischen Kraftfahrzeugsteuergerät, wobei eine oder mehrere vorzugsweise induktive Last/en mit der Schaltung verbunden ist/sind, welche außerhalb des Steuergeräts oder innerhalb des Steuergeräts angeordnet ist/sind, dadurch gekennzeichnet, dass der durch die Last/en fließende Laststrom mittels eines oder mehreren Tiefsetzstellern auf ein Spannungspotential unterhalb der Versorgungsspannung abgesenkt wird oder absenkbar ist.
2. Lastansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuergerät eine mit einem oder mehreren Steuerelementen steuerbare Verpolschutzschaltung, welche zumindest ein zumindest in eine Stromrichtung sperrendes Element umfasst, aufweist, wobei das oder die auf die Verpolschutzschaltung wirkende/n Steuerelement/e auch für die Funktion des oder der Tiefsetzsteiler genutzt wird/werden kann.
3. Lastansteuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das oder die sperrenden Elemente Dioden oder Halbleiterschalter sind, welche mit weiteren Halbleiterschaltern, wenn diese durchgeschaltet sind, teilweise oder jeweils überbrückt werden können, wobei zumindest einige oder alle zum Überbrücken eingesetzten Halbleiterschalter insbesondere gleichzeitig für die Taktung des Wandlers sorgen.
4. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der oder die Tiefsetzsteiler einen oder mehrere DC/DC- Wandler umfasst bzw. umfassen, welcher/welche vorzugsweise mittels einer getakteten Stufe einen Energiespeicher, insbesondere eine Spule oder einen Kondensator, auflädt .
5. Lastansteuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der oder die Tiefsetzsteiler einen oder mehrere taktgebende Schalter (Ml, M2) enthalten.
6. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der taktgebende Schalter (Ml) mit einem Kondensator (Cl) verbunden ist, so dass dieser beim Öffnen des taktgebenden Schalters (Ml) geladen wird, und der Kondensator
(Cl) über einen weiteren Schalter (M2), wenn dieser geschlossen und der taktgebende Schalter (Ml) geöffnet ist, über die Last oder einen anderen Verbraucher entladen werden kann.
7. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Tiefsetzsteiler Schaltungsmittel zur Entstörung und/oder Glättung der gewandelten Spannung und/oder der Taktstufe umfasst .
8. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer der Anschaltphase und/oder der Ausschaltphase des taktgebenden Schalters (Ml) in Abhängigkeit von der an die Last weitergeleiteten Spannung oder dem Strom erfolgt.
9. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Last eine induktive Last ist und im Ansteuerpfad der Last keine Induktivität zur Speicherung von Wandlerenergie vorhanden ist.
10. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Lasten Ventilspulen und/oder Motore umfassen, die für einen niedrigeren Spannungsbereich als üblich ausgelegt sind, insbesondere auf einen Spannungsbereich von etwa 6 bis 12 V.
11. Lastansteuerschaltung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuergerät ein Bremsensteuergerät oder ein Fahrwerksteuergerät oder ein Steuergerät für aktive oder passive Sicherheitssysteme oder eine Kombination dieser Steuergeräte ist.
12. Lastansteuerschaltung gemäß mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktung des Wandlers nach Maßgabe einer Messung mit einer Ladezustandsmessschaltung modifiziert wird, wobei die Ladezustandsmessung den Ladezustand des Energiespeichers des Wandlers bestimmt und wobei die Ladezustandsschaltung insbesondere im wesentlichen aus einer Transistorschaltung besteht, die die am Energiespeicher anliegende Spannung bestimmt.
13. Tiefsetzsteller mit einem getakteten DC/DC-Wandler, welcher neben mindestens einem getakteten Schalter einen Energiespeicher, insbesondere Kondensator zur Wandlung umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktansteuerung des oder der Schalter nach Maßgabe des Ladezustands des Energiespeichers modifiziert wird, wobei der Ladezustand nach Maßgabe der am Energiespeicher anliegenden Spannung bestimmt wird, die insbesondere mit einer Transistorschaltung bestimmt wird.
EP09704325A 2008-01-25 2009-01-22 Lastansteuerungsschaltung in einem kraftfahrzeugsteuergerät Withdrawn EP2238674A2 (de)

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EP (1) EP2238674A2 (de)
DE (1) DE102009005265A1 (de)
WO (1) WO2009092751A2 (de)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6278007B2 (ja) * 2015-07-14 2018-02-14 トヨタ自動車株式会社 電源システム
US11196133B2 (en) * 2018-10-30 2021-12-07 Cps Technology Holdings Llc Solid-state relay dedicated recirculation path systems and methods
JP7347313B2 (ja) * 2020-04-09 2023-09-20 株式会社デンソー 電源システム

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5323100A (en) * 1992-02-20 1994-06-21 Asahi Kogaku Kogyo Kabushiki Kaisha Power supply device
JP2001145333A (ja) * 1999-11-11 2001-05-25 Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk 車両の給電回路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5680300A (en) * 1995-12-22 1997-10-21 Analog Devices, Inc. Regulated charge pump DC/DC converter
FR2752343B1 (fr) * 1996-08-09 1998-09-11 Gec Alsthom Transport Sa Dispositif electronique de conversion de l'energie electrique
US6700802B2 (en) * 2000-02-14 2004-03-02 Aura Systems, Inc. Bi-directional power supply circuit
US20060103365A1 (en) * 2004-11-17 2006-05-18 Compulite Systems (2000) Ltd. Method and converter circuitry for improved-performance AC chopper
CN101674948B (zh) * 2007-02-09 2013-09-04 A123系统公司 用于具有可重新配置多功能功率转换器的混合动力车的控制系统

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5323100A (en) * 1992-02-20 1994-06-21 Asahi Kogaku Kogyo Kabushiki Kaisha Power supply device
JP2001145333A (ja) * 1999-11-11 2001-05-25 Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk 車両の給電回路

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