EP1925078A1 - Oszillatoranordnung und verfahren zum erzeugen eines periodischen signals - Google Patents

Oszillatoranordnung und verfahren zum erzeugen eines periodischen signals

Info

Publication number
EP1925078A1
EP1925078A1 EP06777137A EP06777137A EP1925078A1 EP 1925078 A1 EP1925078 A1 EP 1925078A1 EP 06777137 A EP06777137 A EP 06777137A EP 06777137 A EP06777137 A EP 06777137A EP 1925078 A1 EP1925078 A1 EP 1925078A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
comparator
current
charge storage
charge
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06777137A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Urs Denier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ams Osram AG
Original Assignee
Austriamicrosystems AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Austriamicrosystems AG filed Critical Austriamicrosystems AG
Publication of EP1925078A1 publication Critical patent/EP1925078A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/012—Modifications of generator to improve response time or to decrease power consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
    • H03K3/0231—Astable circuits

Definitions

  • the present invention relates to an oscillator arrangement, comprising a charge storage and a comparator having a first input, which is connected to the charge storage for supplying a dependent of the state of charge signal, with a second input for supplying a switching threshold and having an output with is connected to the charge storage.
  • the invention relates to a method for generating a periodic signal comprising the steps of: charging a charge store with a charging current, comparing a signal dependent on the charge state of the charge store with a switching threshold by means of a comparator and discharging the charge store.
  • LC oscillators there are various ways known to realize an oscillator in integrated semiconductor circuit technology. While the resonant circuit frequency is determined by an inductance and a capacitance in so-called LC oscillators, this takes place in ring oscillators by transit time effects.
  • a capacitor determines the time behavior. The capacitor is alternately charged and discharged. The capacitor is normally charged until its voltage exceeds an upper threshold. When this occurs, a discharge is started and the capacitor is discharged. For example, when the capacitor drops below a lower threshold with its voltage, the entire cycle is repeated. This results in a triangular or sawtooth voltage curve.
  • Such a generic oscillator arrangement is described, for example, in the document Michael P. Flynn, Sverre U. Lidholm: A 1.2- ⁇ m CMOS Current-Controlled Oscillator, IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 27, no. 7, June 1992 in FIG.
  • Oscillators are needed in portable medical devices such as blood pressure or pulse monitors, devices for administering insulin, but also in automotive applications such as monitoring systems for tire inflation pressure.
  • the oscillator serves to wake up the measuring system at regular intervals.
  • the document US 4,714,901 relates to a temperature-compensated complementary metal-insulator-semiconductor oscillator. There, a voltage divider is shown, which is developed to generate a temperature-stable reference voltage. However, this principle is not suitable for generating extremely small BIAS currents.
  • a delay-controlled relaxation oscillator is shown in document US 4,963,840. Two comparators are used to switch the charging and discharging current. Although this circuit has a reduced power consumption by the proposed switching principle, this circuit is not suitable for extremely low power consumption due to the voltage divider for generating a reference level.
  • the document US 5,461,590 shows an oscillator with a constant current source which operates independently of voltage fluctuations and temperature fluctuations.
  • the operation of this constant current source is explained in more detail in the document US Pat. No. 5,315,230. It is contemplated to charge a reference capacitance to generate a delay that determines the clock period of an output signal of the oscillator.
  • this circuit is not suitable for further reduction of power consumption.
  • the circuit in the document US 5,604,467 comprises a flip-flop with temperature-compensated current source and a voltage generator for generating a nearly constant voltage as a function of the temperature. Since large resistors are also used here to generate small BIAS currents, this principle is not suitable for particularly low current consumption of an oscillator.
  • the object of the present invention is to specify an oscillator arrangement and a method for generating a periodic signal, in which the current consumption is further reduced.
  • the object is achieved with respect to the device by an oscillator arrangement, which is further developed with the features of claim 1.
  • the object is achieved by a method with the steps according to claim 14. Further details and embodiments of the proposed principle are the subject of the dependent claims.
  • a current comparator In a current comparator, English: current mode comparator, two current-controlled branches are provided. While one of the current branches is dependent on the charge state of the charge store, preferably the voltage across the capacitor, the other current branch is dependent on a switching threshold. The switching threshold is used to switch between charging and discharging or discharging and charging of the charge storage. In the present case, one of these two current branches of the comparator serves at the same time as a charge current branch for carrying the charging current, with which the charge storage device is charged or discharged. Thus, the number of current-carrying branches is reduced. This allows a significant savings in terms of power consumption of the circuit.
  • the two current branches of the comparator are preferably coupled to one another via a current mirror.
  • the current mirror preferably comprises two transistors of the unipolar type, each with a controlled path.
  • a connection of a controlled path of one of the transistors is preferably connected to an input for supplying the switching threshold, while a connection of another transistor of the current mirror is preferably connected to a connection for connection to the charge store.
  • the output terminal of the comparator is preferably formed at a free end of a controlled path of the output-side transistor of the current mirror.
  • a discharge current branch can be connected in parallel with the charge store.
  • the discharge current branch is preferably switchable formed bar and includes either a switch in parallel to the charge storage or a switchable power source or current sink in parallel to the charge spreader.
  • the switch is preferably activated as a function of an output signal of the comparator.
  • a control unit is advantageously provided with an input which is connected to the output of the comparator and with an output which is connected to a control input for connecting and disconnecting the Entladestromzweigs.
  • the control unit preferably comprises a flip-flop such as an RS flip-flop.
  • a digital circuit with memory may be provided.
  • control unit may preferably be driven by a voltage regulator for its power supply.
  • the output of the oscillator arrangement to which a triangular or sawtooth voltage can be provided, is advantageously formed at the output of the comparator.
  • a frequency divider is connected between the output of the comparator and the oscillator output.
  • the frequency divider is preferably also coupled to the voltage regulator to its power supply.
  • the switching threshold for the comparator is preferably provided with a reference voltage source.
  • the reference voltage source is advantageously designed to provide a voltage proportional to the absolute temperature, English: PTAT, proportional to the absolute temperature.
  • a further comparator is preferably provided. This has a first input, which is connected to the charge storage for supplying a state of charge-dependent signal, a second input for supplying a further switching threshold and an output, which is connected to the charge storage, wherein one of the two switching thresholds one o- bere and the other of the both switching thresholds is a lower switching threshold.
  • an additional reference voltage source can be provided for providing the further switching threshold.
  • the further reference voltage source is preferably designed to provide a voltage proportional to the absolute temperature.
  • a common BIAS current source is provided, which is connected on the output side with the current branches of the comparator or gates.
  • the reference voltage source and the optionally present further reference voltage source are advantageously supplied by the common BIAS current source with a BIAS signal. As a result, the synchronization properties of the circuit are further improved.
  • FIG. 2 shows an exemplary development of the circuit of FIG. 1 on the basis of a circuit diagram
  • FIG. 3 shows the construction of a current comparator using an example
  • Figure 5 shows an embodiment of a voltage regulator
  • FIG. 6 shows an exemplary signal curve of the capacitor voltage of a relaxation oscillator.
  • FIG. 1 shows an oscillator arrangement according to the proposed principle.
  • the time behavior is determined by a reference capacity as a charge storage 1.
  • a first comparator 2 has a first input 3 which is connected to the charge storage device 1.
  • a second input 4 of the comparator is used to supply an upper switching threshold V TH .
  • the comparator 2 comprises two current branches, which are connected via a current mirror. are connected to each other.
  • the current mirror comprises a first transistor 5 and a second transistor 6.
  • the first transistor 5 is connected as a diode.
  • the drain terminal of the input-side current mirror transistor 5 is connected to its gate terminal and via a current source 7 to a supply potential connection 8.
  • the source terminal of the first transistor 5 forms the input 4.
  • the output side transistor 6 of the current mirror is connected to its drain terminal, which at the same time forms the output 9 of the comparator 2, via a current source 10 to the supply potential terminal 8 connected.
  • the source terminal of the output-side current mirror transistor 6 forms the input 3.
  • Parallel to the charge storage 1, a discharge current branch is connected, which includes a switch 11.
  • a first reference voltage source 12 comprises two transistors 13, 14 which are connected in series with respect to their controlled paths. This series circuit is connected between a current source 15, which is connected to the supply potential 8, and a reference potential terminal 16. The gate terminals of the two transistors 13, 14 of the first reference voltage source 12 are connected to each other and to the current source 15. At the connection node of the controlled paths of the transistors 13, 14, the output of the reference voltage source is formed, which is connected to the input 4 of the comparator 2.
  • a second comparator 17 is constructed with a second reference voltage source 18. One of the two inputs of the second comparator 17 is also connected to the charge storage device 1. On the output side Transis- Gate of the current mirror of the second comparator 17, an output 19 of the second comparator 17 is formed.
  • the current sources 7, 10 of the first comparator 2, the current source of the first reference voltage source 15, and the current sources of the second comparator 17 and the second reference voltage source 18 are driven by a common BIAS source 20.
  • a control unit 21 has two inputs, which is connected to the outputs 9, 19 of the comparators 2, 17. An output of the control unit 21 is connected to a control input of the switch 11 for driving it. With regard to its power supply, the control unit 21 is connected to the supply potential connection 8 via a voltage regulator 22.
  • the voltage regulator 22 sets a lower voltage with respect to the voltage VDD at the supply potential terminal 8
  • the output of the control unit 21 is further connected to a frequency divider 23, at whose output the output clock signal CLK of the oscillator of Figure 1 is provided. Also, the frequency divider 23 is connected to its power supply to the output of the voltage regulator 22.
  • the comparator 2 compares the current voltage drop across the charge storage device 1 with the upper switching threshold V TH , which supplies the first reference voltage source 12. As soon as the voltage across the charge storage device 1 exceeds this upper switching threshold during a charging process of the charge accumulator 1, a signal SET is output at the output 9 to the control unit 21, which then initiates the discharging process by closing the switch 11. As soon as the voltage across the charge store 1 drops below a lower switching threshold V TL as a result of the subsequent discharge of the charge store 1, which the second comparator 17 determines, the latter outputs 19 an inverted reset signal RESET to the control unit 21 from. This then opens the switch 11 again, so that a recharging of the charge storage device 1 takes place.
  • Circuit comes with a typical supply current of only ten nanoamps including BIAS supply and control logic.
  • the sensitivity to temperature fluctuations and variations in the supply voltage VDD is very low.
  • the typical temperature coefficient achievable with the proposed principle is 300 ppm per degree Celsius.
  • the proposed circuit architecture is particularly suitable for applications where power consumption is critical, for example, for so-called ultra low power applications with low power sources as explained above.
  • the proposed embodiment includes a current reference with self-biased current reference, for generating a charging current proportional to the absolute temperature.
  • the charge storage 1 With this power source, the charge storage 1 is charged.
  • the voltage across the charge storage device 1 is compared with a respective reference voltage V TH , V TL , which is also proportional to the absolute temperature. This compensates for temperature fluctuations with first-order accuracy.
  • V TH reference voltage
  • V TL reference voltage
  • the proposed power source additionally reduces power consumption by the consistent use of current mirrors with unity gain values.
  • the proposed current source 10 preferably employs MOSFET transistors operating in either weak inversion or moderate inversion. As a result, this circuit is operable with particularly low supply voltages and consumes less power than previously proposed power sources of this type.
  • the supply of the RS flip-flop in the control unit 21 for switching between charging and discharging operation of the charge storage device with reduced supply voltage further reduces the total power consumption of the device.
  • Figure 2 shows a development of the circuit of Figure 1 by way of example. Insofar as these exemplary embodiments correspond to the components used and their advantageous interconnection and mode of operation, a repetition of the description at this point is avoided.
  • FIG. 2 is developed to the effect that the current sources 7, 10, 15 of these functional blocks are designed as unipolar transistors whose gate terminals connected to each other and to an output of a BIAS source 20.
  • the BIAS source 20 comprises a first current branch for forming a reference source 24 with two transistors connected in series, the structure and interconnection of which corresponds to the reference voltage source 12. This series connection is also connected between a current source transistor 25 and the reference potential connection 16.
  • the current source transistor 25 is connected to the supply potential terminal 8 at its source terminal.
  • the output tap of the reference voltage source 24 is connected to a source terminal of an output-side transistor 26 of a current mirror 26, 27.
  • the transistors 26, 27 of the current mirror are connected together on the gate side.
  • the input-side transistor 27 of this current mirror has a gate connected to its drain terminal.
  • the source terminal of the input-side current mirror transistor 27 is connected to the reference potential terminal 16.
  • diode-connected transistor 28 is connected to the drain terminal of the transistor 26, the drain terminal of the output side transistor 29 of the further current mirror connected to the drain terminal of the transistor 27.
  • Supply potential terminal 8 are connected to each other in the output terminal node of the BIAS source.
  • the control unit 21 is designed in FIG. 2 as an RS flip-flop 30.
  • the RS flip-flop 30 has a set input S, a reset input R, an output Q and an inverting output.
  • a supply voltage connection of the control unit 21, in the present case of the flip-flop 30, is connected to an output of a voltage regulator 22.
  • the set input S is connected to the output 9 of the first comparator 2.
  • the reset input R is connected to the output 19 of the second comparator 17.
  • the output Q of the RS flip-flop 30 is connected to a gate terminal of a transistor whose controlled path is connected in parallel with the charge storage device 1 and represents the switch 11.
  • the voltage regulator 22 in FIG. 2 has the structure described below with reference to FIG. 5, its BIAS current source 31 being designed as a transistor whose gate connection for the bias supply of the voltage regulator 22 is likewise connected to the output of the BIAS source 20.
  • the output of the second comparator 17 is connected via an inverter to the reset input R of the flip-flop 30.
  • FIG. 3 shows the principle of the current comparator 2 of FIG. 1 used according to the proposed principle.
  • the equivalent equivalent circuit diagram of a comparator for two input voltages V N , V P at its inputs is shown on the right side.
  • the structure and operation of the comparator 2 has already been explained in detail with reference to the first comparator 2 of Figure 1 and should therefore not be described again at this point.
  • FIG. 4 shows the BIAS source 20 of FIG. 2. Since the circuits largely correspond to one another in design and mode of operation, the description should not be repeated here. As already explained, it is advantageous to use current mirrors with unit values of the components involved, as this results in a further reduction of the current Consumption is possible.
  • the transistors involved are operated in either weak inversion or moderate inversion, further reducing the power consumption of the so-called self-biasing current source.
  • the dimensioning can be adjusted by the transmission ratio K of the current mirror 26, 27.
  • FIG. 5 shows the voltage regulator 22 of FIG. 2. It comprises an amplifier 32 with adaptive BIAS control.
  • the amplifier 32 is designed as a differential amplifier.
  • the BIAS is designed as a differential amplifier.
  • Current source 31 of this voltage regulator is preferably supplied by the common BIAS source 20 and controls one of the inputs of the differential amplifier 32.
  • the output node 33 of the voltage regulator 22 is stabilized by means of a support capacitance 34 and at the same time fed back to another of the inputs of the differential amplifier 32.
  • FIG. 6 shows, by way of example, a voltage curve of a relaxation oscillator, as shown in FIG. 1 or 2 in exemplary embodiments.
  • circuit may be constructed in alternative embodiments in other than the MOS circuit technology shown. LIST OF REFERENCE NUMBERS
  • VDD supply voltage
  • VSS Reference potential
  • V TH upper switching threshold
  • V TL lower switching threshold

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Logic Circuits (AREA)

Abstract

Es ist eine Oszillatoranordnung angegeben, bei der ein Relaxationsoszillator dahingehend weitergebildet ist, dass der zum Vergleich der Spannung über einem Ladungsspeicher (1) mit einer Schaltschwelle (V<SUB>TH</SUB>) dienende Komparator (2) ein Strom-Komparator mit zwei Stromzweigen (5, 6) ist. Einer dieser beiden Stromzweige dient vorliegend dazu, einen Auf-/ oder Entladestrom des Ladungsspeichers (1) zu führen. Dadurch ist ein Stromzweig eingespart, sodass das vorgeschlagene Prinzip bevorzugt für so genannte Ultra Low Power-Anwendungen geeignet ist.

Description

Beschreibung
Oszillatoranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Oszillatoranordnung, aufweisend einen Ladungsspeicher und einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen einer Schalt- schwelle und mit einem Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist. Bezüglich des Verfahrens betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals mit den Schritten: Aufladen eines Ladungsspeichers mit einem Aufladestrom, Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungs- speichers abhängigen Signals mit einer Schaltschwelle mittels eines Komparators und Entladen des Ladungsspeichers.
Es sind verschiedene Möglichkeiten bekannt, einen Oszillator in integrierter Halbleiter-Schaltungstechnik zu realisieren. Während bei so genannten LC-Oszillatoren die Schwingkreisfrequenz durch eine Induktivität und eine Kapazität festgelegt wird, erfolgt dies bei Ringoszillatoren durch Laufzeiteffekte. Bei dem so genannten Relaxationsoszillator, der auch als Kippgenerator bezeichnet wird, bestimmt ein Kondensator das Zeitverhalten. Der Kondensator wird abwechselnd aufgeladen und entladen. Dabei wird der Kondensator normalerweise aufgeladen, bis seine Spannung eine obere Schwelle überschreitet. Wenn dies auftritt, wird ein Entladevorgang gestartet und der Kondensator entladen. Beispielsweise dann, wenn der Kondensator mit seiner Spannung unter eine untere Schwelle fällt, wird der gesamte Zyklus wiederholt. Dies resultiert in einem dreieckförmigen oder sägezahnförmigen Spannungsverlauf . Eine solche, gattungsgemäße Oszillatoranordnung ist beispielsweise in dem Dokument Michael P. Flynn, Sverre U. Lidholm: A 1.2-μm CMOS Current-Controlled Oscillator, IEEE Jour- nal of Solid-State Circuits, VOL. 27, No. 7, JuIy 1992 in Figur 1 gezeigt.
In tragbaren oder batteriebetriebenen Anwendungen ist es von großer Bedeutung, Schaltkreise zu realisieren, die bei sehr geringen Strompegeln arbeiten, um Energie zu sparen. Dies gilt besonders für Geräte, die von schwachen Stromquellen versorgt werden wie beispielsweise Solarzellen oder Piezo- kristallen, die mechanische Energie in elektrische Energie transformieren.
Oszillatoren werden in tragbaren medizinischen Geräten wie Blutdruck-, oder Pulsmessgeräten, Geräten zur Verabreichung von Insulin, aber auch in Automobilanwendungen wie Überwachungssystemen für den Reifenluftdruck benötigt. Bei letzte- rem dient der Oszillator dazu, das Messsystem in regelmäßigen Intervallen aufzuwecken. In allen beschriebenen Fällen ist es wünschenswert, dass der Oszillator eine geringmögliche Energie verbraucht und außerdem unempfindlich gegenüber Temperaturschwankungen und Versorgungsspannungsschwankungen ist.
In dem Dokument US 4,205,279 ist ein RC-Oszillator angegeben. Zur Erzeugung von Umschaltschwellen sind dort Widerstände und Bipolartransistoren vorgesehen. Diese Schaltung kann jedoch nicht vollständig in Metal Oxide Semiconductor, MOS- Schaltungstechnik aufgebaut werden. Darüber hinaus ist die dort vorgeschlagene Stromquelle, die einen als Diode verschalteten P-Kanal MOS-Transistor mit angeschlossenen Widerstand umfasst, nicht für besonders geringen Energiebedarf ge- eignet und die BIAS-Quelle leidet unter Temperaturschwankungen.
Das Dokument US 4,714,901 betrifft einen temperaturkompen- sierten komplementären Metall-Isolator-Halbleiter-Oszillator . Dort ist ein Spannungsteiler gezeigt, der zur Erzeugung einer temperaturstabilen Referenzspannung weitergebildet ist. Dieses Prinzip ist jedoch nicht geeignet, um extrem kleine BIAS- Ströme zu erzeugen.
Ein Oszillator mit reduzierter Temperaturabhängigkeit ist in dem Dokument US 4,868,525 gezeigt. Dort wird die Eigenschaft ausgenutzt, mit verschiedenen Temperaturkoeffizienten von Widerständen eine teilweise Temperaturkompensation zu erzielen. Eine vollständige Temperaturkompensation ist damit jedoch nicht möglich.
Einen verzögerungsgesteuerten Relaxationsoszillator zeigt das Dokument US 4,963,840. Zwei Komparatoren dienen dazu, den Auflade- und Entladestrom zu schalten. Obwohl diese Schaltung eine reduzierte Stromaufnahme durch das vorgeschlagene Schaltprinzip hat, ist aufgrund des Spannungsteilers zur Erzeugung eines Referenzpegels diese Schaltung nicht für extrem geringen Stromverbrauch geeignet.
Das Dokument US 5,461,590 zeigt einen Oszillator mit einer Konstantstromquelle, die unabhängig von SpannungsSchwankungen und TemperaturSchwankungen arbeitet. Der Betrieb dieser Konstantstromquelle ist in dem Dokument US 5,315,230 näher er- läutert. Dabei ist vorgesehen, eine Referenzkapazität aufzuladen, um eine Verzögerung zu erzeugen, die die Taktperiode eines AusgangsSignals des Oszillators festlegt. Da dort jedoch sehr große Widerstände benötigt werden, um einen Lade- ström im Bereich von einem Mikroampere zu erzeugen, ist auch dieser Schaltkreis nicht für eine weitere Reduzierung des Stromverbrauchs geeignet.
Die Schaltung in dem Dokument US 5,604,467 umfasst eine Kippstufe mit temperaturkompensierter Stromquelle und einen Spannungsgenerator zur Erzeugung einer nahezu konstanten Spannung in Abhängigkeit der Temperatur. Da auch hier große Widerstände zur Erzeugung kleiner BIAS-Ströme verwendet werden, ist dieses Prinzip nicht geeignet für besonders geringe Stromaufnahme eines Oszillators.
Ein Oszillator mit stabiler Taktfrequenz, die unempfindlich bezüglich TemperaturSchwankungen ist, ist in dem Dokument US 6,020,792 gezeigt. Dort kommt eine Bandgap-Quelle zum Einsatz. Es werden sowohl Ströme erzeugt, die zur absoluten Temperatur proportional sind, als auch temperaturkonstante Ströme. Dies dient zum Aufladen eines Referenzkondensators. Aufgrund der verwendeten Bandgap-Schaltung ist dieses Prinzip jedoch nicht geeignet, um Versorgungsströme von kleiner 100 Nanoampere zu erzielen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Oszillatoranordnung und ein Verfahren zur Erzeugung eines periodischen Signals anzugeben, bei denen die Stromaufnahme weiter reduziert ist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Vorrichtung durch eine Oszillatoranordnung gelöst, die mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 weitergebildet ist. Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren mit den Schritten gemäß Patentanspruch 14. Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind jeweils Gegenstand der Unteransprüche.
Bei einem Strom-Komparator, englisch: current mode compara- tor, sind zwei stromgesteuerte Zweige vorgesehen. Während einer der Stromzweige von dem Ladezustand des Ladungsspeichers, bevorzugt der Spannung über dem Kondensator abhängig ist, ist der andere Stromzweig abhängig von einer Schaltschwelle. Die Schaltschwelle dient zum Umschalten zwischen Aufladen und Entladen beziehungsweise Entladen und Aufladen des Ladungsspeichers. Vorliegend dient einer dieser beiden Stromzweige des Komparators zugleich als Ladestromzweig zum Führen des Ladestroms, mit dem der Ladungsspeicher aufgeladen oder entladen wird. Somit ist die Anzahl der stromführenden Zweige reduziert. Dies ermöglicht eine deutliche Einsparung bezüglich Stromverbrauch der Schaltung.
Die beiden Stromzweige des Komparators sind bevorzugt über einen Stromspiegel miteinander gekoppelt.
Dabei umfasst der Stromspiegel bevorzugt zwei Transistoren vom unipolaren Typ, mit je einer gesteuerten Strecke. Ein An- schluss einer gesteuerten Strecke eines der Transistoren ist bevorzugt mit einem Eingang zum Zuführen der Schaltschwelle verbunden, während ein Anschluss eines anderen Transistors des Stromspiegels bevorzugt mit einem Anschluss zum Verbinden mit dem Ladungsspeicher angeschlossen ist. Der Ausgangsan- schluss des Komparators ist bevorzugt an einem freien Ende einer gesteuerten Strecke des ausgangsseitigen Transistors des Stromspiegels gebildet.
Parallel zu dem Ladungsspeicher kann ein Entladestromzweig geschaltet sein. Der Entladestromzweig ist bevorzugt schalt- bar ausgebildet und umfasst entweder einen Schalter parallel zum Ladungsspeicher oder eine schaltbare Stromquelle oder Stromsenke parallel zum Ladungsspeieher. Der Schalter wird bevorzugt in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Kompa- rators angesteuert.
Hierfür ist mit Vorteil eine Steuereinheit vorgesehen mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit einem Steuereingang zum Zu- und Abschalten des Entladestromzweigs verbunden ist.
Die Steuereinheit umfasst bevorzugt eine Kippstufe wie beispielsweise ein RS-Flip-Flop.
Alternativ kann eine Digitalschaltung mit Speicher vorgesehen sein.
Um eine noch weitere Reduzierung des Stromverbrauchs zu erzielen, kann die Steuereinheit bevorzugt mit einem Spannungs- regier zu ihrer Spannungsversorgung angesteuert sein.
Der Ausgang der Oszillatoranordnung, an dem eine Dreieck- beziehungsweise Sägezahnspannung bereitstellbar ist, ist mit Vorteil am Ausgang des Komparators gebildet.
In einer Weiterbildung ist zwischen dem Ausgang des Komparators und dem Oszillatorausgang ein Frequenzteiler geschaltet.
Der Frequenzteiler ist bevorzugt ebenfalls mit dem Spannungs- regier zu seiner Spannungsversorgung gekoppelt.
Die Schaltschwelle für den Komparator wird bevorzugt mit einer Referenzspannungsquelle bereitgestellt. Die Referenzspannungsquelle ist mit Vorteil ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung, englisch: PTAT, proportional to absolut temperatu- re.
Um zwei einstellbare und vorgebbare Umschaltzeitpunkte zu realisieren, ist bevorzugt ein weiterer Komparator vorgesehen. Dieser hat einen ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher zum Zuführen eines ladezustandsabhängigen Signals verbunden ist, einen zweiten Eingang zum Zuführen einer weiteren Schaltschwelle und einen Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher verbunden ist, wobei eine der beiden Schaltschwellen eine o- bere und die andere der beiden Schaltschwellen eine untere Schaltschwelle ist.
Für den weiteren Komparator kann eine zusätzliche Referenz- Spannungsquelle vorgesehen sein zum Bereitstellen der weiteren Schaltschwelle.
Auch die weitere Referenzspannungsquelle ist bevorzugt ausgebildet zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung.
Bevorzugt ist eine gemeinsame BIAS-Stromquelle vorgesehen, die ausgangsseitig mit den Stromzweigen des oder der Kompara- toren verbunden ist. Auch die Referenzspannungsquelle und die gegebenenfalls vorhandene weitere Referenzspannungsquelle sind mit Vorteil durch die gemeinsame BIAS-Stromquelle mit einem BIAS-Signal versorgt. Hierdurch werden die Gleichlauf- eigenschaften der Schaltung weiter verbessert . Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel des vorgeschlagenen Prinzips anhand eines Schaltbilds,
Figur 2 eine beispielhafte Weiterbildung der Schaltung von Figur 1 anhand eines Schaltplans,
Figur 3 den Aufbau eines Strom-Komparators an einem Beispiel,
Figur 4 ein Beispiel eines Strom-Komparators mit Referenzspannungsquelle und gemeinsamer BIAS- Stromversorgung,
Figur 5 ein Ausführungsbeispiel eines Spannungsreglers und
Figur 6 einen beispielhaften Signalverlauf der Kondensatorspannung eines Relaxationsoszillators.
Nachfolgend bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder gleich wirkende Teile.
Figur 1 zeigt eine Oszillatoranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Das Zeitverhalten wird durch eine Referenzkapazität als Ladungsspeicher 1 bestimmt. Ein erster Komparator 2 hat einen ersten Eingang 3, der mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden ist. Ein zweiter Eingang 4 des Komparators dient zum Zuführen einer oberen Schaltschwelle VTH. Der Komparator 2 umfasst zwei Stromzweige, die über einen Stromspiegel mit- einander verbunden sind. Der Stromspiegel umfasst einen ersten Transistor 5 und einen zweiten Transistor 6. Der erste Transistor 5 ist als Diode verschaltet. Der Drain-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 5 ist mit dessen Gate-Anschluss und über eine Stromquelle 7 mit einem Versor- gungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ersten Transistors 5 bildet den Eingang 4. Der ausgangsseiti- ge Transistor 6 des Stromspiegels ist mit seinem Drain- Anschluss, der zugleich den Ausgang 9 des Komparators 2 bil- det, über eine Stromquelle 10 mit dem Versorgungspotenzialan- schluss 8 verbunden. Der Source-Anschluss des ausgangsseiti- gen Stromspiegeltransistors 6 bildet den Eingang 3. Parallel zum Ladungsspeicher 1 ist ein Entladestromzweig geschaltet, der einen Schalter 11 umfasst.
Eine erste Referenzspannungsquelle 12 umfasst zwei bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Serie verschaltete Transistoren 13, 14. Diese Serienschaltung ist zwischen eine Stromquelle 15, die gegen Versorgungspotenzial 8 geschaltet ist, und ei- nen Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Die Gate- Anschlüsse der beiden Transistoren 13, 14 der ersten Referenzspannungsquelle 12 sind miteinander und mit der Stromquelle 15 verbunden. Am Verbindungsknoten der gesteuerten Strecken der Transistoren 13, 14 ist der Ausgang der Refe- renzspannungsquelle gebildet, der mit dem Eingang 4 des Komparators 2 verbunden ist.
Spiegelsymmetrisch zu dem ersten Komparator 2 und der ersten Referenzspannungsquelle 12 ist ein zweiter Komparator 17 mit einer zweiten ReferenzSpannungsquelle 18 aufgebaut. Einer der beiden Eingänge des zweiten Komparators 17 ist ebenfalls mit dem Ladungsspeicher 1 verbunden. Am ausgangsseitigen Transis- tor des Stromspiegels des zweiten Komparators 17 ist ein Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 gebildet.
Die Stromquellen 7, 10 des ersten Komparators 2, die Strom- quelle der ersten Referenzspannungsquelle 15 sowie die Stromquellen des zweiten Komparators 17 und der zweite Referenz- Spannungsquelle 18 sind durch eine gemeinsame BIAS-Quelle 20 angesteuert. Eine Steuereinheit 21 hat zwei Eingänge, die mit den Ausgängen 9, 19 der Komparatoren 2, 17 verbunden ist. Ein Ausgang der Steuereinheit 21 ist mit einem Steuereingang des Schalters 11 zu dessen Ansteuerung verbunden. Bezüglich ihrer Spannungsversorgung ist die Steuereinheit 21 über einen Spannungsregler 22 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Spannungsregler 22 stellt eine bezüglich der Spannung VDD am Versorgungspotenzialanschluss 8 geringere
VersorgungsSpannung VLOGIC bereit. Der Ausgang der Steuereinheit 21 ist weiterhin mit einem Frequenzteiler 23 verbunden, an dessen Ausgang das Ausgangs-Taktsignal CLK des Oszillators von Figur 1 bereitgestellt ist. Auch der Frequenzteiler 23 ist zu seiner Spannungsversorgung an den Ausgang des Spannungsreglers 22 angeschlossen.
Der Komparator 2 vergleicht die aktuell über dem Ladungsspeicher 1 abfallende Spannung mit der oberen Schaltschwelle VTH, die die erste Referenzspannungsquelle 12 liefert. Sobald bei einem Aufladevorgang des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 diese obere Schaltschwelle überschreitet, wird am Ausgang 9 ein Signal SET an die Steuereinheit 21 abgegeben, die daraufhin den Entladevorgang durch Schließen des Schalters 11 einleitet. Sobald durch die nachfolgende Entladung des Ladungsspeichers 1 die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 unter eine untere Schaltschwelle VTL absinkt, was der zweite Komparator 17 ermittelt, gibt dieser am Aus- gang 19 ein invertiertes Rücksetz-Signal RESET an die Steuereinheit 21 ab. Daraufhin öffnet diese den Schalter 11 wieder, sodass ein erneutes Aufladen des Ladungsspeichers 1 erfolgt.
Vorliegend erfolgt das Aufladen des Ladungsspeichers 1 nicht durch einen separaten Stromzweig, sondern vielmehr wird ein ohnehin vorhandener Stromzweig der Komparatoren 2, 17 mitbenutzt. Dadurch wird mindestens ein stromführender Zweig der Schaltung eingespart. Dadurch ist eine deutliche Verringerung des Strombedarfs der Schaltung möglich. Die vorliegende
Schaltung kommt mit einem typischen Versorgungsstrom von nur Zehn Nanoampere einschließlich BIAS-Versorgung und Steuerlogik aus. Bei der vorgeschlagenen Schaltung ist die Empfindlichkeit gegenüber Temperaturschwankungen und Schwankungen der Versorgungsspannung VDD sehr gering. Der typische, mit dem vorgeschlagenen Prinzip erzielbare Temperaturkoeffizient beträgt 300 ppm pro Grad Celsius. Die vorgeschlagene Schaltungsarchitektur ist besonders für Anwendungen geeignet, bei denen der Leistungsverbrauch kritisch ist, beispielsweise für sogenannte Ultra Low Power-Anwendungen mit schwachen Energiequellen wie eingangs erläutert.
Die vorgeschlagene Ausführung umfasst eine Stromreferenz mit Selbstvorspannungserzeugung, englisch: self-biased current reference, zur Erzeugung eines zur absoluten Temperatur proportionalen Ladestroms. Mit dieser Stromquelle wird der Ladungsspeicher 1 aufgeladen. Die Spannung über dem Ladungsspeicher 1 wird mit je einer Referenzspannung VTH, VTL verglichen, die ebenfalls proportional zur absoluten Temperatur ist. Dadurch werden Temperaturschwankungen mit Genauigkeit erster Ordnung kompensiert . Anstelle der vorgeschlagenen Stromquelle 10, 7, 15 könnten auch andere Stromquellen zum Einsatz kommen.
Die vorgeschlagene Stromquelle reduziert den Stromverbrauch zusätzlich durch die durchgängige Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten der Verstärkung. Die vorgeschlagene Stromquelle 10 verwendet bevorzugt MOSFET-Transistoren, die entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben werden. Im Ergebnis ist dieser Schaltkreis mit beson- ders geringen VersorgungsSpannungen betreibbar und verbraucht weniger Leistung als bisher vorgeschlagene Stromquellen dieser Art .
Es könnten auch Stromspiegel zum Einsatz kommen, die nicht auf Widerstands-Einheitswerten basieren. Dies würde in höherem Leistungsverbrauch als bei Verwendung von Stromspiegeln mit Einheitswerten in der Verstärkung resultieren.
Die Versorgung des RS-Flip-Flops in der Steuereinheit 21 zum Umschalten zwischen Auflade- und Entladebetrieb des Ladungsspeichers mit reduzierter Versorgungsspannung senkt den Gesamtstromverbrauch der Anordnung weiter.
Figur 2 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung von Figur 1 an einem Beispiel. Insoweit sich diese Ausführungsbeispiele in den verwendeten Bauteilen und deren vorteilhafter Verschal- tung und Funktionsweise entsprechen, wird eine Wiederholung der Beschreibung an dieser Stelle vermieden.
Bezüglich der Komparatoren 2, 17 und der Referenzspannungs- quellen 12, 18 ist Figur 2 dahingehend weitergebildet, dass die Stromquellen 7, 10, 15 dieser Funktionsblöcke als unipolare Transistoren ausgebildet sind, deren Gate-Anschlüsse miteinander und mit einem Ausgang einer BIAS-Quelle 20 verbunden sind. Die BIAS-Quelle 20 umfasst im Einzelnen einen ersten Stromzweig zur Bildung einer Referenzquelle 24 mit zwei in Serie verschalteten Transistoren, deren Aufbau und Verschaltung der Referenzspannungsquelle 12 entspricht. Auch diese Serienschaltung ist zwischen einen Stromquellentransistor 25 und den Bezugspotenzialanschluss 16 geschaltet. Der Stromquellentransistor 25 ist an seinem Source-Anschluss mit dem Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden. Der Ausgangs- abgriff der Referenzspannungsquelle 24 ist mit einem Source- Anschluss eines ausgangsseitigen Transistors 26 eines Stromspiegels 26, 27 verbunden. Die Transistoren 26, 27 des Stromspiegels sind gateseitig miteinander verbunden. Der eingangs- seitige Transistor 27 dieses Stromspiegels hat ein mit seinem Drain-Anschluss verbundenes Gate. Der Source-Anschluss des eingangsseitigen Stromspiegeltransistors 27 ist mit dem Bezugspotenzialanschluss 16 verbunden. Ein weiterer Stromspiegel umfasst zwei sourceseitig gegen den Versorgungspotenzialanschluss 8 geschaltete Transistoren 28, 29. Während der Drain-Anschluss des eingangsseitigen, als Diode verschalteten Transistors 28 mit dem Drain-Anschluss des Transistors 26 verbunden ist, ist der Drain-Anschluss des ausgangsseitigen Transistors 29 des weiteren Stromspiegels mit dem Drain- Anschluss des Transistors 27 verbunden. Die Gate-Anschlüsse aller Transistoren 25, 28, 29 der BIAS-Quelle 21, die mit
Versorgungspotenzialanschluss 8 verbunden sind, sind miteinander in dem Ausgangsanschlussknoten der BIAS-Quelle verschaltet.
Die Steuereinheit 21 ist in Figur 2 als RS-Flip-Flop 30 ausgebildet. Das RS-Flip-Flop 30 hat einen Setz-Eingang S, einen Rücksetz-Eingang R, einen Ausgang Q und einen invertierenden Ausgang. Ein Versorgungsspannungsanschluss der Steuereinheit 21, vorliegend des Flip-Flops 30, ist mit einem Ausgang eines Spannungsreglers 22 verbunden. Der Setz-Eingang S ist mit dem Ausgang 9 des ersten Komparators 2 verbunden. Der Rücksetz- Eingang R ist mit dem Ausgang 19 des zweiten Komparators 17 verbunden. Der Ausgang Q des RS-Flip-Flops 30 ist mit einem Gate-Anschluss eines Transistors verbunden, dessen gesteuerte Strecke parallel zum Ladungsspeicher 1 geschaltet ist und den Schalter 11 repräsentiert.
Der Spannungsregler 22 in Figur 2 hat den nachfolgend anhand von Figur 5 beschriebenen Aufbau, wobei seine BIAS- Stromquelle 31 als Transistor ausgebildet ist, dessen Gate- Anschluss zur Bias-Versorgung des Spannungsreglers 22 ebenfalls mit dem Ausgang der BIAS-Quelle 20 verbunden ist.
Der Ausgang des zweiten Komparators 17 ist über einen Inver- ter mit dem Rücksetzeingang R des Flip-Flops 30 verbunden.
Figur 3 zeigt das Prinzip des gemäß dem vorgeschlagenen Prin- zip verwendeten Stromkomparators 2 von Figur 1. Außerdem ist rechts daneben das äquivalente Ersatzschaltbild eines Komparators für zwei Eingangsspannungen VN, VP an seinen Eingängen gezeigt. Der Aufbau und die Funktionsweise des Komparators 2 wurde bereits anhand des ersten Komparators 2 von Figur 1 ausführlich erläutert und soll daher an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben werden.
Figur 4 zeigt die BIAS-Quelle 20 von Figur 2. Da die Schaltungen einander in Aufbau und Funktionsweise weitgehend ent- sprechen, soll die Beschreibung an dieser Stelle nicht wiederholt werden. Wie bereits erläutert ist es vorteilhaft, Stromspiegel mit Einheitswerten der beteiligten Bauteile zu verwenden, da dadurch eine weitere Reduzierung des Strom- Verbrauchs möglich ist. Die beteiligten Transistoren werden entweder in schwacher Inversion oder in mäßiger Inversion betrieben, was noch weiter den Stromverbrauch der so genannten selbstvorspannenden Stromquelle reduziert. Die Dimensionie- rung kann durch das Übersetzungsverhältnis K des Stromspiegels 26, 27 eingestellt werden.
Figur 5 zeigt den Spannungsregler 22 von Figur 2. Er umfasst einen Verstärker 32 mit adaptiver BIAS-Regelung. Der Verstär- ker 32 ist als Differenzverstärker ausgebildet. Die BIAS-
Stromquelle 31 dieses Spannungsreglers wird bevorzugt durch die gemeinsame BIAS-Quelle 20 versorgt und steuert einen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 an. Der Ausgangsknoten 33 des Spannungsreglers 22 ist mittels einer Stützkapazität 34 stabilisiert und zugleich auf einen anderen der Eingänge des Differenzverstärkers 32 rückgeführt.
Figur 6 zeigt beispielhaft einen Spannungsverlauf eines Relaxationsoszillators, wie er in Figur 1 oder 2 an Ausführungs- beispielen gezeigt ist. Man erkennt den dreieckförmigen Spannungsverlauf über der Kapazität des Ladungsspeichers 1, die zwischen der unteren Schaltschwelle VTL und der oberen Schaltschwelle VTH verläuft.
Selbstverständlich kann die Schaltung in alternativen Ausführungsformen auch in anderer als der gezeigten MOS- Schaltungstechnik aufgebaut sein. Bezugszeichenliste
1 LadungsSpeicher
2 Komparator
3 Eingang
4 Eingang
5 Transistor
6 Transistor
7 Stromquelle
8 Versorgungspotenzialanschluss
9 Ausgang
10 Stromquelle
11 Schalter
12 Referenzspannungsquelle
13 Transistor
14 Transistor
15 Stromquelle
16 Bezugspotenzialanschluss
17 Komparator
18 ReferenzSpannungsquelle
19 Ausgang
20 BIAS-Quelle
21 Steuereinheit
22 Spannungsregler
23 Frequenzteiler
24 ReferenzSpannungsquelle
25 Stromquellentransistor
26 Transistor
27 Transistor
28 Transistor
29 Transistor
30 Flip-Flop
31 Stromquellentransistor 32: Differenzverstärker
33 : Ausgang
34 : Stützkapazität
VDD: VersorgungsSpannung
VSS: Bezugspotenzial
VTH : obere Schaltschwelle
VTL : untere Schaltschwelle
CLK: Ausgangssignal

Claims

Patentansprüche
1. Oszillatoranordnung, aufweisend
- einen Ladungsspeicher (1) , - einen Komparator (2) mit einem ersten Eingang (3), der mit dem Ladungsspeieher (1) zum Zuführen eines von dessen Ladezustand abhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang (4) zum Zuführen einer Schaltschwelle (VTH) und mit einem Ausgang (9) , der mit dem Ladungsspeicher (1) verbun- den ist, dadurch gekennzeichnet, dass
- der Komparator (2) als Strom-Komparator mit zwei Stromzweigen ausgebildet ist, die mit den Eingängen (3, 4) des Kom- parators gekoppelt sind und von denen zumindest ein Strom- zweig an den Ladungsspeicher (1) angeschlossen und dazu eingerichtet ist, einen Auf- und/oder Entladestrom des Ladungsspeichers (1) zu führen.
2. Oszillatoranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (2) einen ersten Stromzweig (6, 10) um- fasst, der von dem ladezustandsabhängigen Signal stromgesteuert ist, und dass der Komparator einen zweiten Stromzweig (5, 7) umfasst, der von der Schaltschwelle (VTH) stromgesteuert ist.
3. Oszillatoranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Stromzweige des Komparators über einen Strom- Spiegel (5, 6) miteinander gekoppelt sind.
4. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein zu- und abschaltbarer Entladestromzweig (11) parallel zu dem Ladungsspeicher (1) geschaltet ist.
5. Oszillatoranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinheit (21) vorgesehen ist mit einem Eingang, der mit dem Ausgang (9) des Komparators verbunden ist, und mit einem Ausgang, der mit einem Steuereingang zum Zu- und Abschalten des Entladestromzweigs (11) verbunden ist.
6. Oszillatoranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Spannungsregler (22) zum Bereitstellen einer reduzierten Spannung (VLOGIC) vorgesehen ist, dessen Ausgang mit einem Versorgungsspannungsanschluss der Steuereinheit (21) verbunden ist.
7. Oszillatoranordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Frequenzteiler (23) an den Ausgang der Steuereinheit (21) angeschlossen ist.
8. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Referenzspannungsquelle (12) vorgesehen ist, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang (4) des Komparators (2) zum Zuführen der Schaltschwelle verbunden ist.
9. Oszillatoranordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzspannungsquelle (12) ausgebildet ist zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung .
10. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Komparator (17) vorgesehen ist mit einem ersten Eingang, der mit dem Ladungsspeicher (1) zum Zuführen eines ladezustandsabhängigen Signals verbunden ist, mit einem zweiten Eingang zum Zuführen einer weiteren Schaltschwelle (VTL) und mit einem Ausgang, der mit dem Ladungsspeicher (1) verbunden ist, wobei eine der beiden Schaltschwellen eine o- bere und die andere der beiden Schaltschwellen eine untere Schaltschwelle ist.
11. Oszillatoranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine weitere ReferenzSpannungsquelle (18) vorgesehen ist, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang des weiteren Kom- parators (17) zum Zuführen der weiteren Schaltschwelle (VTL) verbunden ist .
12. Oszillatoranordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Referenzspannungsquelle (18) ausgebildet ist zum Bereitstellen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung .
13. Oszillatoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass eine gemeinsame Bias-Stromquelle (20) vorgesehen ist, die ausgangsseitig mit den Stromzweigen (7, 10) des Kompara- tors (2) verbunden ist.
14. Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals mit den Schritten: - Aufladen eines Ladungsspeichers (1) mit einem Aufladestrom,
- Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungsspeichers (1) abhängigen Signals mit einer Schaltschwelle (VTH) mittels eines Komparators (2) , - Entladen des Ladungsspeichers (1) , gekennzeichnet durch
Führen des Aufladestroms über zumindest einen von mehreren Stromzweigen (6) des Komparators (2) .
15. Verfahren nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch
Beginnen der Entladung des Ladungsspeichers (1) , wenn das vom Ladezustand des Ladungsspeichers abhängige Signal die Schaltschwelle (VTH) überschreitet.
16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, gekennzeichnet durch
Vergleichen eines vom Ladezustand des Ladungsspeichers (1) abhängigen Signals mit einer weiteren Schaltschwelle (VTL) .
17. Verfahren nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch
Beenden der Entladung des Ladungsspeichers (1), wenn das vom Ladezustand des Ladungsspeichers abhängige Signal die weitere Schaltschwelle (VTL) unterschreitet.
EP06777137A 2005-09-12 2006-08-31 Oszillatoranordnung und verfahren zum erzeugen eines periodischen signals Withdrawn EP1925078A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005043376A DE102005043376B4 (de) 2005-09-12 2005-09-12 Oszillatoranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals
PCT/EP2006/008541 WO2007031200A1 (de) 2005-09-12 2006-08-31 Oszillatoranordnung und verfahren zum erzeugen eines periodischen signals

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1925078A1 true EP1925078A1 (de) 2008-05-28

Family

ID=37478694

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP06777137A Withdrawn EP1925078A1 (de) 2005-09-12 2006-08-31 Oszillatoranordnung und verfahren zum erzeugen eines periodischen signals

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8242852B2 (de)
EP (1) EP1925078A1 (de)
DE (1) DE102005043376B4 (de)
WO (1) WO2007031200A1 (de)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102007016639B4 (de) * 2007-04-05 2012-01-19 Austriamicrosystems Ag Oszillatoranordnung und Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals
US7642872B2 (en) 2007-05-24 2010-01-05 Atmel Corporation Low cost and low variation oscillator
TWI509977B (zh) * 2010-06-04 2015-11-21 Advanced Risc Mach Ltd 超低功率振盪器
US8813135B2 (en) 2011-11-21 2014-08-19 Maxlinear, Inc. Method and system for providing a home cable network
US8674779B2 (en) * 2011-12-21 2014-03-18 Texas Instruments Incorporated Reference current generator circuit
CN103580655B (zh) * 2012-07-24 2017-05-17 飞思卡尔半导体公司 比较器和采用比较器的张弛振荡器
WO2014059560A1 (en) 2012-10-19 2014-04-24 Micron Technology, Inc. Apparatuses and methods for providing oscillation signals
CA2939453A1 (en) * 2014-01-29 2015-08-06 Matthew Guthaus Current-mode clock distribution
CN104124921B (zh) * 2014-07-02 2017-02-15 浙江大学 基于电流模比较器的低压低功耗cmos张弛振荡器及方法
DE102014111900B4 (de) * 2014-08-20 2016-03-03 Infineon Technologies Austria Ag Oszillatorschaltung
JP6788850B2 (ja) * 2017-12-15 2020-11-25 富士電機株式会社 コンパレータと、そのコンパレータを用いた発振器回路
US10819351B1 (en) * 2019-05-28 2020-10-27 Texas Instruments Incorporated Gate driver circuit with a closed loop overdrive generator
KR102494339B1 (ko) * 2020-12-17 2023-02-06 삼성전기주식회사 온도 및 전원전압 보상기능을 갖는 튜너블 발진기
TWI794081B (zh) * 2022-04-20 2023-02-21 新唐科技股份有限公司 具有溫度補償的震盪器與使用其的電子裝置
CN117254775B (zh) * 2023-09-27 2024-03-08 江苏帝奥微电子股份有限公司 一种自偏置振荡电路

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4205279A (en) * 1977-09-12 1980-05-27 Motorola, Inc. CMOS Low current RC oscillator
US4714901A (en) * 1985-10-15 1987-12-22 Gould Inc. Temperature compensated complementary metal-insulator-semiconductor oscillator
US4734656A (en) * 1987-01-02 1988-03-29 Motorola, Inc. Merged integrated oscillator circuit
US4868525A (en) * 1988-09-23 1989-09-19 Dallas Semiconductor Corporation Temperature-stabilized oscillator
NL8802719A (nl) * 1988-11-07 1990-06-01 Philips Nv Relaxatie-oscillator met vertragingssturing.
US5315230A (en) * 1992-09-03 1994-05-24 United Memories, Inc. Temperature compensated voltage reference for low and wide voltage ranges
US5345195A (en) * 1992-10-22 1994-09-06 United Memories, Inc. Low power Vcc and temperature independent oscillator
US5604467A (en) * 1993-02-11 1997-02-18 Benchmarg Microelectronics Temperature compensated current source operable to drive a current controlled oscillator
DE69514090T2 (de) * 1995-03-31 2000-05-25 Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno, Catania Oszillatorschaltung mit einer versorgungsspannungsunabhängigen Oszillatorfrequenz
US5917346A (en) * 1997-09-12 1999-06-29 Alfred E. Mann Foundation Low power current to frequency converter circuit for use in implantable sensors
US6020792A (en) * 1998-03-19 2000-02-01 Microchip Technology Inc. Precision relaxation oscillator integrated circuit with temperature compensation
DE10106486C2 (de) * 2001-02-13 2003-02-27 Infineon Technologies Ag Oszillatorschaltung
DE10157292A1 (de) * 2001-11-22 2003-06-05 Infineon Technologies Ag Temperaturstabilisierter Oszillator-Schaltkreis
US6768366B2 (en) * 2002-06-29 2004-07-27 Macronix International Co., Ltd. Charge pump system and clock generator
ITMI20042052A1 (it) * 2004-10-28 2005-01-28 St Microelectronics Srl Oscillatore e relativo metodo di funzionamento
US7598822B2 (en) * 2005-04-07 2009-10-06 Texas Instruments Incorporated Process, supply, and temperature insensitive integrated time reference circuit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2007031200A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE102005043376A1 (de) 2007-03-22
US8242852B2 (en) 2012-08-14
US20100231312A1 (en) 2010-09-16
DE102005043376B4 (de) 2013-08-01
WO2007031200A1 (de) 2007-03-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102005043376B4 (de) Oszillatoranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines periodischen Signals
DE60020451T2 (de) Komparatorschaltung
DE4122978C2 (de) Restladungskompensierungsschaltung und Verfahren zum Kompensieren einer Restladung
CN103580655B (zh) 比较器和采用比较器的张弛振荡器
DE2821418A1 (de) Taktgesteuerter gleichspannungswandler
DE3024936C2 (de) Wechselspannungsverstärker in Form einer integrierten Schaltung
DE10123879A1 (de) Substratpotential-Erfassungsschaltung und Substratpotential-Erzeugungsschaltung
DE102017223808A1 (de) Niedrigleistungsoszillator unter Verwendung von Flipped-Gate-MOS
DE102009031144B4 (de) Oszillatorschaltung und Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals
DE102009036623B4 (de) Triggerschaltung und Gleichrichter, insbesondere für ein einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisendes, energieautarkes Mikrosystem
DE3880802T2 (de) Schwingungsschaltung.
DE60206734T2 (de) Leistungseffiziente integrierte ladungspumpe unter verwendung einer taktschaltung
DE19638616C2 (de) Elektronische Uhr und Verfahren zum Betreiben der elektronischen Uhr
DE3042323C2 (de) Schwingkreis
DE3343700C2 (de)
CH618793A5 (de)
DE102006040832B4 (de) Niedrigstleistungs-CMOS-Oszillator zur Niederfrequenztakterzeugung
DE10351050A1 (de) Integrierter Ladungspumpen-Spannungswandler
DE102008059120B4 (de) Verfahren zur Steuerung einer Verzögerungszeit einer Impulsverzögerungsschaltung und Impulsverzögerungsschaltung zur Anwendung eines solchen Verfahrens
DE10345131B4 (de) RC-Oszillatorschaltung
JP3511753B2 (ja) リングオシレータ及び発振方法
DE102007016639B4 (de) Oszillatoranordnung und Verfahren zum Bereitstellen eines Taktsignals
DE69220889T2 (de) Spannungsgesteuerte Hochfrequenzoszillatorschaltung
DE102005042309B4 (de) Frequenzteiler-Schaltkreisanordnung
DE102017209184A1 (de) Regelschaltkreis und integrierte Schaltkreishalbleitervorrichtung

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20080312

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): FR GB IT

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): FR GB IT

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION HAS BEEN WITHDRAWN

18W Application withdrawn

Effective date: 20090522