EP1844544A2 - Demodulateur et modulateur-demodulateur par conversion directe de frequence - Google Patents

Demodulateur et modulateur-demodulateur par conversion directe de frequence

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Publication number
EP1844544A2
EP1844544A2 EP05809116A EP05809116A EP1844544A2 EP 1844544 A2 EP1844544 A2 EP 1844544A2 EP 05809116 A EP05809116 A EP 05809116A EP 05809116 A EP05809116 A EP 05809116A EP 1844544 A2 EP1844544 A2 EP 1844544A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
input
circuit
demodulator
signal
modulator
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP05809116A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Bernard Huyart
Fernando Rangel De Sousa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Groupe Des Ecoles De Telecommunications - Ecole Na
Original Assignee
Groupe Des Ecoles De Telecommunications - Ecole Nationale Superieure Des Telecommunications
GROUPE DE ECOLES DE TELECOMM E
Groupe de Ecoles de Telecommunications Ecole National Superieure des Telecommunications
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Filing date
Publication date
Application filed by Groupe Des Ecoles De Telecommunications - Ecole Nationale Superieure Des Telecommunications, GROUPE DE ECOLES DE TELECOMM E, Groupe de Ecoles de Telecommunications Ecole National Superieure des Telecommunications filed Critical Groupe Des Ecoles De Telecommunications - Ecole Nationale Superieure Des Telecommunications
Publication of EP1844544A2 publication Critical patent/EP1844544A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors

Definitions

  • the present invention relates to the field of radio frequency applications, in particular that of radiocommunication with carrier frequency and transceivers by direct conversion of frequency.
  • the invention more particularly relates to a demodulator and a modulator-demodulator adapted to be used in particular in such transceivers.
  • Direct frequency conversion receivers - also known as homodynes - have become widespread today because of the simplicity of the circuits which makes it possible to limit the costs in comparison with heterodyne architectures. Its principle is based on the vector decomposition of the modulated signal received. Since the modulated signals received are completely characterized by their complex envelopes, a base defined by two orthogonal vectors - the so-called Cartesian base - is sufficient to represent them. However, it is very difficult to provide a two-way circuitry ensuring orthogonality between two signals in a high frequency range as used in broadband and / or multiple band systems.
  • Direct frequency conversion receivers more suitable for broadband and / or multiple band systems are the five or six port receivers, see more, which provide from two inputs at least three output signals from which it can be estimated the Cartesian components of the complex envelope of the modulated signal received. These systems make it possible to overcome the orthogonality constraints of Cartesian receivers by means of a calibration procedure throughout the operating frequency band. Similarly, there are uplinks for direct conversion transmitters using two-way modulators carrying Cartesian base signals. Modulators based on three vectors have also been proposed.
  • EP-A-0 805 561 discloses a six-port junction based demodulator, power detectors and an analog processing circuit for retrieving the I and Q Cartesian components of the complex envelope of the received signal.
  • US-A-6,650,178 a direct conversion receiver with at least three ports. This circuit uses two passive interferometric circuits connected by a phase shifter element. The information carried by the received signal is recovered from the
  • US-A-5,498,969 discloses a six-port junction architecture applied to a vector measurement device with a power divider circuit, a phase shifter circuit, a suitable power sensor and three other non-adapted.
  • EP-A-0 841 756 discloses a six-port receiver using a correlator circuit in which the received modulated signal is summed with four signals from the reference oscillator, but out of phase with each other by 90 °.
  • the values of the Cartesian components of the baseband signal are found by an analog circuit from the powers of the RF signals.
  • US-A-5,095,536 discloses a direct conversion receiver based on a three-phase architecture and three mixer circuits.
  • the reference signal is divided into three out of phase channels which are then mixed with the received modulated signal.
  • the information is recovered by digital processing of the signals supplied to the filter and amplifier outputs placed after the mixers.
  • the aim of the invention is to propose a new technology for demodulation, or even modulation and demodulation, by direct frequency conversion which is of a simple and economical implementation, which can notably be implemented at high frequencies such as as microwave but allow to be integrated more easily than existing technologies and that is capable of operating in wide frequency band if this is desirable.
  • the present invention firstly proposes a vector addition device of two modulated or non-modulated alternating electrical signals, comprising:
  • a first circuit connected to the first input and comprising a number n of outputs, the first circuit supplying, from the first alternating signal applied to the first input, a respective alternating signal on each of the n outputs, the said alternative signals supplied on the n outputs being all of the same amplitude and the same frequency but out of phase with each other so that each is neither in phase nor in phase opposition with any other;
  • a second circuit connected to the second input and comprising the same number n of outputs, the second circuit dividing the second alternating signal towards its n outputs;
  • the invention comprises one or more of the following features:
  • each of the alternating signals supplied by the first circuit on its n outputs is out of phase with each of the other alternating signals supplied by the first circuit on its n outputs of 20 ° to 160 ° in advance or late;
  • the summators each comprise two transistors mounted in a differential amplifier;
  • the first circuit comprises the same number n of amplifiers, the input of each of the amplifiers being connected to the first input and the output of each of the amplifiers being then connected to a respective phase shift circuit.
  • the number n is equal to 3
  • each of the alternating signals supplied by the first circuit on its three outputs is out of phase with each of the other two alternative signals supplied by the first circuit on its three outputs by an angle of 80 ° to 160 ° in advance or late; each of the alternating signals supplied by the first circuit on its three outputs is out of phase with each of the other two alternative signals supplied by the first circuit on its three outputs by an angle of 120 ° in advance or late;
  • each of the summers is connected to a respective power sensor.
  • the invention also proposes a direct conversion demodulator, comprising:
  • the invention also proposes an RF receiver, comprising:
  • a demodulator according to the invention; a local oscillator connected to the first input of the vector addition device; - an RF receiving antenna; and
  • the invention also proposes a direct conversion modulator-demodulator comprising a demodulator according to the invention and in which the modulator comprises:
  • variable gain amplifiers the input of each amplifier being connected to a respective output of the first circuit of the vector addition device;
  • the modulator-demodulator may advantageously comprise a circuit for selectively connecting the second input of the vector addition circuit to the output of the adder receiving as input the output of each of the n variable gain amplifiers.
  • the invention also proposes a transceiver, comprising:
  • a local oscillator connected to the first input of the vector addition device; and at least one RF antenna and at least one amplifier for supplying the second input of the vector addition device and for transmitting the signal obtained at the output of the summator connected to the n variable gain amplifiers.
  • the invention also proposes a method of calibrating the modulator of a modulator-demodulator according to the invention at a given frequency, the demodulator having been previously calibrated at the given frequency, the method comprising the steps of: - application of a signal alternating with the frequency given at the first input of the vector addition device;
  • the invention finally proposes a method of calibrating the demodulator of a modulator-demodulator according to the invention at a given frequency, the modulator having been previously calibrated at the given frequency, the method comprising the steps of:
  • FIG. 1 is an illustration in the Fresnel plane of the electrical signals existing in a vectorial addition device according to the invention.
  • FIG. 1 is a block diagram of a transceiver embodying the invention.
  • FIG. 3 is an electronic diagram of a particular embodiment of a transceiver according to the invention.
  • FIGS. 4 to 6 illustrate the results obtained with the circuit described with reference to FIG.
  • the vector addition device of two alternative electrical signals comprises a first input for receiving a first AC electrical signal and a second input for receiving a second AC electrical signal. It comprises a first circuit connected to the first input and comprising a number n of outputs, the first circuit providing, from the first alternating signal applied to the first input, a respective alternating signal on each of the n outputs, said alternative signals provided on the n outputs being all of the same amplitude and the same frequency but out of phase with each other.
  • These alternative signals provided on the n outputs are out of phase so that each is neither in phase nor in phase opposition with any other of them. In other words, in the Fresnel plane, none of the corresponding vectors is collinear with another of these vectors.
  • the number n is greater than or equal to 3.
  • It further comprises a second circuit connected to the second input and comprising the same number n of outputs, the second circuit dividing the second AC signal to its n outputs. Finally, it comprises the same number n of summers each receiving at input a respective output of the first circuit and a respective output of the second circuit.
  • This device makes it possible, in particular, to supply several signals resulting from the sum of the same alternating signal with another alternating signal of the same frequency each time being out of phase at another angle, which then makes it possible to compare the two signals on the basis of the resulting signals. .
  • the first signal provides a kind of vector base defined by n vectors, each of which is then added to the second signal.
  • FIG. 1 illustrates this situation with the number n equal to 3, the reference 100 indicating the vector corresponding to the second signal, which is added several times to the first signal each time out of phase in this case by 120 ° and whose vectors are indicated by 101A, 101B and 101C.
  • the resulting vectors of the sums are referenced 102A, 102B and 102C.
  • Such an addition device advantageously makes it possible to compare two alternating signals of the same frequency both from the point of view of their phase and of their amplitude. For this, simply apply one to the first input of the device and the other to the second input of the device. In particular, the comparison can be
  • the AC signals provided on the n outputs of the first circuit are each out of phase with all other of these signals by an angle in the range of 20 ° to 160 °, including terminals, regardless of whether either early or late.
  • the direction of the vector corresponding to any one of these signals forms an angle of at least 20 ° with respect to the direction of the vector corresponding to any of these other signals. This makes it possible to obtain a sufficient sensitivity to make the comparison. From this point of view, it is advantageous to choose in the case where n equal to three a configuration for which each output signal of the first circuit is out of phase by + 120 ° and -120 ° with respect to the other two output signals.
  • This device advantageously finds application when an incident signal is compared with a reflected signal to determine a reflection factor, for example in the analysis of electrical networks. Similarly, it finds application for the determination of transmission factor from an incident signal and the transmitted signal to implement a radar discriminator.
  • This device also makes it possible to implement a demodulator by direct frequency conversion by applying the modulated signal to the second input and to the first input the signal of a local oscillator frequency-adjusted to that of the modulated signal.
  • This is preferably digital modulation, but analog modulation is also possible.
  • this is phase and / or amplitude modulation, but frequency modulation is also possible.
  • the use of summators followed by quadratic detectors is advantageous over the use of mixers as in US-A-5,095,536 since the latter are more complex and more expensive.
  • the third vector makes it possible to eliminate the ambiguity due to quadratic detection by
  • the receiver portion of the transceiver comprises a D demodulator, a LO local oscillator and a modulated signal receiving antenna RFin.
  • the demodulator D comprises a vector base generator 1, an RF signal splitter circuit 2, three RF signal summers 3a, 3b and 3c, three power sensors 4a, 4b and 4c, an analog conversion block. digital 5 and a digital processing circuit 6.
  • the vector base generator 1, the RF signal divider circuit 2 and the three RF signal adder 3a, 3b and 3c constitute a vectorial adjuster as previously described.
  • the demodulator D receives as input the modulated signal RFin and the alternating signal of a local oscillator LO which serves as a reference.
  • the signal of the local oscillator LO is applied to the input of the vector base generator 1. From this signal, the vector base generator 1 outputs three alternating signals of the same frequency and of the same amplitude, but which are out of phase between they, each of the three signals being provided on a separate path. Each of the three channels is connected to an input of a respective summator 3a, 3b and 3c.
  • the phase shift between the three signals can be obtained using passive or active filters, transmission lines or any other circuit providing a phase shift to a signal in the operating frequency interval of the demodulator.
  • the modulated RFin signal is amplified by a low brait amplifier, not shown, before being applied to the divider circuit 2.
  • the divider circuit 2 divides the modulated RFin signal into three distinct channels without introducing a phase difference between
  • R ⁇ Brcvets ⁇ 22700 ⁇ 22719.doc - 8/22 they do not differ in amplitude.
  • Each of these three paths is connected to the input of a respective summator 3a, 3b and 3c.
  • the divider circuit 2 is represented symbolically in FIG. 1 by an input branch on which three branches each connected to an input of a respective summator 3a, 3b and 3c are connected.
  • the divider circuit 2 can be implemented by placing the transistors in parallel with their matching and polarization circuits, which has the advantage of allowing the integration of the circuit and providing a wide band of operation by compared to classical structures based on propagation lines such as Wilkinson splitters.
  • Each of the summers 3a, 3b and 3c thus provides at the output a signal corresponding to the addition of the signal provided by a respective channel of the vector base generator 1 and the RFin signal after division.
  • the power of the output signal of each adder 3a, 3b and 3c is measured by a respective power sensor 4a, 4b and 4c which outputs an analog signal representative of the signal power.
  • each power sensor 4a, 4b and 4c is implemented by a non-linear element such as a Schottky diode, followed by a low-pass filter to eliminate signal components other than those of the baseband.
  • the analog signal supplied by each power sensor 4a, 4b and 4c is then converted into a digital signal by the analog / digital conversion unit 5, the digital signal being supplied to the digital processing circuit 6. Before digital conversion, this analog signal can optionally be conditioned by an adjustable gain amplifier circuit and / or a compensation circuit of the voltage or DC offset.
  • the analog / digital conversion block 5 is implemented by a respective analog / digital converter for each power sensor 4a, 4b and 4c, with the sampling of these converters being simultaneous to ensure the coherence of the three measurement channels.
  • the frequency of the local oscillator LO is set to that of the modulated signal RFin.
  • the digital processing circuit 6 determines the Cartesian components of the complex envelope - referenced by Out (I, Q) in FIG. 1 - of the modulated signal RFin by digital processing of the signals representative of the powers measured by the power sensors 4a, 4b and 4c. In other words, the digital processing circuit 6 provides the demodulated signal.
  • the digital processing circuit can conventionally comprise a microprocessor.
  • the digital processing may be based on an appropriate algorithm and / or on a conversion table such as for example described by FR de Sousa, B. Huyart, SYC Catunda and RN de Lima in "A to D Converters and Look-up Tables Dimensioning". for Five-Port Reflectometer Based Systems "published in the Proceedings of the
  • This digital processing is based on the transfer functions of the different channels of the demodulator, in particular the phase shifts and attenuations introduced by the vector base generator 1, the divider circuit 2 and the summers 3a, 3b and 3c, as well as the faults. linearity of the power sensors 4a, 4b and 4c. Moreover, these transfer functions generally vary according to the frequency with which the demodulator works.
  • the parameters of the transfer function can be determined by a calibration procedure similar to those used in the prior art for five-port receivers or the like. For example, predetermined modulated signal sequences are sent by a base station to the transceiver which has previously stored the Cartesian components I and Q - respectively the real part and the imaginary part - corresponding to the complex envelope of these signals. After demodulation, the digital processing circuit 6 calculates the calibration constants so that the Cartesian components obtained by the demodulation are identical to those in memory, thus making it possible to calibrate the demodulator D as a function of the differences noted.
  • the digital processing circuit 6 can further decode the demodulated signal before being restored in a conventional manner.
  • VLO and ⁇ respectively the amplitude and the pulsation of the signal supplied by the local oscillator LO;
  • the divider circuit 2 provides three signals each expressing: with:
  • V RF (t), ⁇ (t) and ⁇ respectively the instantaneous amplitude, the instantaneous phase and the pulsation of the modulated signal RFm received at the input;
  • n 3
  • K, and KQ are dependent constants of the values of aj, bj, ⁇ , ⁇ ; and VLO
  • the calibration procedure mentioned previously therefore consists of determining ai, ⁇ , Ki and KQ.
  • these constants are expressed as a function of the parameters a ;, b; and ci from a matrix inversion of the system of three equations connecting the 3 measurement data v 3 '(t), v 4 ' (t) and v 5 '(t) to the three unknowns VRFCO 2 ' I (t) , Q (t) below:
  • V 4 1 Ct) b 4 .
  • VRF (0 2 + c 4 .cos ⁇ 4 I (t) + c 4 .sin ⁇ 4 Q (t) v 5 '(t) b 5.
  • v 3 '(t) v 3 (t) - a 3 .V LO 2
  • v 4 ' (t) v 4 (t) - a 4 .V LO 2
  • v 5 '(t) v 5 (t) - a 5 .V LO 2
  • the variables v 3 (t), v 4 (t), v 5 (t) are the analog output voltages of the power sensors.
  • the transmitter part of the transceiver is based on a modulator M.
  • the modulator M comprises a digital processing circuit which can be common with the demodulator D as shown in FIG. 1 by the circuit 6.
  • D also comprises a block of digital-to-analog conversion 7 and three RF amplifiers with adjustable gain 8a, 8b and 8c and an RF signal summer 9.
  • the modulator M furthermore comprises the vector base generator 1, which is therefore advantageously common with the demodulator D.
  • Each of the three output channels of the VBG 1 is applied to the input D a respective amplifier 8a, 8b and 8c.
  • each amplifier is controlled by a respective signal determined by the digital processing circuit 6 from the Cartesian components In (I, Q) of the coded signal to be modulated for its transmission.
  • This digital processing is based on the transfer functions of each channel of the modulator, including phase shifts and attenuations introduced by the vector base generator 1 and the linearity defects of the amplifiers 8a, 8b and 8c.
  • these transfer functions generally vary according to the frequency with which the modulator is working. It will be understood that the amplifiers 8a, 8b and 8c do not necessarily work at a gain greater than 1, but can work equally or exclusively at a gain less than 1, that is to say attenuator.
  • the gain control signals determined by the digital processing circuit 6 are converted into analog signals by the digital-to-analog converter block 7 to each be applied to the control input of a respective amplifier 8a, 8b and 8c.
  • the digital / analog conversion block 7 is implemented by a respective digital / analog converter for each amplifier 8a, 8b and 8c.
  • each amplifier 8a, 8b and 8c is applied to a respective input of the adder 9. Therefore, the adder 9 outputs the modulated signal RFout which is the sum of the three signals provided by the amplifiers 8a, 8b and 8c.
  • the output signal RFout of the modulator M is then conventionally amplified and applied to a transmitting antenna. Furthermore, the coding of the signal to be transmitted can be carried out by the digital processing circuit 6 prior to the determination of the gain control signals of the amplifiers 8a, 8b and 8c.
  • Both the vector addition device according to the invention and the demodulator and the modulator-demodulator which incorporate it can be implemented to work at any frequency at which the receiver and the transceiver operate. They are particularly suitable for working at frequencies greater than or equal to 900MHz and can be used in broadband or multiband applications covering several gigahertz.
  • the receiver and the transceiver according to the invention can work in different frequency bands by setting the frequency of the local oscillator to the desired frequency.
  • transmission and reception can be at the same frequency or at different frequencies by changing the frequency of the local oscillator in correspondence.
  • the invention provides a cost-effective time division duplex transceiver solution - abbreviated as TDD in English - since the vector base generator is common to the transmitting part and the receiving part. It is possible to implement a transceiver operating in frequency division duplex in - abbreviated as FDD in English - by adding a second vector base generator, one being specific to the demodulator and the other to the modulator.
  • the transceiver may be subject to an automatic calibration of its modulator M after its demodulator D has been calibrated.
  • the preliminary calibration of the demodulator D can be carried out in a conventional manner, in particular as described above.
  • a controlled switch 20 - made for example by a transistor - makes it possible to selectively connect the output RFout of the modulator M to the input RFin of the demodulator D.
  • the connection is shown in dashed lines in FIG. 2.
  • the digital processing circuit 6 comprises in FIG. memory the Cartesian components of the complex envelope of a predetermined sequence of signals. To proceed with the calibration of the modulator M, the digital processing circuit 6 causes the switch 20 to close.
  • R Brcvets ⁇ 22700 ⁇ 227I9 doc - 13/22 complex obtained by demodulation with the corresponding Cartesian components in memory used for modulation.
  • the digital processing circuit 6 then calibrates the modulator M according to the differences observed during the comparisons. This calibration is made possible because the demodulator D has been previously calibrated and therefore the discrepancies observed during the comparisons come only from the error on the parameters of the modulator M in memory in the digital processing circuit 6.
  • the transceiver can be subjected to an automatic calibration of its demodulator D after its modulator M has been calibrated in a conventional manner.
  • FIG. 3 shows a simplified electronic transceiver diagram of FIG. 2 which has been implemented in MMIC technology (microwave monolithic integrated circuit) using the GaAs technology (ED02AH) of OMMIC.
  • the vector base generator 1 has a three-way channel divider circuit realized by three amplifiers, the input of each of which is connected to the local oscillator LO.
  • each amplifier is implemented in the form of a Tl transistor type FET 20 ⁇ m x 4. The fact of using an amplifier-based divider circuit makes it possible to maintain a constant response over a very wide band frequency.
  • the transistors T1 are followed by respective phase-shifting circuits to provide the three output signals out of phase with each other.
  • two all-pass filters and a fourth-order bandpass filter are used.
  • the following values of the components provide a phase shift of 120 ° between two consecutive output channels of the vector base generator 1 in the frequency band 1.8-5.5 GHz: CIa: 0.16 pF Cb: 0.47 pF CIc : 0.31 pF
  • the summers 3a, 3b and 3c as well as the power sensors 4a, 4b and 4c are made identically. For this reason, only the components of the summator 3a and the power sensor 4a are referenced in FIG.
  • the summers 3a, 3b and 3c are each made by a pair of transistor T2 mounted as a differential amplifier.
  • the transistors T2 are of the type
  • the use of transistors provides the advantage of operating in a wide band of frequencies in comparison with the adder using transmission lines. In addition, they offer the choice of amplification, which can be an advantage when considering using the circuit with low power RF signals.
  • the power sensors 4a, 4b and 4c each consist of a transistor T3, in this case of the FET type 10 ⁇ m ⁇ 1, with the channel close to the nip, which makes it operate in a very non-linear regime that approaches that of a Schottky diode.
  • each low-pass filter comprises the resistors R1 and R2 and the capacitor C3 whose values are:
  • each power sensor 4a, 4b and 4c delivers a respective output voltage Va, Vb and Vc which is then digitized by the analog / digital conversion block 5 - not shown in FIG. 3 - for the purpose of digital processing to provide the Cartesian components of the complex envelope of the RFin modulated signal.
  • the modulated signal RFin is applied to the gates of three transistors of the summator 3a, 3, and 3c.
  • the connection of their gates is possible because the isolation between drain and gate is very high, which makes it possible to consider the transistor as unidirectional.
  • the matching circuit - not shown - takes into account the reflection factor of the three transistors to allow adaptation. Individually, each transistor works as an amplifier. In this way, the reference divider circuit 2 is obtained in FIG.
  • variable gain amplifiers 8a, 8b and 8c of the modulator M are all identical, which is why only the components of the amplifier 8a are referenced in FIG. 3.
  • Each amplifier comprises two transistors T4 and T5 mounted in cascode.
  • the gain control voltages are symbolized by the generators 10a, 10b and 10c respectively.
  • the transistors T4 are of the FET 25 ⁇ m ⁇ 4 type and the T5 transistors are of the 22.5 ⁇ m ⁇ 2 FET type.
  • the fact of using cascode-type amplifiers 8a, 8b and 8c is advantageous because it suffices to connect together their outputs to realize the adder 9 given their great isolation.
  • the transceiver comprises a switching block 11 which selectively allows to connect or isolate the RFout output of the modulator and the RFin input of the demodulator according to a control signal applied to the input 12. allows to implement the automatic calibration procedure of the
  • FIGS. 4 to 6 illustrate the results obtained with the circuit described with reference to FIG.
  • FIG. 4 shows the transmission coefficients of the three channels of the vector base generator 1.
  • the coefficient module is between -7 dB and -17 dB in the band between 1.8 GHz and 5.5 GHz.
  • the phase shift we obtain 120 ° relative between the three channels at about 3.5 GHz, and at the extremities the phase differences are about 80 ° and 160 °.

Abstract

Le démodulateur par conversion directe de fréquence, comprend un dispositif d'addition vectorielle présentant : - un premier circuit (1) fournissant, à partir d'un premier signal alternatif (LO), un signal alternatif respectif sur n sorties qui sont tous de même amplitude et de même fréquence mais déphasés entre eux pour que chacun soit ni en phase ni en opposition de phase avec aucun autre ; - un deuxième circuit (2) divisant un deuxième signal alternatif (RFin) vers n sorties ; et - un nombre n de sommateurs (3a, 3b, 3 c) recevant chacun en entrée une sortie respective du premier circuit (1) et une sortie respective du deuxième circuit (2) ; - un capteur de puissance respectif (4a, 4b, 4c) pour chaque sommateur : Le nombre n est supérieur ou égal à 3. II comprend de plus des moyens de traitement numérique (5, 6) fournissant le résultat de la démodulation.

Description

DEMODULATEUR ET MODULATEUR-DEMODULATEUR PAR CONVERSION DIRECTE DE FREQUENCE
La présente invention concerne le domaine des applications radiofréquences, notamment celui de la radiocommunication avec fréquence porteuse et des émetteurs- récepteurs par conversion directe de fréquence. L'invention concerne plus particulièrement un démodulateur et un modulateur-démodulateur aptes à être utilisés notamment dans de tels émetteurs-récepteurs.
Les récepteurs par conversion directe de fréquence — dits aussi homodynes - sont devenus aujourd'hui répandus en raison de la simplicité des circuits qui permet de limiter les coûts en comparaison des architectures hétérodynes. Son principe est basé sur la décomposition vectorielle du signal modulé reçu. Puisque les signaux modulés reçus sont complètement caractérisés par leurs enveloppes complexes, une base définie par deux vecteurs orthogonaux - dite base cartésienne - est suffisante pour les représenter. Cependant, il est très difficile de réaliser un circuit de deux voies garantissant Forthogonalité entre deux signaux dans un intervalle de fréquence important tel qu'utilisé dans les systèmes à large bande et/ou à bande multiple.
Des récepteurs par conversion directe de fréquence plus adaptés aux systèmes à large bande et/ou bande multiple sont les récepteurs cinq ou six ports, voir plus, qui fournissent à partir de deux entrées, au moins trois signaux en sortie à partir desquels on peut estimer les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe du signal modulé reçu. Ces systèmes permettent de s'affranchir des contraintes d'orthogonalité des récepteurs cartésiens grâce à une procédure de calibrage dans toute la bande de fréquence d'opération. De façon similaire, il existe pour les liaisons montantes des émetteurs à conversion directe de fréquence recourant à des modulateurs à deux voies transportant les signaux de base cartésienne. Il a aussi été proposé des modulateurs à base de trois vecteurs.
De tels récepteurs ou émetteurs par conversion directe de fréquence fournissant trois signaux de sorties ou plus sont présentés dans les documents suivants :
• EP-A-O 805 561 décrit un démodulateur basé sur une jonction à six accès, des détecteurs de puissance et un circuit de traitement analogique pour retrouver les composantes cartésiennes I et Q de l'enveloppe complexe du signal reçu. • US-A-6,650,178 un récepteur par conversion directe avec au moins trois accès. Ce circuit utilise deux circuits interféromètriques passifs reliés par un élément déphaseur. L'information portée par le signal reçu est récupérée à partir des
R:\Brevets\22700\22719.doc - 1/22 mesures de puissance réalisées aux accès de sortie des jonctions interféromètriques.
• US-A-5,498,969 décrit une architecture de jonction à six accès appliquée à un dispositif de mesure vectorielle avec un circuit diviseur de puissance, d'un circuit déphaseur, un capteur de puissance adapté et trois autres non-adaptés.
• EP-A-O 841 756 décrit un récepteur six-port utilisant un circuit corrélateur dans lequel le signal modulé reçu est sommé à quatre signaux issus de l'oscillateur de référence, mais déphasés entre eux à chaque fois de 90°. Les valeurs des composantes cartésiennes du signal en bande de base sont trouvées par un circuit analogique à partir des puissances des signaux RF.
• US-A-5,095,536 décrit un récepteur par conversion directe basé sur une architecture triphasée et trois circuits mélangeurs. Le signal de référence est divisé en trois voies déphasées qui sont ensuite mélangées avec le signal modulé reçu. L'information est récupérée par traitement numérique des signaux fournis aux sorties de filtres et d'amplificateurs placés après les mélangeurs.
• F. Ellinger, U. Lot et W. Bâchtold décrivent un circuit modulateur qui utilise une base vectorielle de trois vecteurs linéairement dépendants dans le document intitulé "An antenna Diversity MMIC Vector Modulator for HIPERLAN with Low Power Consuption and Calibration Capability" paru dans les pages 964-969 du journal IEEE Transactions on Microwave Theory and Technique, Vol. 49, N. 5,
2001.
• L'article "A 1.4 - 2.7 GHz Analog MMIC Vector Modulator for a Crossbar Beamforming Network" de J. Grajal, M. Mahfoudi, J. Gismero et F.A. Petzjparu dans les pages 1705-1714 du journal IEEE Transactions on Microwave Theory and Technique, Vol. 45, N. 10, 1997, décrit un modulateur vectoriel utilisant trois vecteurs déphasés de 120°'.
Le but de l'invention est de proposer une nouvelle technologie de démodulation, voire de modulation et démodulation, par conversion directe de fréquence qui soit d'une mise en œuvre simple et économique, qui puisse notamment être mise en œuvre à des fréquences élevées telles que les hyperfréquences tout en permettant d'être intégrée plus facilement que les technologies existantes et qui soit capable d'opérer dans de large bande de fréquence si cela est souhaitable.
A cette fin, la présente invention propose d'abord un dispositif d'addition vectorielle de deux signaux électriques alternatifs modulés ou non, comprenant :
R \Brevets\22700\22719 doc- 2/22 - une première entrée pour recevoir un premier signal électrique alternatif ;
- une deuxième entrée pour recevoir un deuxième signal électrique alternatif ;
- un premier circuit relié à la première entrée et comprenant un nombre n de sorties, le premier circuit fournissant, à partir du premier signal alternatif appliqué à la première entrée, un signal alternatif respectif sur chacune des n sorties, lesdits signaux alternatifs fournis sur les n sorties étant tous de même amplitude et de même fréquence mais déphasés entre eux pour que chacun soit ni en phase ni en opposition de phase avec aucun autre ;
- un deuxième circuit relié à la deuxième entrée et comprenant un même nombre n de sorties, le deuxième circuit divisant le deuxième signal alternatif vers ses n sorties ; et
- un même nombre n de sommateurs recevant chacun en entrée une sortie respective du premier circuit et une sortie respective du deuxième circuit ; dans lequel le nombre n est supérieur ou égal à 3. Suivant des modes de réalisation préférés, l'invention comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
- chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses n sorties est déphasé par rapport à chacun des autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses n sorties de 20° à 160° en avance ou en retard ; - les sommateurs comprennent chacun deux transistors montés en amplificateur différentiel ;
- le premier circuit comprend un même nombre n d'amplificateurs, l'entrée de chacun des amplificateurs étant reliée à la première entrée et la sortie de chacun des amplificateurs étant ensuite relié à un circuit de déphasage respectif. - le nombre n est égal à 3
- chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties est déphasé par rapport à chacun des deux autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties par un angle de 80° à 160° en avance ou en retard ; - chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties est déphasé par rapport à chacun des deux autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties par un angle de 120° en avance ou en retard ;
- la sortie de chacun des sommateurs est reliée à un capteur de puissance respectif.
L'invention propose aussi un démodulateur par conversion directe de fréquence, comprenant :
- un dispositif d'addition vectorielle selon l'invention ;
R \Brcvets\22700\22719 doc - 3/22 - un même nombre n de convertisseurs analogique/numérique relié chacun à un capteur de puissance respectif ; et
- un circuit de traitement numérique déterminant les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe du signal appliqué à la deuxième entrée du dispositif d'addition vectoriel à partir des mesures fournies par les n capteurs de puissance. L'invention propose aussi un récepteur RF, comprenant :
- un démodulateur selon l'invention ; un oscillateur local relié à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ; - une antenne de réception RF ; et
- un amplificateur du signal reçu par l'antenne pour l'appliquer à la deuxième entrée du dispositif d'addition vectorielle.
L'invention propose encore un modulateur-démodulateur par conversion directe de fréquence, comprenant un démodulateur selon l'invention et dans lequel le modulateur comprend :
- un même nombre n d'amplificateurs à gain variable, l'entrée de chaque amplificateur étant reliée à une sortie respective du premier circuit du dispositif d'addition vectorielle ;
- un sommateur recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable ;
- un circuit de traitement numérique fournissant un même nombre n de commandes de gain d'amplificateur à partir des composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe à fournir par modulation ; et
- un même nombre n de convertisseurs numériques/analogiques, l'entrée de chacun étant reliée au circuit de traitement numérique et la sortie de chacun étant reliée à l'entrée de commande de gain d'un amplificateur respectif.
Le modulateur-démodulateur peut avantageusement comprendre un circuit permettant de relier sélectivement la deuxième entrée du circuit d'addition vectorielle à la sortie du sommateur recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable.
L'invention propose encore un émetteur-récepteur, comprenant :
- un modulateur-démodulateur selon l'invention ;
- un oscillateur local reliée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ; et - au moins une antenne RF et au moins un amplificateur pour alimenter la deuxième entrée du dispositif d'addition vectorielle et pour émettre le signal obtenu à la sortie du sommateur relié aux n amplificateurs à gain variable.
R:\Brcvets\22700\22719.doc - 4/22 L'invention propose aussi un procédé de calibration du modulateur d'un modulateur-démodulateur selon l'invention à une fréquence donnée, le démodulateur ayant été préalablement calibré à la fréquence donnée , le procédé comprenant les étapes de : - application d'un signal alternatif à la fréquence donnée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ;
- mise en liaison de la deuxième entrée du circuit d'addition vectorielle à la sortie du sommateur recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable ; - génération par le modulateur de signaux modulés à partir des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ;
- comparaison des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe fournis par le démodulateur en conséquence de l'étape précédente avec les composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ayant servi à la génération des signaux modulés ; et
- calibration du modulateur en fonction des résultats de l'étape précédente. L'invention propose enfin un procédé de calibration du démodulateur d'un modulateur-démodulateur selon l'invention à une fréquence donnée, le modulateur ayant été préalablement calibré à la fréquence donnée , le procédé comprenant les étapes de :
- application d'un signal alternatif à la fréquence donnée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ;
- mise en liaison de la deuxième entrée du circuit d'addition vectorielle à la sortie du sommateur recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable ;
- génération par le modulateur de signaux modulés à partir des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ;
- comparaison des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe fournis par le démodulateur en conséquence de l'étape précédente avec les composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ayant servi à la génération des signaux modulés ; et
- calibration du démodulateur en fonction des résultats de l'étape précédente. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description qui suit d'un mode de réalisation préféré de l'invention, donnée à titre d'exemple et en référence au dessin annexé.
La figure 1 est une illustration dans le plan de Fresnel des signaux électriques existants dans un dispositif d'addition vectorielle selon l'invention.
R:\Brevets\22700\22719.doc - 5/22 La figure 2 est un schéma synoptique d'un émetteur-récepteur mettant en œuvre l'invention.
La figure 3 est un schéma électronique d'un mode de réalisation particulier d'un émetteur-récepteur selon l'invention. Les figures 4 à 6 illustrent les résultats obtenus avec le circuit décrit en référence à la figure 3.
Le dispositif d'addition vectorielle de deux signaux électriques alternatifs selon l'invention comprend une première entrée pour recevoir un premier signal électrique alternatif et une deuxième entrée pour recevoir un deuxième signal électrique alternatif. Il comprend un premier circuit relié à la première entrée et comprenant un nombre n de sorties, le premier circuit fournissant, à partir du premier signal alternatif appliqué à la première entrée, un signal alternatif respectif sur chacune des n sorties, lesdits signaux alternatifs fournis sur les n sorties étant tous de même amplitude et de même fréquence mais déphasés entre eux. Ces signaux alternatifs fournis sur les n sorties sont déphasés de façon que chacun soit ni en phase ni en opposition de phase avec aucun autre d'entre eux. Autrement dit, dans le plan de Fresnel, aucun des vecteurs correspondants est colinéaire avec un autre de ces vecteurs. Le nombre n est supérieur ou égal à 3.
Il comprend encore un deuxième circuit relié à la deuxième entrée et comprenant le même nombre n de sorties, le deuxième circuit divisant le deuxième signal alternatif vers ses n sorties. Enfin, il comprend le même nombre n de sommateurs recevant chacun en entrée une sortie respective du premier circuit et une sortie respective du deuxième circuit.
Ce dispositif permet notamment de fournir plusieurs signaux résultants de la somme d'un même signal alternatif avec un autre signal alternatif de même fréquence à chaque fois déphasé selon un autre angle, ce qui permet ensuite de comparer les deux signaux sur la base des signaux résultants.
Dans le plan de Fresnel, le premier signal fournit une sorte de base vectorielle définie par n vecteurs, chacun étant ensuite additionné au deuxième signal. La figure 1 illustre cette situation avec le nombre n égal à 3, la référence 100 indiquant le vecteur correspondant au deuxième signal qui est additionné plusieurs fois au premier signal à chaque fois déphasé en l'occurrence de 120° et dont les vecteurs sont indiqués par 101A, 101B et 101C. Les vecteurs résultants des sommes sont référencés 102A, 102B et 102C. Un tel dispositif d'addition permet avantageusement de comparer deux signaux alternatifs de même fréquence tant du point de vue de leur phase que de leur amplitude. Pour cela, il suffit d'appliquer l'un à la première entrée du dispositif et l'autre à la deuxième entrée du dispositif. En particulier, la comparaison peut être
R \Brevets\22700\22719 doc - 6/22 effectuée sur la base des modules des vecteurs résultants qui peuvent être mesurés par un capteur de puissance respectif. Le fait que les signaux des n sorties du premier circuit ne sont ni en phase ni en opposition de phase entre eux permet d'assurer que chaque « projection » du vecteur de Fresnel correspondant au deuxième signal sur les vecteurs de Fresnel du premier signal ainsi déphasé soit à chaque fois différente et que notamment l'une de ces « projections » comporte une proportion importante des composantes réelle et imaginaire du vecteur correspondant au deuxième signal. Ceci est avantageux par rapport au cas où le signal est divisé en quatre signaux déphasés à chaque fois de 90° comme c'est le cas dans EP-A-O 841 756 car lorsque la phase du signal est proche de celle d'un des quatre vecteurs correspondants, l'estimation d'une des composantes est faible et par conséquent l'incertitude plus importante.
Il est préférable que les signaux alternatifs fournis sur les n sorties du premier circuit soient chacun déphasé par rapport à tous les autres de ces signaux d'un angle compris dans l'intervalle de 20° à 160°, bornes comprises, peu importe que ce soit en avance ou en retard. Autrement dit, dans le plan de Fresnel, la direction du vecteur correspondant à l'un quelconque de ces signaux forme un angle d'au moins 20° par rapport à la direction du vecteur correspondant à n'importe lequel de ces autres signaux. Cela permet d'obtenir une sensibilité suffisante pour effectuer la comparaison. De ce point de vue, il est avantageux de choisir dans le cas où n égal à trois une configuration pour laquelle chaque signal de sortie du premier circuit soit déphasé de +120° et -120° par rapport aux deux autres signaux de sorties.
Ce dispositif trouve avantageusement application lorsqu'un signal incident est comparé à un signal réfléchi pour déterminer un facteur de réflexion, par exemple dans l'analyse de réseaux électriques. Similairement, il trouve application pour la détermination de facteur de transmission à partir d'un signal incident et du signal transmis pour mettre en œuvre un discriminateur pour radar.
Ce dispositif permet aussi de mettre en œuvre un démodulateur par conversion directe de fréquence en appliquant à la deuxième entrée le signal modulé et à la première entrée le signal d'un oscillateur local réglé en fréquence sur celle du signal modulé. Il s'agit de préférence de modulation numérique, mais la modulation analogique est également possible. Préférentiellement, il s'agit de modulation en phase et/ou amplitude, mais la modulation de fréquence est également possible. Le fait de recourir à des sommateurs suivis de détecteurs quadratiques est avantageux par rapport à l'utilisation de mélangeurs comme dans US-A-5,095,536 étant donné que ces derniers sont plus complexes et plus chers.
Le fait d'avoir le nombre n au moins égal à trois permet de fournir une redondance d'information permettant la correction des défauts du système. D'abord, le troisième vecteur permet d'éliminer l'ambiguïté due à la détection quadratique par
R \Brevets\22700\22719 doc - 7/22 mesure de puissance. Ensuite, cette redondance s'avère utile aussi pour réduire l'impact des imperfections des circuits qui apparaissent sous la forme de désappariement de phase et gain, causant une distorsion sur la constellation du signal démodulé. Le cas où le nombre n est égal à trois est avantageux en raison de sa simplicité de mise en œuvre et son coût limité par rapport au cas où ce nombre est supérieur à trois comme dans le cas de EP-A-O 841 756. Idéalement, les trois signaux fournis en sortie par le premier circuit sont déphasés de 120° afin de maximiser les « projections »du deuxième signal sur les différents vecteurs de cette base vectorielle. Plus on s'éloigne de ce cas idéal, plus la précision de la comparaison en pratique se dégrade, mais la comparaison reste possible même dans le cas où le déphasage n'est plus que de l'ordre de 20°.
Nous allons décrire maintenant un émetteur-récepteur mettant en œuvre l'invention un dispositif d'addition vectorielle à trois voies (c'est-à-dire avec le nombre n égal à trois) en référence à la figure 2.
La partie récepteur de l' émetteur-récepteur comprend un démodulateur D, un oscillateur local LO et une antenne de réception du signal modulé RFin.
Le démodulateur D comprend un générateur de base vectorielle 1, un circuit diviseur de signaux RF 2, de trois sommateurs de signaux RF 3a, 3b et 3c, de trois capteurs de puissance 4a, 4b et 4c, d'un bloc de conversion analogique/numérique 5 et d'un circuit de traitement numérique 6.
Comme cela apparaîtra de la description ci-dessous, le générateur de base vectorielle 1, le circuit diviseur de signaux RF 2 et les trois sommateurs de signaux RF 3a, 3b et 3c constituent un dispositif d'addition vectorielle comme décrit précédemment.
Le démodulateur D reçoit en entrée le signal modulé RFin et le signal alternatif d'un oscillateur local LO qui sert de référence.
Le signal de l'oscillateur local LO est appliqué en entrée du générateur de base vectorielle 1. A partir de ce signal, le générateur de base vectorielle 1 fournit en sortie trois signaux alternatifs de même fréquence et de même amplitude, mais qui sont déphasés entre eux, chacun des trois signaux étant fourni sur une voie distincte. Chacune des trois voies est reliée à une entrée d'un sommateur respectif 3a, 3b et 3c. Le déphasage entre les trois signaux peut être obtenus à l'aide de filtres passifs ou actifs, de lignes de transmission ou tout autre circuit fournissant un déphasage à un signal dans l'intervalle de fréquence de fonctionnement du démodulateur.
Le signal modulé RFin est amplifié par un amplificateur à faible brait, non représenté, avant d'être appliqué au circuit diviseur 2. Le circuit diviseur 2 divise le signal modulé RFin vers trois voies distinctes sans introduire de déphasage entre
R:\Brcvets\22700\22719.doc - 8/22 elles ni de différence d'amplitude. Chacune de ces trois voies est reliée à l'entrée d'un sommateur respectif 3a, 3b et 3c. Le circuit diviseur 2 est représenté symboliquement sur la figure 1 par une branche d'entrée sur laquelle sont reliées trois branches connectées chacune à une entrée d'un sommateur respectif 3a, 3b et 3c. En pratique, le circuit diviseur 2 peut être mis en œuvre par la mise en parallèle des transistors avec leurs circuits d'adaptation et de polarisation, ce qui a l'avantage de permettre l'intégration du circuit et procurer une large bande de fonctionnement par rapport aux structures classiques à base de lignes de propagation telles que les diviseurs de Wilkinson. Chacun des sommateurs 3 a, 3b et 3 c fournit donc en sortie un signal correspondant à l'addition du signal fourni par une voie respective du générateur de base vectorielle 1 et du signal RFin après division. La puissance du signal de sortie de chaque sommateur 3a, 3b et 3c est mesurée par un capteur de puissance respectif 4a, 4b et 4c qui fournit en sortie un signal analogique représentatif de la puissance du signal. Préférentiellement, chaque capteur de puissance 4a, 4b et 4c est mis en œuvre par un élément non linéaire telle qu'une diode Schottky, suivi d'un filtre passe-bas pour éliminer les composantes du signal autres que celles de la bande de base.
Le signal analogique fourni par chaque capteur de puissance 4a, 4b et 4c est ensuite converti en signal numérique par le bloc de conversion analogique/numérique 5, le signal numérique étant fourni au circuit de traitement numérique 6. Avant conversion numérique, ce signal analogique peut éventuellement être conditionné par un circuit amplificateur de gain ajustable et/ou un circuit de compensation du décalage en tension ou courant continu. Le bloc de conversion analogique/numérique 5 est mis en œuvre par un convertisseur analogique/numérique respectif pour chaque capteur de puissance 4a, 4b et 4c, avec l'échantillonnage de ces convertisseurs étant simultanée pour assurer la cohérence des trois voies de mesure.
En fonctionnement, la fréquence de l'oscillateur local LO est calée sur celle du signal modulé RFin.
Le circuit de traitement numérique 6 détermine les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe - référencées par Out (I, Q) sur la figure 1 - du signal modulé RFin par traitement numérique des signaux représentatifs des puissances mesurées par les capteurs de puissance 4a, 4b et 4c. Autrement dit, le circuit de traitement numérique 6 fournit le signal démodulé. Le circuit de traitement numérique peut classiquement comprendre un microprocesseur. Le traitement numérique peut être basé sur un algorithme approprié et/ou sur une table de conversion telle que par exemple décrit par F. R. de Sousa, B. Huyart, S. Y. C. Catunda et R. N. de Lima dans « A to D Converters and Look-up Tables Dimensioning for Five-Port Reflectometer Based Systems » paru dans les actes de la
R:\Brevets\22700\22719.doc - 9/22 conférence de la société Instrumentation and measurement du IEEE , 2003, p. 743- 747 incorporé par référence dans la présente demande.
Ce traitement numérique est basé sur les fonctions de transfert des différentes voies du démodulateur, notamment des déphasages et atténuations introduit par le générateur de base vectorielle 1, par le circuit diviseur 2 et les sommateurs 3 a, 3b et 3 c ainsi que les défauts de linéarité des capteurs de puissance 4a, 4b et 4c. Par ailleurs, ces fonctions de transfert varient généralement en fonction de la fréquence à laquelle le démodulateur travaille.
Les paramètres de la fonction de transfert peuvent être déterminés par une procédure de calibration similaire à celles utilisées dans l'art antérieur pour les récepteurs cinq ports ou similaires. Par exemple, des séquences de signaux modulés prédéterminés sont envoyées par une station de base à l' émetteur-récepteur qui a préalablement en mémoire les composantes cartésiennes I et Q — respectivement la partie réelle et la partie imaginaire - correspondantes à l'enveloppe complexe de ces signaux. Après démodulation, le circuit de traitement numérique 6 calcule les constantes de calibrage afin que les composantes cartésiennes obtenues par la démodulation soient identiques à celles en mémoire, permettant ainsi de calibrer le démodulateur D en fonction des écarts constatés.
Pour parachever la partie récepteur, le circuit de traitement numérique 6 peut en outre procéder au décodage du signal démodulé avant d'être restitué de façon classique.
Nous allons décrire ci-dessous un modèle mathématique de fonctionnement du démodulateur D. Le générateur de base vectorielle 1 fournit trois signaux pouvant chacun être exprimés comme suit : vLo1(t) = Va1.VLo-cos(ωt + γ1) (1) avec :
VLO et ω : respectivement l'amplitude et la pulsation du signal fourni par l'oscillateur local LO ;
Yi : la phase relative sur la voie de sortie i considérée du générateur de base vectorielle 1 ; et va, : le gain de la voie de sortie i considérée du générateur de base vectorielle 1. Le circuit diviseur 2 fournit trois signaux s'exprimant chacun par : avec :
- VRF(t), θ(t) et ω : respectivement l'amplitude instantanée, la phase instantanée et la pulsation du signal modulé RFm reçu en entrée ;
- λ, : la phase relative du signal sur la voie de sortie i du diviseur 2 ; et
R \Brevcts\22700\22719 doc - 10/22 - Vb; : le gain de la voie de sortie i considérée du diviseur 2.
Dans le cas de capteurs de puissance 4a, 4b et 4c fonctionnant comme des détecteurs quadratiques, chacun fournit en sortie un signal représenté par l'équation suivante : Vi(t) = ai.VLo2. + bj. VRF(t)2 + q.Vw<t).cos(θ(t) - φ;) (3) dans laquelle φi = Yi . λj, Cj est dépendant de aj et b; , VLO qui est supposé constant ,a;, bj, y; et λ; les paramètres mentionnés ci-dessus dans les équations 1 et 2.
Les composantes de la bande de base, à savoir la partie réelle I(t) = VRp(t).cos θ(t) et la partie imaginaire Q(t) = VRF(t).cosθ(t), sont déterminées par une combinaison linéaire des signaux Vj(t) fournis par les capteurs de puissance 4a, 4b et 4c pondérés par les constantes de calibration comme le montre les équations ci- dessous:
β(0 = ∑M(0+«fl (5)
J=I
dans lesquelles n est le nombre sorties du circuit d'addition vectorielle et CCi, β;, K, et KQ sont des constantes dépendantes des valeurs de aj, bj, γι , λ; et VLO La procédure de calibrage mentionnée auparavant consiste donc à déterminer ai, β;, Ki et KQ. En occurrence, pour n=3, ces constantes sont exprimées en fonction des paramètres a;, b; et ci à partir d'une inversion matricielle du système de trois équations reliant les 3 données de mesure v3'(t), v4'(t) et v5'(t) aux trois inconnues VRFCO2' I(t), Q(t) ci-dessous:
v3'(t) = b3. VRFCO2 + C3- cos φ31(t)+ c3. sin φ3 Q(t)
V4 1Ct) = b4. VRF(02 + c4.cos φ4 I(t)+ c4.sin φ4 Q(t) v5'(t) = b5. VRFCO2 + c5.cos φ51(t)+ C5. sin φ5 Q(t)
avec v3'(t)= v3(t) - a3.VLO 2, v4'(t)= v4(t) - a4.VLO 2, v5'(t)= v5(t) - a5.VLO 2. Les variables v3(t), v4(t), v5(t) sont les tensions analogiques de sortie des capteurs de puissance. Les constantes a;.VLo2 peuvent se déterminer avant l'inversion matricielle en faisant des mesures aux sorties des capteurs de puissance avec VRFi(t)=0 et VLo(t) = VLO-COS ωt. Des méthodes expérimentales permettant de
R:\Brevets\22700\22719.doc - 11/22 résoudre le système d'équation ci-dessus sont bien connues dans la littérature, comme par exemple celle décrite dans l'article de F. R. de Sousa, B. Huyart, et R. N. de Lima intitulé « A new method for automatic calibration of 5-port reflectometers. Journal of Microwave and Optoelectronics, vol. 3, N.5, pp.135-144, JuIy 2004 » qui est incorporé par référence dans la présente demande et dans laquelle les constantes sont estimées à partir de deux signaux RF connus légèrement décalés en fréquence et des mesures des tensions aux sorties des détecteurs quadratiques.
La partie émetteur de l' émetteur-récepteur est basée sur un modulateur M. Le modulateur M comprend un circuit de traitement numérique qui peut être commun avec le démodulateur D comme représenté sur la figure 1 par le circuit 6. D comprend aussi un bloc de conversion numérique/analogique 7 et trois amplificateurs RF à gain ajustable 8a, 8b et 8c et un sommateur de signaux RF 9.
Bien que non compris dans le bloc M sur la figure 1, le modulateur M comprend encore le générateur de base vectorielle 1 qui est donc avantageusement commun avec le démodulateur D. Chacune des trois voies de sortie du VBG 1 est appliquée à l'entrée d'un amplificateur respectif 8a, 8b et 8c.
Le gain de chaque amplificateur est commandé par un signal respectif déterminé par le circuit de traitement numérique 6 à partir des composantes cartésiennes In(I, Q) du signal codé à moduler pour sa transmission. Ce traitement numérique est basé sur les fonctions de transfert de chaque voie du modulateur, notamment des déphasages et atténuations introduit par le générateur de base vectorielle 1 et les défauts de linéarité des amplificateurs 8a, 8b et 8c. Là-aussi, ces fonctions de transfert varient généralement en fonction de la fréquence à laquelle le modulateur travaille. L'on comprendra que les amplificateurs 8a, 8b et 8c ne travaillent pas nécessairement à un gain supérieur à 1, mais peuvent travailler aussi ou exclusivement à un gain inférieur à 1, c'est-à-dire en atténuateur. Les signaux de commande de gain déterminés par le circuit de traitement numérique 6 sont convertis en signaux analogiques par le bloc de conversion numérique/analogique 7 pour être chacun appliqué à l'entrée de commande d'un amplificateur respectif 8a, 8b et 8c. Le bloc de conversion numérique/analogique 7 est mis en œuvre par un convertisseur numérique/analogique respectif pour chaque amplificateur 8a, 8b et 8c.
La sortie de chaque amplificateur 8a, 8b et 8c est appliquée à une entrée respective du sommateur 9. Par conséquent, le sommateur 9 fournit en sortie le signal modulé RFout qui est la somme des trois signaux fournis par les amplificateurs 8a, 8b et 8c.
R:\Brevets\22700\22719.doc - 12/22 Pour parachever l'émetteur, le signal de sortie RFout du modulateur M est ensuite classiquement amplifié et appliqué à une antenne d'émission. Par ailleurs, le codage du signal à transmettre peut être réalisé par le circuit de traitement numérique 6 préalablement à la détermination des signaux de commande de gain des amplificateurs 8a, 8b et 8c.
Aussi bien le dispositif d'addition vectorielle selon l'invention que le démodulateur et le modulateur-démodulateur qui l'incorporent peuvent être mis en œuvre pour travailler à n'importe quelle fréquence, à laquelle fonctionnent le récepteur et l' émetteur-récepteur. Ils sont particulièrement adaptées pour travailler à des fréquences supérieures ou égales à 900MHz et peuvent être utilisées dans des applications large bande ou multibande couvrant plusieurs gigahertz.
Le récepteur et l' émetteur-récepteur selon l'invention peuvent travailler dans différentes bandes de fréquence en calant la fréquence de l'oscillateur local sur la fréquence souhaitée. Dans le cas de l' émetteur-récepteur, l'émission et la réception peuvent se faire à la même fréquence ou à des fréquences différentes en changeant la fréquence de l'oscillateur local en correspondance.
L'invention fournit une solution économique d'émetteur-récepteur apte à travailler en duplex par répartition dans le temps - abrégé par TDD en anglais — étant donné que le générateur de base vectorielle est commun à la partie émettrice et à la partie réceptrice. Il est possible de mettre en œuvre un émetteur-récepteur travaillant en duplex par répartition de fréquence en - abrégé par FDD en anglais — en adjoignant un deuxième générateur de base vectorielle, l'un étant spécifique au démodulateur et l'autre au modulateur.
Par ailleurs, l'émetteur-récepteur peut faire l'objet d'une calibration automatique de son modulateur M après que son démodulateur D ait été calibré. La calibration préalable du démodulateur D peut être effectuée de façon classique, notamment comme décrit plus haut. Un interrupteur commandé 20 - réalisé par exemple par un transistor - permet de relier sélectivement la sortie RFout du modulateur M à l'entrée RFin du démodulateur D. La liaison est représentée en tirets sur la figure 2. Le circuit de traitement numérique 6 comprend en mémoire les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe d'une séquences prédéterminée de signaux. Pour procéder à la calibration du modulateur M, le circuit de traitement numérique 6 provoque la fermeture de l'interrupteur 20. Puis, il fait procéder à la modulation à partir de ces composantes cartésiennes en mémoire en déterminant les commandes de gains pour les amplificateurs 8a, 8b et 8c à partir des paramètres du modulateur M qu'il a en mémoire. Les signaux modulés fournis en sortie par le modulateur M sont ensuite démodulés par le démodulateur D. Le circuit de traitement numérique 6 compare alors les composantes cartésiennes de l'enveloppe
R \Brcvets\22700\227I9 doc - 13/22 complexe obtenue par démodulation avec les composantes cartésiennes correspondantes en mémoire ayant servi à la modulation. Le circuit de traitement numérique 6 procède alors à la calibration du modulateur M en fonction des écarts constatés lors des comparaisons. Cette calibration est rendue possible du fait que le démodulateur D a été préalablement calibré et donc les écarts constatés lors des comparaisons proviennent seulement de l'erreur sur les paramètres du modulateur M en mémoire dans le circuit de traitement numérique 6.
De la même manière, l' émetteur-récepteur peut faire l'objet d'une calibration automatique de son démodulateur D après que son modulateur M ait été calibré de façon classique.
Ces procédures de calibration automatique peuvent aussi être mises en œuvre même dans le cas où le modulateur (M) et le démodulateur (D) ont chacun leur propre générateur de base vectorielle. Elles peuvent aussi s'appliquer dans les modulateurs-démodulateurs de l'art antérieur. La figure 3 présente un schéma électronique simplifié de rémetteur-récepteur de la figure 2 qui a été mis en œuvre en technologie MMIC (circuit intégré monolithique hyperfréquence) en utilisant la technologie GaAs (ED02AH) de la société OMMIC. En particulier, les circuits d'adaptation et de polarisation n'ont pas été représentés par commodité. Le générateur de base vectorielle 1 présente un circuit diviseur une voie vers trois voies réalisé par trois amplificateurs dont l'entrée de chaque est relié à l'oscillateur local LO. En l'occurrence, chaque amplificateur est mis en œuvre sous la forme d'un transistor Tl de type FET 20μm x 4. Le fait de recourir à un circuit diviseur à base d'amplificateurs permet de maintenir un réponse constante sur une très large bande de fréquence.
Les transistors Tl sont suivis par des circuits déphaseurs respectifs pour fournir les trois signaux de sortie déphasés entre eux. En l'occurrence, il est recouru à deux filtres passe-tout et un filtre passe-bande du quatrième ordre. Les valeurs suivantes des composants fournissent un déphasage de 120° entre deux voies consécutives de sortie du générateur de base vectorielle 1 dans la bande de fréquence 1,8-5,5 GHz : CIa : 0,16 pF Cb : 0,47 pF CIc : 0,31 pF
C2a : 0,65 pF Lb : 4,2 nH C2c : 1 ,25 pF
La : 2,9 nH Lc : 5,6 nH
Les sommateurs 3a, 3b et 3c ainsi que les capteurs de puissance 4a, 4b et 4c sont réalisés de façon identique. Pour cette raison, seuls les composants du sommateur 3a et du capteur de puissance 4a sont référencés sur la figure 3.
Les sommateurs 3 a, 3b et 3 c sont chacun réalisés par une paire de transistor T2 montés en amplificateur différentiel. En l'occurrence, les transistors T2 sont du type
R \Brevets\22700\22719 doc - 14/22 FET 20μm x 2. L'utilisation des transistors apporte l'avantage de fonctionner dans une bande large de fréquences en comparaison avec les sommateurs utilisant des lignes de transmission. De plus, ils offrent le choix de l'amplification, ce qui peut être un avantage lorsqu'on envisage utiliser le circuit avec des signaux RF de faible puissance. Les capteurs de puissance 4a, 4b et 4c sont chacun constitués par un transistor T3 en l'occurrence du type FET lOμm x 1 avec le canal proche du pincement, ce qui le fait opérer dans un régime très non-linéaire qui s'approche de celui d'une diode Schottky. Ils sont chacun suivis d'un filtre passe-bas pour retenir que les termes du deuxième ordre résultant de l'addition de signaux opérée par les sommateurs 3a, 3b et 3c. En l'occurrence, chaque filtre passe-bas comprend les résistances Rl et R2 et le condensateur C3 dont les valeurs sont :
Rl : 0,5 kΩ R2 : 10 kΩ C3 : 10 pF
Le filtre passe-bas de chaque capteur de puissance 4a, 4b et 4c délivre une tension de sortie respective Va, Vb et Vc qui est ensuite numérisée par le bloc de conversion analogique/numérique 5 - non représenté sur la figure 3 - aux fins de traitement numérique pour fournir les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe du signal modulé RFin.
Il est précisé que dans le circuit de la figure 3, le signal modulé RFin est appliqué aux grilles de trois transistors des sommateur 3a, 3, et 3c. La liaison de leurs grilles est possible du fait que l'isolation entre drain et grille est très élevée, ce qui permet de considérer le transistor comme étant unidirectionnel. Le circuit d'adaptation — non représenté - prend en compte le facteur de réflexion des trois transistors pour permettre l'adaptation. Individuellement, chaque transistor fonctionne comme un amplificateur. De la sorte est obtenu le circuit diviseur référence 2 sur la figure 2.
Les amplificateurs à gain variable 8a, 8b et 8c du modulateur M sont tous réalisés de façon identique, raison pour laquelle seuls les composants de l'amplificateur 8a sont référencés sur la figure 3. Chaque amplificateur comprend deux transistors T4 et T5 montés en cascode. Les tensions de commande de gain sont symbolisés par les générateurs 10a, 10b et 10c respectivement. En l'occurrence, les transistors T4 sont du type FET 25μm x 4 et les transistors T5 sont du type FET 22,5μm x 2. Le fait d'utiliser des amplificateurs 8a, 8b et 8c de type cascode est avantageux car il suffit de connecter ensemble leurs sorties pour réaliser l'additionneur 9 étant donné leur grand isolement. Enfin, T émetteur-récepteur comprend un bloc de commutation 11 qui permet sélectivement de relier ensemble ou d'isoler la sortie RFout du modulateur et l'entrée RFin du démodulateur en fonction d'un signal de commande appliqué à l'entrée 12. Cela permet de mettre en œuvre la procédure de calibration automatique du
R \Brevets\22700\22719 doc - 15/22 modulateur ou du démodulateur comme décrit précédemment en référence à la figure 2. Le bloc 11 est basé sur quatre transistors T6, en l'occurrence du type FET 65μm x 8.
Les figures 4 à 6 illustrent les résultats obtenus avec le circuit décrit en référence à la figure 3.
Plus particulièrement, la figure 4 montre les coefficients de transmission des trois voies du générateur de base vectorielle 1. Le module des coefficients se situe entre -7 dB et -17 dB dans la bande comprise entre 1,8 GHz et 5,5 GHz. En ce qui concerne le déphasage, nous obtenons 120° relatifs entre les trois voies aux environs de 3,5 GHz, et aux extrémités les écarts de phase sont d'environ 80° et 160°.
Les tensions mesurées aux sorties de détecteurs avant et après une procédure de linéarisation sont présentées sur la figure 5. Les détecteurs ne pouvant pas être caractérisés de façon isolée, nous avons appliqué une pente de puissance variant de - 10 dBm à + 10 dBm à l'entrée du circuit démodulateur pour deux fréquences distinctes, à savoir 2 GHz et 5 GHz.
Nous avons appliqué un signal à 0 dBm à l'entrée du générateur de base vectorielle 1 et un autre signal à -3 dBm à l'entrée du démodulateur. Nous avons effectué des mesures à 2 GHz et à 5 GHz en fixant un décalage de 1 kHz entre les deux générateurs. Les tensions mesurées sont illustrées par la Fig. 6. Ces résultats montrent que le circuit est capable de fournir des tensions en bande de base qui correspondent à la puissance du signal résultant de l'addition de deux signaux RF combinés sur différents déphasages, ce qui permet de calculer le rapport complexe entre ces deux signaux et donc d'accomplir la fonction de démodulation. De plus, il a été montré que l'amplitude de trois signaux RP déphasés est variée en fonction d'une tension de contrôle, ce qui permet de réaliser la fonction modulation.
Bien entendu, la présente invention n'est pas limitée aux exemples et au mode de réalisation décrits et représentés, mais elle est susceptible de nombreuses variantes accessibles à l'homme de l'art.
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Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif d'addition vectorielle de deux signaux électriques alternatifs modulés ou non, comprenant :
- une première entrée pour recevoir un premier signal électrique alternatif (LO) ;
- une deuxième entrée pour recevoir un deuxième signal électrique alternatif (RHn) ; - un premier circuit (1) relié à la première entrée et comprenant un nombre n de sorties, le premier circuit fournissant, à partir du premier signal alternatif (LO) appliqué à la première entrée, un signal alternatif respectif sur chacune des n sorties, lesdits signaux alternatifs fournis sur les n sorties étant tous de même amplitude et de même fréquence mais déphasés entre eux pour que chacun soit ni en phase ni en opposition de phase avec aucun autre ;
- un deuxième circuit (2) relié à Ia deuxième entrée (RFin) et comprenant un même nombre n de sorties, le deuxième circuit divisant le deuxième signal alternatif vers ses n sorties ; et
- un même nombre n de sommateurs (3 a, 3b, 3 c) recevant chacun en entrée une sortie respective du premier circuit (1) et une sortie respective du deuxième circuit
(2) ; dans lequel le nombre n est supérieur ou égal à 3.
2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses n sorties est déphasé par rapport à chacun des autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses n sorties de 20° à 160° en avance ou en retard.
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les sommateurs comprennent chacun deux transistors (T2) montés en amplificateur différentiel.
4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le premier circuit comprend un même nombre n d'amplificateurs (Tl), l'entrée de chacun des amplificateurs étant reliée à la première entrée (LO) et la sortie de chacun des amplificateurs étant ensuite relié à un circuit de déphasage respectif.
5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le nombre n est égal à 3.
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6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties est déphasé par rapport à chacun des deux autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties par un angle de 80° à 160° en avance ou en retard.
7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel chacun des signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties est déphasé par rapport à chacun des deux autres signaux alternatifs fournis par le premier circuit sur ses trois sorties par un angle de 120° en avance ou en retard.
8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel la sortie de chacun des sommateurs (3a, 3b, 3c) est reliée à un capteur de puissance respectif (4a, 4b, 4c).
9. Démodulateur par conversion directe de fréquence, comprenant :
- un dispositif d'addition vectorielle selon la revendication 8 ;
- un même nombre n de convertisseurs analogique/numérique (5) relié chacun à un capteur de puissance (4a, 4b, 4c) respectif ; et - un circuit de traitement numérique (6) déterminant les composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe du signal (RFin) appliqué à la deuxième entrée du dispositif d'addition vectoriel à partir des mesures fournies par les n capteurs de puissance (4a, 4b, 4c).
10. Récepteur RF, comprenant :
- un démodulateur selon la revendication 9 ;
- un oscillateur local (LO) relié à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ;
- une antenne de réception RF ; et - un amplificateur du signal reçu par l'antenne pour l'appliquer à la deuxième entrée (RFin) du dispositif d'addition vectorielle.
11. Modulateur-démodulateur par conversion directe de fréquence, comprenant un démodulateur selon la revendication 9 et dans lequel le modulateur (M) comprend :
- un même nombre n d'amplificateurs à gain variable (8a, 8b, 8c), l'entrée de chaque amplificateur étant reliée à une sortie respective du premier circuit (1) du dispositif d'addition vectorielle ;
R:\Brevets\22700\22719.doc - 18/22 - un sommateur (9) recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable (8a, 8b, 8c) ;
- un circuit de traitement numérique (6) fournissant un même nombre n de commandes de gain d'amplificateur à partir des composantes cartésiennes de l'enveloppe complexe à fournir par modulation ; et
- un même nombre n de convertisseurs numériques/analogiques (7), l'entrée de chacun étant reliée au circuit de traitement numérique (6) et la sortie de chacun étant reliée à l'entrée de commande de gain d'un amplificateur respectif.
12. Modulateur-démodulateur selon la revendication 11, comprenant un circuit (20) permettant de relier sélectivement la deuxième entrée (RFin) du circuit d'addition vectorielle à la sortie (RFout) du sommateur (9) recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable.
13. Emetteur-récepteur, comprenant :
- un modulateur-démodulateur selon la revendication 11 ou 12 ;
- un oscillateur local (LO) reliée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ; et
- au moins une antenne RF et au moins un amplificateur pour alimenter la deuxième entrée (RFin) du dispositif d'addition vectorielle et pour émettre le signal obtenu à la sortie (RFout) du sommateur (9) relié aux n amplificateurs à gain variable.
14. Procédé de calibration du modulateur (M) d'un modulateur- démodulateur selon la revendication 12 à une fréquence donnée, le démodulateur (D) ayant été préalablement calibré à la fréquence donnée , le procédé comprenant les étapes de :
- application d'un signal alternatif à la fréquence donnée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ; - mise en liaison de la deuxième entrée (RFin) du circuit d'addition vectorielle à la sortie (RFout) du sommateur (9) recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable ;
- génération par le modulateur (M) de signaux modulés à partir des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ; - comparaison des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe fournis par le démodulateur (D) en conséquence de l'étape précédente avec les composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ayant servi à la génération des signaux modulés ; et
R \Brcvels\22700\22719 doc - 19/22 - calibration du modulateur (M) en fonction des résultats de l'étape précédente.
15. Procédé de calibration du démodulateur (D) d'un modulateur- démodulateur selon la revendication 12 à une fréquence donnée, le modulateur (M) ayant été préalablement calibré à la fréquence donnée , le procédé comprenant les étapes de :
- application d'un signal alternatif à la fréquence donnée à la première entrée du dispositif d'addition vectorielle ;
- mise en liaison de la deuxième entrée (RFin) du circuit d'addition vectorielle à la sortie (RFout) du sommateur (9) recevant en entrée la sortie de chacun des n amplificateurs à gain variable ;
- génération par le modulateur (M) de signaux modulés à partir des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ;
- comparaison des composantes cartésiennes d'enveloppe complexe fournis par le démodulateur (D) en conséquence de l'étape précédente avec les composantes cartésiennes d'enveloppe complexe de signaux ayant servi à la génération des signaux modulés ; et
- calibration du démodulateur (D) en fonction des résultats de l'étape précédente.
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