EP1573891A2 - Resonanzkonverter und verfahren zum treiben von veränderlichen lasten - Google Patents

Resonanzkonverter und verfahren zum treiben von veränderlichen lasten

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EP1573891A2
EP1573891A2 EP03782433A EP03782433A EP1573891A2 EP 1573891 A2 EP1573891 A2 EP 1573891A2 EP 03782433 A EP03782433 A EP 03782433A EP 03782433 A EP03782433 A EP 03782433A EP 1573891 A2 EP1573891 A2 EP 1573891A2
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EP
European Patent Office
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input
switch
voltage
load
transformer
Prior art date
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EP03782433A
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English (en)
French (fr)
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EP1573891B1 (de
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Matthias Radecker
Gunther LÖHMANN
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Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
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    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply for driving variable ohmic-capacitive or ohmic-inductive loads, which has a resonance circuit, an electromechanical energy converter, a switch and a control device.
  • Switched-mode power supplies with or without a resonance circuit usually cannot do without inductive electromagnetic components.
  • such circuits can only be operated up to a specific maximum frequency and only with resonant inductive elements or broadband transformers or inductors.
  • Such components are volume-intensive and cause a significant share of the cost of the entire device.
  • a self-excited or externally excited half-bridge circuit which works with bipolar transistors, reverse diodes, a series resonance circuit and inductive base feedback.
  • An exemplary embodiment of such a half-bridge circuit is disclosed in the following document (1): S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers, "Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistors” (Texas Instruments, 1992)
  • the load circuit is predominantly inductive, which enables low-loss switching in various load cases.This circuit can also be classified as an amplifier of class D.
  • Zero voltage switching which is characterized in that a voltage across a power semiconductor is made zero before and during a switching operation, is achieved by a sufficiently large (resonance) inductance on the load circuit.
  • This circuit also requires a resonance inductance in the load circuit, but achieves the zero voltage behavior (ZVS) in parallel with a sufficiently large capacitance, whereas with a half-bridge circuit the parallel capacitance increases If the switch is chosen to be as small as possible in order to achieve the zero voltage behavior (ZVS) without problems by means of a resonance inductance, this parallel capacitance is made as large as possible in the class E circuit mentioned in order to keep the maximum voltage across the switch as small as possible to keep possible. However, if the capacitance is chosen too large, the voltage can no longer return to zero and impermissible switch-on losses occur.
  • any desired transformation relationships can be realized.
  • these components mostly do not offer predominantly inductive input behavior.
  • Such electro-mechanical converters are usually also very narrow-band and can only transmit sinusoidal vibrations with regard to their frequency behavior.
  • a hard-switching converter topology is therefore less suitable for its operation.
  • the resonance mode must therefore be selected, advantageously also in a resonance converter topology. Since a capacitive input and output behavior is essentially predetermined by a piezoceramic material, such a converter can only replace the conventional inductors or transformers if additional inductive shaping of the load circuit is taken into account in the case of a desired inductive load circuit behavior.
  • switching in a resonance case can be designed using a piezoelectric transformer in such a way that the switching losses are minimized if a recharging time of the relatively large input capacities of the piezoelectric transformer is achieved by precisely observing the required activation times by temporarily switching off both switches (dead times ) is bridged.
  • this requires a precisely adjustable high-side and low-side driver circuit, which usually also has an integrated circuit.
  • An exemplary embodiment of such a circuit is in the follow ⁇ the font (3) published: RL Lin, FC Lee, EM Baker, DY Chen, "Inductor-less Piezoelectric Transformer Electronic Ballast for Linear Fluorescent Lamps ", APEC2001, Anaheim, CA, USA, Proceedings, Vol. 2, pages 664-669.
  • the predominantly capacitive input behavior of a piezo transformer is useful in that the size of the input capacitance can be adapted to an electrically required value and thus does not have a disruptive effect, as is the case with a half-bridge or other purposefully inductive load circuit circuit is.
  • Such class E circuits with a piezoelectric transformer are already known from the following document (4): T.Abe, Sh. Jomura, T. Ta a-kai, "Discharge tube driving device and piezoelectric transformer therefore", EP 0 665 600 B1, European Patent dated July 21, 1999.
  • such a circuit requires an additional parallel capacitor on the input side in the case of a high transformation if the input capacitance of the piezoelectric transformer is not sufficiently large. This is not the case in a transformation case where the input capacitance of some embodiments of piezoelectric transformers can be too large.
  • a smoothing choke on the input side prevents direct action of high-frequency current vibrations on an input or on a smoothing capacitor compared to a smoothing or resonance inductance that does not act on the input side, so that a smoothing choke on the input side (hereinafter referred to as choke inductance) is preferable to other arrangements of an inductor.
  • US-5, 866, 968 a possibility is described to adjust the phase shift between the output voltage and the driver signal of a circuit according to (4) so that a PLL circuit with a simple oscillator / driver IC is feasible.
  • This control circuit for class E is particularly suitable for piezo transformers with high transformation properties, since the voltage maximum at the output of the transformer simultaneously represents a striking point for the nominal power. Because of the low current load during high transformation, the frequency characteristic of the output voltage will almost correspond to an open-circuit case, so that the transformation ratio between open circuit and nominal load changes little.
  • the desired nominal power can hardly be set by the specimen stray lamp (nominal voltage) and piezo transformer regardless of the topology.
  • the regulation must be based on a specific nominal value of the output current, which is not necessarily the maximum transferable current.
  • a basic solution for setting a PLL control according to this principle with this disadvantage has become known according to (3). To set the lamp current in (3), a very precise control circuit must be used, which either requires a special nominal value adjustment for each device in order to reach the nominal point. Or the value of the output current is sampled precisely enough with great processing effort.
  • a phase control by scanning the zero crossings of the output voltage and output current in a half-bridge circuit is again inaccurate because of the scatter of charge reversal times at the input of the piezo transformer, so that an evaluation of the amplitude of the output current is required in order to set the nominal power.
  • the object of the present invention is to provide a resonance converter and a method for efficiently driving variable loads.
  • the present invention is based on the knowledge that a piezotransformer for driving variable loads can be used in nominal load operation for the transformation case by using a switch for switching a voltage signal which can be applied to the piezotransformer and whose switching frequency is based on a phase shift between a switch current and a load current is controlled.
  • D is regarded here as the relative switch-on time of only the positive curve of the switch current.
  • a negative switch current curve can and should occur due to, for example, an anti-parallel diode to the switch in all operating cases, whereby zero voltage switching (ZVS) can always be guaranteed.
  • a piezoelectric transformer can be connected directly in parallel to a switch on the input side, which takes over the transformation to the load and, due to its capacitive input behavior, a desired return of the switch voltage to zero above a defined load or input voltage guaranteed area.
  • a voltage transformation ratio of the piezoelectric transformer is selected so that the load impedance is adjusted, and an input capacitance of the piezo transformer is selected so that it has the required reactive power component - Can store sonant, so that neither the switch voltage is exceeded, nor the voltage return to zero.
  • the external capacitance shown there in parallel to the switch is superfluous, since the input capacitance of the piezoelectric transformer can be chosen to be sufficiently large for a mains voltage application, while its value is less well achieved by a piezoelectric transformer in low-voltage applications and may be too small.
  • the circuit according to the invention requires comparatively to half-bridge circuits for mains voltage Only a low-side driver and therefore has a reasonable control effort. This simplifies the control effort for the entire circuit and is comparable to the control effort of a hard-switching DC-DC converter (flyback or boost arrangement).
  • the switch only comes into reverse operation for a short time, comparable to the effect of a current source, and therefore works in particular when using MOS transistors, but also when using IGBT with a reverse diode, even at high frequencies up to over 100 kHz very low loss.
  • the present invention makes it possible to drive variable loads with low losses and with a simple control effort at high frequencies, with only a minimal circuit effort, including, for example, a switch (MOSFET or IGBT with a reverse diode), an input DC choke (choke inductance) ) and an electromechanical energy converter (piezoelectric transformer).
  • a switch MOSFET or IGBT with a reverse diode
  • an input DC choke Choke inductance
  • electromechanical energy converter piezoelectric transformer
  • the electromechanical transducer fulfills the requirement of the transformation in an unloaded state, so that a low-pressure gas discharge lamp can be ignited without any problems.
  • a lamp represents a very large resistance, which in an ignited state (burning operation) changes into a defined load with a negative differential resistance, and can be approximated with an ohmic resistance at an operating point.
  • the ignition circuit implemented by further components in a conventional ballast can be implemented in a ballast with a piezoelectric transformer exclusively by this transformer, which brings about a further cost reduction.
  • a simple integrated control circuit can be used with a sufficient bandwidth of a piezoelectric transformer. Detection of an input voltage or a lamp voltage is not necessary for setting an operating point, since a parameter dependency of a phase shift is small enough to adjust the lamp power solely by means of a setpoint adjustment of the phase shift.
  • the amplitude of the output current does not have to be sampled for the purpose of an approximate power setting, since the change in the trans- formation ratio when the load changes, the nominal power can be mapped precisely enough to the phase shift of the current zero crossings of the switch and load current.
  • FIG. 1 is a rough block diagram showing a basic structure of a resonance converter according to the invention.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a resonance converter, a control device for controlling the switching frequency of the switch not being shown;
  • Fig. 3 is a detailed circuit diagram of the resonance converter of Fig. 2;
  • 3a shows a frequency-dependent voltage transmission function of a piezoelectric transformer in the no-load ignition mode and in the load mode.
  • Fig. 4 qualitative waveforms of eitiem 'switch current I s and a load current I L;
  • Fig. 6 is the phase angle ⁇ ⁇ L at a constant Fre acid sequence in response to an input voltage U in; 7 shows a circuit for driving a variable load according to a further exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 shows a drive circuit according to a further exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a rough illustration of a resonance converter according to the invention, which comprises a source 101, a switch 103, a piezo transformer 105, a variable load 107 and a control device 109.
  • a voltage supplied by the source 101 or a current supplied by it is switched by means of the switch 103 at a switching frequency, as a result of which an input signal is present to the piezo transformer 105, which is converted into an output signal which has a frequency which is different from the switching frequency of the switch 103 depends.
  • This output signal is used to drive a load 107, such as a low-pressure gas discharge lamp whose ⁇ Lastcha- rakterumbling is variable.
  • This phase shift can be determined from a plurality of signals which can be tapped, for example, before and after the piezo transformer 105 and before or after the switch 107.
  • the source 101 is coupled to a first connection 2011 of an input choke 201.
  • a second connection 2013 of the input choke 201 is coupled to a first input 1031 of the switch 103.
  • the first input 1031 of the switch 103 is coupled to a first connection 1051 of an input gate 1052 of the piezo transformer.
  • the source 101 is also coupled to a second input 1033 of the switch 103 which is also coupled to a second terminal 1053 of the input gate 1052 of the piezo transformer 105.
  • the variable load 107 is connected between a first connection 1055 of an output gate 1056 of the piezo transformer and a second connection 1057 of the output gate 1056.
  • the switch 103 also has a control input 1035 to which a control signal can be applied which controls the switching frequency of the switch 103.
  • the mode of operation of the resonance converter shown in FIG. 2 is described in more detail below.
  • the switch 103 is operated with a relative switch-on time D and an operating frequency f, so that a resonance of the converter 105 is achieved, and an output signal, for example a voltage, the variable load 107, for example a gas discharge lamp or another ohmic-capacitive Load drives.
  • Fig. 3 shows a detailed circuit diagram of a resonance converter, one of the class amplifiers; E includes.
  • the source 101 is initially coupled to the first connection 2011 of the input choke 201.
  • the second connection of the inductor is coupled to the first input 1031 of the switch 103, the first input 1031 also being coupled to the first connection 1051 of the converter 105.
  • the source 101 is also coupled to the second input 1033 of the switch 103, the second input 1033 also being coupled to the second connection 1053 of the converter 105.
  • the load 107 is arranged between the first connection 1055 and the second connection 1057 of the output gate of the converter 105.
  • the switch 103 comprises a voltage-controlled power switch 1037, the source or emitter of which is connected to the first input 1031 of the switch and the drain or collector of which is connected to the second input 1033 of the switch 103. are coupled.
  • the control input 1035 of the switch 103 is simultaneously designed as a gate of the voltage-controlled circuit breaker 1037.
  • a diode 1039 is connected between the second input 1033 and the first input 1031 in the direction of flow.
  • FIG. 3 a simplified equivalent circuit diagram of a piezo transformer 105 is shown in FIG. 3.
  • the equivalent circuit diagram comprises an input capacitance 10501 which is connected between the first connection 1051 and the second connection 1053 of the input gate of the piezo transformer 105 and is therefore arranged in parallel with the switch 103.
  • the equivalent circuit diagram of the converter 105 comprises a resonance circuit which consists of a series circuit comprising a capacitor 10502, an inductor 10503 and a resistor
  • the resonance circuit which is also characterized by a high quality, consists of the capacitance 10502, the inductance 10503 and the resistor 10504, is connected between the first connection 1051 of the converter 105 and a further connection 10506 of a primary side of the transmitter arrangement 10505. Parallel to a secondary side of the transmission arrangement
  • An output capacitance 10508 is arranged in 10505.
  • the piezo transformer 105 is characterized in that the transmission ratio ü is subject to a change as a function of the load 107.
  • the voltage controlled power switch 1037 can be, for example, a fast IGBT (e.g. a fieldstop IGBT) or a MOS transistor (eg a cool MOS transistor), which is used together with an anti-parallel reverse diode. The mode of operation of the circuit shown in FIG. 3 is explained below.
  • the voltage-controlled circuit breaker 1037 is made conductive by applying a control signal to the control input 1035, a current which flows through the voltage-controlled circuit breaker cannot increase suddenly due to the input choke 201. In addition, the input capacitance 10501 of the converter 105 is discharged. If the voltage-controlled circuit breaker 1035 is switched off again by applying a corresponding control signal, that is to say brought into a blocking state, then a voltage across the voltage-controlled circuit breaker increases only slowly because the input capacitance 10501 is charged.
  • the voltage-controlled power switch may thus at the gate 1035 with respect to collector / emitter or drain / source connected energize the ⁇ so that no turn-on losses are incurred.
  • Such a current-controlled antiparallel diode does not necessarily have to be designed as a fast diode, so that an inexpensive slow diode can also be used here. If the switch 103 is now operated at a predetermined frequency, the resonance circuit, consisting of the capacitance 10502, the inductor 10503 and the resistor 10504, is excited. If a resonance frequency of the resonance circuit is reached in this case, the converter 105 reaches a maximum voltage transmission ratio ü.
  • a voltage transfer function (with a defined input voltage 101 and a defined load 107) can be described in terms of frequency, for example by a Gaussian function (bell curve), as is illustrated, for example, in FIG. 3a.
  • a resonance frequency f R the voltage transfer function reaches a maximum value in the load state. If the resonance frequency f R is exceeded, which corresponds to an over-resonant case, the voltage transfer function drops in such a way that it follows a course of the Gaussian curve.
  • the voltage transfer function has assumed a value that is significantly lower than the value of the voltage transfer function in the resonant case. If the frequency becomes lower again during the over-resonant operation, the voltage transmission ratio ü increases again.
  • This frequency-dependent voltage transmission ratio of a piezoelectric transformer which is shown in FIG. 3a, is now used in accordance with the present invention to drive variable loads.
  • the gas discharge lamp connected by way of example on the secondary side of the transformation arrangement 10505 is distinguished by a variable load characteristic.
  • a high voltage is present at the output gate of the converter 105, which enables the gas discharge lamp 301 to be ignited. If the gas discharge lamp 301 is ignited in the no-load state, the voltage applied to the gas discharge lamp 301 drops, while the load current flowing through the gas discharge lamp increases.
  • the voltage transmission function is selected so broadly by a suitable design of the electromechanical converter 105 that a suitable reduction in the voltage transmission ratio occurs in the event of a deviation from the resonance frequency, an increase in a voltage at the gas discharge lamp during load operation can be counteracted. If the output voltage increases between the first connection 1055 and the second connection 1057 of the converter 105, the piezoelectric transformer, because of its capacitive output due to the capacitance 10508, acts like a class E converter with a predominantly capacitive output load. As a result, the total power transmitted does not drop to such an extent as if a constant ohmic resistance were operated as a load with the same frequency change.
  • the total power transmitted is divided into the reactive power carried by the capacitance 10508 and the active power carried by the load 107.
  • the total power transmitted can decrease less strongly in the event of a deviation from the resonance frequency than with a constant ohmic load with the same converter, since a larger capacitive reactive power over the capacitance due to a larger output voltage 10508 is performed.
  • the piezo transformer 105 is designed in such a way that it generates a load-free step-up transformation of the output voltage at approximately the same or only a slightly different resonance frequency compared to the load case (ie burning operation of the gas discharge lamp), so that the gas discharge lamp can be ignited.
  • the shaft can be reached in a stress-free state in a simple and cost-effective manner due to an undamped mechanical vibration by the narrow-band resonance curve shown in FIG encloses.
  • phase angle ⁇ LT which is determined by the zero crossings of the switch current I s and the load current I L , is not equal to zero and relatively large in this exemplary diagram, since the load current I L has a larger capacitive component, which is equivalent to the fact that the Gas discharge lamp has not yet been put into its nominal operation (approximately ohmic resistance), where the phase angle ⁇ LT becomes smaller and can even become almost zero.
  • the reverse time t rev then also becomes shorter and can become almost zero, so that the reverse current flowing through the diode 1039 disappears.
  • the frequency-dependent voltage transmission ratio of a piezoelectric transformer is used according to the invention in the exemplary embodiment shown in FIG. 3 in order to implement frequency-dependent power transmission as a function of a variable load, as has already been explained with reference to FIG. 3a. This is explained in detail below using the voltage transmission ratio of a piezoelectric transformer 105 shown in FIG. 5 as a function of a load characteristic of a gas discharge lamp 301.
  • the resonance frequency is higher than the optimal one in unloaded operation Frequency under load (for example for maximum performance or also for maximum efficiency).
  • the resonance frequency of the electromechanical transducer without load is realized only slightly above the resonance frequency under load, which is technically possible without any problems by a suitable design of a piezoelectric transformer.
  • the nominal frequency for the nominal load combustion operation should coincide approximately with the resonance frequency in a load-free state.
  • the converter is initially starting from the resonance frequency controlled by a to the no-load resonance point around preferably variable frequency to ⁇ which increases periodically slowly and / or is slowly lowered again, and a shape of a curve shown in Fig. 5 501 of the Voltage transfer ratio follows.
  • the frequency-dependent voltage transmission ratio can be used for efficient control of a power output to the gas discharge lamp by the piezo transformer 105 is excited at different frequencies that are close together, for example can be realized by a suitable switching frequency of the switch 103.
  • a phase angle ⁇ LT between the load current and the switch current is evaluated in order to control and regulate the converter constructed in this way, in order to implement, for example, an over-resonant regulation.
  • phase angle ⁇ LT also shows an exemplary course of the phase angle ⁇ LT, for example at nominal load as a function of frequency (curve 507) together with the voltage transmission functions in a no-load state (ignition) and in a load state (nominal load).
  • curve 507 the nominal load or an even greater load (small voltage transmission ratio ü) occurs below f 0 p ⁇ , and a smaller load (larger voltage transmission ratio ü) above f OPT up to the no-load ignition characteristic in Assignment to the function of the phase angle ⁇ LT 507 occurs.
  • the 'over-resonant range above a frequency f opt can be used to control or regulate the gas discharge lamp power. According to this, it is therefore not necessary to record a maximum value of the gas discharge lamp current in order to control or regulate the converter. It is sufficient to scan the phase angle ⁇ LT between the switch and the load current and to set it to a nominal value. If the frequency becomes lower, the active power transmission increases in the case of an over-resonant operation up to its maximum at the resonance frequency.
  • the switch current embodies approximately the input current of the piezo transformer 105, which is distributed over the transformation ratio to the load (gas discharge lamp) and to the output capacitance 10508 of the converter 105.
  • the power can be increased under nominal load by increasing the input voltage from a minimum nominal input voltage 505 'to a higher input voltage 503' up to a maximum load characteristic 501 '.
  • the output power can no longer be increased significantly, this being dependent on the volume of the piezo transformer used. A smaller volume only allows a smaller maximum load. It is therefore important to ensure that the piezotransformer is designed for at least a somewhat larger load than the nominal load, so that the control circuit according to FIG. 8 remains functional beyond the nominal load.
  • phase angle ⁇ LT The course of the phase angle ⁇ LT at a constant frequency is shown again in FIG. 6 as a function of an input voltage JJ n applied to the gas discharge lamp.
  • a rising voltage Ui n the phase angle ⁇ decreases, since in this case more active power is transmitted to the gas discharge lamp, see, for example, FIG. 5a, over-resonant operation.
  • such fluctuations in the voltage U in can be compensated for by more power being passed on to the gas discharge lamp by lowering the frequency when the input voltage U n falls in the over-resonant mode of operation.
  • phase angle ⁇ LT can be set by setting a transmission ratio u which is different as a function of the input voltage. With a constant output voltage, this phase angle is a measure of the size of the load current, and thus of the output power, due to the parallel connection of the approximately constant capacitance 10508 and the load 107 in load operation.
  • FIG. 7 shows an exemplary embodiment of a resonance converter according to the invention for low-pressure gas discharge lamps, including switching frequency control. Since this exemplary embodiment is based on the exemplary embodiment shown in FIG. 3, the functionalities are not described again with the same reference symbols in the following.
  • the exemplary embodiment shown in FIG. 7 initially comprises an input rectifier 701 having a first mains connection 70101 and a second mains connection 70103. Between an output 7015 and an input 7017 of the input rectifier 701 there is a capacitance 703 which ⁇ at play, a load capacitor may be coupled. In parallel with the capacitance 703, a control part 705 is also coupled together with a resistor 70501. The output 7015 of the input rectifier 701 is also coupled to the first connection 2011 of the input choke 201.
  • the control part 705 also has a control output 7051 which, according to the present invention, is coupled to the control input 1035 of the switch 103, which in this exemplary embodiment comprises the current-controlled circuit breaker 1037.
  • the control part 705 also has a first Input 7053 and a second input 7055.
  • the first input 7053 is coupled to the second input 1033 of the switch.
  • a sense resistor 707 is also arranged between the first input 7053 of the control part 705 and the input 7017 of the input rectifier 701.
  • a second sense resistor 709 is arranged between the load 107 and the second connection 1057 of the converter 105.
  • the second input 7055 of the control part 705 is coupled between the load 107 and the second sense resistor 709.
  • the control part 705 also has a power supply input 7057, which is coupled to the input 7017 of the input rectifier 701 via a capacitance 70111, which can be designed, for example, as a block capacitor. Between the second terminal 1053 of the converter 105 and the power supply input 1057 of the drive ⁇ part 705 is coupled in flow direction a first diode 70,131th Between the input 7017 of the input rectifier 701 and the first terminal 1051 of the input port of the converter 105, a parallel circuit consisting of an external capacitance 70151 and a diode 70171, which is operated in the direction of flow, is also coupled. In '. The operation of the resonance shown in Figure 7 is nanzkonverters explained. However, the functionalities which have already been discussed with reference to the exemplary embodiment shown in FIG. 3 are not discussed again here.
  • the object of the control part 705 is to detect the in Fig. 7 marked by an arrow switch current I s and the load current I h suitable for a Pha ⁇ sendifferenz to determine between the two streams, and so at the control output 7051 a control signal for Control the switching frequency of the switch 103 output.
  • a variable which is dependent on the switch current I s is first generated and can be applied to the first input 7053 of the control part 705.
  • the switching Terstrom Is is converted at the first sense resistor 707 into a voltage which is present at the first input 7053.
  • the variable dependent on the switch current can be generated with the aid of any functionality, for example by means of a current mirror or by means of a current-controlled voltage source.
  • the piezo transformer 105 drives a gas discharge lamp with the load resistor 107, through which the load current I L flows, with a voltage transmission ratio ü.
  • a second sense resistor 709 is used to detect a variable dependent on the load current I L , so that the load current I L generates a voltage across the resistor 709, which voltage is applied to the second input 7055 of the control part 705 is applied.
  • the phase difference between the switch current I s and the load current I L is first determined in the control part 705, and, as has already been described above, a control signal is output which controls the switching frequency of the switch 103 ,
  • the resistor 70501 provides a start supply for the control part 705.
  • the power supply for the control part 701 is implemented via a primary-side connection of the piezoelectric transformer 105 via a pump circuit with the diodes 70131 and 70171, and via the external capacitance 70151, while the capacitance 70111 (block capacitors - sator) the supply voltage of the control part 701 be smoothed ⁇ tet.
  • a simple power supply apparatus of the present invention without any particular Anforderun ⁇ gen only three capacitors 703, 70111 and 70151, which are playing carried out at ⁇ as condensers to an electromagnetic compatibility and with no other options for dimming or power factor correction, an on ⁇ gang rectifier 701 (Line rectifier), an input choke 201, a piezo transformer 105, for example a fast IGBT 1037 with a reverse diode 1039, a possibly integrated control part 705, two diodes 70131 and 70171 and some small resistors.
  • an on ⁇ gang rectifier 701 Line rectifier
  • a piezo transformer 105 for example a fast IGBT 1037 with a reverse diode 1039
  • a possibly integrated control part 705 two diodes 70131 and 70171 and some small resistors.
  • the ballast thus obtained can thus be accommodated in a compact design in the smallest space, for example with an overall height of 10 mm being easily accessible.
  • a size EF 13 up to a power of 18 watts is sufficient.
  • the piezoelectric transformer 105 for example, a cylindrical design with a height of 9 mm and a diameter of 20 mm can also be considered sufficient for 18 watts.
  • a complete integration of the reversing diode 1039, for example a Fieldstop ⁇ GBT 1037 and a control IC, can also be implemented cost-effectively in an 8-pin housing as a multi-chip solution.
  • FIG. 8 shows an embodiment of the control device 109 according to the invention together with the switch 103 and the load resistor 107.
  • the control device 109 comprises first means 801 for detecting from the switch current I s-dependent variable, means 803 for detecting a quantity dependent on the load current I L size as well as a phase locked loop 805.
  • the phase locked loop 805 comprises, in this embodiment, a device 807 for Determining the phase shift between the switch current and the load current from the variables detected by the device 801 and by the device 803.
  • the device 807 has a first input 8071, a second input 8073 and an output 8075.
  • the output 8075 of the device 807 is via a A resistor 8091 and a capacitor 8093 are coupled to a reference potential, for example ground.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • An input 81101 of VCO 811 is coupled between resistor 8091 and capacitance 8093.
  • An output 81103 of the VCO is coupled to an input of the gate driver 813, the output of which is coupled to the control input 1035 of the switch 103.
  • the device 801 has a comparator 8011 with a first input 80111, a second input 80112 and an output 80113.
  • the first input 80111 of the comparator 8011 is coupled to the second input 1033 of the switch 103.
  • the second input 80112 is coupled to the output 80131 of a reference source 8013.
  • the output 80113 of the comparator 8011 is coupled to the first input 8071 of the device 107.
  • the device 803 comprises a comparator '8031 with a first input 80311 and a second input 80312 and an output 80313.
  • the first input 80311 of the comparator 80131 is coupled between the resistors 107 and 709.
  • the second input 80312 of the comparator 8031 is coupled to the output 8031 of the reference source 8013.
  • the output 80313 of the comparator 8031 is also coupled to the second input 8073 of the device 807.
  • the switch current at the sense resistor 707 is converted into a voltage which is present at the first input 80111 of the comparator 8011.
  • a reference signal which is supplied by the reference source 8013, is present at the second input 80112 of the comparator 8011.
  • the comparator 8011 thus samples the zero crossings of the switch current I s by comparing the drop across the sense resistor 707. voltage and the reference signal close to zero.
  • An output signal is thus output at the output 80113 of the comparator 8011, the instantaneous phase of which results from the comparison between the signals present at the inputs 80111 and 80112 and which in this exemplary embodiment represents a variable which is dependent on the switch current I s .
  • a symmetrical arrangement is located on the load side.
  • the load current I L is converted into a voltage which is present at the first input 80311.
  • Reference signal 80131 which is supplied by reference source 8013, is also present at second input 80312.
  • the load current is sampled via the sense resistor 709 and the comparator 8031 outputs an output signal at its output 80313 which represents a variable dependent on the switch current I L.
  • the two second inputs 80112 and 80312 are coupled to the same output 80131 of the reference source 8013.
  • this reference source is designed as a DC voltage source.
  • the reference source 8013 can be any source, such as an AC voltage source, or another arrangement, such as a current or voltage controlled voltage source, which supplies a predetermined, for example time-dependent, reference signal.
  • the switch current and the load current are sensed at the two sense resistors 707 and 709.
  • the load current can be sensed with the aid of any functionality, such as, for. B. a current mirror with a resistor as a load or a current-controlled voltage source, or by a separate load or switch current proportional signal source, for example as a tap of the transformer 105 (piezo transformer) in FIG. 7.
  • the device 807 is used to determine the phase shift between the switch current and the load current from the detected values which are present at the two inputs 8071 and 8073.
  • the device 807 is designed as a phase detector which is part of the phase locked loop 805.
  • the phase difference signal determined by the phase detector 807 which also depends on whether it is over-resonant or under-resonant in terms of its frequency dependence, is implemented by the integrator device 809, in this exemplary embodiment as a filter, consisting of a resistor and a capacitor, integrated.
  • the filter output signal is present at the input 81101 of the VCO 811, which generates a suitable frequency f and an associated duty cycle D f based on the filter output signal. This output signal is forwarded to the control input 8035 of the switch 103.
  • the integrator means 809 which is carried out in this example, a particularly cost 'may be implemented in other ways, such as by a suitably-connected operational amplifier, or other time delaying circuit.
  • the switch 103 comprises a voltage-controlled power switch 1'037.
  • the output of the VCO 813 is supplied to the gate driver 813, the output signal se to a gate of beispielswei ⁇ a field stop IGBT, or a MOSFET as possible from ⁇ EMBODIMENTS of the voltage-controlled power switch is disclosed.
  • the device 807 is designed as a phase detector for determining the phase difference and for generating a difference signal. This has the advantage that the phase locked loop 805, which can be implemented inexpensively, can be used to control the switch 103.
  • the VCO 811 may therefore have a device (not shown) to store the frequency applied at the time of ignition.
  • the ignition frequency is found in the over-resonant branch of the load curve in Fig. 3a. This ignition frequency is then purposefully not under control during load control, or is only undercut by an amount defined by the parameters of the piezotransformer 105, so that even a disproportionate change in the phase voltage U p to smaller values does not permit a frequency reduction in under-resonant operation.
  • the VCO 811 can also have a device (not shown) to ensure a minimum, lower limit frequency in load operation, which ensures this behavior.
  • the VCO 811 is also characterized by a duty cycle D f that is adjustable.
  • D f duty cycle
  • these switch-on times are supplied by the voltage-controlled oscillator 811, but in such a way that the current in the switch only increases during the switch-on time, as is illustrated in FIG.
  • the VCO 811 is therefore designed so that it delivers a duty cycle D f necessary for this.
  • This can be implemented, for example, by a device (not shown in FIG. 8) for setting a predetermined duty cycle of the output signal of the oscillator 811.
  • a resonant inverter consisting of a self-excited or an externally excited class E amplifier, with an operation mode tuned to the resonance frequency at one high frequency using an electromechanical energy converter with a high load circuit quality, a high efficiency as well as a limited load change and a limited input voltage fluctuation by using a dynamically fast switch with at least about three times the reverse voltage compared to the maximum input DC voltage.
  • the circuit can be implemented as a one-chip solution (for example in a SMART-POWER technology) or in a known inexpensive multi-chip version without any need a bridge-compatible high-voltage technology for the control circuit.
  • conventional high-voltage circuit breakers e.g. Fieldstop-IGBT up to 1700V, Cool-MOS up to 800V
  • the required control circuit works very low-loss, particularly when using MOS transistors or fast IGBTs, because of the capacitive gate behavior, as does the switch and the electromechanical converter.
  • a high switching speed can be achieved by using MOS switches or fast IGBTs.
  • the capacitive and inductive components of the overall arrangement decrease.
  • a resonance inductance is therefore no longer required, just as little as a high-side driver device, which is not the case for comparable half-bridge solutions with narrow-band energy converters, or only with restrictions with regard to the control accuracy.
  • no reactive components are required in the load circuit and are completely replaced by the piezoelectric transformer.
  • the inverse voltage transmission ratio 1 / g (input voltage / output voltage) of the electromechanical converter is selected according to the invention with a ratio of 1.5: 1 to 5: 1 with respect to sine transmission at resonance frequency in adaptation to typical network applications for discharge lamps (e.g. low-pressure lamps).
  • the input mains voltage can be between 80 and, for example, 260 volts AC.
  • a load voltage operating voltage
  • a load adjustment with optimal switch voltage limitation for the described network applications would not be achievable in this circuit topology, which is why the correctly dimensioned gear ratio in nominal load operation is an essential basic idea of the solution according to the invention.
  • the input capacitance of the electromechanical transducer is to be selected such that no further parallel capacitance is required in addition to the semiconductor switch connected in parallel with the transducer input.
  • the value of this input capacitance at a frequency of typically 100 kHz and a power of 10 to 20 watts will be between 100 pF and 1 nF depending on the input voltage.
  • the value of the capacitance should be selected around 500 pF to 1 nF, with a large input voltage (160 to 260 V AC) this value should be selected with around 100 pF to 500 pF.
  • the capacitance of the switch acting in parallel is of the order of less than 200 pF.
  • the value of the input capacity shifts upwards (higher power) or downwards (lower power).
  • a piezoelectric transformer A circular or also a laterally oscillating piezoelectric transformer is preferably used here.
  • a piezoelectric transformer that works on the basis of a thickness oscillation, or a Rosen-type transformer is less suitable for this application, since these do not allow a corresponding transformation ratio in the specified power range and the required input capacitance with sufficient efficiency , At this point, however, it should be pointed out that these two types of piezo transformers can also be used according to the invention.
  • the negative differential resistance of a gas discharge lamp in combustion mode helps to stabilize the zero-voltage circuit of class E, and is more suitable as a load in connection with a narrow-band electromechanical converter than a constant ohmic resistance.
  • the piezoelectric transformer is designed in such a way that its voltage transfer function has a sufficient bandwidth, which, as has already been mentioned, follows the function of approximately a Gaussian function in terms of frequency, and is chosen to be so wide that if there is a deviation from the resonance frequency, a Reduction of the voltage transmission ratio ü occurs, which is counteracted by the rise in voltage at the gas discharge lamp.
  • Lam ⁇ penstroms allows for gas discharge lamps via a technically reliable detection ⁇ ESdz7implementie - 7ramj ⁇ the frequency bandwidth is up to decay to half a power of at least about 5 to 10% of the nominal frequency.
  • the keep the class E circuit with respect to the zero-voltage circuit and the switch current load hardly, so that no significant changes in the maximum switch current, the reverse reverse current and the maximum switch voltage occur at approximately constant relative switch-on time.
  • the class E converter reacts to an increased capacitive or a less ohmic output load by increasing the reactive current component without the zero voltage condition being violated.
  • the inherent output capacitance of the piezoelectric transformer has a stabilizing effect.
  • the switch voltage thus continues to return to zero, even if the gas discharge lamp has been extinguished or removed. This only increases the proportion of reverse current in the switch.
  • the maximum reverse current is equal to the maximum inrush current of the switch (ignition operation). End-of-life effects or load circuit interruption can thus be detected by scanning the reverse current in the switch without the lamp voltage having to be monitored.
  • the optimal relative switch-on time changes with the frequency and has to be tracked with larger frequency changes within the bandwidth.
  • the reverse voltage reserve of the switch is large, the input capacity of the piezoelectric transformer can be reduced in order to achieve zero voltage switching (ZVS) down to lower input voltages.
  • ZVS zero voltage switching
  • the reverse voltage reserve of the switch is small, the input voltage must not drop below a certain minimum value. Because of the sufficiently large output capacitance of a piezoelectric transformer when the ohmic load drops, this value is small enough to compensate for the usual voltage fluctuations in the networks and, in addition, to permit a larger voltage fluctuation at the input charging capacitor.
  • the constant or slightly increasing capacitive output load of the piezoelectric transformer maintains the zero-voltage switching, since the rising reactive current component compensates for the missing load current component.
  • the maximum switch voltage does not become significantly larger, since the effective input current decreases and has to be compensated for by a smaller proportion of the load current, the total relative switch-on time also remaining constant.
  • the reactive current component drops to smaller values so that the maximum switch voltage is not exceeded in this case either. If the ohmic load was too high, the zero voltage behavior would no longer be achieved because the transmission characteristic of the piezoelectric transducer only allows a limited power transmission (maximum load).
  • a load increase bumps to the same limitation in power transmission as an input voltage increase according to FIG. 5a. The additional power consumed at the switch is thus converted into heat when a voltage greater than zero has to be switched on. This means that the maximum switch voltage is also not exceeded by no longer increasing the transmitted power. In the event that an excessive load is used, this can be detected by detecting the voltage return at the switch, so that overloading of the switch can be avoided by switching off the converter.
  • a component can be used as a switch, the maximum voltage of which is not exceeded in any possible operating state of a gas discharge lamp with an electromechanical converter (piezoelectric transformer). Therefore, a non-avalanche-proof switch (MOSFET or IGBT) is well suited for this application, since the output capacitance of the converter, which has an effect on the input, has a compensating effect when the ohmic load drops, and a maximum transferable power cannot be exceeded.
  • MOSFET or IGBT non-avalanche-proof switch
  • Non-avalanche-proof components in particular Fieldstop-IGBT as a switch, makes the present application more cost-effective, since no protective element against overvoltages has to be used on the switch, since the output circuit already protects the switch due to its electromechanical and thus electrical properties guaranteed.
  • the phase angle between the load current and the switch current can be evaluated in order to control and regulate a converter constructed in this way.
  • the switch current is only superimposed by the DC component of the input choke, which changes the phase shift by a fixed amount, and therefore not or only little depends on the power or input voltage. If the input choke of the converter is chosen so small that the choke current can decay to zero or become less than zero, the proportion of the superimposed direct current on the part of the choke can be significantly reduced or made almost zero, because then the choke current is typically in reached about a zero crossing when the switch was turned on. Even if the input choke is chosen larger, phase detection for power control is possible and only needs to be adapted slightly to the respective value of the input choke, since the effective input current in this application is significantly smaller than the load current.
  • the fluctuation in the input voltage can also be compensated for by means of phase detection and a corresponding frequency change, since the capacitive component of the output current in the converter increases when the active power decreases due to a falling input voltage.
  • the electromechanical converter has the property of transmitting a power which decreases quadratically with this when the input voltage becomes smaller.
  • the converter can only respond by increasing the output voltage even if there is a small input voltage.
  • the transformation ratio shifts towards larger values and the converter-internal losses increase slightly.
  • a greater voltage is applied to the inherent output capacitance of the converter, as a result of which the capacitive current component increases and the ohmic current component decreases.
  • the design of the electromechanical converter can be used to adjust the transformation ratio so that the output voltage increases from maximum load (minimum possible load resistance) to smaller loads (greater load resistance) so that the resulting equivalent resistance with respect to the input remains approximately constant or is little changes.
  • the class E converter can be operated with a variable load in a wide input voltage range without the zero voltage condition being violated and by the transmitted power being able to be varied only by small frequency changes.
  • a transformer with constant parameters in particular with a constant transmission ratio, this possibility does not exist in such a wide range of load and input voltage changes.
  • the size of the input choke can also be used to adjust the power within certain limits at a given frequency. If the input choke is made larger, the transmission power increases in that the effective energy stored in the input choke increases at the same frequency due to the electrical characteristics of the class E converter and is passed on to the load circuit. However, because of the limited bandwidth of the electromechanical converter, the setting of the power via the input choke is only possible within small limits and will have an insignificant effect on the overall performance within the usual tolerances of inductive components. On the other hand, the adjustment of the input choke can be used to adjust the operating point if another adjustment should not be made.
  • One advantage of the finite design of the input choke is the possibility ability to adjust lamp power.
  • the input choke is made too large, it can bring about an improved smoothing of the current harmonics to the network (interference voltage), but it also causes a necessary adjustment of the input capacitance of the converter to smaller values with an increase in power and with a constant transformation ratio or to a smaller down-transformation ratio and constant or greater input capacity of the converter.
  • the values required for a typical embodiment of the invention for the input choke at a typical frequency of 100 kHz are between 3 mH and 20 mH to choose.
  • a PLL control loop is put into operation after detection of the ignition, in which the zero crossings of the switch and load current are sensed and passed on to a phase detector. Further, this phase difference is fed to a '.-- filter which produces a smoothed output voltage. This is connected to a suitable VCO (voltage-controlled oscillator), which should be adjusted to a setpoint (setpoint comparison) and has a suitable amplification.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • the output signal of the VCO is fed back to the switch (gate of an IGBT or MOSFET) as a frequency signal with a corresponding duty cycle according to the invention (constant or slightly variable within the range mentioned) via a driver.
  • the duty cycle can increase slightly with decreasing frequency and decrease slightly with increasing frequency, or it is kept constant.
  • the phase difference signal is applied positively, whereby an approximately constant power is generated.
  • a Gas discharge lamp has a higher operating voltage, for example due to aging, then a disproportionately smaller lamp current flows, which can be referred to as a load change (load reduction).
  • the converter will keep the power roughly constant by first "determining" that the phase angle has increased due to falling active load.
  • the resulting phase voltage Up has become smaller according to the diagram. If it is given positively to the VCO , then the frequency drops a little, and the power is increased again. As a result, the phase angle decreases again and the phase difference voltage increases again according to the diagram.

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Abstract

Bei einem Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten wird zunächst ein durch einen Schalter (103), der von einer Steuereinrichtung (109) gesteuert wird, geliefertes Eingangssignal durch einen Transformator (105) in ein Ausgangssignal umgesetzt. Der Transformator (105) ist derart dimensioniert und beschaltet, dass bei Lieferung einer Nennleistung zu der veränderlichen Last (107) ein Abtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 1,5:1 bis 5:1 beträgt. Die Schaltfrequenz des Schalters (103) wird auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung gesteuert. Der erfindungsgemässe Resonanzkonverter ermöglicht es daher, veränderliche Lasten effizient mit Hilfe eines Transformators zu treiben.

Description

Resonanzkonverter und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil zum Treiben von veränderlichen ohmisch-kapazitiven o- der ohmisch-induktiven Lasten, das einen Resonanzkreis, ei- nen elektromechanischen Energiewandler, einen Schalter sowie eine Steuereinrichtung aufweist.
Schaltnetzteile mit oder ohne Resonanzkreis kommen meist nicht ohne induktive elektromagnetische Bauelemente aus. Zur Erzielung eines verlustarmen Schaltbetriebs können solche Schaltungen nur bis zu einer bestimmten Maximalfrequenz und nur mit resonanten induktiven Elementen oder breitban- digen Transformatoren oder Induktivitäten betrieben werden. Derartige Komponenten sind volumenintensiv und verursachen einen signifikanten Kostenanteil am gesamten Gerät.
Beispielsweise ist eine selbst- oder fremderregte Halbbrü- ckenschaltung anzuführen, die mit Bipolartransistoren, Reversdioden, einem Serienresonanzkreis sowie induktiver Ba- i sisrückkopplung arbeitet. Eine beispielhafte Ausführungsform einer derartigen Halbbrückenschaltung ist in folgender Schrift (1) offenbart: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers, „Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistors" (Texas Instruments, 1992) . Dabei ist der Lastkreis vorwiegend induktiv ausgeprägt, wodurch ein verlustarmes Schalten in verschiedenen Lastfällen möglich wird. Diese Schaltung kann man auch als einen Verstärker der Klasse D einordnen. Sie hätte selbst unter Verwendung von minoritätsladungsfreien MOS-Transistoren (MOS; MOS = Metal-Oxid Semiconductor) den Nachteil kapazitiver Ausräum¬ verluste, da die Schalter unter Spannung eingeschaltet werden müssen, falls nicht eine ausgangsseitige Resonanzdrossel die Spannung bei einem Einschalten etwa auf Null über einem jeweiligen Schalter ansteigen läßt. Somit wird das Nullspannungsschalten (ZVS; ZVS = Zero Voltage Switching), das sich dadurch auszeichnet, dass beim Schalten eine Spannung über einem Leistungshalbleiter vor und während eines Schaltvorgangs zu Null gemacht wird, durch eine ausreichend große (Resonanz-) Induktivität am Lastkreis erreicht.
Weiterhin gibt es HF-Verstärker (HF; HF = Hochfrequenz) der Klasse E mit nur einem Schalter und einem hohen Wirkungs- grad. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (2) veröffentlicht: N. 0. So- kal, A. D. Sokal, „Class E - A New Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power A plifiers", (IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, Nr. 3, Juni 1975) . Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendeverstärker benutzt und dabei mit einem extern erzeugten Takt bei einer optimalen Einschaltzeit betrieben. Die Einschaltzeit beträgt meistens etwa eine halbe Periodendauer (D = 0,5 entspricht Optimum). D bezeichnet dabei die • relative (d.h. auf eine Periodendauer bezogene) Einschaltzeit. Diese Schaltung benötigt ebenfalls eine Resonanzinduktivität im Lastkreis, erreicht jedoch das Nullspannungsverhalten (ZVS) parallel zu einer ausreichend großen Kapazität. Während bei einer Halbbrückenschaltung die parallele Kapazität zum Schalter möglichst klein gewählt wird, um tdas 'Nullspannungsverhalten (ZVS) problemlos durch eine Resonanzinduktivität zu erreichen, wird bei der genannten Schaltung der Klasse E diese Parallelkapazität so groß wie möglich gemacht, um die maximale Spannung über dem Schalter während des Ausschaltens so klein wie möglich zu halten. Wird die Kapazität jedoch zu groß gewählt, so kann die Spannung nicht mehr auf Null zurückkehren, und es treten unzulässige Einschaltverluste auf.
Bei einem Einsatz von hochfrequenten piezoelektrischen Transformatoren (Piezotransformatoren) oder anderen Energieumformern mit einer elektromechanischen Energiewandlung lassen sich beliebige Transformationsverhältnisse realisie- ren, jedoch bieten diese Bauelemente meistens kein vorwiegend induktives Eingangsverhalten. Solche elektro echani- schen Wandler sind meist auch sehr schmalbandig und können bezüglich ihres Frequenzverhaltens nur sinusförmige Schwin- gungen übertragen. Eine hart schaltende Konvertertopologie ist deshalb für deren Betrieb weniger geeignet. Somit muß der Resonanzbetrieb, günstigerweise auch in einer Resonanz- konvertertopologie, gewählt werden. Da durch ein piezokera- misches Material im wesentlichen ein kapazitives Eingangs- und Ausgangsverhalten vorgegeben ist, kann ein solcher Wandler die konventionellen Induktivitäten oder Transformatoren nur dann ersetzen, wenn im Fall eines gewünschten induktiven Lastkreisverhaltens für zusätzliche induktive Formung des Lastkreises Sorge getragen wird. Bei einer Halb- brückenschaltung ist ein solches induktives Lastkreisverhalten gefordert, um die Schaltverluste klein zu halten. Als einfachste Maßnahme läßt sich eine zusätzliche, wenn auch kleine konventionelle Induktivität in den Lastkreis einfügen. Wenn die Einschaltverluste aufgrund entsprechend niedriger Eingangsspannungspegel (z. B. Kleinspannungen bis 24 V) klein genug sind, kann auch ein kapazitives Verhalten des elektromagnetischen Wandlers in der Halbbrücke akzeptabel sein.
Schließlich kann auch das Schalten in einem Resonanzfall unter Verwendung eines piezoelektrischen Transformators so gestaltet werden, daß die Schaltverluste minimiert werden, wenn eine Umladezeit der relativ großen Eingangskapazitäten des piezoelektrischen Transformators durch ein exaktes Ein- halten von erforderlichen Ansteuerzeiten durch ein zeitweises Ausschalten beider Schalter (Totzeiten) überbrückt wird. Hierzu ist jedoch eine genau einstellbare High-Side- und Low-Side-Treiberschaltung erforderlich, die ferner meist einen integrierten Schaltkreis aufweist. Ein Ausfüh- rungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgen¬ den Schrift (3) veröffentlicht: R. L. Lin, F. C. Lee, E. M. Baker, D. Y. Chen, „Inductor-less Piezoelectric Transformer Electronic Ballast for Linear Fluorescent Lamps", APEC2001, Anaheim, CA, USA, Proceedings, Vol. 2, Seiten 664 - 669.
Bei einer Resonanzschaltung der Klasse E ist das vorwiegend kapazitive Eingangsverhalten eines Piezotransformators nutzbringend, indem die Größe der Eingangskapazität auf einen elektrisch erforderlichen Wert angepaßt werden kann und somit nicht störend wirkt, wie es bei einer Halbbrücke oder einer anderen zielgemäß induktiv wirkenden Lastkreisschal- tung der Fall ist. Derartige Schaltungen der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator sind bereits aus der folgenden Schrift (4) bekannt: T.Abe, Sh. Jomura, T. Ta a- kai, „Discharge tube driving device and piezoelectric transformer therefore", EP 0 665 600 Bl, European Patent vom 21.07.1999.
Solche Schaltungen werden in Schrift (4) jedoch nicht für den technisch in Netzspannungsanwendungen gegebenen Fall einer großen Eingangsspannung und einer kleinen Ausgangs- Spannung eingesetzt, sondern zur Hochtransformation von einer kleineren Spannung auf eine größere verwendet. Diese Beschränkung auf kleine Eingangsspannungen war bisher vorwiegend durch die fehlende Verfügbarkeit dynamisch schneller, hochsperrender Leistungsschalter bestimmt, welche nun inzwischen kostengünstig hergestellt werden 'können, z. B. Fieldstop-IGBT (IGBT; IGBT = Integrated Gate Bipolar Transistor) bis 1700 V oder Cool-MOS-Transistoren bis 800 V.
Bei Kleinspannungsanwendungen wird eine Klasse-E-Schaltung nach Schrift (4) und nach Schrift (2) meist im optimalen Betrieb mit der relativen Einschaltzeit von D = 0,5 eingesetzt. Meistens benötigt eine solche Schaltung im Falle der Hochtransformation eine zusätzliche eingangsseitige Parallelkapazität, falls die Eingangskapazität des piezoelektri- sehen Transformators nicht ausreichend groß ist. Dies ist in einem Abtransformationsfall nicht gegeben, wo die Eingangskapazität mancher Ausführungsformen von piezoelektrischen Transformatoren zu groß sein kann. Außerdem gibt es Eintransistorschaltungen mit einem Piezo- transformator, die eine Resonanzinduktivität erfordern, die nicht, oder nicht ausschließlich, glättend wirkt und somit für eine hohe Frequenz von ca . 50 bis 200 kHz durch eine geeignete Wahl von einem Magnetmaterial und einem Litzendraht geeignet sein muß. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Anordnung ist in der Schrift (5), US-6, 052, 300, offenbart. Außerdem verhindert eine eingangsseitige Glät- tungsdrossel gegenüber einer nicht eingangsseitig wirkenden Glättungs- oder Resonanzinduktivität ein direktes Einwirken von hochfrequenten Stromschwingungen auf einen Eingang oder auf einen Glättungskondensator, so daß eine eingangsseitige Glättungsdrossel (im folgenden Drosselinduktivität genannt) anderen Anordnungen einer Induktivität vorzuziehen ist.
Bezüglich der Steuerung von Schaltungen mit einem piezoelektrischen Wandler ist die Phasenregelung (PLL; PLL= Phase Lock Loop) ein typischer Weg der Frequenzabstimmung. In der Schrift (7), US-5, 866, 968, wird eine Möglichkeit beschrieben, die Phasenverschiebung zwischen Ausgangsspannung und dem Treibersignal einer Schaltung nach (4) so einzustellen, daß eine PLL-Schaltung mit einem einfachen Oszil- lator/Treiber-IC realisierbar ist. Diese Regel-Schaltung für die Klasse E ist insbesondere für Piezotransformatoren mit Hochtransformationseigenschaften gut geeignet, da das Spannungsmaximum an dem Ausgang des Transformators einen markanten Punkt gleichzeitig für die Nennleistung darstellt. Wegen der geringen Strombelastung bei Hochtransfor- mation wird die Frequenzcharakteristik der Ausgangsspannung nahezu einem Leerlauffall entsprechen, so daß sich das Transformationsverhältnis zwischen Leerlauf und Nennlast wenig ändert. In (8) ist also im wesentlichen eine Phasenregelung über die Spannungsverläufe zwischen Eingang und Ausgang gegeben, so daß sich immer eine maximale Ausgangsspannung einstellt, wenn die richtige Phasenlage (in diesem Fall ca. 90° oder etwas weniger) eingestellt wird. Dieses gilt auch für andere Topologien mit starker Hochtransforma- tion der Spannung, zu Beispiel für die Halbbrückenschaltung. Für den Fall der Abtransformation ist ein Abflachen der Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zu beobachten, da die sekundärseitige Strombelastung das Span- nungsübertragungsverhältnis deutlich beeinflußt. In diesem Fall stellen sich bei einer ungenauen Fixierung des Nennpunktes in Anwendungen zum Beispiel für Niederdruckgasentladungslampen oder Stromversorgungen sehr unterschiedliche Ausgangsleistungen ein, wenn ein Abgleich auf die Phase zwischen den Spannungen erfolgen würde. Gasentladungslampen haben eine negative differentielle Widerstandskennlinie, und sind durch den Lampenstrom bezüglich ihrer Nennleistung ausreichend festgelegt. Wenn man die Phasenverschiebung zwischen dem Maximum des Ausgangsstroms und einer Eingangs- große als Grundlage für eine Regelung verwendet, so wird durch die Exemplarstreungen von Lampe (Nennspannung) und Piezotransformator unabhängig von der Topologie kaum die erwünschte Nennleistung einstellbar sein. Somit muß die Regelung auf einen bestimmten Nennwert des Äusgangsstromes erfolgen, welcher nicht notwendigerweise der maximal übertragbare Strom ist. Eine grundsätzliche Lösung zur Einstellung einer PLL-Regelung nach diesem Prinzip mit ebendiesem Nachteil ist nach (3) bekannt geworden. Für die Einstellung des Lampenstroms in (3) muß demzufolge eine sehr genaue Re- gelschaltung eingesetzt werden, welche entweder für jedes Gerät einen besonderen Nennwertabgleich erforderlich macht, um den Nennpunkt zu erreichen. Oder der Wert des Ausgangsstroms wird mit großem Verarbeitungsaufwand genau genug abgetastet. Eine Phasenregelung durch Abtastung der Null- durchgänge von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom bei einer Halbbrückenschaltung ist wiederum ungenau wegen der Streuung von Umladezeiten am Eingang des Piezotransformators, so daß dort eine Auswertung der Amplitude des Ausgangsstroms erforderlich ist, um die Nennleistung einzustellen.
Aus „A Very Simple DC/DC Converter Using Piezoelectric Transformer", M.J. Prieto u.a., IEEE, 2001, Seiten 1755 bis 1760 sind Stromversorgungen mit Piezo-Trafo in einer Halb- brücken-Topologie bekannt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Resonanzkonverter sowie ein Verfahren zum effizienten Treiben von veränderlichen Lasten zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch einen Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 1 sowie ein Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 16 gelöst.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß ein Piezotransformator zum Treiben von veränderlichen lasten in einem Nennlastbetrieb für den Abtransformations- fall eingesetzt werden kann, indem ein Schalter zum Schalten eines an den Piezotransformator anlegbaren Spannungssignals verwendet wird, dessen Schaltfrequenz auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom gesteuert wird.
Durch die vorgestellte Erfindung wird ein Schaltnetzteil oder Oszillator definiert, welches grundsätzlich wie ein Verstärker der Klasse E mit einem piezoelektrischen Trans- formator aufgebaut ist, jedoch in seiner Betriebsweise von einem Optimum, das durch D = 0,5 gegeben ist, nach unten hin abweicht, so daß der Schalterstrom während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wobei D typischerweise in einem Intervall von 0,25 bis 0,45 liegt, und ein Maximum einer Schalterspannung auf einen etwa dreifachen Wert der Eingangsspannung begrenzbar wird. D wird hierbei als relative Einschaltzeit nur des positiven Verlaufs des Schalterstroms betrachtet. Zusätzlich kann und sollte ein negativer Schalterstromverlauf durch z.B. eine antiparallele Diode zum Schalter in allen Betriebsfällen auftreten, wodurch das Nullspannungsschalten (ZVS) stets gewährleistet werden kann. Diese Maßnahme zur sinnvollen Begrenzung der Schalterspannung in Netzspannungsanwendungen ist aus der Schrift (6), EP 0 681 759 Bl, und ferner in der folgenden Schrift (8) bekannt: L. R. Nerone, „Novel Self-Oscillating Class E Bal- last for Compact Fluorescent Lamps", IEEE Trans, on Power Electronics, Vol. 16, Nr. 2, März 2001, Seiten 175 - 183, beschrieben. Somit kann man eine gleichgerichtete Netzspannung von etwa 80 bis 150 Volt oder 170 bis 260 Volt an einen Eingang eines Klasse-E-Verstärkers legen, ohne daß ein jeweils erlaubtes Spannungsmaximum des Schalters überschritten wird (z. B. 600 V für 120 V Wechselspannung und 1200 V für 240 V Wechselspannung) . Außerdem läßt sich ein piezoelektrischer Transformator eingangsseitig direkt parallel zu einem Schalter anschließen, welcher die Abtrans- formation zur Last übernimmt und durch sein kapazitives Eingangsverhalten eine erwünschte Rückkehr der Schalterspannung auf Null über einen definierten Last- oder Eingangsspannungsbereich garantiert .
Um in dieser Schaltung keine zusätzlichen reaktiven Lastkreiskomponenten zu benötigen, wird ein Spannungstransfor- mationsverhältnis des piezoelektrischen Transformators gerade so gewählt, daß die^Lastimpedanz angepaßt wi-rd, und es wird eine Eingangskapazität des Piezotransformators so ge- wählt, daß sie den erforderlichen Blindleistüngsänteil re- sonant speichern kann, so daß weder die Schalterspannung überschritten wird, noch die Spannungsrückkehr auf Null ausbleibt. Gegenüber der Schaltung nach Schrift (4) wird die dort gezeigte externe Kapazität parallel zu dem Schal- ter überflüssig, da die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators für eine Netzspannungsanwendung ausreichend groß gewählt werden kann, während ihr Wert bei Kleinspannungsanwendungen von einem piezoelektrischen Transformator weniger gut erreicht wird und unter Umständen zu klein ist.
Außerdem benötigt die erfindungsgemäße Schaltung vergleichsweise zu Halbbrückenschaltungen für Netzspannungsan- Wendungen nur einen Low-Side-Treiber und weist damit einen vertretbaren Ansteueraufwand auf. Dadurch vereinfacht sich der Ansteueraufwand für die gesamte Schaltung und ist mit einem Ansteueraufwand eines hart schaltenden DC-DC- Konverters (Flyback- oder Boost-Anordnung) vergleichbar.
Außerdem kommt der Schalter nur kurzzeitig, und vergleichbar wie bei der Wirkung einer Stromquelle, in einen Reversbetrieb und arbeitet deshalb insbesondere bei einer Verwen- düng von MOS-Transistoren, aber auch bei einer Verwendung von IGBT mit Reversdiode selbst bei hohen Frequenzen bis über 100 kHz sehr verlustarm.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, in gewissen Gren- zen veränderliche Lasten verlustarm und mit einem einfachen Ansteueraufwand bei hohen Frequenzen zu treiben, wobei nur ein minimaler Schaltungsaufwand, einschließlich beispielsweise eines Schalters (MOSFET oder IGBT mit einer Reversdiode) , einer Eingangsgleichstromdrossel (Drosselihduktivi- tat) und eines elektromechanischen Energiewandlers (piezoelektrischer Transformator) anfällt. Dabei ist eine gleichgerichtete Netzspannung mit gewissen Schwankungen der Eingangsspannung ebenso verwendbar wie eine konstante Eingangsgleichspannung. Der Konverter (Resonanzkonverter) er- zeugt wegen einer hohen Güte des elektromechahischen Transformators eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannung, wodurch der Crestfaktor bei nachgeschalteten ohmschen Lasten, wie beispielsweise Gasentladungslampen, ausreichend klein gehalten werden kann. Dieses ist bei einer konventionellen Schaltung, wie sie beispielsweise in der Schrift (2) offenbart ist, nur bei einer großen Lastkreisgüte möglich, welche wiederum eine erhöhte Stromdichtebelastung einer entkoppelnden Kapazität, ebenso wie einer Schalterparallelkapazität zur Folge hätte. Die so verwendete Schaltung arbei- tet insgesamt verlustarm und die maximal verwendbare Frequenz wird im wesentlichen nur durch die dynamischen Verluste des Schalters begrenzt. Ein Fieldstop-IGBT ist durch seine kurze Tailzeit und ein entlastetes Ausschalten für diese Anwendung sehr gut geeignet.
Somit werden in der Erfindung wenige kostengünstige Bauele- mente so kombiniert, daß die technischen Erfordernisse der Abtransformation aus gleichgerichteter Netzspannung für typische Brennspannungen für Niederdruckgasentladungslampen erfüllt werden. Gleichzeitig erfüllt der elektromechanische Wandler (piezoelektrischer Transformator) die Forderung der Auftransformation in einem unbelasteten Zustand, so daß eine Niederdruckgasentladungslampe problemlos gezündet werden kann. Vor dem Zünden stellt eine solche Lampe einen sehr großen Widerstand dar, welcher in einem gezündeten Zustand (Brennbetrieb) in eine definierte Last mit einem negativen differentiellen Widerstand übergeht, und näherungsweise mit einem ohmschen Widerstand in einem Betriebspunkt angenähert werden kann. Die durch weitere Bauelemente in einem konventionellen Vorschaltgerät realisierte Zündschaltung kann in einem Vorschaltgerät mit einem piezoelektrischen Transfor- mator ausschließlich durch diesen Transformator realisiert werden, wodurch eine weitere Kostenreduktion herbeigeführt wird.
Weiterhin wird durch eine Ausnutzung einer lastabhängigen Phasenverschiebung zwischen einem Laststrdm und einem Schalterstrom ein solcher Nennlastpunkt eingestellt, daß dieser über einen Phasenregelkreis (PLL; PLL = Phase Lock Loop) geregelt werden kann. Dabei kann bei einer ausreichenden Bandbreite eines piezoelektrischen Transformators eine einfache integrierte Ansteuerschaltung verwendet werden. Eine Erfassung einer Eingangs- oder einer Lampenspannung ist dabei zu einer Einstellung eines Arbeitspunktes nicht erforderlich, da eine Parameterabhängigkeit einer Phasenverschiebung klein genug ist, um allein über einen Sollwertabgleich der Phasenverschiebung die Lampenleistung zu justieren. Ebenfalls muß die Amplitude des Ausgangsstromes zum Zwecke einer ungefähren Leistungseinstellung nicht abgetastet werden, da sich aufgrund der Änderung des Trans- formationsverhältnisses bei Laständerung die Nennleistung genau genug auf die Phasenverschiebung der Stromnulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abbilden läßt.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein grobes Blockschaltbild, das einen prinzipiel- len Aufbau eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters zeigt;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters nicht dargestellt ist;
Fig. 3 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Resonanzkonverters aus Fig. 2;
Fig. 3a eine frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunk- tion eines piezoelektrischen Transformators im lastfreien ZündjDetrieb und im Lastbetrieb.
Fig. 4 qualitative Kurvenverläufe von eitiem 'Schalterstrom Is und einem Laststrom IL;
Fig. 5 und 5a Verläufe eines Phasenwinkels ΦL in Abhängigkeit von der Frequenz, sowie frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktionen in Abhängigkeit von der Ausgangslast und der Eingangsspannung;
Fig. 6 den Phasenwinkel ΦLτ bei einer konstanten Fre¬ quenz in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung Uin; Fig. 7 eine Schaltung zum Treiben einer veränderlichen Last gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 8 eine Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
In Fig. 1 ist eine grobe Darstellung eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gezeigt, der eine Quelle 101, einen Schalter 103, einen Piezotransformator 105, eine veränderliche Last 107 sowie eine Steuereinrichtung 109 umfaßt. Eine von der Quelle 101 gelieferte Spannung oder ein durch diese gelieferter Strom wird mittels des Schalters 103 mit einer Schaltfrequenz geschaltet, wodurch ah dem Piezotrans- formator 105 ein Eingangssignal anliegt, das in ein Ausgangssignal umgesetzt wird, das eine Frequenz aufweist, die von der Schaltfrequenz des Schalters 103 abhängt. Dieses Ausgangssignal dient zum Treiben einer Last 107, beispielsweise einer Niederdruckgasentladungslampe, deren ■ Lastcha- rakteristik veränderlich ist. Die Schaltfrequenz, mit der der Schalter 103 geschaltet wird, wird von der Steuereinrichtung 109 auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen dem Strom durch den Schalter 103 und dem': Laststrom durch die Last 107 gesteuert. Diese Phasenverschiebung kann aus mehreren Signalen, die beispielsweise vor und nach dem Piezotransformator 105 sowie vor oder nach dem Schalter 107 abgegriffen werden können, ermittelt werden.
Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Resonanzkonver- ters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz nicht dargestellt ist. Dabei ist die Quelle 101 mit einem ersten Anschluß 2011 einer Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Ein zweiter Anschluß 2013 der Eingangsdrossel 201 ist mit einem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 ge- koppelt. Der erste Eingang 1031 des Schalters 103 ist mit einem ersten Anschluß 1051 eines Eingangstors 1052 des Pie- zotransformators gekoppelt. Die Quelle 101 ist ferner mit einem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, der ferner mit einem zweiten Anschluß 1053 des Eingangstors 1052 des Piezotransformators 105 gekoppelt ist. Die veränderliche Last 107 ist zwischen einen ersten Anschluß 1055 eines Ausgangstors 1056 des Piezotransformators und einen zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors 1056 geschaltet. Der Schalter 103 weist ferner einen Steuereingang 1035 auf, an den ein Steuersignal anlegbar ist, der die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert. Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 2 gezeigten Resonanzkonverters näher be- schrieben.
Von der Quelle 101, die eine Gleichspannungsquelle sein kann, wird ein etwa konstanter oder auch sägezahnförmiger Gleichstrom über die Eingangsdrossel 201 eingespeist. Der Schalter 103 wird dabei mit einer relativen Einschaltzeit D und einer Betriebsfrequenz f betrieben, so daß eine Resonanz des Wandlers 105 erreicht wird, und ein Ausgangssignal, beispielsweise eine Spannung, die veränderliche Last 107, beispielsweise eine Gasentladungslampe oder eine ande- re ohmisch-kapazitive Last, treibt.
Fig. 3 zeigt ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, der eirjen Verstärker der Klasse; E umfaßt. Die Quelle 101 ist zunächst mit dem ersten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Der zweite Ans'chluß der Drosselinduktivität ist mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der erste Eingang 1031 ferner mit dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Die Quelle 101 ist darüber hinaus mit dem zweiten Ein- gang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der zweite Eingang 1033 ferner mit dem zweiten Anschluß 1053 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Ausgangstors des Wandlers 105 ist die Last 107 angeordnet. Der Schalter 103 umfaßt in diesem Ausführungsbeispiel einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1037, dessen Source oder Emitter mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters und dessen Drain oder Kollektor mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 ge- koppelt sind. Der Steuereingang 1035 des Schalters 103 ist in diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig als ein Gate des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 ausgeführt. Zwischen dem zweiten Eingang 1033 und dem ersten Eingang 1031 ist in Flußrichtung eine Diode 1039 geschaltet.
Weiterhin ist in Fig. 3 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Piezotransformators 105 gezeigt. Das Ersatzschaltbild umfaßt eine Eingangskapazität 10501, die zwischen den ers- ten Anschluß 1051 und den zweiten Anschluß 1053 des Eingangstors des Piezotransformators 105 geschaltet ist und somit parallel zum Schalter 103 angeordnet ist. Ferner umfaßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 einen Resonanzkreis, der aus einer seriellen Schaltung aus einer Kapazi- tat 10502, einer Induktivität 10503 sowie einem Widerstand
10504 besteht. Darüber hinaus umfaßt das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 eine Übertrageranordnung 10505, deren in- verses Übertragungsverhältnis 1/ü (1/ü = effektive Eingangsspannung zu effektive Ausgangsspannung) frequenzabhän- gig ist und erfindungsgemäß bei einem Nennlastbetrieb, bei dem der Blindleistungsanteil kleiner als der Wirkleistungsanteil ist, zwischen 1,5:1 und 5:1 beträgt. Der Resonanzkreis, der sich ferner 'durch eine hohe Güte auszeichnet, besteht aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 so- wie dem Widerstand 10504, ist zwischen dem ersten Anschluß 1051 des Wandlers 105 und einem weiteren Anschluß 10506 einer Primärseite der Übertrageranordnung 10505 geschaltet. Parallel zu einer Sekundärseite der Übertragungsanordnung
10505 ist eine Ausgangskapazität 10508 angeordnet.
Der Piezotransformator 105 zeichnet sich dadurch aus, daß das Übertragungsverhältnis ü in Abhängigkeit von der Last 107 einer Änderung unterworfen ist. Die zwischen den Anschlüssen 1055 und 1057 geschaltete Gasentladungslampe 301, die durch den Lastwiderstand 107 verkörpert ist, ist an den Wandler als Last angeschlossen. Der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 kann beispielsweise ein schneller IGBT (z. B. ein Fieldstop-IGBT) oder ein MOS-Transistor (z.B. ein Cool-MOS-Transistor) sein, der zusammen mit einer antiparallelen Reversdiode verwendet wird. Im folgenden wird die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Schaltung erläutert.
Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 durch ein Anlegen eines Steuersignals an den Steuereingang 1035 leitend gemacht, so kann ein Strom, der durch den spannungsgesteuerten Leistungsschalter fließt, aufgrund der Eingangsdrossel 201 nicht sprunghaft ansteigen. Darüber hinaus wird die Eingangskapazität 10501 des Wandlers 105 entladen. Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1035 durch ein Anlegen eines entsprechenden Steuersignals wieder abgeschaltet, d. h. in einen Sperrzustand überführt, so wächst eine Spannung über dem spannungsgesteuerten Leistungsschalter nur langsam an, da sich die Eingangskapazität 10501 auflädt. Durch die Wirkung des Resonanzkreises des Wandlers 105 im eingeschwungenen Zustand wird trotz positiv weiterfließendem Eingangsstrom durch die Drossel '201 eine Stromumkehr im Schalter erreicht, wodurch auch die Kapazität 10501 wieder entladen wird. Die Spannung über dem Schalter 103 wird somit wieder zu null, und es beginnt ein negativer Strom durch dgn Schalter zu fließen. Die Freilaufdiode 1039 hat die Aufgabe, schon vor einem Einschalten des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 einen Reversstrom zu führen. Dabei kann eine relative bzw. eine absolute Einschaltzeit des Schalters nahe zu konstant bleiben, da die Diode nicht geschaltet werden muß, sondern ei¬ ner stromgeführten Betriebsweise unterliegt. Solange die Diode den Reversstrom führt, kann der spannungsgesteuerte Leistungsschalter am Gate 1035 daher bezüglich Kollektor/Emitter oder Drain/Source spannungslos geschaltet wer¬ den, so daß keine Einschaltverluste anfallen. Eine solche stromgesteuerte antiparallele Diode ist nicht notwendiger- weise als eine schnelle Diode auszuführen, so daß hierbei auch eine kostengünstige langsame Diode eingesetzt werden kann. Wird nun der Schalter 103 mit einer vorbestimmten Frequenz betrieben, so wird der Resonanzkreis, bestehend aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 und dem Widerstand 10504, angeregt. Wird dabei eine Resonanzfrequenz des Reso- nanzkreises erreicht, so erreicht der Wandler 105 ein maximales Spannungsübertragungsverhältnis ü. Bei einer Verwendung eines piezoelektrischen Transformators läßt sich beispielsweise eine Spannungsübertragungsfunktion (bei einer definierten Eingangsspannung 101 und einer definierten Last 107) bezüglich der Frequenz etwa durch eine Gauß'sche Funktion (Glockenkurve) beschreiben, wie es beispielsweise in Fig. 3a veranschaulicht ist. Bei einer Resonanzfrequenz fR erreicht die Spannungsübertragungsfunktion im Lastzustand einen Maximalwert. Wird die Resonanzfrequenz fR überschritten, was einem überresonanten Fall entspricht, so sinkt die Spannungsübertragungsfunktion derart, daß sie einem Verlauf der Gauß' sehen Kurve folgt. Beispielweise bei einer Frequenz fi oberhalb der Resonanzfrequenz hat die Spannungsübertragungsfunktion einen Wert angenommen, der deutlich geringer ist als der Wert der Spannungsübertragungsfunktion in dem resonanten Fall. Wird bei dem überresonanten Betrieb die Frequenz wieder geringer, so steigt das Spannungsübertragungsverhältnis ü wieder an.
Dieses frequenzabhängige Spannungsübertragüngsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators, das in Fig. 3a dargestellt ist, wird nun gemäß der vorliegenden Erfindung ausgenutzt, um veränderliche Lasten zu treiben. Die an der Sekundärseite der Transformationsanordnung 10505 beispiel- haft angeschlossene Gasentladungslampe zeichnet sich durch eine veränderliche Lastcharakteristik aus. Um eine Gasentladungslampe zu zünden, ist es notwendig, daß an dem Ausgangstor des Wandlers 105 eine hohe Spannung anliegt, die das Zünden der Gasentladungslampe 301 ermöglicht. Wird die Gasentladungslampe 301 im lastfreien Zustand gezündet, so sinkt die an der Gasentladungslampe 301 anliegende Spannung, während der durch die Gasentladungslampe fließende Laststrom wächst. Wird ein Nennlastbetrieb (Lastzustand) erreicht, d. h. wird die Gasentladungslampe in einen Brennbetrieb überführt, so kann ihr Lastverhalten, wie bereits ausgeführt, durch einen veränderlichen ohmschen Widerstand in jedem Betriebspunkt angenähert werden, wobei eine nega- tive differentielle Kennlinie des ohmschen Widerstands auftritt.
Wird nun die Spannungsübertragungsfunktion durch eine geeignete Auslegung des elektromechanischen Wandlers 105 so breit gewählt, daß bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine geeignete Verkleinerung des Spannungsübertra- gungsverhältnisses auftritt, so kann einem Ansteigen einer Spannung an der Gasentladungslampe im Lastbetrieb entgegengewirkt werden. Steigt die Ausgangsspannung zwischen dem ersten Anschluß 1055 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 an, so wirkt der piezoelektrische Transformator wegen seines kapazitiven Ausgangs aufgrund der Kapazität 10508 wie ein Klasse-E-Konverter mit einer vorwiegend kapazitiven Ausgangslast. Dadurch sinkt die übertragene Ge- samtleistung nicht in einem solchen Maße ab, als wenn ein konstanter ohmscher Widerstand bei einer gleichen Frequenzänderung als Last betrieben würde. Die übertragene Gesamtleistung teilt sich in d e über die Kapazität 10508 geführte Blindleistung und die über die Last 107 geführte Wirk- leistung auf. Durch ein Absinken des Laststroms, aber einem gleichzeitigen Ansteigen der Lastspannung (Brennspannung) kann die übertragene Gesamtleistung bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz weniger stark absinken als bei einer konstanten ohmschen Last mit dem gleichen Wandler, da eine aufgrund größerer Ausgangsspannung größere kapazitive Blindleistung über die Kapazität 10508 geführt wird.
Ferner wird der Piezotransformator 105 so ausgelegt, daß er bei etwa einer gleichen oder nur einer geringfügig abwei- chenden Resonanzfrequenz gegenüber dem Lastfall (d. h. Brennbetrieb der Gasentladungslampe) eine belastungslose Hochtransformation der Ausgangsspannung erzeugt, so daß ein Zünden der Gasentladungslampe ermöglicht wird. Diese Eigen- Schaft ist bei piezoelektrischen Transformatoren aufgrund einer ungedämpften mechanischen Schwingung in einem belastungslosen Zustand auf eine einfache und kostengünstige Weise erreichbar, indem die in Fig. 3a gezeigte Resonanz- kurve im belastungslosen Zustand schmalbandiger wird, und die breitbandige Resonanzkurve im Lastzustand die schmal- bandige lastfreie Kurve umschließt.
Fig. 4 zeigt ein Diagramm der qualitativen Kurvenverläufe des Schalterstroms Is, Laststroms IL und dem zu detektie- renden Phasenwinkel ΦLT. Außerdem sind eine Periodendauer T, eine Ausschaltzeit t0ff, eine Reverszeit trev und die Einschaltzeit ton dargestellt. Der Phasenwinkel ΦLT, der durch die Nulldurchgänge des Schalterstroms Is und des Laststroms IL bestimmt wird, ist in diesem beispielhaften Diagramm ungleich Null und relativ groß, da der Laststrom IL einen größeren kapazitiven Anteil aufweist, was gleichbedeutend damit ist, daß die Gasentladungslampe noch nicht in ihren Nennbetrieb (näherungsweise ohmscher Wiederstand) überführt worden ist, wo der Phasenwinkel ΦLT kleiner wird und sogar fast zu null werden kann. Gleichzeitig wird dann auch die Reverszeit trev immer kleiner und kann nahezu null werden, so daß der negativ fließende Reversstrom durch ;die Diode 1039 verschwindet.
Das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators wird in dem in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel erfindungsgemäß ausgenutzt, um eine frequenzabhängige Leistungsübertragung in Abhängigkeit von einer veränderlichen Last zu realisieren, wie es bereits anhand von Fig. 3a erläutert worden ist. Dies wird im folgenden anhand des in Fig. 5 dargestellten Spannungsüber- tragungsverhältnisses eines piezoelektrischen Transformators 105 in Abhängigkeit von einer Lastcharakteristik einer Gasentladungslampe 301 detailliert erklärt.
Bei den meisten Piezotransformatoren ist die Resonanzfrequenz in einem unbelasteten Betrieb höher als die optimale Frequenz unter Last (beispielsweise für eine maximale Leistung oder auch für einen maximalen Wirkungsgrad) . Um diese Eigenschaft für eine Steuerung an einer Gasentladungslampe zu nutzen, wird die Resonanzfrequenz des elektromechani- sehen Wandlers ohne Last nur wenig oberhalb der Resonanzfrequenz unter Last realisiert, was technisch problemlos durch eine geeignete Auslegung eines piezoelektrischen Transformators möglich ist. Die Nennfrequenz für den Nennlastbrennbetrieb soll dabei etwa mit der Resonanzfrequenz in einem lastfreien Zustand übereinstimmen. Zum Einschalten der Gasentladungslampe wird zunächst ausgehend von der Resonanzfrequenz der Konverter mit einer um den lastlosen Resonanzpunkt herum vorzugsweise veränderlichen Frequenz an¬ gesteuert, welche periodisch langsam ansteigt und/oder langsam wieder abgesenkt wird, und einem Verlauf einer in Fig. 5 dargestellten Kurve 501 des Spannungsübertragungs- verhältnisses folgt.
Nach einer Detektion eines kleiner werdenden Reversstroms, der durch den Schalter 103 fließt, und eines ausreichend großen Gasentladungslampenstroms kann eine Zündung der Gasentladungslampe festgestellt werden, wie es in Fig. 5 für den überresonanten Fall 'dargestellt ist. Direkt- nach der Zündung der Gasentladungslampe sinkt die an ihr anliegende Spannung, wobei der Laststrom anwächst, was zur Folge hat, daß das Spannungsübertragungsverhältnis geringer wird, wie es durch die Kurve 503 dargestellt ist (kapazitive Last) . Der Verlauf des Spannungsübertragungsverhältnisses bei einem Brennbetrieb der Gasentladungslampe ist durch die Kurve 505 beschrieben. Ausgehend von den in Fig. 5 dargestellten Verläufen der verschiedenen Spannungsübertragungsverhält- nisse in Abhängigkeit von dem Lastverhalten der Gasentladungslampe sowie der Frequenz wird nun deutlich, daß das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis zu einer effizienten Steuerung einer an die Gasentladungslampe abgegebenen Leistung herangezogen werden kann, indem der Piezotransformator 105 bei verschiedenen nahe beieinander liegenden Frequenzen angeregt wird, was sich beispielsweise durch eine geeignete Schaltfrequenz des Schalters 103 realisieren läßt.
Erfindungsgemäß wird zu einer Steuerung und einer Regelung des so aufgebauten Konverters ein Phasenwinkel ΦLT zwischen dem Laststrom und dem Schalterstrom ausgewertet, um beispielsweise eine überresonante Regelung zu realisieren.
In Fig. 5 ist ferner ein beispielhafter Verlauf des Phasen- winkeis ΦLT zum Beispiel bei Nennlast in Abhängigkeit von der Frequenz (Kurve 507) zusammen mit den Spannungsübertra- gungsfunktionen in einem lastlosen Zustand (Zünden) und in einem Lastzustand (Nennlast) veranschaulicht. Es ist zu erkennen, daß sich der Phasenwinkel ΦLτ bis zu einem Errei- chen einer maximalen Leistungsübertragung stetig verkleinert, während er in Richtung eines lastfreien Betriebs ansteigt. Dabei verändert sich die Last so, daß unterhalb von f0pτ die Nennlast oder eine noch größere Last (kleines Span- nungsübertragungsverhältnis ü) auftritt, und oberhalb von fOPT eine kleinere Last (größeres Spannungsübertragungsver- hältnis ü) bis hin zur lastlosen Zündcharakteristik in Zuordnung zur Funktion des Phasenwinkels ΦLT 507 auftritt.
Zu einer Steuerung oder einer Regelung der Gaseηtladungs- lampenleistung kann daher beispielsweise der ' überresonante Bereich oberhalb von einer Frequenz fopt verwendet werden. Hiernach ist es daher nicht notwendig, einen Maximalwert des Gasentladungslampenstroms zu erfassen, um die Steuerung bzw. um die Regelung des Konverters vorzunehmen. Es ist ausreichend, den Phasenwinkel ΦLT zwischen dem Schalterund dem Laststrom abzutasten und auf einen Nominalwert einzustellen. Wird die Frequenz kleiner, so steigt die Wirkleistungsübertragung bei einem überresonanten Betrieb bis zu ihrem Maximum bei der Resonanzfrequenz an.
Dies hat zur Folge, daß ein kapazitiver Anteil des Laststroms abnimmt und der Gasentladungslampenstrom, welcher bei der gezündeten Gasentladungslampe (Brennbetrieb) nähe- rungsweise in Phase mit der Lampenspannung fließt, näher an die Phase des Schalterstroms herankommt. Der Schalterstrom verkörpert während des Einschaltens etwa den Eingangsstrom des Piezotransformators 105, welcher sich über das Trans- formationsverhältnis auf die Last (Gasentladungslampe) und auf die Ausgangskapazität 10508 des Wandlers 105 verteilt.
Weiterhin ist in Fig. 5a eine Abhängigkeit der Äusgangs- leistungsübertragung von der Eingangsspannung bei einer konstanten Ausgangsimpedanz gezeigt. Die Leistung kann unter Nennlast durch Ansteigen der Eingangsspannung von einer minimalen Nenneingangsspannung 505' über eine höhere Eingangsspannung 503' bis zu einer Maximallastkennlinie 501' gesteigert werden. Darüber hinaus kann die Ausgangsleistung nicht mehr wesentlich erhöht werden, wobei dieses vom verwendeten Volumen des Piezotransformators abhängig ist. Ein kleineres Volumen erlaubt nur eine kleinere Maximallast. Es ist deshalb darauf zu achten, daß der Piezotransformator mindestens für eine um etwas größere Last als die 'Nennlast ausgelegt wird, damit die Regelschaltung nach Fig. 8 über die Nennlast hinaus funktionstüchtig bleibt.
Der Verlauf des Phasenwipkels ΦLT bei einer konstanten Frequenz ist noch einmal in Fig. 6 in Abhängigkeit von einer an der Gasentladungslampe anliegenden Eingangsspännung JJ n gezeigt. Bei einer steigenden Spannung Uin sinkt der Phasenwinkel Υ, da in diesem Fall mehr Wirkleistung an die Gasentladungslampe übertragen wird, siehe z.B. Fig. 5a, ü- berresonanter Betrieb. Dies hat zur Folge, daß der Wirkan- teil des Lampenstroms zunimmt. Anhand dieses Beispiels wird deutlich, daß Schwankungen der Eingangsspannung Uin sich auch in der Größe des Phasenwinkels ΦLτ wiederspiegeln. Darüber hinaus können solche Schwankungen der Spannung Uin ausgeglichen werden, indem bei einer sinkenden Eingangs- Spannung Uιn bei der überresonanten Betriebsweise mehr Leistung an die Gasentladungslampe durch Frequenzabsenkung weitergegeben wird. Bei einer steigenden Eingangsspannung kann weniger Leistung an die Gasentladungslampe übertragen werden, indem die Frequenz erhöht wird. Wird der Phasenwinkel dabei etwa konstant gehalten, so bleibt auch die übertragene Wirkleistung an der Last etwa konstant. Indem die Gasentladungslampe aufgrund ihres schwach negativen diffe- rentiellen ohmschen Widerstands die Ausgangsspannung nahezu konstant hält, ist durch die Einstellung eines in Abhängigkeit von der Eingangsspannung unterschiedlichen Übertragungsverhältnisses ü durch Frequenzänderung ein etwa konstanter Phasenwinkel ΦLT einstellbar. Dieser Phasenwinkel ist bei konstanter Ausgangsspannung aufgrund der Parallelschaltung der etwa konstanten Kapazität 10508 und der Last 107 im Lastbetrieb ein Maß für die Größe des Laststroms, und somit für die Ausgangsleistung.
In Fig. 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters für Niederdruckgasentladungslampen inklusive Schaltfrequenzsteuerung gezeigt. Da dieses Ausführungsbeispiel auf dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel basiert, werden im folgenden die Funktionali- täten mit gleichen Bezugszeichen nicht noch einmal beschrieben.
Zusätzlich zu dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt das in Fig. 7 dargestellte Ausführungsbeispiel zunächst einen Eingangsgleichrichter 701 mit' einem ersten Netzanschluß 70101 und einen zweiten Netzanschluß 70103. Zwischen einem Ausgang 7015 und einem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 ist eine Kapazität 703, die bei¬ spielsweise ein Ladekondensator sein kann, gekoppelt. Pa- rallel zu der Kapazität 703 ist ferner ein Ansteuerteil 705 zusammen mit einem Widerstand 70501 gekoppelt. Der Ausgang 7015 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner mit dem ersten Anschluß 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Steuerausgang 7051 auf, der gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103, der in diesem Ausführungsbeispiel den stromgesteuerten Leistungsschalter 1037 umfaßt, gekoppelt ist. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen ersten Eingang 7053 sowie einen zweiten Eingang 7055 auf. Der erste Eingang 7053 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters gekoppelt. Zwischen dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 und dem Eingang 7017 des Eingangsgleich- richters 701 ist ferner ein Sense-Widerstand 707 angeordnet. Zwischen der Last 107 und dem zweiten Anschluß 1057 des Wandlers 105 ist ein zweiter Sense-Widerstand 709 angeordnet. Der zweite Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 ist zwischen die Last 107 und dem zweiten Sense-Widerstand 709 gekoppelt.
Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Stromversorgungseingang 7057 auf, der mit dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 über eine Kapazität 70111, die bei- spielsweise als ein Blockkondensator ausgeführt sein kann, gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten Anschluß 1053 des Wandlers 105 und dem Stromversorgungseingang 1057 des Ansteuer¬ teils 705 ist eine erste Diode 70131 in Flußrichtung gekoppelt. Zwischen dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 und dem ersten Anschluß 1051 des Eingangstors des Wandlers 105 ist ferner eine Parallelschaltung, bestehend aus einer externen Kapazität 70151 sowie einer Diode 70171, die in Flußrichtung betrieben wird, gekoppelt. Im ': folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 7 dargestellten Reso- nanzkonverters erklärt. Dabei wird jedoch nicht noch einmal auf der Funktionalitäten eingegangen, die anhand des in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels bereits diskutiert worden sind.
Die Aufgabe des Ansteuerteils 705 besteht darin, den in Fig. 7 mit einem Pfeil gekennzeichneten Schalterstrom Is sowie dem Laststrom Ih geeignet zu erfassen, um eine Pha¬ sendifferenz zwischen den beiden Strömen zu bestimmen, und so an dem Steuerausgang 7051 ein Steuersignal zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters 103 auszugeben. Dazu wird zunächst eine von dem Schalterstrom Is abhängige Größe erzeugt, die an dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 anlegbar ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schal- terstrom Is an dem ersten Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 7053 anliegt. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß die von dem Schalterstrom abhängige Größe mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität generiert werden kann, beispielsweise durch einen Stromspiegel oder durch eine stromgesteuerte Spannungsquelle.
Ausgangsseitig treibt der Piezotransformator 105 mit einem Spannungsübertragungsverhältnis ü eine Gasentladungslampe mit dem Lastwiderstand 107, durch den der Laststrom IL fließt. Zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe wird in dem in Fig. 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ein zweiter Sense-Widerstand 709 verwendet, so daß der Laststrom IL über dem Widerstand 709 eine Spannung erzeugt, die an dem zweiten Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 anliegt. Auf der Basis dieser beiden Spannungen wird in dem Ansteuerteil 705 zunächst die Phasendifferenz zwischen dem Schalterstrom Is und dem Lastström IL bestimmt,' und es wird, wie es bereits oben beschrieben worden ist, ein Steuersignal ausgegeben, das die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert.
Der Widerstand 70501 liefert eine Startversorgung des An- Steuerteils 705. Die Stromversorgung des Ansteuerteils 701 wird über einen primärseitigen Anschluß des piezoelektrischen Transformators 105 über eine Pumpschaltung mit den Dioden 70131 und 70171, sowie über die externe Kapazität 70151 realisiert, während die Kapazität 70111 (Blockkonden- sator) die Versorgungsspannung des Ansteuerteils 701 glät¬ tet. Somit enthält ein einfaches Energieversorgungsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung ohne besondere Anforderun¬ gen an eine elektromagnetische Verträglichkeit und ohne weitere Optionen für Dimmen oder Leistungsfaktorkorrektur nur noch drei Kapazitäten 703, 70111 und 70151, die bei¬ spielsweise als Kondensatoren ausgeführt werden, einen Ein¬ gangsgleichrichter 701 (Netzgleichrichter) , eine Eingangsdrossel 201, einen Piezotransformator 105, beispielsweise einen schnellen IGBT 1037 mit einer Reversdiode 1039, ein möglicherweise integriertes Ansteuerteil 705, zwei Dioden 70131 und 70171 sowie einige Kleinstwiderstände.
Das somit erhaltene Vorschaltgerät läßt sich damit in kompakter Bauweise auf kleinstem Raum unterbringen, wobei beispielsweise eine Bauhöhe von 10 mm leicht erreichbar ist. Für die Eingangsdrossel 201 (Drosselinduktivität) ist beispielsweise eine Baugröße EF 13 bis zu einer Leistung von 18 Watt ausreichend. Für den piezoelektrischen Transformator 105 kann beispielsweise eine zylinderför ige Ausführung bei einer Höhe von 9 mm und einem Durchmesser von 20 mm e- benfalls für 18 Watt als genügend angesehen werden. Der Transistor 1037, beispielsweise als Fieldstop-IGBT ausge- führt, kann in einem kleinen SOT-Gehäuse untergebracht werden, und der Ansteuer-IC (IC; IC = Integrated Circuit) für die Ansteuerschaltung 705 läßt sich in einem 8-poligen Standardgehäuse verpacken. Eine Komplettintegration von der Reversdiode 1039, beispielsweise einem Fieldstop-ΪGBT 1037 sowie einem Ansteuer-IC, ist in einem 8-poligen Gehäuse als eine Multi-Chip-Lösung ebenfalls kostengünstig realisierbar.
In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung 109 zusammen mit dem Schalter 103 sowie dem Lastwiderstand 107 dargestellt.
Die Steuereinrichtung 109 umfaßt zunächst eine Einrichtung 801 zum Erfassen einer von dem Schalterstrom Is abhängigen Größe, eine Einrichtung 803 zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe sowie eine Phasenregelschlei- fe 805. Die Phasenregelschleife 805 umfaßt in diesem Ausführungsbeispiel eine Einrichtung 807 zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen Schalterstrom und Laststrom aus den von der Einrichtung 801 und von der Einrichtung 803 erfaßten Größen. Die Einrichtung 807 weist einen ersten Eingang 8071, einen zweiten Eingang 8073 sowie einen Ausgang 8075 auf. Der Ausgang 8075 der Einrichtung 807 ist über ei- nen Widerstand 8091 und eine Kapazität 8093 mit einem Referenzpotential, beispielsweise Masse, gekoppelt.
Die Einrichtung 805 weist ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator 811 (VCO; VCO = Voltage Controlled Oscillator) sowie einen Gate-Treiber 813 auf. Ein Eingang 81101 des VCO 811 ist zwischen dem Widerstand 8091 und der Kapazität 8093 gekoppelt. Ein Ausgang 81103 des VCO ist mit einem Eingang des Gate-Treibers 813 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103 gekoppelt ist. Die Einrichtung 801 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Komparator 8011 auf mit einem ersten Eingang 80111, einem zweiten Eingang 80112 sowie einem Ausgang 80113 auf. Der erste Eingang 80111 des Komparators 8011 ist mit dem zwei- ten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt. Der zweite Eingang 80112 ist mit dem Ausgang 80131 einer Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80113 des Komparators 8011 ist mit dem ersten Eingang 8071 der Einrichtung 107 gekoppelt. Die Einrichtung 803 umfaßt einen Komparator '8031 mit einem ersten Eingang 80311 und einem zweiten Eingang 80312 sowie einem Ausgang 80313. Der erste Eingang 80311 des Komparators 80131 ist zwischen den Widerständen 107 und 709 gekoppelt. Der zweite Eingang 80312 des Komparators 8031 ist mit dem Ausgang 8031 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80313 des Komparators 8031 ist ferner mit dem zweiten Eingang 8073 der Einrichtung 807 gekoppelt.
Im folgenden wird die Funktionsweise des in dem in Fig. 8 gezeigten Ausführungsbeispiels erläutert.
In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel wird der Schalterstrom an dem Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80111 des Komparators 8011 anliegt. An dem zweiten Eingang 80112 des Kompa- rators 8011 liegt ein Referenzsignal an, das von der Referenzquelle 8013 geliefert wird. Der Komparator 8011 tastet somit die Nulldurchgänge des Schalterstroms Is durch einen Vergleich zwischen der an dem Sense-Widerstand 707 abfal- lenden Spannung und dem Referenzsignal nahe Null ab. An dem Ausgang 80113 des Komparators 8011 wird somit ein Ausgangssignal ausgegeben, dessen momentane Phase aus dem Vergleich zwischen den an den Eingängen 80111 und 80112 anliegenden Signale resultiert und das in diesem Ausführungsbeispiel eine von dem Schalterstrom Is abhängige Größe repräsentiert. Eine dazu symmetrische Anordnung befindet sich auf der Lastseite. An dem Sense-Widerstand 709 wird der Laststrom IL in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 80311 anliegt. An dem zweiten Eingang 80312 liegt ebenfalls das Referenzsignal 80131 an, das von der Referenzquelle 8013 geliefert wird. Durch einen Vergleich mit dem Referenzsignal nahe Null wird der Laststrom über den Sense-Widerstand 709 abgetastet und der Komparator 8031 gibt an seinem Ausgang 80313 ein Ausgangssignal aus, das eine von dem Schalterstrom IL abhängige Größe repräsentiert. In diesem Ausführungsbeispiel sind die beiden zweiten Eingänge 80112 und 80312 mit demselben Ausgang 80131 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Diese Referenzqüelle ist in diesem Ausführungsbeispiel als eine Gleichspannungsquelle ausgeführt. An dieser Stelle sei angemerkt, daß die Referenzquelle 8013 eine beliebige Quelle sein kann, wie z.B. eine Wechselspannungsque le, oder eine andere Anordnung wie beispielsweise eine ström- oder spannungsgesteuerte Span- nungsquelle, die ein vorbestimmtes z.B. zeitabhängiges Referenzsignal liefert.
In dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel werden der Schalterstrom und der Laststrom an den beiden Sense- Widerständen 707 und 709 abgetastet. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß wie der Schalterstrom auch der Laststrom mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität abgetastet werden kann, wie z. B. einem Stromspiegel mit einem Widerstand als Last oder auch einer stromgesteuerten Span- nungsquelle, oder durch eine gesonderte Last- oder Schalterstromproportionale Signalquelle, z.B. als Anzapfung des Übertragers 105 (Piezo-Trafo) in Fig. 7. Die Einrichtung 807 dient zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen, die an den beiden Eingängen 8071 und 8073 anliegen. In diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor ausgeführt, der ein Teil der Phasenregelschleife 805 ist. Das von dem Phasendetektor 807 ermittelte Phasendifferenzsignal, das ferner bezüglich seiner Frequenzabhängigkeit davon abhängt, ob ein überresonan- ter oder ob ein unterresonanter Betrieb herrscht, wird durch die Integratoreinrichtung 809, in diesem Ausführungsbeispiel als ein Filter ausgeführt, bestehend aus einem Widerstand und einem Kondensator, aufintegriert . Das Filterausgangssignal liegt an dem Eingang 81101 des VCO 811 an, der ausgehend von dem Filterausgangssignal eine geeignete Frequenz f und einen dazugehörigen Duty-Cycle Df erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird an den Steuereingang 8035 der Schalter 103 weitergeleitet. An dieser Stelle sei angemerkt, daß die Integratoreinrichtung 809, die in diesem Beispiel besonders kostengünstig ausgeführt ist,' auch in anderer Weise implementiert sein kann, wie beispielsweise durch einen geeignet verschalteten Operationsverstärker, oder eine andere zeitverzögernde Schaltung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt der Schalter 103 ei- nen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1'037.' Das Ausgangssignal des VCO 813 wird dem Gate-Treiber 813 zugeführt, dessen Ausgangssignal auf ein Gate von beispielswei¬ se einem Fieldstop-IGBT oder einem MOSFET als mögliche Aus¬ führungsformen des spannungsgesteuerten Leistungsschalters weitergegeben wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung 807 als ein Phasendetektor zum Ermitteln der Phasendifferenz und zum Erzeugen eines Differenzsignals ausgeführt. Dies hat den Vorteil, daß zum Steuern des Schalters 103 die Phasenregelschleife 805 verwendet werden kann, die sich kostengünstig realisieren läßt.
Die Regelung nach Fig. 8 funktioniert wie folgt: Wenn sich die Ausgangslast vergrößert (kleinerer ohmscher Wider- stand) , so wird sich nach Fig. 5 ein kleineres Übertragungsverhältnis einstellen. Gleichzeitig verkleinert sich dabei aber im überresonanten Fall der Phasenwinkel φLT so daß die Spannung Up, die am Ausgang der Einrichtung 809 ausgegeben wird, ansteigt. Über den VCO 811 wird zeitverzögert durch das Filter 809 eine größere Frequenz an dem Gate des beispielsweise Fieldstop-IGBT 1037 eingestellt, welche eine Reduzierung der übertragenen Leistung bewirkt. Damit gelangt man auf den überresonanten Kennlinie nach Fig. 5 zu einem kleineren Übertragungsverhältnis ü. Da jedoch die
Ausgangslast, wenn es sich um eine Gasentladungslampe
(Leuchtstofflampe) handelt, einen negativen differentiellen
Widerstand besitzt, erhöht sich die Ausgangsspannung, und der Lampenstrom sinkt überproportional ab. Somit gelangt man auf eine Übertragungskennlinie oberhalb der bisherigen Kennlinie nach Fig. 5, so daß durch die Veränderung der Ausgangsimpedanz wieder ein größerer Phasenwinkel φLT eingestellt wird, wie es in Fig. 5 ebenfalls gezeigt ist (gepunktete Kennlinie 507) . Wenn sich der Phasenwinkel erhöht, so wird auch die Phasendifferenzspannung Up wieder absinken, und die Regelung kommt zu einem statischen Endwert.
Gleiches gilt für Änderungen der EingangsSpannung-: Wenn die Eingangsspannung des Konverters ansteigt, so verkleinert sich der Phasenwinkel φLT nach Fig. 6. Damit ird nach Fig. 5a eine größere Ausgangsleistung übertragen. Die Phasendif- ferenzspannung Up steigt dadurch wieder an und erhöht zeitverzögert über die Einrichtung 809 die Frequenz f, so daß sich entsprechend Fig. 5a die übertragene Leistung redu- ziert. Dieses hat wiederum einen Anstieg des Phasenwinkels φLT zur Folge, so daß die Regelung zum Stillstand kommt.
Gelangt die Regelung aus irgendeinem Grund in den unterre- sonanten Betrieb (Fig. 5, Fig. 5a), so würde sie nicht mehr funktionieren. Der VCO 811 verfügt deshalb gegebenenfalls über eine nicht gezeigte Einrichtung, um die angelege Frequenz zum Zeitpunkt des Zündens zu speichern. Bei einer erfindungsgemäßen Ausführung des Piezotransformators 105 be- findet sich die Zündfrequenz im überresonanten Zweig der Lastkurve in Fig. 3a. Diese Zündfrequenz wird dann zielgemäß während der Regelung unter Last nicht, oder nur um einen durch die Parameter des Piezotransformators 105 defi- nierten Betrag unterschritten, so daß auch eine überproportionale Änderung der Phasenspannung Up zu kleineren Werten keine Frequenzabsenkung in den unterresonanten Betrieb zuläßt. Hierzu kann der VCO 811 weiterhin über eine nicht gezeigte Einrichtung zur Sicherstellung einer minimalen, un- teren Grenzfrequenz im Lastbetrieb verfügen, welche dieses Verhalten sicherstellt.
Wie bereits erwähnt, zeichnet sich der VCO 811 ferner durch einen Duty-Cycle Df aus, der einstellbar ist. Um die Funk- tionsweise des Oszillators 811 zu erklären, wird erneut zu Fig. 4 zurückgekehrt. Der erfindungsgemäße Verstärker der Klasse E wird so betrieben, daß der Schalter nach Nullwerden der Schalterspannung, gegebenenfalls zeitverzögert, eingeschaltet wird. Dabei ergeben sich Einschaltzeiten von typischerweise DE = 0,25 ... 0,45, um eine optimale Begrenzung der Schalterspannung zu erreichen. Diese Einschaltzeiten werden erfindungsgemäß von dem spannungsgesteuerten Oszillator 811 geliefert, •ind zwar derart, daß der Strom im Schalter während der Einschaltzeit nur ansteigend .verläuft, wie es in Fig. 4 durch den Verlauf von Is in einem durch ton markierten Intervall verdeutlicht ist. Der VCO 811 ist daher so ausgeführt, daß er einen hierzu notwendigen Duty- Cycle Df liefert. Dies kann beispielsweise durch eine in Fig. 8 nicht eingezeichnete Einrichtung zum Einstellen ei- nes vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators 811 realisiert werden.
Aus den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung wird deutlich, daß die Ver- besserungen gegenüber dem Stand der Technik bedeuten, daß ein resonanter Wechselrichter, bestehend aus einem selbst- oder einem fremderregten Verstärker der Klasse E, mit einer auf Resonanzfrequenz abgestimmter Betriebsweise bei einer hohen Frequenz unter Verwendung eines elektromechanischen Energiewandlers mit hoher Lastkreisgüte, einen hohen Wirkungsgrad sowie eine begrenzte Laständerung und eine begrenzte Eingangsspannungsschwankung zuläßt, indem ein dyna- misch schneller Schalter mit mindestens etwa dreifacher Sperrspannung gegenüber der maximalen Eingangsgleichspannung verwendet wird. Da nur ein Schalter und eine relativ einfache Ansteuerschaltung erforderlich sind, läßt sich die Schaltung als eine Ein-Chip-Lösung (z. B. in einer SMART- POWER-Technologie) realisieren, oder in bekannter kostengünstiger Multi-Chip-Ausführung ohne eine Notwendigkeit einer brückenfähigen Hochvolt-Technologie für die Ansteuerschaltung. Unter Verwendung von beispielsweise üblichen Hochvoltleistungsschaltern (z. B. Fieldstop-IGBT bis 1700V, Cool-MOS bis 800V) ist ein Betrieb an gleichgerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuerschaltung arbeitet insbesondere bei Verwendung von MOS-Transistoren o- der schnellen IGBT wegen des kapazitiven Gateverhaltens sehr verlustarm, ebenso der Schalter und der elektromecha- nische Wandler. Durch die Verwendung von MOS-Schaltern oder auch schnellen IGBT ist eine hohe Schaltgeschwindigkeit erzielbar. Wegen daraus resultierender möglicher Frequenzerhöhung bis etwa 200 kHz oder auch mehr verkleinern sich die kapazitiven und die induktiven Bauelemente der Gesamtanord- nung, wie beispielsweise die Eingangsdrossel. Eine Resonanzinduktivität ist somit nicht mehr erforderlich, ebensowenig wie eine High-Side-Treibereinrichtung, was für vergleichbare Halbbrückenlösungen mit schmalbandigen Energiewandlern nicht, oder nur unter Einschränkungen bezüglich der Ansteuergenauigkeit, gegeben ist. Außerdem sind im Lastkreis keine reaktiven Bauelemente (Kondensatoren, Induktivitäten) erforderlich und werden vollständig durch den piezoelektrischen Transformator ersetzt.
Gegenüber einer aufwendigen Auswertung des Laststromes zur Einstellung der Nennleistung nach Schrift (3) ist für die gewählte Klasse-E-Schaltung nur ein Phasenvergleich zwischen den Nulldurchgängen von Laststrom und Schalterstrom erforderlich, um die Nennleistung einzustellen. Dadurch vereinfacht sich die Regelschaltung und läßt sich als Analogschaltung auf einer kleineren Chipfläche integrieren als wenn aufwendige Auswerteschaltungen für die Amplitude des Laststroms verwendet würden, oder diese Auswertung durch kostenintensive Brückentreiber-Ics vorgenommen wird.
Das inverse Spannungsübertragungsverhältnis 1/ü (Eingangsspannung/Ausgangsspannung) des elektromechanischen Wandlers wird bezüglich einer Sinusübertragung bei Resonanzfrequenz in Anpassung an typische Netzanwendungen für Entladungslampen (z. B. Niederdrucklampen) erfindungsgemäß mit 1,5:1 bis 5:1 gewählt. Dabei kann die Eingangsnetzspannung zwischen 80 und beispielsweise 260 Volt Wechselspannung betragen. Aus dem elektrischen Filterverhalten des elektronmechanischen Wandlers (z. B. piezoelektrischer Transformator) ergibt sich dann eine Lastspannung (Brennspannung) im typischen Bereich der Niederdruckentladungslampen von z. B. 50 bis 160 V. Bei anderen Übersetzungsverhältnissen' wäre in dieser Schaltungstopologie eine Lastenanpassung mit optimaler Schalterspannungsbegrenzung für die beschriebenen Netzanwendungen nicht erreichbar, weshalb das richtig dimensionierte Übersetzungsverhältnis im Nennlastbetrieb ein wesentlicher Grundgedanke der erfindungsgemäßen Lösung ist.
Weiterhin ist die Eingangskapazität des elektromechanischen Wandlers so zu wählen, daß neben dem parallel zu dem Wandlereingang geschalteten Halbleiterschalter keine weitere Parallelkapazität benötigt wird. Der Wert dieser Eingangs- kapazität wird bei einer Frequenz von typischerweise 100 kHz und einer Leistung von 10 bis 20 Watt je nach Eingangsspannung zwischen 100 pF und 1 nF betragen. Bei kleiner Eingangsspannung (80 bis 160 V Wechselspannung) ist der Wert der Kapazität etwa 500 pF bis 1 nF zu wählen, bei ei- ner großen Eingangsspannung (160 bis 260 V Wechselspannung) ist dieser Wert etwa mit 100 pF bis 500 pF zu wählen. Die parallel hierzu wirkende Kapazität des Schalters liegt dabei in einer Größenordnung von weniger als 200 pF. Für andere Leistungsbereiche verschiebt sich der Wert der Eingangskapazität nach oben (größere Leistung) oder auch nach unten (kleinere Leistung) . Eine solche Anpassung ist durch eine Konstruktion eines piezoelektrischen Transformators möglich. Bevorzugt wird hierbei ein zirkulär oder auch ein lateral schwingender piezoelektrischer Transformator eingesetzt. Hingegen ist ein piezoelektrischer Transformator, der auf der Basis einer Dickenschwingung arbeitet, oder ein Rosen-Typ-Transformator weniger für diese Anwendung geeignet, da diese ein entsprechendes Abtransformationsverhält- nis in dem vorgegebenen Leistungsbereich und der geforderten Eingangskapazität nicht bei einem ausreichenden Wir- kungsgrad zulassen. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, daß auch diese beiden Typen von Piezotransforma- toren erfindungsgemäß eingesetzt werden können.
Außerdem hilft der negative differentielle Widerstand einer Gasentladungslampe im Brennbetrieb, die Nullspannungsschaltung der Klasse E zu stabilisieren, und ist als Last in Verbindung mit einem schmalbandigen elektromechanischen Wandler hierzu besser geeignet als ein konstanter ohmscher Widerstand. Dazu wird der piezoelektrische Transformator so ausgelegt, daß seine Spannungsübertragungsfunktion eine ausreichende Bandbreite besitzt, die, wie es bereits erwähnt worden ist, bezüglich der Frequenz etwa einer Gauß' sehen Funktion folgt, und so breit gewählt wird, daß bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine Verklei- nerung des Spannungsübertragungsverhältnisses ü auftritt, dem das Ansteigen der Spannung an der Gasentladungslampe entgegenwirkt. Dadurch läßt sich eine Steuerung oder Regelung für Gasentladungslampen über eine Erfassung des Lam¬ penstroms technisch zuverlässig ΦESdz7implementie--7ramjι die Frequenzbandbreite bis zum Abfall auf eine halbe Leistung wenigstens etwa 5 bis 10 % der Nennfrequenz beträgt. In diesem Bereich, und durch die Wirkung der Ausgangskapazität bei einer steigenden Lampenspannung, ändert sich das Ver- halten der Klasse-E-Schaltung bezüglich der Nullspannungsschaltung und der Schalterstrombelastung kaum, so daß keine wesentlichen Änderungen bezüglich des Schaltermaximalstroms, des Schalterreversstroms und der Schaltermaximal- Spannung bei etwa konstanter relativer Einschaltzeit auftreten. Dieses ist dadurch bedingt, daß die Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators groß genug ist (z.B. einige Nanofarad), um auch im belastungsfreien Zustand genügend Blindleistung aufzunehmen, und an den Ein- gang resonant zurückzuspeisen, wenn die Wirklast gegenüber ihrem Nennwert kleiner wird.
Der Klasse-E-Konverter reagiert auf eine verstärkt kapazitive oder eine weniger ohmsche Ausgangsbelastung mit einer Erhöhung des Blindstromanteils, ohne daß die Nullspannungsbedingung verletzt wird. Hierbei wirkt sich die inhärente Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators in diesem Sinne stabilisierend aus. Somit kehrt die Schalterspannung weiterhin auf Null zurück, auch wenn die Gasentla- dungslampe wieder verloschen oder entfernt worden ist. Damit erhöht sich lediglich der Reversstromanteil in dem Schalter. Für den Fall, daß keine Wirkleistung mehr an die Last übertragen wird, ist der maximale Reversst om gleich dem maximalen Einschaltstrom des Schalters (Zündbetrieb) . Somit kann eine Detektion von End-Of-Life-Effekten oder Lastkreisunterbrechung durch ein Abtasten des Reversstroms in dem Schalter erfolgen, ohne daß die Lampenspannung überwacht werden muß. Allerdings ändert sich die optimale relative Einschaltzeit mit der Frequenz und muß bei größeren Frequenzänderungen innerhalb der Bandbreite nachgeführt werden. Solches ist für eine Festpunktlast innerhalb einer PLL-Regelung jedoch seltener oder gar nicht erforderlich und wird nur bei einer Leistungsstellung in einem größeren Bereich anzuwenden sein, oder wenn ein Zündbetrieb mit Vor- heizen der Gasentladungslampe vorgesehen ist. Wegen der stärkeren Verluste während des Vorheizens im piezoelektrischen Transformator ist ein vorheizungsfreier Instant-Start für diese Lösung jedoch zu bevorzugen. Bei einer Schwankung der Eingangsspannung ändert sich das Transformationsverhältnis des elektromechanischen Wandlers wenig, so daß sich die Leistung etwa mit dem Quadrat der Eingangsspannung ändert. Wird die Eingangsgleichspannung des Konverters kleiner, so sinken der Wirkstrom und der Blindstrom in dem Lastkreis entsprechend ab, und der Schalterreversstrom nimmt ab. Wenn die Sperrspannungsreserve des Schalters groß ist, kann die Eingangs apazität des piezo- elektrischen Transformators verkleinert werden, um ein Nullspannungsschalten (ZVS) bis zu kleineren Eingangsspannungen zu erreichen. Ist die Sperrspannungsreserve des Schalters hingegen klein, so darf die Eingangsspannung nicht unter einen bestimmten Minimalwert sinken. Dieser Wert ist wegen der ausreichend großen Ausgangskapazität eines piezoelektrischen Transformators bei sinkender ohmscher Belastung aber klein genug, um die üblichen Spannungsschwankungen der Netze auszugleichen und um zusätzlich eine größere Spannungsschwankung an dem Eingangsladekondensator zuzulassen. Wird die Last entfernt oder ist die lastseitige Gasentladungslampe ungezündet, so bewirkt die konstante o- der geringfügig ansteigende kapazitive Ausgangslast des piezoelektrischen Transformators einerseits eine- Aufrechterhaltung des Nullspannungsschaltens, indem der steigende Blindstromanteil den fehlenden Laststromanteil kompensiert. Andererseits wird die Schaltermaximalspannung jedoch nicht wesentlich größer, da der effektive Eingangsstrom abnimmt und von einem kleineren Anteil des Laststroms kompensiert werden muß, wobei auch die gesamte relative Einschaltzeit konstant bleibt.
Wird die ohmsche Belastung größer, so sinkt der Blindstromanteil auf kleinere Werte, so daß die Schaltermaximalspannung auch in diesem Fall nicht überschritten wird. Bei ei- nen zu großen ohmschen Last würde das Nullspannungsverhalten nicht mehr erreicht, weil die Übertragungskennlinie des piezoelektrischen Wandlers nur eine begrenzte Leistungsübertragung (Maximallast) zulässt. Eine Lasterhöhung stößt auf die gleiche Begrenzung bei der Leistungsübertragung wie eine Eingangsspannungserhöhung nach Fig. 5a. Somit wird die zusätzlich aufgenommene Leistung an dem Schalter in Wärme umgesetzt, wenn bei einer Spannung größer als null einge- schaltet werden muß. Damit wird die Schaltermaximalspannung ebenfalls nicht überschritten, indem die übertragene Leistung nicht mehr erhöht wird. Für den Fall, daß eine zu große Last verwendet wird, kann diese durch eine Detektion der Spannungsrückkehr an dem Schalter erkannt werden, so daß eine Überlastung des Schalters vermieden werden kann, indem der Konverter abgeschaltet wird. Somit kann man als Schalter ein Bauelement einsetzen, dessen erlaubte Maximalspannung in keinem möglichen Betriebszustand einer Gasentladungslampe mit elektromechanischem Wandler (piezoelektri- scher Transformator) überschritten wird. Deshalb ist auch ein nicht-avalanchefester Schalter (MOSFET oder IGBT) für diese Anwendung gut geeignet, da sich die an den Eingang zurückwirkende Ausgangskapazität des Wandlers bei sinkender ohmscher Last kompensierend auswirkt, und eine maximal ü- bertragbare Leistung nicht überschritten werden kann. Diese Eigenschaften sind durch den Einsatz von erfindungsgemäß dimensionierten piezoelektrischen Transformatoren meist gegeben.
Durch den Einsatz nicht-avalanchefester Bauelemente, insbesondere Fieldstop-IGBT als Schalter, wird die vorliegende Anwendung kostengünstiger, indem kein Schutzelement gegen Überspannungen an dem Schalter eingesetzt werden muß, da der Ausgangskreis den Schutz des Schalters durch seine e- lektromechanischen und damit elektrischen Eigenschaften bereits gewährleistet.
Wie es bereits erwähnt worden ist, kann man zu einer Steuerung und Regelung eines so aufgebauten Konverters den Pha- senwinkel zwischen Lastström und Schalterstrom auswerten. Der Schalterstrom wird nur durch den Gleichanteil der Eingangsdrossel überlagert, welche die Phasenverschiebung um einen festen Betrag verändert, und deshalb nicht oder nur wenig von der Leistung oder Eingangsspannung abhängig ist. Wird die Eingangsdrossel des Konverters so klein gewählt, daß der Drosselstrom auf Null abklingen oder kleiner als Null werden kann, so kann man den Anteil des überlagerten Gleichstroms von Seiten der Drossel deutlich reduzieren o- der fast zu Null machen, weil dann der Drosselstrom typischerweise in dem Moment des Einschaltens des Schalters etwa einen Nulldurchgang erreicht. Auch wenn die Eingangsdrossel größer gewählt wird, ist eine Phasendetektion zur Leistungsregelung möglich und muß nur wenig an den jeweiligen Wert der Eingangsdrossel angepaßt werden, da der effektive Eingangsstrom in dieser Anwendung wesentlich kleiner als der Laststrom ist.
Auch die Schwankung der Eingangsspannung läßt sich über die Phasendetektion und eine entsprechende Frequenzveränderung ausgleichen, da der kapazitive Anteil des Ausgangsstroms im Wandler ansteigt, wenn aufgrund sinkender Eingangsspannung die Wirkleistung kleiner wird.
Wenn eine zu kleine Eingangsspannung anliegt, wird das zielgemäße Transformationsverhältnis bei Nennfrequenz nicht erreicht, wenn die Lastimpedanz aufgrund des nega'tiven dif- ferentiellen Widerstands einer Gasentladungslampe zu groß wird. Der elektromechanische Wandler hat in 'der Regel die Eigenschaft, bei einer kleiner werdenden Eingangsspannung eine mit dieser quadratisch abnehmende Leistung zu übertragen.
Wenn andererseits die ohmsche Ausgangsimpedanz größer wird, kann der Wandler nur mit einer Erhöhung der Ausgangsspannung reagieren, selbst wenn eine kleine Eingangsspannung anliegt. Dadurch verschiebt sich das Transformationsverhältnis zu größeren Werten hin und die wandlerinternen Ver- luste nehmen geringfügig zu. Gleichzeitig wird aber die inhärente Ausgangskapazität des Wandlers mit einer größeren Spannung beaufschlagt, wodurch der kapazitive Stromanteil zunimmt und der ohmsche Stromanteil abnimmt. Die Vergröße- rung des Transformationsverhältnisses kann durch ein Design des elektromechanischen Wandlers so eingestellt werden, daß die Ausgangsspannung von Maximallast (minimal möglicher Lastwiderstand) zu kleineren Lasten hin (größerer Lastwi- derstand) so zunimmt, daß der resultierende Ersatzwiderstand bezüglich des Eingangs etwa konstant bleibt oder sich wenig ändert.
Dadurch kann der Klasse-E-Konverter bei veränderlicher Last in einem weiten Eingangsspannungsbereich betrieben werden, ohne daß die Nullspannungsbedingung verletzt wird und indem die übertragene Leistung nur durch kleine Frequenzänderungen variiert werden kann. Es ist demzufolge auch möglich, den Phasenwinkel zwischen Last- und Schalterstrom etwa kon- stant zu halten und dadurch sowohl Änderungen der Eingangsspannung als auch Änderungen der Ausgangslast bei Einhaltung der ZVS-Bedingung auszugleichen. Diese Möglichkeit ist bei einem Übertrager mit konstanten Parametern, insbesondere mit konstantem Übersetzungsverhältnis, nicht in einem derart weiten Bereich von Last- und Eingangsspannungsänderung gegeben.
Die Größe der Eingangsdrossel kann ferner benutzt werden, um die Leistung in gewissen Grenzen bei einer vorgegebenen Frequenz einzustellen. Wird die Eingangsdrossel größer gemacht, so steigt die Übertragungsleistung an, indem bei gleicher Frequenz wegen der elektrischen Charakteristik des Klasse-E-Konverters die effektive gespeicherte Energie in der Eingangsdrossel zunimmt, welche an den Lastkreis wei- tergegeben wird. Die Einstellung der Leistung über die Eingangsdrossel ist jedoch wegen der begrenzten Bandbreite des elektromechanischen Wandlers nur in kleineren Grenzen möglich und wird innerhalb der üblichen Toleranzen induktiver Bauelemente unwesentlich die Gesamtleistung beeinflussen. Andererseits kann der Abgleich der Eingangsdrossel zur Justierung des Arbeitspunktes verwendet werden, falls ein anderer Abgleich nicht erfolgen soll. Ein Vorteil der endlichen Ausführung der Eingangsdrossel ist somit die Möglich- keit zum Abgleich der Lampenleistung. Wird die Eingangsdrossel zu groß ausgeführt, kann sie zwar eine verbesserte Glättung der Stromoberwellen zum Netz bewirken (Störspannung) , verursacht aber auch eine notwendige Anpassung der Eingangskapazität des Wandlers zu kleineren Werten bei einer Leistungserhöhung und bei einem gleichbleibenden Transformationsverhältnis oder zu einem kleineren Abwärtstrans- formationsverhältnis und gleichbleibender oder größerer Eingangskapazität des Wandlers.
Für das typische Abwärtstransformationsverhältnis von 1,5:1 bis 5:1 in einem Nennlastbetrieb und bei den übrigen genannten elektrischen Daten sind die zu einer typischen Erfindungsausführung erforderlichen Werte für die Eingangs- drossel bei einer typischen Frequenz von 100 kHz zwischen 3 mH und 20 mH zu wählen.
Zur Einstellung der jeweils gewünschten Nennleistung wird zeitlich nach der Detektion des Zündens eine PLL- Regelschleife in Betrieb gesetzt, in welcher die Nulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abgetastet und auf einen Phasendetektor weitergegeben werden. Weiterhin wird diese Phasendifferenz auf ein '.--Filter geleitet, welches eine geglättete Ausgangsspannung erzeugt. Diese wird auf einen ge- eigneten VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) aufgeschaltet, welcher auf einen Sollwert abgeglichen sein soll (Sollwertvergleich) und eine geeignete Verstärkung aufweist. Das Ausgangssignal des VCO wird als Frequenzsignal mit zugehörigen erfindungsgemäßen Duty-Cycle (konstant oder leicht veränderlich innerhalb des genannten Bereichs) über einen Treiber an den Schalter (Gate eines IGBT oder MOSFET) zurückgeführt. Dabei kann sich der Duty-Cycle mit sinkender Frequenz geringfügig erhöhen und mit steigender Frequenz geringfügig verringern oder er wird konstant gehalten.
Bei dem oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Phasendifferenzsignal positiv aufgeschaltet, wodurch eine etwa konstante Leistung erzeugt wird. Wenn eine Gasentladungslampe z.B. durch Alterung eine größere Brennspannung besitzt, dann fließt ein überproportional kleinerer Lampenstrom, was als Laständerung (Lastverringerung) bezeichnet werden kann. Dabei wird der Konverter die Leis- tung aber etwa konstant halten, indem er zunächst „feststellt", dass der Phasenwinkel wegen sinkender Wirklast größer geworden ist. Die daraus gebildete Phasenspannung Up ist laut Diagramm aber damit kleiner geworden. Wird sie positiv auf den VCO gegeben, dann sinkt die Frequenz etwas ab, und die Leistung wird wieder erhöht. Dadurch verkleinert sich der Phasenwinkel wieder, und die Phasendiffe- renzspannung steigt wieder laut Diagramm an. Somit kommt die Regelung irgendwann zu einem neuen Istwert der Lampenleistung, der aber nicht sehr stark vom Ausgangswert ab- weicht. Es ist also eine Regelung, die nur 100% genau wäre, wenn man die Parameter so einstellen könnte, dass die Verstärkungen des VCO, der Phasendifferenzspannungsbildung, und der Regelstrecke selbst (Klasse E mit Piezo-Trafo) , vollständige Kompensation der Leistungsänderung zulassen würden. Das ist in der Praxis nicht der Fall, wobei jedoch eine Toleranz der Leistung von +/- 10 bis 15 % durchaus akzeptierbar ist. Bei der Eingangsspannung isjt es ähnlich. Wenn sich diese erhöht, steigt die Leistung bei gleichbleibender Frequenz an. Dadurch sinkt der Phasenwinkel ab, und die Phasendifferenzspannung steigt. Damit wird aber auch eine grössere Frequenz eingestellt, womit man über die Regelstrecke (insbes. durch Übertragungskurve des Piezotra- fos) wieder ein kleineres Übersetzungsverhältnis einstellt. Damit sinkt die Leistung wieder ab, und auch hier erwartet man, dass sich Leistungsschwankungen im Rahmen der Ein- gangsspannun sänderungen in kleinen Grenzen halten werden, da die Regelung auch nicht völlig exakt ist

Claims

Patentansprüche
1. Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten, mit folgenden Merkmalen:
einem Transformator (105) mit einem Eingangstor und einem Ausgangstor zum Liefern eines Ausgangssignals zum Treiben der veränderlichen Last (107);
einem Schalter (103) zum Liefern eines Eingangssignals aus einer Quelle (101) an das Eingangstor des Transformators (105) ;
einer Steuereinrichtung (109) zum Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters;
wobei der Transformator (105) derart dimensioniert und beschaltet ist, daß bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107), ein Abtransformati- onsverhältnis zwischen Eingangssignal und Aύsgangssig- nal von 1,5:1 bis 5:1 beträgt; und
wobei die Steuereinrichtung (109) zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters (103) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung ausgelegt ist.
2. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 1, bei dem der Transformator ein Piezotransformator ist.
3. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 1 oder 2, mit einem Eingangstor, das mit einer Quelle (101) verbunden ist, die eine Eingangsspannung liefert, aus der der Schalter (103) das Eingangssignal für das Eingangstor des Transformators (105) erzeugt, wobei eine Eingangskapazität des Transformators (105) abhängig von der Größe der Eingangsspannung und der Nennausgangsleistung fest eingestellt ist.
4.' Resonanzkonverter gemäß Anspruch 3, bei dem die Eingangskapazität des Transformators (105) auf einen Wert zwischen 100 pF und 1 nF fest eingestellt ist.
5. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 3 oder 4, bei dem die Eingangsspannung zwischen 80 und 160 Volt und die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) zwischen 500 pF und 1 nF beträgt.
6. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 3 oder 4, bei dem die Eingangsspannung zwischen 160 und 260 Volt beträgt und die Eingangskapazität des Transformators (105) zwi- sehen 100 pF und 500 pF beträgt.
7. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche'' 1 bis 6, der eine Eingangsdrossel (201) aufweist, welche zwischen die Quelle (101) und den parallel zum Eingangs- tor des Transformators (105) angeordneten Schalter (103) geschaltet ist.
8. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 7, bei dem die Induktivität der Eingangsdrossel (201) einen Wert von 3 mH bis 20 mH aufweist.
9. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Schalter (103) einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter (1037), der als Fieldstop-IGBT oder als Cool-MOS-Transistor ausgeführt sein kann, mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Steuereingang, an den ein Steuersignal anlegbar ist, umfaßt .
10. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 9, wobei zwischen dem zweiten Eingang und dem ersten Eingang des spannungsgesteuerten Leistungsschalters eine Diode (1039) ge- schaltet ist.
11. Resonanzkonverter gemäß einem der Patentansprüche 1 bis 10, wobei die Steuereinrichtung (109) eine Einrichtung zum Erfassen (801) einer von dem Schalter- ström abhängigen Größe, eine Einrichtung (803) zum Erfassen einer von dem Laststrom abhängigen Größe und eine Einrichtung (807) zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen umfaßt.
12. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 11, bei dem die Steuereinrichtung (109) eine Phasenregelschleife '• (805) zum Regeln einer mittleren Phasenverschiebung auf einen konstanten Soll-Wert aufweist.
13. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 11 oder 12, bei dem die Steuereinrichtung (109) ferner einen Oszillator (811) , dessen Frequenz abhängig von der ermittelten Phasenverschiebung einstellbar ist, und dessen Aus- gangssignal zum Steuern des Schalters (103) dient, umfaßt.
14. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 13, der ferner eine Einrichtung zum Einstellen eines vorbestimmten Tast- verhaltnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811) aufweist.
15. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei dem die veränderliche Last eine Gasentladungslampe umfaßt.
16. Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten durch einen Resonanzkonverter, der einen Transformator (105) mit einem Eingangstor enthält, wobei der Transformator (105) derart dimensioniert ist, daß bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107) das Spannungsabtransformationsverhaltnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 1,5:1 bis 5:1 betragt, der weiterhin einen Schalter (103) und eine Steuereinrichtung (109) umfaßt, mit folgenden Schritten:
Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters (103) durch die Steuereinrichtung (109) auf der Ba^is einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veranderli- eher Eingangsspannung, um ein Eingangssignal an das Eingangstor des Transformators (105) anzulegen und dadurch ein Ausgangssignal zum Treiben der veränderlichen Last zu erzeugen.
17. Verfahren gemäß Anspruch 16, bei dem als Transformator ein Piezotransformator verwendet wird.
18. Verfahren gemäß Anspruch 16 oder 17, mit folgenden Schritten:
Erfassen einer von dem Schalterstrom abhängigen Größe;
Erfassen einer von dem Lastström abhängigen Größe;
Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfaßten Größen.
19. Verfahren gemäß Anspruch 18 mit einem Schritt eines Regeins einer mittleren Phasenverschiebung auf einen nominalen Wert unter Verwendung einer Phasenregelschleife (805) .
20. Verfahren gemäß Anspruch 18 oder Anspruch 19, mit folgenden Schritten:
Steuern eines spannungsgesteuerten Oszillators (811) basierend auf der mittleren Phasenverschiebung; und
Verwenden des Ausgangssignals des Oszillators als Steuersignal für den Schalter (103) .
21. Verfahren gemäß Anspruch 20, mit einem Schritt eines Einstellens eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811) .
22. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 16 bis 21, bei dem als veränderliche Last eine Gasentladungslampe verwendet wird.
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