EP1485987A1 - Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor - Google Patents

Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor

Info

Publication number
EP1485987A1
EP1485987A1 EP03735584A EP03735584A EP1485987A1 EP 1485987 A1 EP1485987 A1 EP 1485987A1 EP 03735584 A EP03735584 A EP 03735584A EP 03735584 A EP03735584 A EP 03735584A EP 1485987 A1 EP1485987 A1 EP 1485987A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
motor
signals
motor according
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03735584A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Christian Rudel
Hermann Rappenecker
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Original Assignee
Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG filed Critical Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Publication of EP1485987A1 publication Critical patent/EP1485987A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the invention relates to a multi-phase brushless DC motor.
  • Such motors are often used today for demanding drive tasks, e.g. in medical technology, in telecommunications, in automotive engineering, etc.
  • the motor delivers a largely constant torque.
  • the generation of such a three-phase system with sinusoidal currents of variable frequency is generally very complex.
  • a multi-phase signal system is obtained in a simple manner via the rotor position sensor arrangement, and PWM comparison signals are obtained by comparing the signals of this signal system with the periodic sawtooth signal, the pulse duty factor of the instantaneous value of the assigned Rotor position signal depends.
  • the information contained in these PWM comparison signals can then control the full bridge circuit and thus the currents in the individual phases via corresponding driver stages, so that, for example, in a three-phase stator a system of sinusoidal stator currents and thus, starting from zero speed, a largely constant one Can receive torque over a wide speed range.
  • Fig. 1 shows a circuit according to a preferred embodiment of the
  • Fig. 2 shows the interference intensity as a function of
  • Fig. 3 shows the interference intensity as a function of
  • FIG. 5 is an illustration for explaining FIG. 5
  • Fig. 7 shows the representation of a single triangle of a triangular signal
  • FIG. 8 shows a schematic representation of a triangular signal with a swept frequency, as is preferably used in the present invention.
  • the motor 20 has a permanent magnetic rotor 28, which is exemplified as a four-pole rotor. Its poles are magnetized sinusoidally.
  • An example of such a rotor 28 with sinusoidal magnetization is the rotor according to DE 100 20 946 A1.
  • three analog Hall sensors 30, 32, 34 are arranged at intervals of 120 ° el. (Or 120 ° el. + N * 360 ° el.), Which together form a rotor position sensor arrangement form. (With a four-pole rotor 28, for example, the three sensors can be arranged at intervals of 120 ° mechanically.) These are preferably so-called analog Hall ICs. Each of these sensors 30, 32, 34 generates a sinusoidal signal H1, H2, H3, which is shown schematically in the usual manner on the left side of FIG. 1. As indicated there, the following relationships apply:
  • the three signals H1, H2, H3 are each phase-shifted by 120 ° relative to one another and form a three-phase system.
  • Analog sensors Hall ICs are preferably used for the sensors 30, 32, 34, which deliver an amplified signal with an amplitude of approximately 5 V. A further amplification would therefore not be necessary per se, but amplification is expedient for the following reasons: a) The amplitudes of all three signals H1, H2, H3 can be set to exactly the same value, which is useful for a smooth running of the motor. b) By adjusting the amplification factor, it is possible to control the motor 20, for example, as shown, a current limitation and a speed control.
  • an amplifier 40 is preferably provided for the signal H1, an amplifier 42 for the signal H2, and an amplifier 44 for the signal H3.
  • the amplification factor of all three amplifiers is controlled via a line 46 by a PI controller 48, the input 50 of which is supplied with a desired value SW for the speed of the motor 20, for example 4600 rpm, or alternatively, for example, a corresponding value for the time, which the motor needs for one revolution at 4600 rpm.
  • the amplifiers 40, 42, 44 have outputs 54, 56, 58, and the signals at these three outputs are fed to an actual value detection 60, which calculates a value for the instantaneous speed of the motor 20 from these three signals.
  • This actual value signal IW is fed to an input 62 of the PI controller 48, and if the actual value at the input 62 is lower than the desired value at the input 50, the amplification factor of the three amplifiers 40, 42, 44 is increased via the line 46.
  • a current-dependent signal is fed from a measuring resistor 64, through which the motor current i mot flows, to the PI controller 48 via a line 66. If this motor current, for example when the motor 20 starts, becomes too high, the gain factor of the three amplifiers 40, 42, 44 is reduced accordingly by the controller 48, as a result of which the motor current is limited accordingly.
  • a so-called sawtooth or triangle generator 68 is provided, which delivers at its output 70 a sawtooth signal U70, which is shown by way of example in FIGS. 5 and 6 and which is fed to the inverting inputs of three comparators 72, 74 and 76.
  • the saw teeth of this signal have the shape of isosceles triangles, since this contributes to a smooth, trouble-free running of the motor.
  • the non-inverting input of the comparator 72 is connected to the output 54, so that the amplified signal H1 is fed to it.
  • the non-inverting input of comparator 74 is connected to output 56 (amplified signal H2)
  • the non-inverting input of comparator 76 is connected to output 58 (amplified signal H3).
  • PWM1 for a positive half-wave of the signal H1 is shown in FIG. 1 by way of example and in a highly schematic manner. 5 and 6 show how these PWM signals are generated by the comparator in question.
  • the signal PWM1 is fed to a driver module 86, the upper output 88 of which is connected to the gate of an n-channel MOSFET 90, the one terminal of which is connected to a positive direct current line 92, on which the so-called intermediate circuit voltage UZK is connected.
  • DC link de link
  • the lower output 94 of the driver module 86 is connected to the gate of an n-channel MOSFET 96, the upper connection of which is also connected to the strand 24 and the lower connection is connected to ground 100 via the measuring resistor 64.
  • the intermediate circuit voltage Uz ⁇ > eg 60 V lies between line 92 and ground 100.
  • the battery of a telephone exchange or the battery of a motor vehicle can lie between line 92 and ground 100).
  • the signal PWM2 is fed to a driver module 104, the upper output 106 of which controls an upper n-channel MOSFET 108 and the lower output 110 of which controls a lower n-channel MOSFET 112.
  • the circuit corresponds to that of MOSFETs 90 and 96, but MOSFETs 108, 1 12 control strand 22 as shown.
  • the signal PWM3 is fed to a driver module 116, the upper output 118 of which controls an upper n-channel MOSFET 120 and the lower output 122 of which controls a lower n-channel MOSFET 124.
  • the circuit corresponds to that of MOSFETs 90 and 96, but MOSFETs 120, 124 control strand 26 as shown.
  • the type 2109 from International Rectifier can preferably be used, which generates a so-called dead time when switching between the two MOSFETs connected to it, i.e. a pause of e.g. 50 ⁇ s, in which no current flows. Switching between the lower and upper MOSFET takes place e.g. when the relevant PWM signal exceeds a potential of 5 V. As shown, the driver modules are each connected to a constant voltage with one input, e.g. to +5 V.
  • the sawtooth generator 68 generates e.g. a frequency with an average of 20 kHz. This frequency, if kept constant, results in a strong interference signal I at 20 kHz, as shown in FIG. 2. A frequency of about 20 kHz is preferred because it is outside the audible range, but does not cause excessive electrical losses in the MOSFETs of the full bridge circuit shown.
  • the circuit according to FIG. 1 preferably contains a so-called wobbier 130, which constantly changes the frequency of the sawtooth generator 68, namely e.g. from 18 kHz continuously increasing to 22 kHz and then continuously decreasing again from 22 kHz to 18 kHz. This change takes place e.g. 2000 times per second, and it is symbolically indicated at 131 in FIG. 3 and shown in FIG. 8.
  • the interference signal I is distributed over the entire spectrum between 18 and 22 kHz, as shown in FIG. 3, and this distribution over a larger spectrum makes the intensity I of the interference signals significantly lower, and these are distributed over the entire range of 18 up to 22 kHz so that they generate less strong interference signals.
  • the wobble frequency and the magnitude of the deviation from the mean value of the frequency of the sawtooth signal are best determined empirically, since according to the current state of knowledge no general statements can be made about the optimal values.
  • 4a) shows the signal PWM1 in a highly schematic representation.
  • 4b) shows the current i 24 through the phase 24, which is caused by the signal PWM1. It is a sinusoidal current which is brought about by the large number of switching processes which take place overall when the rotor 28 rotates.
  • FIG. 4c) shows the signal PWM2 at the output 80 of the comparator 74
  • FIG. 4d) shows the current i 22 through the line 22. This current is also sinusoidal and out of phase with the current J 24 by 120 °.
  • FIG. 4e shows the signal PWM3 at the output 82 of the comparator 76
  • FIG. 4f shows the current i 6 through the line 26. This is phase-shifted by 240 ° with respect to the current i 24 and is also sinusoidal.
  • the three sinusoidal currents ⁇ 24 , 1 22 and ⁇ ⁇ together form a so-called three-phase system, that is, they generate a rotating field that drives the permanent-magnet rotor 28 at the rotating frequency of this rotating field. Since the magnetization of the rotor 28 is sinusoidal, the torque of the motor 20 is largely constant overall, and this is achieved with very little effort.
  • a further improvement is possible by increasing the voltage UZK (on line 92) with increasing speed, preferably linearly.
  • the frequency u 7 o is assumed here to be 20 kHz (constant), ie a triangle of the triangular signal U 70 has a period of 50 ⁇ s.
  • the first triangle, designated 138, begins at O ⁇ s, reaches its maximum at 25 ⁇ s, and becomes zero again at 50 ⁇ s. It is therefore symmetrical and preferably has the shape of an isosceles triangle. Its frequency is also high in relation to the frequency of the signal H1.
  • the signal shown in FIG. 5b is PWM1 high. If H1 becomes smaller than u 70 , PWM1 gets the value low (LOW). This results in the typical image shown in FIG. 5b for PWM1, where the duty cycle is high on the left and right, e.g. B. 90%, while in the middle it has approximately the value 10%, with a largely symmetrical course resulting in FIG. 5b.
  • FIG. 5 shows a simplification, because for the duration of a period of the signal H1 over 100 triangles of the signal u 7 o are obtained in reality, but this is difficult to represent in the drawing.
  • the triangle 140 which is the third triangle from the left, the PWM signal PWM1 at a point 142 to zero, the z. B. 5 ⁇ s before the center 144 of the triangle 140, and is high again at a point 146 which is about 5 ⁇ s after the center 144.
  • Fig. 7 shows the course of the triangular signal u 70 at 18, 20 and 22 kHz. 1, this signal u 70 is fed to all three comparators 72, 74, 76 simultaneously. Depending on the frequency of the signal u 7 o, the signals PWM1, PWM2, PWM3 have a different shape.
  • Fig. 8 shows schematically the change in the form of u 7 o by the weaving process.
  • About five triangles are generated within this time, but only three triangles are shown for reasons of clarity.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Ein mehrphasiger kollektorloser Gleichstrommotor (20) hat einen permanentmagnetischen Rotor (28), einen mehrphasigen Stator (22, 24, 26), und eine letzterem zugeordnete mehrphasige Vollbrückenschaltung, welche eine Mehrzahl von Brückenzweigen aufweist, von denen jeder einen mit einer positiven Leitung (22) verbundenen oberen Feldeffekt-Leistungstransistor (90, 108, 120) und einen mit einer negativen Leitung (100) verbundenen unteren Feldeffekt-Leistungstransistor (96, 112, 124) aufweist. Ferner hat der Motor (20) eine Rotorstellungssensoranordnung (30, 32, 34), welche im Betrieb des Motors (20) eine Mehrzahl von zueinander phasenverschobenen Sensorsignalen (H1, H2, H3) erzeugt, deren analoger Wert abhängig von einer auf die Rotorstellungssensoranordnung einwirkenden rotorstellungsabhängigen physikalischen Grösse ist. Von der Rotorstellungssensoranordnung (30, 32, 34) abgeleitete Signale (54, 56, 58) werden mit einem periodischen Sägezahnsignal (u70) verglichen, um eine Mehrzahl von PWM-Vergleichssignalen (PWM1, PWM2, PWM3) zu erhalten, deren Tastverhältnis jeweils eine Funktion des augenblicklichen Wertes des zugeordneten Sensorsignals (H1, H2, H3) ist. Die in einem PWM-Vergleichssignal enthaltene Information wird jeweils über eine Treiberstufe (86, 104, 116) den beiden Leistungs-Feldeffekttransistoren (90, 96; 108, 112; 120, 124) eines zugeordneten Brückenzweigs in Form von gegenphasigen Signalen zugeführt, um diese Feldeffekttransistoren im Hard-Chopping-Verfahren anzusteuern und einen Mehrquadrantenbetrieb des Motors (20) zu ermöglichen.

Description

Mehrphasiger kollektorloser Gleichstrommotor
Die Erfindung betrifft einen mehrphasigen kollektorlosen Gleichstrommotor. Solche Motoren werden heute häufig für anspruchsvolle Antriebsaufgaben verwendet, z.B. in der Medizintechnik, in der Telekommunikation, in der Kraftfahrzeugtechnik, etc.
Bei manchen Antriebsaufgaben wird gewünscht, dass der Motor ein weitgehend konstantes Drehmoment liefert. Hierfür eignen sich besonders gut dreisträngige kollektorlose Motoren mit einem permanentmagnetischen Rotor, welcher eine im wesentlichen sinusförmige Kommutierung hat. Wenn bei einem solchen Motor die drei Phasen mit - entsprechend phasenverschobenen - sinusförmigen Strömen gespeist werden, kann man ein weitgehend konstantes Drehmoment erhalten. Jedoch ist die Erzeugung eines solchen dreiphasigen Systems mit sinusförmigen Strömen variabler Frequenz im allgemeinen sehr aufwändig.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen Motor der eingangs genannten Art bereit zu stellen.
Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1. Über die Rotorstellungssensoranordnung erhält man in einfacher Weise ein mehrphasiges Signalsystem, und über den Vergleich der Signale dieses Signalsystems mit dem periodischen Sägezahnsignal erhält man PWM-Vergleichssignale, deren Tastverhältnis vom Augenblickswert des zugeordneten Rotorstellungssignals abhängt. Die in diesen PWM- Vergleichssignalen enthaltene Information kann dann über entsprechende Treiberstufen die Vollbrückenschaltung und damit die Ströme in den einzelnen Phasen steuern, so dass man z.B. in einem dreiphasigen Stator ein System von sinusförmigen Statorströmen und dadurch, ausgehend von der Drehzahl Null, ein weitgehend konstantes Drehmoment über einen großen Drehzahlbereich erhalten kann. Besonders vorteilhaft ist, dass man hier sozusagen eine "automatische Kommutierung" erhält, d.h. besondere Maßnahmen für die Kommutierung der Ströme von Phase zu Phase an bestimmten Drehstellungen sind nicht notwendig. Dadurch entfallen die Drehmomentschwankungen, welche sonst häufig Folge solcher Kommutierungsvorgänge sind.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus dem im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispiel, sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt:
Fig. 1 eine Schaltung nach einer bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung,
Fig. 2 eine Darstellung der Störungsintensität als Funktion der
Frequenz eines Sägezahnsignals konstanter Frequenz,
Fig. 3 eine Darstellung der Störungsintensität als Funktion der
Frequenz eines Sägezahnsignals mit gewobbelter Frequenz,
Fig. 4a bis 4f eine Darstellung der Erzeugung von drei PWM-Signalen für ein dreiphasiges System,
Fig. 5 eine stark schematisierte Darstellung der Digitalisierung eines sinusförmigen Signals,
Fig. 6 eine Darstellung zur Erläuterung von Fig. 5,
Fig. 7 die Darstellung eines einzigen Dreiecks eines Dreiecksignals mit
18, 20 bzw. 22 kHz, und
Fig. 8 eine schematisierte Darstellung eines Dreiecksignals mit gewobbelter Frequenz, wie es bei der vorliegenden Erfindung bevorzugt Verwendung findet.
Fig. 1 zeigt rechts einen dreiphasigen Motor 20, dessen Stator drei Phasen 22, 24, 26 hat, die man auch als Wicklungsstränge bezeichnet. Die drei Stränge 22, 24, 26 sind hier in Sternschaltung geschaltet, doch wäre ebenso eine Dreiecksschaltung möglich. Der Motor 20 hat einen permanentmagnetischen Rotor 28, der beispielhaft als vierpoliger Rotor dargestellt ist. Seine Pole sind sinusförmig magnetisiert. Ein Beispiel eines solchen Rotors 28 mit sinusförmiger Magnetisierung ist der Rotor gemäß der DE 100 20 946 A1.
Im Bereich des Rotors 28, oder eines speziellen Steuermagneten mit entsprechender Struktur, sind drei analoge Hallsensoren 30, 32, 34 in Abständen von 120° el. (oder 120° el. + n * 360° el.) angeordnet, welche zusammen eine Rotorstellungssensoranordnung bilden. (Bei einem vierpoligen Rotor 28 kann man z.B. die drei Sensoren in Abständen von 120° mech. anordnen.) Bevorzugt sind dies sogenannte analoge Hall-ICs. Jeder dieser Sensoren 30, 32, 34 erzeugt ein sinusförmiges Signal H1 , H2, H3, das auf der linken Seite von Fig. 1 in der üblichen Weise schematisch dargestellt ist. Wie dort angegeben, gelten folgende Beziehungen:
H1 = sin t ... (1)
H2 = sin (t + 120°) ... (2)
H3 = sin (t + 240°) ... (3)
Die drei Signale H1 , H2, H3 sind also jeweils um 120° relativ zueinander phasenverschoben und bilden ein dreiphasiges System.
Für die Sensoren 30, 32, 34 werden bevorzugt analog arbeitende Hall-ICs verwendet, die ein verstärktes Signal mit einer Amplitude von ca. 5 V liefern. An sich wäre deshalb eine weitere Verstärkung nicht erforderlich, doch ist eine Verstärkung aus folgenden Gründen zweckmäßig: a) Die Amplituden aller drei Signale H1 , H2, H3 können exakt auf denselben Wert eingestellt werden, was für einen gleichmäßigen Lauf des Motors nützlich ist. b) Durch Einstellung des Verstärkungsfaktors ist eine Regelung des Motors 20 möglich, z.B., wie dargestellt, eine Strombegrenzung und eine Drehzahlregelung.
Aus diesen Gründen ist bevorzugt für das Signal H1 ein Verstärker 40 vorgesehen, für das Signal H2 ein Verstärker 42, und für das Signal H3 ein Verstärker 44. Der Verstärkungsfaktor aller drei Verstärker wird über eine Leitung 46 von einem Pl-Regler 48 gesteuert, dessen Eingang 50 ein gewünschter Wert SW für die Drehzahl des Motors 20 zugeführt wird, z.B. 4600 U/min, oder alternativ z.B. ein entsprechender Wert für die Zeit, die der Motor bei 4600 U/min für eine Umdrehung benötigt.
Die Verstärker 40, 42, 44 haben Ausgänge 54, 56, 58, und die Signale an diesen drei Ausgängen werden einer Istwerterfassung 60 zugeführt, welche aus diesen drei Signalen einen Wert für die augenblickliche Drehzahl des Motors 20 berechnet. Dieses Istwertsignal IW wird einem Eingang 62 des Pl-Reglers 48 zugeführt, und wenn der Istwert am Eingang 62 niedriger ist als der gewünschte Wert am Eingang 50, wird über die Leitung 46 der Verstärkungsfaktor der drei Verstärker 40, 42, 44 erhöht.
Ferner wird von einem Messwiderstand 64, der vom Motorstrom imot durchflössen wird, über eine Leitung 66 dem Pl-Regler 48 ein stromabhängiges Signal zugeführt. Wenn dieser Motorstrom, z.B. beim Start des Motors 20, zu hoch wird, wird durch den Regler 48 der Verstärkungsfaktor der drei Verstärker 40, 42, 44 entsprechend reduziert, wodurch der Motorstrom entsprechend begrenzt wird.
Ferner ist ein sogenannter Sägezahn- oder Dreiecksgenerator 68 vorgesehen, der an seinem Ausgang 70 ein Sägezahnsignal U70 liefert, das beispielhaft in Fig. 5 und 6 dargestellt ist und das den invertierenden Eingängen von drei Komparatoren 72, 74 und 76 zugeführt wird. In sehr bevorzugter Weise haben die Sägezähne dieses Signals die Form von gleichschenkligen Dreiecken, da dies zu einem ruhigen, störungsarmen Lauf des Motors beiträgt.
Der nicht invertierende Eingang des Komparators 72 ist mit dem Ausgang 54 verbunden, so dass ihm das verstärkte Signal H1 zugeführt wird. Ebenso ist der nicht invertierende Eingang des Komparators 74 mit dem Ausgangs 56 (verstärktes Signal H2) verbunden, und der nicht invertierende Eingang des Komparators 76 mit dem Ausgang 58 (verstärktes Signal H3).
An den Ausgängen 78, 80, 82 der Komparatoren 72, 74, 76 erhält man PWM- Signale, die mit PWM1 , PWM2 und PWM3 bezeichnet sind. Das Signal PWM1 für eine positive Halbwelle des Signals H1 ist in Fig. 1 beispielhaft und stark schematisiert dargestellt. Fig. 5 und 6 zeigen, wie diese PWM-Signale durch den betreffenden Komparator erzeugt werden.
Das Signal PWM1 wird einem Treiberbaustein 86 zugeführt, dessen oberer Ausgang 88 mit dem Gate eines n-Kanal-MOSFET 90 verbunden ist, dessen einer Anschluss mit einer positiven Gleichstromleitung 92 verbunden ist, an der die sogenannte Zwischenkreisspannung UZK liegt. (Zwischenkreis = de link). Sein anderer Anschluss ist mit dem Strang 24 verbunden.
Der untere Ausgang 94 des Treiberbausteins 86 ist mit dem Gate eines n-Kanal- MOSFET 96 verbunden, dessen oberer Anschluss ebenfalls mit dem Strang 24 und dessen unterer Anschluss über den Messwiderstand 64 mit Masse 100 verbunden ist. (Die Zwischenkreisspannung Uzκ> z.B. 60 V, liegt zwischen der Leitung 92 und Masse 100. Z.B. kann zwischen der Leitung 92 und Masse 100 die Batterie eines Telefonamtes liegen, oder die Batterie eines Kraftfahrzeugs.).
Das Signal PWM2 wird einem Treiberbaustein 104 zugeführt, dessen oberer Ausgang 106 einen oberen n-Kanal-MOSFET 108 und dessen unterer Ausgang 110 einen unteren n-Kanal-MOSFET 112 steuert. Die Schaltung entspricht der der MOSFETs 90 und 96, doch steuern die MOSFETs 108, 1 12 wie dargestellt den Strang 22.
Das Signal PWM3 wird einem Treiberbaustein 1 16 zugeführt, dessen oberer Ausgang 118 einen oberen n-Kanal-MOSFET 120 und dessen unterer Ausgang 122 einen unteren n-Kanal-MOSFET 124 steuert. Die Schaltung entspricht der der MOSFETs 90 und 96, doch steuern die MOSFETs 120, 124 wie dargestellt den Strang 26.
Wenn z.B. der MOSFET 90 und der MOSFET 124 gleichzeitig leitend sind, fließt ein Strom von der positiven Leitung 92 über den n-Kanal-MOSFET 90, die Stränge 24 und 26, den n-Kanal-MOSFET 124 und den Messwiderstand 64 nach Masse 100. Zu den MOSFETs sind wie üblich Freilaufdioden 90', 96', 108', 112', 120' und 124' antiparallel geschaltet.
Für die Treiberbausteine 86, 104, 116 kann bevorzugt der Typ 2109 der Firma International Rectifier verwendet werden, der bei der Umschaltung zwischen den beiden an ihn angeschlossenen MOSFETs eine so genannte Totzeit erzeugt, also eine Pause von z.B. 50 μs, in der kein Strom fließt. Die Umschaltung zwischen unterem und oberem MOSFET erfolgt z.B. dann, wenn das betreffende PWM-Signal ein Potenzial von 5 V überschreitet. Wie dargestellt, sind die Treiberbausteine jeweils mit einem Eingang an eine konstante Spannung angeschlossen, z.B. an +5 V.
Der Sägezahngenerator 68 erzeugt z.B. eine Frequenz mit einem Mittelwert von 20 kHz. Diese Frequenz hat, wenn sie konstant gehalten wird, ein starkes Störsignal I bei 20 kHz zur Folge, wie das in Fig. 2 dargestellt ist. Eine Frequenz von etwa 20 kHz wird bevorzugt, weil sie außerhalb des hörbaren Bereichs liegt, aber keine zu hohen elektrischen Verluste in den MOSFETs der dargestellten Vollbrückenschaltung verursacht.
Aus diesem Grund enthält die Schaltung nach Fig. 1 bevorzugt einen sogenannten Wobbier 130, welcher die Frequenz des Sägezahngenerators 68 ständig ändert, nämlich z.B. von 18 kHz kontinuierlich ansteigend bis 22 kHz und dann wieder kontinuierlich abfallend von 22 kHz bis 18 kHz. Diese Veränderung erfolgt z.B. 2000 mal pro Sekunde, und sie ist in Fig. 3 bei 131 symbolisch angedeutet und in Fig. 8 dargestellt.
Dadurch verteilt sich das Störsignal I auf das gesamte Spektrum zwischen 18 und 22 kHz, wie das Fig. 3 zeigt, und durch diese Verteilung über ein größeres Spektrum wird die Intensität I der Störsignale wesentlich niedriger, und diese verteilen sich über den gesamten Bereich von 18 bis 22 kHz, so dass sie weniger starke Störsignale erzeugen. Die Wobbeifrequenz und die Größe der Abweichung vom Mittelwert der Frequenz des Sägezahnsignals werden am besten empirisch bestimmt, da sich über die optimalen Werte nach dem derzeitigen Kenntnisstand keine generellen Aussagen machen lassen. Fig. 4a) zeigt in einer stark schematisierten Darstellung das Signal PWM1. Fig. 4b) zeigt den Strom i24 durch die Phase 24, der durch das Signal PWM1 verursacht wird. Es handelt sich um einen sinusförmigen Strom, der durch die Vielzahl von Umschaltvorgängen bewirkt wird, welche insgesamt bei der Drehung des Rotors 28 stattfinden.
Fig. 4c) zeigt das Signal PWM2 am Ausgang 80 des Komparators 74, und Fig. 4d) den Strom i22 durch den Strang 22. Dieser Strom ist ebenfalls sinusförmig und gegenüber dem Strom J24 um 120° phasenverschoben.
Fig. 4e) zeigt das Signal PWM3 am Ausgang 82 des Komparators 76, und Fig. 4f) den Strom i 6 durch den Strang 26. Dieser ist gegenüber dem Strom i24 um 240° phasenverschoben und ebenfalls sinusförmig.
Die drei sinusförmigen Ströme Ϊ24, 122 und \ β bilden zusammen ein sogenanntes Drehstromsystem, erzeugen also ein Drehfeld, das den permanentmagnetischen Rotor 28 mit der Drehfrequenz dieses Drehfelds antreibt. Da die Magnetisierung des Rotors 28 sinusförmig ist, ergibt sich insgesamt ein weitgehend konstantes Drehmoment des Motors 20, und das wird mit einem sehr geringen Aufwand erreicht.
Eine weitere Verbesserung ist möglich, indem man mit zunehmender Drehzahl die Spannung UZK (an der Leitung 92) erhöht, bevorzugt linear erhöht.
Fig. 5a zeigt in schematisierter Form das verstärkte Sinussignal H1 vom Sensor 30 sowie das Signal U70, dass vom Dreiecksgenerator 68 erzeugt wird. Die Frequenz u7o ist hier als 20 kHz (konstant) angenommen, d. h. ein Dreieck des Dreiecksignals U70 hat hier eine Periodendauer von 50 μs. Das erste Dreieck, dass mit 138 bezeichnet ist, beginnt bei O μs, erreicht sein Maximum bei 25 μs, und wird bei 50 μs wieder zu Null. Es ist also symmetrisch und hat bevorzugt die Form eines gleichschenkligen Dreiecks. Auch ist seine Frequenz hoch in Relation zur Frequenz des Signals H1.
Solange das Signal H1 größer ist als u70, ist das in Fig. 5b dargestellte Signal PWM1 hoch. Wird H1 kleiner als u70, so bekommt PWM1 den Wert niedrig (LOW). Dadurch ergibt sich das in Fig. 5b dargestellte typische Bild für PWM1 , wo links und rechts das Tastverhältnis hoch ist, z. B. 90 %, während es in der Mitte etwa den Wert 10 % hat, wobei sich in Fig. 5b ein weitgehend symmetrischer Verlauf ergibt.
Es ist darauf hinzuweisen, dass Fig. 5 eine Vereinfachung zeigt, denn für die Dauer einer Periode des Signals H1 erhält man in der Realität über 100 Dreiecke des Signals u7o, was sich aber zeichnerisch schlecht darstellen lässt.
Durch die symmetrische Dreiecksform der Impulse des Signals u7o erhält man den Vorteil, dass die PWM-Signale, die in Fig. 5b dargestellt sind, stets im wesentlichen symmetrisch zum Maximum eines Dreiecks liegen, was man als "mittensymmetrische Ansteuerung" bezeichnen kann.
Betrachtet man z. B. in Fig. 5a) das Dreieck 140, welches das dritte Dreieck von links ist, so wird das PWM-Signal PWM1 an einer Stelle 142 zu Null, die z. B. 5 μs vor der Mitte 144 des Dreiecks 140 liegt, und wird an einer Stelle 146 wieder hoch, die etwa 5 μs nach der Mitte 144 liegt.
Betrachtet man in der Vergrößerung gemäß Fig. 6 die drei Signale H1 , H2, H3, die ja zu jedem Zeitpunkt unterschiedliche Amplituden haben, so erkennt man, dass alle drei PWM-Signale PWM1 , PWM2 und PWM3 zu unterschiedlichen Zeitpunkten niedrig werden, und dass alle drei PWM-Signale zu unterschiedlichen Zeitpunkten hoch werden. Z. B. wird als erstes das Signal PWM3 zu einem Zeitpunkt t1 niedrig, anschließend das Signal PWM2 zu einem Zeitpunkt t2 und dann PWM1 zu einem Zeitpunkt t3. Anschließend wird bei t4 das Signal PWM1 wieder hoch, danach bei t5 das Signal PWM2 und schließlich bei t6 das Signal PWM3.
Dieses zeitversetzte Schalten der Transistoren der Vollbrückenschaltung ist eine Folge davon, dass die Dreieckssignale u7o weniger die Form eines Sägezahns als vielmehr bevorzugt etwa die eines gleichschenkligen Dreiecks haben. Hierdurch ergeben sich erhebliche Vorteile für die EMV eines solchen Motors. Wenn nämlich mehrere Transistoren zur gleichen Zeit schalten würden, würden sich erhebliche EMV-Probleme ergeben, die durch diese Lösung entfallen.
Fig. 7 zeigt den Verlauf des Dreiecksignals u70 bei 18, 20 bzw. 22 kHz. Dieses Signal u70 wird gemäß Fig. 1 allen drei Komparatoren 72, 74, 76 gleichzeitig zugeführt. Je nach Frequenz des Signals u7o haben die Signale PWM1 , PWM2, PWM3 eine unterschiedliche Form.
Fig. 8 zeigt schematisch die Änderung der From von u7o durch den Wobbeivorgang. Wenn mit einer Frequenz von 2 kHz gewobbelt wird, dauert eine Frequenzänderung von 18 bis 22 kHz eine Zeit von 1/4000 Sekunden = 250 μs. Innerhalb dieser Zeit werden etwa fünf Dreiecke erzeugt, aber aus Gründen der Übersichtlichkeit sind nur drei Dreiecke dargestellt. Man erkennt das Prinzip der fortlaufenden Änderung der Form dieser Dreiecke, wodurch die Intensität von Störsignalen auf einen größeren Frequenzbereich verteilt wird. Auf die Form der Ströme Ϊ22, i24 und Ϊ26 hat das praktisch keinen Einfluss, da die Änderung der Frequenz des Dreiecksignals u7o für alle Komparatoren 72, 74, 76 in gleicher Weise wirkt und die Dreiecke auch beim Wobbein weitgehend die Form von gleichschenkligen Dreiecken behalten.
Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Mehrphasiger kollektorloser Gleichstrommotor (20), welcher aufweist: Einen permanentmagnetischen Rotor (28); einen mehrphasigen Stator (22, 24, 26); eine dem mehrphasigen Stator zugeordnete mehrphasige Vollbrückenschaltung, welche eine Mehrzahl von Brückenzweigen aufweist, von denen jeder einen mit einer positiven Leitung (22) verbundenen oberen Feldeffekt-Leistungstransistor (90, 108, 120) und einen mit einer negativen Leitung (100) verbundenen unteren Feldeffekt- Leistungstransistor (96, 112, 124) aufweist; eine Rotorstellungssensoranordnung (30, 32, 34), welche im Betrieb des Motors (20) eine Mehrzahl von zueinander phasenverschobenen Sensorsignalen (H1 , H2, H3) liefert, deren analoger Wert abhängig von einer auf die Rotorstellungssensoranordnung einwirkenden rotorstellungsabhängigen physikalischen Größe ist, wobei von der Rotorstellungssensoranordnung (30, 32, 34) abgeleitete Signale (54, 56, 58) mit einem periodischen Sägezahnsignal (U70) verglichen werden, um eine Mehrzahl von PWM-Vergleichssignalen (PWM1 , PWM2, PWM3) zu erhalten, deren Tastverhältnis jeweils eine Funktion des augenblicklichen Wertes des zugeordneten Sensorsignals (H1. H2, H3) ist, und die in einem PWM-Vergleichssignal enthaltene Information jeweils über eine zugeordnete Treiberstufe (86, 104, 1 16) den beiden Leistungs- Feldeffekttransistoren eines zugeordneten Brückenzweigs in Form von gegenphasigen Signalen zuführbar ist, um diese Feldeffekttransistoren im Hard-Chopping-Verfahren anzusteuern und einen Mehrquadrantenbetrieb des Motors (20) zu ermöglichen.
2. Motor nach Anspruch 1 , bei welchem die Sensorsignale (H1 , H2, H3), ggf. nach Verstärkung, mit einem gemeinsamen periodischen Sägezahnsignal (U70) verglichen werden.
3. Motor nach Anspruch 1 oder 2, bei welchem eine Wobbeieinrichtung (130) vorgesehen ist, welche die Frequenz des Sägezahnsignals (U70) innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs mit einer vorgegebenen Häufigkeit pro Zeiteinheit variiert.
4. Motor nach Anspruch 3, bei welchem der vorgegebene Frequenzbereich, bezogen auf den Mittelwert der Frequenz des Sägezahnsignals (u7o), um etwa 5 bis etwa 20 % in beiden Richtungen von diesem Mittelwert abweicht.
5. Motor nach Anspruch 3 oder 4, bei welchem die Variation der Frequenz des Sägezahnsignals (U70) etwa 300 bis etwa 4000 mal pro Sekunde erfolgt.
6. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Sägezähne des periodischen Sägezahnsignals im wesentlichen die Form von gleichschenkligen Dreiecken haben.
7. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem für jedes Sensorsignal (H1 , H2, H3) ein Sensorsignal-Verstärker (40, 42, 44) vorgesehen ist, dessen Verstärkungsfaktor durch ein Steuersignal (46) einstellbar ist.
8. Motor nach Anspruch 7, bei welchem ein Regler (48) vorgesehen ist, der ein Ausgangssignal (46) liefert, welches einer Mehrzahl der Sensorsignal- Verstärker (40, 42, 44) zuführbar ist, um deren Verstärkungsfaktor abhängig von diesem Ausgangssignal zu verändern.
9. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Sensorsignale im wesentlichen sinusförmig sind.
10. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der Motor dreiphasig ausgebildet ist.
1 1 . Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der Permanentmagnet des permanentmagnetischen Rotors eine im wesentlichen sinusförmige Magnetisierung aufweist.
2. Motor nach Anspruch 1 1 , bei welchem die Rotorstellungssensoranordnung (30, 32, 34) zur Erzeugung von drei Sinussignalen ausgebildet ist, welche zusammen ein Dreiphasensystem bilden.
EP03735584A 2002-06-26 2003-06-10 Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor Withdrawn EP1485987A1 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10228438 2002-06-26
DE10228438 2002-06-26
PCT/EP2003/006023 WO2004004111A1 (de) 2002-06-26 2003-06-10 Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1485987A1 true EP1485987A1 (de) 2004-12-15

Family

ID=29761410

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03735584A Withdrawn EP1485987A1 (de) 2002-06-26 2003-06-10 Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP1485987A1 (de)
AU (1) AU2003236721A1 (de)
DE (1) DE10326869A1 (de)
WO (1) WO2004004111A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2457610C2 (ru) * 2010-09-21 2012-07-27 Открытое акционерное общество "Научно-производственный центр "Полюс" Способ управления вращающим моментом вентильного двигателя

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7205916B1 (en) 2006-01-27 2007-04-17 Alliant Techsystems Inc. Digital method and apparatus for resolving shaft position
US7248994B1 (en) 2006-01-27 2007-07-24 Alliant Techsystems Inc. Digital method and apparatus for sensing position with a linear variable differential transformer
US10164650B2 (en) * 2017-02-16 2018-12-25 Qualcomm Incorporated Delay-free poly-phase quantizer and quantization method for PWM mismatch shaping

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0720389B2 (ja) * 1984-12-14 1995-03-06 株式会社日立製作所 交流信号発生装置
US4667123A (en) * 1985-11-20 1987-05-19 The Garrett Corporation Two pole permanent magnet rotor construction for toothless stator electrical machine
EP0437617B1 (de) * 1989-07-10 1996-03-13 Sanyo Electric Co., Ltd. Verfahren und anordnung zur reglung eines induktionsmotors für verdichter
US6204649B1 (en) * 2000-03-16 2001-03-20 Micrel Incorporated PWM regulator with varying operating frequency for reduced EMI
GB0028733D0 (en) * 2000-11-24 2001-01-10 Switched Reluctance Drives Ltd Current chopping in switched reluctance drive systems

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2004004111A1 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2457610C2 (ru) * 2010-09-21 2012-07-27 Открытое акционерное общество "Научно-производственный центр "Полюс" Способ управления вращающим моментом вентильного двигателя

Also Published As

Publication number Publication date
AU2003236721A1 (en) 2004-01-19
DE10326869A1 (de) 2004-01-22
WO2004004111A1 (de) 2004-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19846831B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Rotorstellung von Synchronmotoren
EP1816739B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Regelung eines mehrphasigen, elektronisch kommutierten Motors
EP0762625B1 (de) Elektrischer Antrieb
DE19860446A1 (de) Verfahren zur Regelung eines spannungs-/frequenzumrichtergesteuerten Mehrphasen-Permanentmagnetmotors
CH658348A5 (de) Zweipulsiger kollektorloser gleichstrommotor.
DE3427871A1 (de) Steuerungsvorrichtung fuer buerstenlose synchronmotoren mit drehmomentwinkel-steuerung
DE3838579C2 (de)
DE102011009563A1 (de) Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades bei einem mehrphasigen Motor, und Motor zur Durchführung eines solchen Verfahrens
DE10132837A1 (de) Motor mit elektronischer Kommutierung
EP1695437B1 (de) Ansteuerung eines bürstenlosen gleichstrommotors
DE69934438T2 (de) Vorgezogene-zustands-kommutierungschleifen-regelung für bürstenlosen gleichstrommotor
DE3819062C3 (de) Verfahren zur Steuerung von bürstenlosen Elektromotoren sowie Steuerschaltung hierfür
DE3819064C3 (de) Verfahren zur Steuerung von bürstenlosen Elektromotoren sowie Steuerschaltung hierfür
DE4025350A1 (de) Schaltungsanordnung zum kommutieren eines reluktanzmotors
DE3940569C2 (de)
EP3100349B1 (de) Verfahren zum betreiben eines elektromotors
EP2899879A2 (de) Verfahren zum Betrieb sowie Vorrichtung zur Ansteuerung einer rotierenden bürstenlosen elektrischen Maschine
EP1485987A1 (de) Mehrphasiger kollektorloser gleichstrommotor
DE69725673T2 (de) Synchronisationsverfahren- und Vorrichtung für den Anlauf einer dreiphasigen Synchronmaschine
DE2314259C2 (de)
DE102004062580B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Regelung eines mehrphasigen, elektronisch kommutierten Motors
DE3609678C2 (de) Antriebsanordnung mit kollektorlosem Gleichstrommotor
DE19815896A1 (de) Drehzahl-Steuervorrichtung für einen elektronisch kommutierten mehrphasigen Elektromotor
EP0685927B1 (de) Verfahren zum Bremsen eines invers drehenden, an einem Gleichspannungsnetz betriebenen Synchronmotors
DE4310772C2 (de) Reluktanzmotor als Servoantrieb

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20041014

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
RIN1 Information on inventor provided before grant (corrected)

Inventor name: RAPPENECKER, HERMANN

Inventor name: RUDEL, CHRISTIAN

17Q First examination report despatched

Effective date: 20091123

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20120103