EP1456839B1 - Verfahren und vorrichtung zur unterdrückung von periodischen störsignalen - Google Patents

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EP1456839B1
EP1456839B1 EP02787371A EP02787371A EP1456839B1 EP 1456839 B1 EP1456839 B1 EP 1456839B1 EP 02787371 A EP02787371 A EP 02787371A EP 02787371 A EP02787371 A EP 02787371A EP 1456839 B1 EP1456839 B1 EP 1456839B1
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EP
European Patent Office
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signal
interference
input signal
subjected
input
Prior art date
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Stefano Ambrosius Klinke
Christoph Pörschmann
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Siemens AG
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    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/0208—Noise filtering
    • G10L21/0216—Noise filtering characterised by the method used for estimating noise
    • G—PHYSICS
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    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/12—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being prediction coefficients

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for the suppression of substantially periodic spurious signals, and more particularly to a method and apparatus for suppressing periodic disturbances in the audio frequency range caused, for example, by a digital telecommunication system in data transmission and in e.g. a mobile telecommunication terminal or an external device such as e.g. a hearing aid are coupled.
  • a mobile telecommunication terminal such as B. a mobile phone and an associated base station via a pulsed high-frequency signal having a predetermined carrier frequency.
  • GSM Global system for mobile communications
  • the carrier frequency is 900 MHz and a pulse frequency about 217 Hz.
  • the carrier frequency is 1800 MHz and the associated pulse frequency 100 Hz.
  • a GSM-based Another standard is the DCS1800 standard, which also operates at a carrier frequency of 1800 MHz.
  • a plurality of carrier frequencies are used with different pulse frequencies, which is why the terminal manufacturers increasingly develop so-called dual-band or triple-band terminals to implement the various standards.
  • the pulsed high-frequency signal often causes problems here.
  • the pulsed high-frequency signal for example, by the non-linear FET characteristic of one in the terminal demodulated existing microphone and causes so some clearly noticeable interference in the audio frequency range.
  • Figure 1 shows a simplified timing diagram of a periodically disturbed signal, such as at the output of a signal source disturbed by a pulsed high frequency signal, e.g. a microphone is output.
  • FIG. 2 shows a simplified time representation of the associated pulsed high-frequency signal or periodic interference signal, as occurs, for example, in GSM or DECT telecommunications systems.
  • radio frequency pulses are transmitted at a time interval T of approximately 4.7 milliseconds, which contain the actual information.
  • this time interval T is 10 milliseconds and corresponds to a frequency of 100 Hz, in contrast to 217 Hz in GSM.
  • These periodic spurious signals may now be present in a printed circuit board and, in particular, at a signal source, e.g. a microphone are introduced, resulting in the glitches shown in Figure 1.
  • Another possibility for suppressing these periodic interference signals is usually to eliminate the line-connected coupling by filtering.
  • This suppression capacitors are used in the rule, which are placed close to the field effect transistor (FET) of the microphone to attenuate the periodic high-frequency noise as much as possible there.
  • FET field effect transistor
  • the choice of the capacitor is particularly critical, since the influence of parasitic inductances at high frequencies increases greatly.
  • the invention is therefore based on the object to provide a method and apparatus for the suppression of substantially periodic noise, with a simplified and improved suppression is possible.
  • a signal corresponding to the interference signal can be determined in a particularly simple manner, wherein obtained by a subsequently performed subtraction of the noise signal corresponding to the signal from the disturbed input signal a very well suppressed input signal.
  • Such a method is easy to implement and also requires very little computing power, with no additional delays in the input signal, such as an audio signal.
  • the input signal is stored as a digitized signal over a plurality of period lengths, whereby an overlay depending on the period is very easy to implement.
  • the determination of the signal corresponding to the interference signal is performed by averaging over a predetermined or changing number of periods, which is easily made possible in a software realization.
  • the superimposition of the input signal can be carried out with different weighting factors and, in particular, a sliding averaging can be applied, whereby a particularly high-quality interference suppression is obtained.
  • the weighting factors can be determined depending on the input signal, resulting in a further qualitative improvement of the noise suppression regardless of a respective input signal level or ratio to the interference signal.
  • a division is used for the normalization, wherein further normalization methods are also conceivable in principle in order to convert the superimposed input signal back into its original amplitude range.
  • the period can also be determined from the disturbed input signal, in particular an autocorrelation of a portion of the disturbed input signal for determining maximum values is performed and then the period is determined from a time interval of the maximum values.
  • an autocorrelation of a portion of the disturbed input signal for determining maximum values is performed and then the period is determined from a time interval of the maximum values.
  • interference signals can also be detected and suppressed, which have only a substantially uniform period and thus can have small fluctuations.
  • the method does not use an immediately disturbed input signal, but an error signal depending thereon for interference suppression, whereby signal analysis is carried out for outputting the error signal and associated coefficients on the basis of a disturbed useful signal and subsequently for recovering a suppressed useful signal on the basis of an interference suppressed signal Error signal and the coefficient of a signal synthesis is performed.
  • FIR filtering is performed for outputting a prediction error signal and associated predictor coefficients based on a speech signal
  • IIR filtering is performed in the signal synthesis for recovering the noise-filtered desired signal on the basis of a suppressed prediction error signal and the predictor coefficients.
  • the speech estimators used in speech coding in digital telecommunication systems can be used to further suppress the periodic spurious signals.
  • such known from the speech coding or speech estimation elements can also be used in external devices, such as hearing aids, thereby further miniaturization in further interference suppression in particular in comparison with the periodic interference signals generated by digital transmission systems.
  • a linear prediction and in particular a short-term prediction in a time range of 20 to 400 milliseconds is performed.
  • Such short term linear predictors enable the generation of sufficiently accurate error signals and coefficients for further signal processing.
  • the so-called Levinson-Durbin algorithm is particularly suitable since this is usually used in particular in mobile terminals in the speech coding and is therefore available anyway.
  • the subtraction is performed in response to a signal energy of the perturbed input signal and the perturbed input signal.
  • interference signals can be corrected, which do not have a noise signal in each frame or after each period T, but for example, skip a period.
  • Such an irregular absence of spurious signals within the period is often implied by the telecommunication standards used, so that also such a lack of spurious signals does not cause unwanted deterioration of spurious suppression.
  • the method for suppressing periodic interference which has been explained above, is performed in a speech break of the disturbed input signal, wherein in particular the step b), in which the determination of the signal corresponding to the interference signal is made, should take place in a speech break.
  • This has the advantage that can be averaged over comparatively few periods to determine the signal corresponding to the interference signal, as missing in a linguistic break of Nutz Schemeanteil.
  • the main advantage is that comb filter effects can be effectively avoided.
  • a speech pause can be determined on the basis of an energy in a current period of the input signal.
  • the determination of a speech pause based on a maximum value in a current period of the input signal.
  • a speech pause is determined based on a change of the input signal in a current period in comparison to a previous period duration.
  • a noise-reduced input signal can also be used as the input signal, this procedure having the advantage that it is easier to distinguish between the presence and the absence of a speech pause, especially in cases where the useful signal is of low intensity.
  • step c) the device provided for carrying out the method has for this purpose a suitable memory for the earlier values of the signal corresponding to the interference signal.
  • FIG. 3 shows a simplified block diagram of a system configuration in which the interference suppression device according to the invention can be used, for example.
  • M denotes a signal source or a microphone for converting an acoustic speech signal into an electrical speech signal or useful signal.
  • an actual speech useful signal N can be superposed with an interference signal S, resulting in a disturbed input signal E.
  • Such a superposition of a useful signal with a periodic interference signal is well known, with the hum caused by the mains being a typical example.
  • such disturbances can also be used in digital telecommunication devices or in the immediate vicinity of these devices happen, in which case the periodic interference signal from the data transmission between the mobile telecommunication terminal and the associated base station is caused.
  • the known measures described above can be performed, such as the provision of a shielding of the signal source M and / or the provision of a noise prefilter, which usually has an interference suppression capacitor and also suitable for reducing the periodic interference signal in the disturbed input signal E. is.
  • the initially analog disturbed input signal is converted by an A / D converter W into a digitized disturbed input signal E and then fed to the actual interference signal suppression device U, by subtracting a signal corresponding to the interference signal S 'from the disturbed input signal E a suppressed input signal E' generated, which is transmitted for example via an air interface I or fed back via a return path R to realize a necessary echo to a handset speaker, not shown.
  • FIG. 4 shows a simplified block diagram of the interference signal suppression device U according to FIG. 3.
  • the digitized, disturbed input signal E output by the converter W which is composed of the useful signal N and the periodic interference signal S, is fed to a period duration determination unit 1, for example Period T of the interference signal S determined.
  • a period duration determination unit 1 for example Period T of the interference signal S determined.
  • Such identification of the period T of the interference signal S can be done in different ways.
  • by means of autocorrelation in a portion of the input signal E or a disturbed audio signal determines signal maximums and from the time intervals between the signal maxima of the autocorrelation function directly the period T of the interfering signal S determined.
  • Such a period duration determination can therefore take place once or at predetermined intervals.
  • the period duration can be determined directly between two maximum values of the interference signal or of the disturbed input signal, whereby the period T is determined particularly easily.
  • the period duration determination unit 1 can also be realized by a period duration provision unit, not shown, which, for example, outputs the period duration T when it knows about an existing periodic interference signal.
  • a multiple superposition of the input signal E and a subsequent normalization of the multiple superimposed input signal are carried out in the interference signal determination unit 2 as a function of the period T of the periodic interference signal S.
  • the periodic interference signal is averaged over a series of phases or frames of the periodic interference signal. Since an averaging over an infinitely long period of time is not possible, for example, an averaging takes place over a predetermined or changing finite number of periods or periods T.
  • weighting factors has proven to be expedient here, where periods lying further in the past are to be weighted weaker than a respective current period in order to obtain a weighted mean value.
  • the weighting factor a fixed in the range between 0 and 1 can be selected.
  • this weighting factor a i. to make the system adaptive. It makes sense to average over a longer period of time when the interference signal is superimposed by a speaker, for example. More specifically, for example, the weighting factor a may be made large depending on the input signal or the signal level (volume) thereof. On the other hand, for example, in speech pauses when e.g. the signal level of the useful signal or audio signal N is very small, the weighting factor a is chosen to be smaller. In this case, the current phase or the frame or period of the interference signal is weighted more heavily.
  • This signal or the non-weighted mean value S 'determined in the disturbance signal determination unit 2 is then subtracted from the input signal (audio signal) in the current frame or the instantaneous period, whereby the disturbance signal S can be greatly reduced. If the mean value contains the entire portion of the periodic interference signal, this is even eliminated completely from the input signal.
  • the quality of the noise suppression device can be further improved by a subtraction in response to a signal energy of the perturbed input signal and the perturbed input signal E '.
  • the subtractor 3 is extended by the following estimation:
  • FIG. 5 shows a simplified time representation of the signal S 'determined by the interference signal determination unit 2, which essentially corresponds to the interference signal S and is subtracted from the input signal according to FIG.
  • a method and a device for the suppression of periodic interference signals which can be dispensed with a metallic shield, for example, the microphones.
  • the cost of the microphones or signal sources can be reduced.
  • the method described above is very simple to implement and, moreover, requires very little computing power, since essentially only two additions and multiplications per sample are necessary. Also occur by the method no additional delays in the audio signal.
  • the input signal as a digitized signal over a plurality of period T in one not stored intermediate memory, whereby a further processing and in particular the above-described superimposition or averaging can be particularly easily implemented.
  • the method described above has been applied directly to the input signal E or the audio signal data according to the first embodiment. In the same way, however, it can also be applied to error signals or residual signals, as occur, for example, in speech estimation.
  • FIG. 6 shows a simplified block diagram of a subsystem with the interference suppression device according to a second exemplary embodiment.
  • x * '(k) x * (k).
  • the periodic spurious suppression device is composed of a signal analyzer SA for outputting an error signal E (k) and associated coefficients a i on the basis of the disturbed useful signal and a disturbed electrical voice signal, respectively.
  • the interference signal suppression device U On the basis of the error signal E (k) output by the signal analyzer SA, the interference signal suppression device U described above now again generates a suppressed error signal E '(k) with reduced periodic interference signals, which is forwarded to a signal synthesizer SS.
  • the signal synthesizer SS carries out a signal synthesis based on the suppressed error signal E '(k) and the coefficient a i generated by the signal analyzer SA for recovering a suppressed useful signal x * (k) or x *' (k).
  • the useful signal quality of the interference-canceled useful signal x * (k) can therefore be further improved.
  • the interference suppression device U is implemented in a mobile telecommunication terminal such as e.g. a mobile phone is formed, wherein the elements shown in Figure 6 are at least partially already present for the realization of a speech coding.
  • so-called voice encoders are used in particular in wireless telecommunications systems, which improve the signal quality and immunity to interference, taking into account the human reception possibilities.
  • speech estimators finite impulse response (FIR) filters or IIR filters for outputting a prediction error signal and associated predictor coefficients are generated on the basis of an applied speech signal.
  • the signal analyzer SA can now use such an FIR filter for outputting a prediction error signal E (k) and associated predictor coefficients a i on the basis of the applied disturbed speech signal x (k).
  • a linear predictor for performing a linear prediction may be used as the signal analyzer SA, wherein preferably a short-term prediction is performed in a time range of 20 to 400 milliseconds.
  • Such linear short-term predictors wherein the so-called Levinson-Durbin algorithm is preferably used to calculate the predictor coefficients a i , are again generally known in speech coding, for which reason a detailed description is omitted below.
  • the signal analyzer SA consequently generates a faulty error signal E (k) as well as associated coefficients a i which do not include a fault.
  • a high-pass filter 4 can additionally be used for additional high-pass filtering of the disturbed useful signal x (k) and for generating a filtered but still disturbed useful signal x '(k).
  • a so-called Preenfasys filter is used as the HP filter 4, which leads to a further improvement in connection with the signal analyzers used from the speech coding.
  • a TP filter 5 can optionally also be used on the output side for low-pass filtering of the interference-compensated useful signal x * '(k), which finally outputs the interference-suppressed useful signal x * (k).
  • Such a TP filter usually consists of a so-called Deenfasys filter.
  • the known interference suppression filter as well as a shielding of the signal source M can be optionally added to the described interference signal suppression device according to FIG. 6 again, which now results in the use of cost-effective electret microphones.
  • the suppression capacitors would be directly at the connection pins the signal source or the microphone M.
  • a voice pause detection device 6 is provided, to whose input the perturbed input signal E is applied.
  • the speech pause detection device determines whether, in the case of a current time frame / a current period T of the disturbed input signal E, there is just a speech pause or if speech useful signals are transmitted.
  • the voice pause detection device 6 is connected via a control line 7 to the interference signal determination unit 2, so that the interference signal determination unit 2 is constantly informed whether a speech break is present or not.
  • the faulty input signal E is also applied directly to the disturbance signal determination unit 2.
  • An update of the mean value formed by the interference signal determination unit in the manner described above now only takes place when the speech pause detection device 6 indicates the presence of a speech pause via the control line 7.
  • the speech pause detection device 6 determines the presence of a speech break include for example, a maximum signal value in a current period T or the total energy of the disturbed input signal E within a period T. Also, a comparison between current waveforms of the disturbed input signal E compared to previous waveforms from past period durations are used to determine whether such a deviation between the waveforms is present that can be concluded on a language break.
  • the useful signal for detecting the signal S 'corresponding to the interference signal S is, so to speak, "disturbing"
  • the detection within a speech break has the advantage that the signal S' can be determined more quickly with sufficient quality since fewer averaging steps are required. Also, comb filter effects are avoided.
  • the fourth exemplary embodiment of the invention differs from the exemplary embodiment according to FIG. 7 in that the speech pause detection device 6 has a further input at which the input signal E is present in a reduced-noise manner.
  • the signal S 'corresponding to the interference signal S is fed to a second subtracter 8, at the input of which the faulty input signal is present and at the output of which there is a noise-reduced signal which is fed to the speech pause detection device 6.
  • the interference-reduced input signal present at the second input of the speech pause detection device 6 is based on an average value for the signal S ', which is due to preceding time periods T compared to the current disturbed input signal E with respect to its interference reduction.
  • the embodiment according to FIG. 8 makes it possible to detect speech pauses both with the aid of the disturbed input signal E and due to the interference-reduced signal present at the second input of the speech pause detection device 6.
  • the noise component in the disturbed input signal E is very large, it may be difficult to determine the presence of a speech break just because of the disturbed input signal E. In this case, it makes sense to make a recording of speech pauses due to the interference-reduced input signal.
  • the interference signal S is exposed to very strong intensity fluctuations or is not present over a period of time, it is better to carry out the detection of speech pauses solely on the basis of the disturbed input signal E.
  • a fifth exemplary embodiment of the invention illustrated with reference to FIG. 9 is fundamentally based on the embodiment according to FIG. 7.
  • the speech pause detector 6 is connected via a control line 8 to a memory 9 which contains earlier values for the signal S '.
  • the speech pause detection means 6 is faulty due to a transition from a speech pause to a speech transmission period operates, can be used with the help of the memory 9 to the previous values for the signal S S corresponding to the noise signal S.
  • values for the signal S 'originating unambiguously from speech pauses are copied into the memory 9 via a signal line 10, whereby the presence of unambiguousness for a speech pause is mediated via the signal line 8.
  • the previous values are copied to the interference signal determination unit 2 for the exchange of erroneous values which, for example, resulted from a transition from a speech pause to a speech transmission period.
  • the device according to the invention or the associated method is not integrated into a system which generates the periodic interference signal, but is implemented as an external device.
  • Such external devices can in particular represent so-called hearing aid devices, since they are usually used in the immediate vicinity of a respective mobile telecommunication terminal and thus are particularly exposed to the coupling of periodic interference signals described above.
  • the above-described interference signal suppression device having a direct or indirect application to the input signal is thus realized in a hearing aid device including, for example, a behind-the-ear device (BTE), an in-the-ear device (IDO) In-canal device (CIC), a hand-held device, a headset, a headphone and / or an implant.
  • BTE behind-the-ear device
  • IDO in-the-ear device
  • CIC In-canal device
  • a hand-held device a headset
  • headset a headphone and / or an implant.
  • improved hearing aid devices can be realized, which are essentially insensitive to the periodic interference signals generated by digital telecommunication
  • the invention has been described above on the basis of periodic interference signals in the GSM and DECT telecommunication system. However, it is not limited thereto and equally includes periodic spurious signals generated by other wireless, wireline telecommunications systems or other systems. Similarly, the invention is not limited to mobile telecommunications terminals and hearing aids, but includes in the same way other devices that are particularly exposed to such periodic interference.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Unterdrückung von im Wesentlichen periodischen Störsignalen und insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Unterdrückung von periodischen Störungen im Audiofrequenzbereich, die beispielsweise von einem digitalen Telekommunikationssystem bei der Datenübertragung verursacht und in z.B. ein mobiles Telekommunikationsendgerät oder ein externes Gerät wie z.B. ein Hörhilfegerät eingekoppelt werden.
  • Aus der US 5,903,819 ist ein solches Verfahren und eine solche Vorrichtung bekannt, wie sie in den Obergriffen der Ansprüche 1 bzw. 26 niedergelegt sind. Gemäß diesem Stand der Technik wird eine Abschätzung für das Störsignal mit Hilfe von Autokorrelation eines Eingangssignals mit einer verzögerten Version desselben herbeigeführt.
  • Ein weiteres Verfahren zur Entstörung eines Nutzsignals, das mit einem periodischen Störsignal behaftet ist, wird in der US 6,320,968 B1 beschrieben, wobei Maßnahmen getroffen sind, ein aktuelles Eingangssignal dadurch zu entstören, dass ein weiteres Signal, dass das Störsignal enthält, davon abgezogen wird.
  • Als technischer Hintergrund zu der Erfindung ist außerdem der Fachartikel von Meir Feder "Parameter estimation and extraction of helicopter signals observed with a wide-band interface" (IEEE Transactions on signal processing, IEEE, Inc. New York, US, Bd. 41, Nr. 1, 1993, Seiten 232- 244) zu erwähnen.
  • In einer Vielzahl von digitalen Telekommunikationssystemen erfolgt eine Datenübertragung zwischen einem mobilen Telekommunikationsendgerät wie z. B. einem Mobiltelefon und einer dazugehörigen Basisstation über ein gepulstes Hochfrequenzsignal mit einer vorbestimmten Trägerfrequenz. Für ein sogenanntes GSM-Telekommunikationssystem (global system for mobile communications) beträgt die Trägerfrequenz 900 MHz und eine Impulsfrequenz ca. 217 Hz. Im Falle eines DECT-Telekommunikationssystems beträgt dagegen die Trägerfrequenz 1800 MHz und die zugehörige Impulsfrequenz 100 Hz. Ein auf GSM-basierenden weiterer Standard ist der DCS1800-Standard, der ebenfalls bei einer Trägerfrequenz von 1800 MHz arbeitet. Bei digitalen Telekommunikationssystemen werden somit eine Vielzahl von Trägerfrequenzen mit unterschiedlichen Impulsfrequenzen verwendet, weshalb die Endgerätehersteller zunehmend sogenannte Dual-Band- bzw. Triple-Band-Endgeräte zur Implementierung der verschiedenen Standards entwickeln.
  • Insbesondere das gepulste Hochfrequenzsignal bereitet hierbei oft Probleme. Das gepulste Hochfrequenzsignal wird beispielsweise durch die nicht lineare FET-Kennlinie eines im Endgerät vorhandenen Mikrofons demoduliert und verursacht so zum Teil deutlich wahrnehmbare Störungen im Audiofrequenzbereich.
  • Figur 1 zeigt eine vereinfachte zeitliche Darstellung eines periodisch gestörten Signals, wie es beispielsweise am Ausgang einer durch ein gepulstes Hochfrequenzsignal gestörten Signalquelle wie z.B. einem Mikrofon ausgegeben wird.
  • Figur 2 zeigt eine vereinfachte zeitliche Darstellung des zugehörigen gepulsten Hochfrequenzsignals bzw. periodischen Störsignals, wie es beispielsweise in GSM- oder DECT-Telekommunikationssystemen auftritt. Beim GSM-Standard werden gemäß Figur 2 in einem zeitlichen Abstand T von ca. 4,7 Millisekunden Hochfrequenzimpulse übertragen, die die eigentlichen Informationen enthalten. Beim DECT-Standard beträgt dieser zeitliche Abstand T 10 Millisekunden und entspricht einer Frequenz von 100 Hz im Gegensatz zu 217 Hz bei GSM. Diese periodischen Störsignale können nunmehr in einer gedruckten Leiterplatte und insbesondere an einer Signalquelle wie z.B. einem Mikrofon eingebracht werden, wodurch sich die in Figur 1 dargestellten Störspitzen ergeben.
  • Herkömmliche Vorrichtungen und Verfahren zur Unterdrückung dieser periodischen Störsignale basieren im Wesentlichen auf einer Abschirmung der Funkeinstrahlung durch beispielweise ein leitfähiges Abschirmgehäuse der Signalquelle bzw. ein leitfähiges Mikrofongehäuse. Hierbei ist zu beachten, dass das Gehäuse möglichst vollständig geschlossen ist. Eine optimale Wirkung wird meist durch eine metallische Abschirmung erreicht. Der Aufwand für eine derartige Abschirmung ist jedoch insbesondere bei Geräten wie z.B. einem mobilen Telekommunikationsendgerät und/oder einem Hörhilfegerät kostspielig und darüber hinaus platzintensiv.
  • Eine weitere Möglichkeit zur Unterdrückung dieser periodischen Störsignale besteht üblicherweise darin, die leitungsgebundene Einkopplung durch eine Filterung zu beseitigen.
  • Hierbei werden in der Regel Entstörkondensatoren verwendet, die räumlich nahe am Feldeffekttransistor (FET) des Mikrofons angebracht werden, um dort das periodische Hochfrequenzstörsignal möglichst stark zu dämpfen. Die Auswahl des Kondensators ist hierbei besonders kritisch, da der Einfluss parasitärer Induktivitäten bei hohen Frequenzen stark zunimmt.
  • Folglich wird eine optimale Entstörung nur mit einem Kondensator erzielt, dessen Impedanz für die jeweilige Frequenz des Störsignals minimal ist. Nachteilig ist hierbei jedoch, dass derartige mit Kondensatoren abgestimmte Signalquellen bzw. Mikrofone deutlich mehr kosten als herkömmliche Standardelektretmikrofone. Ferner muss für jedes neue Telekommunikationsendgerät bzw. Handymodell oder auch jeden Typ von Hörhilfegerät eine neue Signalquelle bzw. Mikrofon entwickelt werden, da die Hardwareumgebung wie z.B. das Leiterplatten-Layout des Endgeräts bzw. der Hörhilfe die Eigenschaften des Entstörkondensators beeinflusst. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass für jede Trägerfrequenz ein jeweiliger Entstörkondensator benötigt wird, so dass für ein Dual-Band-Gerät Signalquellen mit zwei Störkondensatoren und für ein Triple-Band-Gerät Signalquellen mit sogar drei Entstörkondensatoren notwendig sind.
  • Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zu Grunde ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Unterdrückung von im Wesentlichen periodischen Störsignalen zu schaffen, wobei eine vereinfachte und verbesserte Entstörung ermöglicht wird.
  • Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe hinsichtlich des Verfahrens durch die Maßnahmen des Patentanspruchs 1 und hinsichtlich der Vorrichtung durch die Merkmale des Patentanspruchs 26 gelöst.
  • Insbesondere durch eine in Abhängigkeit von der Periodendauer des Störsignals durchgeführte vielfache Überlagerung des Eingangssignals und eine anschließende Normierung des vielfach überlagerten Eingangssignals kann ein dem Störsignal entsprechendes Signal auf besonders einfache Weise ermittelt werden, wobei man durch eine nachfolgend durchgeführte Subtraktion des dem Störsignal entsprechenden Signals von dem gestörten Eingangssignal ein sehr gut entstörtes Eingangssignal erhält. Ein derartiges Verfahren ist einfach zu implementieren und benötigt darüber hinaus sehr wenig Rechenleistung, wobei zusätzlich keine Verzögerungen im Eingangssignal wie z.B. einem Audiosignal auftreten.
  • Vorzugsweise wird das Eingangssignal als digitalisiertes Signal über eine Vielzahl von Periodendauern zwischengespeichert, wodurch eine Überlagerung in Abhängigkeit von der Periodendauer sehr einfach realisierbar ist.
  • Vorzugsweise wird das Ermitteln des dem Störsignal entsprechenden Signals durch eine Mittelwertbildung über eine vorbestimmte oder sich ändernde Anzahl von Perioden durchgeführt, die bei einer softwaremäßigen Realisierung problemlos ermöglicht wird.
  • Zusätzlich kann die Überlagerung des Eingangssignals mit unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren durchgeführt werden und insbesondere eine gleitende Mittelwertbildung angewendet werden, wodurch man eine besonders hochwertige Störsignalunterdrückung erhält. Die Gewichtungsfaktoren können hierbei eingangssignalabhängig festgelegt werden, wodurch sich eine weitere qualitative Verbesserung der Störunterdrückung auch unabhängig von einem jeweiligen Eingangssignalpegel bzw. Verhältnis zum Störsignal ergibt.
  • Vorzugsweise wird für die Normierung eine Division verwendet, wobei auch weitere Normierungsverfahren grundsätzlich denkbar sind, um das überlagerte Eingangssignal wieder in seinen ursprünglichen Amplitudenbereich überzuführen.
  • Bei einer unbekannten periodischen Störung kann die Periodendauer auch aus dem gestörten Eingangssignal ermittelt werden, wobei insbesondere eine Autokorrelation eines Abschnitts des gestörten Eingangssignals zum Bestimmen von Wertemaxima durchgeführt wird und anschließend die Periodendauer aus einem zeitlichen Abstand der Wertemaxima ermittelt wird. Auf diese Weise können auch unbekannte periodische Störsignale automatisch erfasst und unterdrückt werden. In gleicher Weise können dadurch auch Störsignale erfasst und unterdrückt werden, die nur eine im Wesentlichen gleichmäßige Periodendauer aufweisen und folglich geringe Schwankungen haben können.
  • Vorzugsweise wird bei dem Verfahren nicht ein unmittelbar gestörtes Eingangssignal, sondern ein davon abhängiges Fehlersignal zur Störunterdrückung herangezogen, wobei zum Ausgeben des Fehlersignals und zugehöriger Koeffizienten auf der Grundlage eines gestörten Nutzsignals eine Signalanalyse durchgeführt wird und anschließend zum Rückgewinnen eines entstörten Nutzsignals auf der Grundlage eines entstörten Fehlersignals und der Koeffizienten eine Signalsynthese durchgeführt wird.
  • Vorzugsweise wird bei der Signalanalyse eine FIR-Filterung zum Ausgeben eines Prädiktionsfehlersignals und zugehöriger Prädiktorkoeffizienten auf der Grundlage eines Sprachsignals und bei der Signalsynthese eine IIR-Filterung zum Rückgewinnen des entstörten Nutzsignals auf der Grundlage eines entstörten Prädiktionsfehlersignals und der Prädiktorkoeffizienten durchgeführt. Somit können in vorteilhafter Weise die bei der Sprachkodierung in digitalen Telekommunikationssystemen ohnehin verwendeten Sprachschätzer dazu verwendet werden, die periodischen Störsignale weiter zu unterdrücken. In gleicher Weise können derartige aus der Sprachkodierung bzw. Sprachschätzung bekannten Elemente auch in externen Geräten eingesetzt werden, wie z.B. Hörhilfegeräten, wodurch eine weitere Miniaturisierung bei weiterer Störunterdrückung insbesondere gegenüber den von digitalen Übertragungssystemen erzeugten periodischen Störsignalen ermöglicht wird.
  • Der besondere Vorteil ergibt sich insbesondere aus der Tatsache, dass nach der durchgeführten Signalanalyse lediglich das Fehlersignal die periodischen Störer enthält, während die zugehörigen Koeffizienten unbeeinflusst bleiben.
  • Vorzugsweise wird bei der Signalanalyse eine lineare Prädiktion und insbesondere eine Kurzzeitprädiktion in einem Zeitbereich von 20 bis 400 Millisekunden durchgeführt. Derartige lineare Kurzzeitprädiktoren ermöglichen die Erzeugung von ausreichend genauen Fehlersignalen und Koeffizienten zur weiteren Signalverarbeitung. Zur Bestimmung der jeweiligen Koeffizienten bietet sich hierbei insbesondere der sogenannte Levinson-Durbin-Algorithmus an, da dieser üblicherweise insbesondere in mobilen Endgeräten bei der Sprachkodierung verwendet wird und somit ohnehin zur Verfügung steht.
  • Vorzugsweise wird die Subtraktion in Abhängigkeit von einer Signalenergie des gestörten Eingangssignals und des entstörten Eingangssignals durchgeführt. Auf diese Weise können auch derartige Störsignale behoben werden, die nicht in jedem Rahmen bzw. nach jeder Periodendauer T ein Störsignal aufweisen, sondern beispielsweise eine Periodendauer überspringen. Ein derartiges unregelmäßiges Fehlen von Störsignalen innerhalb der Periodendauer wird oftmals impliziert durch die verwendeten Telekommunikationsstandards, so dass auch ein derartiges Fehlen von Störsignalen keine unerwünschte Verschlechterung der Störunterdrückung verursacht.
  • Vorzugsweise wird das Verfahren zur Unterdrückung von periodischen Störsignalen, das oben erläutert worden ist, in einer Sprachpause des gestörten Eingangsignals durchgeführt, wobei insbesondere der Schritt b), bei dem die Ermittlung des dem Störsignal entsprechenden Signals vorgenommen wird, in einer Sprachpause erfolgen sollte. Dies hat den Vorteil, dass zur Ermittlung des dem Störsignal entsprechenden Signals über vergleichsweise wenige Periodendauern gemittelt werden kann, da in einer Sprachpause der Nutzdatenanteil fehlt. Der Hauptvorteil besteht jedoch darin, dass Kammfiltereffekte wirksam vermieden werden können.
  • Das Feststellen einer Sprachpause in dem gestörten Eingangssignal kann grundsätzlich auf beliebige Weise vonstatten gehen. Bevorzugt kommen jedoch folgende Methoden einzeln oder in Kombination miteinander zur Anwendung: Eine Sprachpause kann anhand einer Energie in einer aktuellen Periodendauer des Eingangssignals festgestellt werden. Alternativ kann die Feststellung einer Sprachpause anhand eines Maximalwertes in einer aktuellen Periodendauer des Eingangssignals erfolgen. Als weitere Alternative ist es denkbar, dass eine Sprachpause anhand einer Änderung des Eingangssignals in einer aktuellen Periodendauer im Vergleich zu einer vorhergehenden Periodendauer festgestellt wird.
  • Diesen Methoden liegt zugrunde, dass bei Vorliegen eines Nutzsignals grundsätzlich eine Energie in einer aktuellen Periodendauer und auch ein Maximalwert in einer aktuellen Periodendauer eher hoch zu erwarten sind. Hinsichtlich des Feststellens einer Sprachpause anhand einer Änderung im Eingangssignal von Periodendauer zu Periodendauer wird darauf hingewiesen, dass selbstverständlich das Eingangssignal innerhalb einer Sprachpause sich im Normalfall deutlich von dem Eingangssignal während einer Sprachübertragung unterscheidet.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann als Eingangssignal auch ein störungsreduziertes Eingangssignal verwendet werden, wobei diese Vorgehensweise den Vorteil hat, dass leichter zwischen dem Vorliegen und dem Nichtvorliegen einer Sprachpause zu unterscheiden ist, und zwar gerade in Fällen, bei denen das Nutzsignal von geringer Intensität ist.
  • Für den Fall, dass festgestellt wird, dass die Ermittlung des dem Störsignal entsprechenden Signals aufgrund von Periodendauern vorgenommen worden ist, bei denen irrtümlich keine Sprachpause vorlag, kann zur Durchführung von Schritt c) auf frühere Werte des dem Störsignal entsprechenden Signals zurückgegriffen werden, wobei die zur Durchführung des Verfahrens vorgesehene Vorrichtung zu diesem Zweck einen geeigneten Speicher für die früheren Werte des dem Störsignal entsprechenden Signals aufweist.
  • In den weiteren Ansprüchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
  • Es zeigen:
    • Figur 1 eine vereinfachte zeitliche Darstellung eines von einer Signalquelle erzeugten periodisch gestörten Signals;
    • Figur 2 eine vereinfachte zeitliche Darstellung des periodischen Störsignals;
    • Figur 3 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Gesamtsystems mit der Störunterdrückungsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
    • Figur 4 eine vereinfachte Blockdarstellung der Störunterdrückungsvorrichtung;
    • Figur 5 eine vereinfachte zeitliche Darstellung des in der Störunterdrückungsvorrichtung erzeugten und dem Störsignal entsprechenden Signals; und
    • Figur 6 eine vereinfachte Blockdarstellung eines Teilsystems mit der Störunterdrückungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel.
    • Figur 7 eine vereinfachte Blockdarstellung der Störunterdrückungsvorrichtung, kombiniert mit einer Sprachpausenerfassungseinrichtung, gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel,
    • Figur 8 eine vereinfachte Blockdarstellung der Störunterdrückungsvorrichtung, kombiniert mit einer Sprachpausenerfassungseinrichtung, gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel, und
    • Figur 9 eine vereinfachte Blockdarstellung der Störunterdrückungsvorrichtung, kombiniert mit einer Sprachpausenerfassungsvorrichtung, gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel.
    Erstes Ausführungsbeispiel
  • Figur 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Systemkonfiguration, in der die erfindungsgemäße Störunterdrükkungsvorrichtung beispielsweise verwendet werden kann. Gemäß Figur 3 bezeichnet M eine Signalquelle bzw. ein Mikrofon zum Umwandeln eines akustischen Sprachsignals in ein elektrisches Sprachsignal bzw. Nutzsignal. Wie bereits vorstehend beschrieben wurde, kann auf Grund der Einkopplung von Störsignalen beispielsweise über die Leiterplatte oder über eine Funkeinstrahlung ein eigentliches Sprach-Nutzsignal N mit einem Störsignal S überlagert werden, wodurch sich ein gestörtes Eingangssignal E ergibt. Eine derartige Überlagerung eines Nutzsignals mit einem periodischen Störsignal ist allgemein bekannt, wobei das vom Stromnetz verursachte Brummen ein typisches Beispiel darstellt.
  • Wie eingangs bereits beschrieben wurde, können solche Störungen jedoch auch in digitalen Telekommunikationsgeräten bzw. in unmittelbarer Nähe dieser Endgeräte verwendeten Geräten geschehen, wobei in diesem Fall das periodische Störsignal von der Datenübertragung zwischen dem mobilen Telekommunikationsendgerät und der dazugehörigen Basisstation verursacht wird. Zur Unterdrückung derartiger periodischer Störsignale können die eingangs beschriebenen bekannten Maßnahmen durchgeführt werden, wie z.B. das Vorsehen einer Abschirmung der Signalquelle M und/oder das Vorsehen eines Störsignal-Vorfilters, der üblicherweise einen Entstörkondensator aufweist und ebenfalls zur Reduzierung des periodischen Störsignals im gestörten Eingangssignal E geeignet ist. Das zunächst analoge gestörte Eingangssignal wird durch einen A/D-Wandler W in ein digitalisiertes gestörtes Eingangssignal E umgewandelt und anschließend der eigentlichen Störsignalunterdrückungsvorrichtung U zugeführt, die durch eine Subtraktion eines dem Störsignal entsprechenden Signals S' von dem gestörten Eingangssignal E ein entstörtes Eingangssignal E' erzeugt, welches beispielsweise über eine Luft-Schnittstelle I übertragen oder über einen Rückhörpfad R zur Realisierung eines notwendigen Echos an einen nicht dargestellten Hörer-Lautsprecher rückgekoppelt wird.
  • Figur 4 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung der Störsignalunterdrückungsvorrichtung U gemäß Figur 3. Gemäß Figur 4 wird das vom Wandler W ausgegebene digitalisierte gestörte Eingangssignal E, welches sich aus dem Nutzsignal N und dem periodischen Störsignal S zusammensetzt, beispielsweise einer Periodendauer-Ermittlungseinheit 1 zugeführt, die eine Periodendauer T des Störsignals S ermittelt. Eine derartige Identifizierung der Periodendauer T des Störsignals S kann auf unterschiedliche Weise erfolgen. Vorzugsweise wird jedoch mittels Autokorrelation in einem Abschnitt des Eingangssignals E bzw. eines gestörten Audiosignals (z.B. kurz nach dem Aufbau der Telefonverbindung oder in gelegentlichen Intervallen während des Gesprächs) Signalmaxima bestimmt und aus den zeitlichen Abständen zwischen den Signalmaxima der Autokorrelationsfunktion direkt die Periodendauer T des Störsignals S ermittelt. Eine derartige Periodendauer-Ermittlung kann demzufolge einmalig oder in zeitlich vorbestimmten Abständen erfolgen.
  • Für den Fall, dass wie z.B. in Sprachpausen kein Sprachsignal übertragen wird, kann alternativ auch direkt zwischen zwei Maximalwerten des Störsignals bzw. des gestörten Eingangssignals die Periodendauer ermittelt werden, wodurch die Periodendauer T besonders einfach bestimmt wird.
  • Alternativ kann die Periodendauer-Ermittlungseinheit 1 auch durch eine nicht dargestellte Periodendauer-Bereitstellungseinheit realisiert werden, die beispielsweise bei Kenntnis eines existierenden periodischen Störsignals dessen Periodendauer T ausgibt.
  • In einer Störsignal-Ermittlungseinheit 2 wird nunmehr ein dem Störsignal S entsprechendes Signal S' ermittelt und anschließend mittels einer Subtraktions-Einheit 3 vom gestörten Eingangssignal E subtrahiert, wodurch man das entstörte Eingangssignal E'=N+S-S' erhält, welches folglich im Wesentlichen dem Nutzsignal N entspricht.
  • Zur Ermittlung des dem Störsignal S entsprechenden Signals S' wird gemäß Figur 4 in der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 in Abhängigkeit von der Periodendauer T des periodischen Störsignals S eine vielfache Überlagerung des Eingangssignals E und eine anschließende Normierung des vielfach überlagerten Eingangssignals durchgeführt.
  • In der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 wird demzufolge im zeitlichen Abstand der Periodendauer T eine vielfache Überlagerung des Eingangssignals E durchgeführt, wodurch die jeweils an der gleichen Stelle befindlichen Störsignale zunehmend verstärkt werden und das statistisch verteilte Nutzsignal bzw. Audiosignal N zunehmend ausgelöscht wird. Nach einer Normierung, die beispielsweise einer Division entsprechend der Anzahl von durchgeführten Überlagerungen entspricht, erhält man wiederum ein dem gestörten Eingangssignal E entsprechendes Signal S', das im Wesentlichen dem im Eingangssignal befindlichen Störsignal S gleicht. Durch die im Subtrahierer 3 durchgeführte Subtraktion erhält man folglich ein entstörtes Eingangssignal E', welches im Wesentlichen dem Nutz- bzw. Audiosignal N entspricht.
  • Vorzugsweise wird über eine Reihe von Phasen bzw. Rahmen des periodischen Störsignals gemittelt. Da eine Mittelwertbildung über einen unendlich langen Zeitraum nicht möglich ist, erfolgt beispielsweise eine Mittelwertbildung über eine vorbestimmte oder sich ändernde endliche Anzahl von Perioden bzw. Periodendauern T. Zur Verbesserung der Qualität einer durchgeführten Störunterdrückung hat sich hierbei die Einführung von sogenannten Gewichtungsfaktoren als sinnvoll erwiesen, wobei weiter in der Vergangenheit liegende Perioden schwächer zu gewichten sind als eine jeweils anliegende bzw. aktuelle Periode, um somit einen gewichteten Mittelwert zu erhalten.
  • Vorzugsweise wird eine gleitende Mittelwertbildung in der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 nach folgendem Schema durchgeführt: Mittelwert n = a × Mittelwert n − 1 + ( 1 − a ) × Mittelwert aktuell
    Figure imgb0001
    wobei n die Anzahl der jeweiligen Perioden bzw. Rahmen und a einen Gewichtungsfaktor beschreibt.
  • Dabei kann der Gewichtungsfaktor a fest im Bereich zwischen 0 und 1 gewählt werden. Für einen Gewichtungsfaktor von a=0,8 und einer gleitenden Mittelwertbildung über 2 Periodendauern T ergeben sich damit folgende Werte: Mittelwert 0 = 0 , 2 × Eingangssignal 0
    Figure imgb0002
     Mittelwert 1 = aktuell = 0 , 2 × Eingangssignal 1 = aktuell + 0 , 8 × ( 0 , 2 × Eingangssignal 0 )
    Figure imgb0003
    usw.
  • Auf diese Weise erhält man durch den Mittelwert ein dem Störsignal S sehr gut entsprechendes Signal S', welches anschließend vom Eingangssignal subtrahiert werden kann.
  • Eine andere Möglichkeit ist es, diesen Gewichtungsfaktor a zu variieren, d.h. das System adaptiv zu gestalten. Dabei ist es sinnvoll, über einen längeren Zeitraum zu mitteln, wenn das Störsignal beispielsweise durch einen Sprecher überlagert wird. Genauer gesagt kann beispielsweise der Gewichtungsfaktor a in Abhängigkeit vom Eingangssignal bzw. in Abhängigkeit von dessen Signalpegel (Lautstärke) groß gewählt werden. Andererseits kann beispielsweise in Sprachpausen, wenn z.B. der Signalpegel des Nutzsignals bzw. Audiosignals N sehr klein ist, der Gewichtungsfaktor a kleiner gewählt werden. In diesem Fall wird die aktuelle Phase bzw. der Rahmen oder Periode des Störsignals stärker gewichtet.
  • Dieses in der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 ermittelte Signal bzw. der nicht gewichtete Mittelwert S' wird anschließend in dem aktuellen Rahmen bzw. der augenblicklichen Periodendauer vom Eingangssignal (Audiosignal) subtrahiert, wodurch das Störsignals S stark verringert werden kann. Enthält der Mittelwert den gesamten Anteil des periodischen Störsignals, so wird dieser sogar komplett aus dem Eingangssignal herausgerechnet.
  • Die Qualität der Störunterdrückungsvorrichtung kann ferner durch eine Subtraktion in Abhängigkeit von einer Signalenergie des gestörten Eingangssignals und des entstörten Eingangssignals E' verbessert werden. Hierbei wird der Subtrahierer 3 um die folgende Abschätzung erweitert:
  • Wird durch die Subtraktion des dem Störsignal S entsprechenden Signals S' vom Eingangssignal E eine Signalenergie des entstörten Eingangssignals E' im betrachteten Rahmen bzw. der Periode erhöht, so wird auf die Subtraktion verzichtet oder die Subtraktion mit einem Gewichtungsfaktor b (kleiner 1) durchgeführt. Eine Erhöhung der Signalenergie des entstörten Eingangssignals E' gegenüber dem gestörten Eingangssignal E durch die Subtraktion deutet nämlich darauf hin, dass in dem betrachteten Rahmen das Störsignal (unerwarteterweise) nicht aufgetreten ist und somit durch die Subtraktion eine Verschlechterung der Störunterdrückung erzielt würde. Da ein solches Ausbleiben des periodischen Störsignal z.B. bei DECT-Telekommunikationssystemen nicht unüblich ist und in mehr oder weniger regelmäßigen Abständen auftritt, wird durch eine derartige abhängige Subtraktion mit eventuell adaptiven Subtraktions-Gewichtungsfaktoren b eine weitere Qualitätsverbesserung erzielt.
  • Figur 5 zeigt eine vereinfachte zeitliche Darstellung des von der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 ermittelten Signals S', welches im Wesentlichen dem Störsignal S entspricht und vom Eingangssignal gemäß Figur 1 subtrahiert wird. Auf diese Weise erhält man ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Unterdrückung von periodischen Störsignalen, wodurch auf eine metallische Abschirmung beispielweise der Mikrofone verzichtet werden kann. Somit können die Kosten für die Mikrofone bzw. Signalquellen gesenkt werden. Ferner muss bei der Führung der Eingangssignale bzw. Audiosignale auf einer Leiterplatte nicht mehr auf HF-Einstreuungen geachtet werden, wodurch sich das Layout wesentlich vereinfacht und eine Mikrofonposition freier gewählt werden kann. Ferner ist das vorstehend beschriebene Verfahren sehr einfach zu implementieren und benötigt darüber hinaus nur sehr geringe Rechenleistung, da im Wesentlichen nur zwei.Additionen und Multiplikationen pro Abtastwert notwendig sind. Auch treten durch das Verfahren keine zusätzlichen Verzögerungen im Audiosignal auf.
  • Vorzugsweise wird das Eingangssignal als digitalisiertes Signal über eine Vielzahl von Periodendauern T in einem nicht dargestellten Zwischenspeicher gespeichert, wodurch sich eine Weiterverarbeitung und insbesondere die vorstehend beschriebene Überlagerung bzw. Mittelwertbildung besonders einfach realisieren lässt.
  • Das vorstehend beschriebene Verfahren wurde gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel direkt auf das Eingangssignal E bzw. die Audiosignaldaten angewendet. In gleicher Weise kann es jedoch auch auf Fehlersignale bzw. Residuensignale angewendet werden, wie sie beispielsweise bei der Sprachschätzung auftreten.
    • Zweites Ausführungsbeispiel
  • Figur 6 zeigt eine vereinfachte Blockdarstellung eines Teilsystems mit der Störunterdrückungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel. Zur Vereinfachung der nachfolgenden Beschreibung wird zunächst davon ausgegangen, dass die optionalen Blöcke 4 und 5 in Figur 6 nicht vorhanden sind und somit das gestörte Nutzsignal x(k)= x'(k) ist. In gleicher Weise gilt: x*'(k)=x*(k).
  • Im Wesentlichen besteht die Vorrichtung zur Unterdrückung von periodischen Störsignalen gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel aus einem Signalanalysator SA zum Ausgeben eines Fehlersignals E(k) und dazugehöriger Koeffizienten ai auf der Grundlage des gestörten Nutzsignals bzw. eines gestörten elektrischen Sprachsignals. Auf der Grundlage des vom Signalanalysator SA ausgegebenen Fehlersignals E(k) erzeugt nunmehr die vorstehend beschriebene Störsignalunterdrückungsvorrichtung U wiederum ein entstörtes Fehlersignal E'(k) mit reduzierten periodischen Störsignalen, welches an einen Signalsynthetisierer SS weitergeleitet wird. Der Signalsynthetisierer SS führt auf der Grundlage des entstörten Fehlersignals E'(k) und der vom Signalanalysator SA erzeugten Koeffizienten ai eine Signalsynthese zum Rückgewinnen eines entstörten Nutzsignals x*(k) bzw. x*'(k) durch. Die Nutzsignalqualität des entstörten Nutzsignals x*(k) kann demzufolge weiter verbessert werden.
  • Vorzugsweise wird die Störunterdrückungsvorrichtung U in einem mobilen Telekommunikationsendgerät wie z.B. einem Mobiltelefon ausgebildet, wobei die in Figur 6 dargestellten Elemente zumindest teilweise zur Realisierung einer Sprachkodierung bereits vorhanden sind.
  • Zur Reduzierung einer Datenmenge sowie einer Anfälligkeit gegenüber Störungen werden insbesondere in drahtlosen Telekommunikationssystemen sogenannte Sprachkodierer verwendet, die unter Berücksichtigung der menschlichen Empfangsmöglichkeiten eine Signalqualität bzw. Störunempfindlichkeit verbessern. Hierbei werden als sogenannte Sprachschätzer FIR-Filter (finite impulse response) oder IIR-Filter zum Ausgeben eines Prädiktionsfehlersignals und dazugehöriger Prädiktorkoeffizienten auf der Grundlage eines anliegenden Sprachsignals erzeugt. Erfindungsgemäß kann nunmehr der Signalanalysator SA einen derartigen FIR-Filter zum Ausgeben eines Prädiktionsfehlersignals E(k) und dazugehöriger Prädiktorkoeffizienten ai auf der Grundlage des anliegenden gestörten Sprachsignals x(k) verwenden. Demzufolge wird das von der Störunterdrükkungsvorrichtung U angewandte Verfahren nunmehr nicht direkt auf das Eingangssignal E bzw. das Audiosignal angewendet, sondern auf ein dazugehöriges Fehlersignal bzw. Residuensignal. Hierbei kann beispielsweise ein linearer Prädiktor zum Durchführen einer linearen Prädiktion als Signalanalysator SA verwendet werden, wobei vorzugsweise eine Kurzzeitprädiktion in einem Zeitbereich von 20 bis 400 Millisekunden durchgeführt wird. Derartige lineare Kurzzeitprädikatoren, wobei zur Berechnung der Prädiktorkoeffizienten ai vorzugsweise der sogenannte Levinson-Durbin-Algorithmus verwendet wird, sind wiederum bei der Sprachkodierung allgemein bekannt, weshalb nachfolgend auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet wird.
  • Der, Signalanalysator SA erzeugt demzufolge ein gestörtes Fehlersignal E(k) sowie zugehörige Koeffizienten ai, welche keine Störung beinhalten.
  • Gemäß Figur 6 wird nunmehr in der vorstehend beschriebenen Signalunterdrückungsvorrichtung U die eigentliche Entstörung des periodischen Störsignals durchgeführt.
  • Das vom Signalanalysator SA erzeugte Fehlersignal E(k) besteht im Wesentlichen aus der Differenz des gestörten Nutzsignals x(k) und einem dazugehörigen Schätzwert x^(k), d. h. e(k)=x(k)-x^(k). Anschließend wird das verbesserte bzw. zumindest teilweise entstörte Fehlersignal E'(k) in Verbindung mit den Koeffizienten ai synthetisiert, wodurch man das entstörte Nutzsignal bzw. Originalsignal x*(k) erhält.
  • Zur weiteren Verbesserung der Koeffizientenberechnung im Signalanalysator SA kann gemäß Figur 6 eingangsseitig ferner ein Hochpassfilter 4 zur zusätzlichen Hochpassfilterung des gestörten Nutzsignals x(k) und zum Erzeugen eines gefilterten aber noch gestörten Nutzsignals x'(k) verwendet werden. Üblicherweise wird als HP-Filter 4 ein sogenannter Preenfasys-Filter verwendet, das in Verbindung mit den aus der Sprachkodierung verwendeten Signalanalysatoren eine weiter Verbesserung herbei führt. Zur Kompensation des optional eingeführten HP-Filters 4 kann optional auch ein TP-Filter 5 ausgangsseitig zur Tiefpass-Filterung des entstörten Nutzsignals x*'(k) verwendet werden, das schließlich das entstörte Nutzsignal x*(k) ausgibt. Ein derartiges TP-Filter besteht üblicherweise aus einem sogenannten Deenfasys-Filter.
  • In gleicher Weise können optional zur beschriebenen Störsignalunterdrückungsvorrichtung gemäß Figur 6 wiederum die bekannten Entstörvorfilter sowie eine Abschirmung der Signalquelle M hinzugefügt werden, wodurch sich nunmehr der Einsatz von kostengünstigen Elektretmikrofonen ergibt. Die Entstörkondensatoren wären hierbei unmittelbar an den Anschlusspins der Signalquelle bzw. des Mikrofons M zu befestigen. Der Vorteil des vorstehend beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiels liegt demzufolge darin, dass mögliche Artefakten im Nutzsignal, die wegen einer herkömmlichen Geräuschreduktion entstehen können, durch die Signalanalyse und Signalsynthese deutlich abgeschwächt werden können.
    • Drittes Ausführungsbeispiel
  • Bei einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung, das anhand von Figur 7 veranschaulicht ist, wird gegenüber dem anhand von Figur 4 dargestellten Ausführungsbeispiel insofern eine Erweiterung vorgenommen, dass eine Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 vorgesehen ist, an deren Eingang das gestörte Eingangssignal E anliegt. Anhand von Merkmalen des gestörten Eingangssignals E stellt die Sprachpausenerfassungseinrichtung fest, ob bei einem aktuellen Zeitrahmen / einer aktuellen Periodendauer T des gestörten Eingangssignals E gerade eine Sprachpause vorliegt oder Sprach-Nutzsignale übermittelt werden.
  • Die Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 ist über eine Steuerleitung 7 mit der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 verbunden, so dass die Störsignal-Ermittlungseinheit 2 ständig darüber informiert wird, ob gerade eine Sprachpause vorliegt oder nicht.
  • Wie bei der Ausführungsform nach Figur 4 liegt an der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 auch das gestörte Eingangssignal E unmittelbar an. Eine Aktualisierung des von der Störsignal-Ermittlungseinheit gebildeten Mittelwerts in der oben beschriebenen Weise findet nunmehr nur dann statt, wenn die Sprachpausenerfassungsvorrichtung 6 über die Steuerleitung 7 das Vorliegen einer Sprachpause anzeigt.
  • Zu den Merkmalen, anhand denen die Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 das Vorliegen einer Sprachpause feststellt, gehören beispielsweise ein maximaler Signalwert in einer aktuellen Periodendauer T oder die Gesamtenergie des gestörten Eingangssignals E innerhalb einer Periodendauer T. Auch kann ein Vergleich zwischen aktuellen Signalverläufen des gestörten Eingangssignals E gegenüber früheren Signalverläufen aus zurückliegenden Periodendauern dazu herangezogen werden festzustellen, ob eine derartige Abweichung zwischen den Signalverläufen vorliegt, dass auf eine Sprachpause geschlossen werden kann.
  • Da das Nutzsignal für die Erfassung des dem Störsignal S entsprechenden Signal S' sozusagen "störend" ist, hat die Erfassung innerhalb einer Sprachpause den Vorteil, dass sich das Signal S' schneller mit ausreichender Qualität ermitteln lässt, da weniger Mittelungsschritte erforderlich sind. Auch werden Kammfiltereffekte vermieden.
    • Viertes Ausführungsbeispiel
  • Das vierte Ausführungsbeispiel der Erfindung, das aus Figur 8 hervorgeht, unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel nach Figur 7 dadurch, dass die Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 einen weiteren Eingang aufweist, an dem das Eingangssignal E störungsreduziert vorliegt. Zu diesem Zweck wird das dem Störsignal S entsprechende Signal S' einem zweiten Subtrahierer 8 zugeleitet, an dessen Eingang das gestörte Eingangssignal anliegt und an dessen Ausgang ein störungsreduziertes Signal vorliegt, das der Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 zugeleitet wird. Dabei ist jedoch darauf hinzuweisen, dass das an dem zweiten Eingang der Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 anliegende störungsreduzierte Eingangssignal hinsichtlich seiner Störungsreduzierung auf einem Mittelwert für das Signal S' beruht, das auf vorhergehende Zeitdauern T gegenüber dem aktuellen gestörten Eingangssignal E zurückzuführen ist.
  • Das Ausführungsbeispiel nach Figur 8 gestattet es, Sprachpausen sowohl mit Hilfe des gestörten Eingangssignals E als auch aufgrund des störungsreduzierten Signals, das an dem zweiten Eingang der Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 vorliegt, festzustellen. Gerade, wenn der Störanteil in dem gestörten Eingangssignal E sehr groß ist, kann es schwierig sein, allein aufgrund des gestörten Eingangssignals E das Vorliegen einer Sprachpause festzustellen. In diesem Fall ist es sinnvoll, aufgrund des störungsreduzierten Eingangssignals eine Erfassung von Sprachpausen vorzunehmen. In einem anderen Fall, wenn das Störsignal S sehr starken Intensitätsschwankungen ausgesetzt ist oder über einen Zeitraum nicht vorliegt, ist es günstiger, allein aufgrund des gestörten Eingangssignals E die Erfassung von Sprachpausen durchzuführen.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel aus Figur 8 kann somit je nach Signallage, insbesondere einem Verhältnis zwischen Störsignal S und Nutzsignal N oder aufgrund anderer Kriterien entschieden werden, ob mit Hilfe des gestörten Eingangssignals E allein, des störungsreduzierten Signals oder mit Hilfe von beiden eine Sprachpausenerfassung vorzunehmen ist. Eine solche Entscheidung kann in der Sprachpausenerfassungsvorrichtung 6 mit Hilfe von Vergleichen des gestörten Eingangssignals E für aufeinanderfolgende Periodendauern T getroffen werden.
    • Fünftes Ausführungsbeispiel
  • Ein anhand von Figur 9 veranschaulichtes fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung beruht grundsätzlich auf dem Ausführungsbeispiel nach Figur 7. Jedoch ist die Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 über eine Steuerleitung 8 mit einem Speicher 9 verbunden, der frühere Werte für das Signal S' enthält.
  • Wenn beispielsweise festgestellt wird, dass die Sprachpausenerfassungseinrichtung 6 aufgrund eines Übergangs von einer Sprachpause zu einem Sprachübermittlungszeitraum fehlerhaft arbeitet, kann mit Hilfe des Speichers 9 auf die früheren Werte für das dem Störsignal S entsprechende Signal S' zurückgegriffen werden. Insofern kann nachträglich durch Austausch fehlerhafter Werte, für S' die durch die Mittelwertbildung gewonnen werden, durch frühere, aus einer Sprachpause stammende Werte, ein günstigerer Wert für das dem Subtrahierer 3 zugeführte Signal S' gefunden werden.
  • Zu diesem Zweck werden über eine Signalleitung 10 eindeutig aus Sprachpausen stammende Werte für das Signal S', in den Speicher 9 kopiert, wobei das Vorliegen von Eindeutigkeit für eine Sprachpause über die Signalleitung 8 vermittelt wird.
  • Über eine Signalleitung 11 erfolgt das Kopieren der früheren Werte zu der Störsignal-Ermittlungseinheit 2 zum Austausch fehlerhafter Werte, die beispielsweise aus einem Übergang von einer Sprachpause zu einem Sprachübermittlungszeitraum hervorgegangen sind.
    • Sechstes Ausführungsbeispiel
  • Gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel ist die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das dazugehörige Verfahren nicht in ein das periodische Störsignal generierendes System integriert, sondern als externes Gerät realisiert. Derartige externe Geräte können insbesondere sogenannte Hörhilfegeräte darstellen, da sie üblicherweise in unmittelbarer Nähe eines jeweiligen mobilen Telekommunikationsendgerätes verwendet werden und somit der Einkopplung von vorstehend beschriebenen periodischen Störsignalen besonders ausgesetzt sind. Genauer gesagt wird die vorstehend beschriebene Störsignal-Unterdrückungsvorrichtung mit direkter oder indirekter Anwendung auf das Eingangssignal demzufolge in einem Hörhilfegerät realisiert, welches beispielsweise ein Hinter-dem-Ohr-Gerät (HdO), ein In-dem-Ohr-Gerät (IdO), ein Im-Kanal-Gerät (complete in the canal, CIC), ein Taschengerät, ein Headset, einen Kopfhörer und/oder ein Implantat darstellen kann. Wiederum können auf diese Weise verbesserte Hörhilfegeräte realisiert werden, die gegenüber den von digitalen Telekommunikationssystemen erzeugten periodischen Störsignalen im Wesentlichen unempfindlich sind.
  • Die Erfindung wurde vorstehend anhand von periodischen Störsignalen im GSM- und DECT-Telekommunikationssystem beschrieben. Sie ist jedoch nicht darauf beschränkt und umfasst in gleicher Weise periodische Störsignale, die durch andere drahtlose, drahtgebundene Telekommunikationssysteme oder sonstige Systeme erzeugt werden. In gleicher Weise ist die Erfindung nicht auf mobile Telekommunikationsendgeräte und Hörhilfegeräte beschränkt, sondern umfasst in gleicher Weise auch andere Geräte, die derartigen periodischen Störsignalen besonders ausgesetzt sind.

Claims (48)

  1. Verfahren zur Unterdrückung von periodischen Störsignalen in einem gestörten Eingangssignal mit den Schritten:
    a) Bereitstellen einer Periodendauer (T) des im Wesentlichen periodischen Störsignals (S) ;
    b) Ermitteln eines dem Störsignal (S) entsprechenden Signals (S'); und
    c) Durchführen einer Subtraktion des dem Störsignal entsprechenden Signals (S') von dem gestörten Eingangssignal (E) zum Erzeugen eines entstörten Eingangssignals (E')
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt b) in Abhängigkeit von der Periodendauer (T) des Störsignals (S) ein Überlagerungssignal durch eine vielfache Überlagerung des Eingangssignals (E) im zeitlichen Abstand der Periodendauer (T) des Störsignals (S) erzeugt wird, so dass in dem Überlagerungssignal an gleicher Stelle befindliche Störsignale (S) zunehmend verstärkt werden und Nutzsignale (N) aus dem Eingangssignal (E) zunehmend ausgelöscht werden, und eine anschließende Normierung des Überlagerungssignals durchgeführt wird.
  2. Verfahren nach Patentanspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (E) als digitalisiertes Signal über eine Vielzahl von Periodendauern zwischengespeichert wird.
  3. Verfahren nach Patentanspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt b) eine Mittelwertbildung über eine vorbestimmte oder sich ändernde Anzahl von Periodendauern (T) durchgeführt wird.
  4. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 3,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt b) die Überlagerung des Eingangssignals (E) mit unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren (a) durchgeführt wird.
  5. Verfahren nach Patentanspruch 4,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine gleitende Mittelwertbildung durchgeführt wird.
  6. Verfahren nach Patentanspruch 4 oder 5,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Gewichtungsfaktoren (a) eingangssignalabhängig festgelegt werden.
  7. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Normierung eine Division aufweist.
  8. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 7,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt a) die Periodendauer (T) aus dem gestörten Eingangssignal (E) ermittelt wird.
  9. Verfahren nach Patentanspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt a) eine Autokorrelation eines Abschnitts des gestörten Eingangssignals (E) zum Bestimmen von Maxima durchgeführt wird und die Periodendauer (T) aus einem zeitlichen Abstand der Maxima ermittelt wird.
  10. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 9,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal ein unmittelbar gestörtes Eingangssignal (E) oder ein davon abhängiges Fehlersignal (E(k)) darstellt.
  11. Verfahren nach Patentanspruch 10 mit den Schritten:
    Durchführen einer Signalanalyse zum Ausgeben des Fehlersignals (E(k)) und zugehöriger Koeffizienten (ai) auf der Grundlage eines gestörten Nutzsignals (x(k)); und
    Durchführen einer Signalsynthese zum Rückgewinnen eines entstörten Nutzsignals (x*(k)) auf der Grundlage eines entstörten Fehlersignals (E'(k)) und der Koeffizienten (ai).
  12. Verfahren nach Patentanspruch 11,
    dadurch gekennzeichnet, dass bei der Signalanalyse eine FIR-Filterung und/oder IIR-Filterung zum Ausgeben eines Prädiktionsfehlersignals (E(k)) und zugehöriger Prädiktorkoeffizienten (ai) auf der Grundlage eines Sprachsignals (x(k)) und die Signalsynthese eine IIR-Filterung und/oder FIR-Filterung zum Rückgewinnen des entstörten Nutzsignals (x*(k)) auf der Grundlage eines entstörten Prädiktionsfehlersignals (E'(k)) und der Prädiktorkoeffizienten (ai) durchgeführt wird.
  13. Verfahren nach Patentanspruch 11 oder 12,
    dadurch gekennzeichnet, dass bei der Signalanalyse eine lineare Prädiktion durchgeführt wird.
  14. Verfahren nach Patentanspruch 13,
    dadurch gekennzeichnet, dass die lineare Prädiktion eine Kurzzeitprädiktion in einem Zeitbereich von 20 bis 400 Millisekunden darstellt.
  15. Verfahren nach einem der Patentansprüche 11 bis 14,
    dadurch gekennzeichnet, dass bei der Signalanalyse die Koeffizienten (ai) mittels Levinson-Durbin-Algorithmus bestimmt werden.
  16. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 15,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt c) die Subtraktion in Abhängigkeit von einer Signalenergie des gestörten Eingangssignals (E) und des entstörten Eingangssignals (E') durchgeführt wird.
  17. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 16,
    dadurch gekennzeichnet, dass es in einem drahtlosen Telekommunikationsendgerät durchgeführt wird.
  18. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 17,
    dadurch gekennzeichnet, dass es in einem Hörhilfegerät durchgeführt wird.
  19. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 18,
    dadurch gekennzeichnet, dass das periodische Störsignal ein GSM- und/oder DECT-Signal darstellt.
  20. Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 19,
    dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt b) das dem Störsignal (S) entsprechende Signal (S') in einer Sprachpause des gestörten Eingangssignals (E) ermittelt wird.
  21. Verfahren nach Patentanspruch 20,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine Sprachpause anhand einer Energie in einer aktuellen Periodendauer (T) des Eingangssignals (E) festgestellt wird.
  22. Verfahren nach einem der Patentansprüche 20 oder 21,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine Sprachpause anhand eines Maximalwerts in einer aktuellen Periodendauer (T) des Eingangssignals (E) festgestellt wird.
  23. Verfahren nach einem der Patentansprüche 20 bis 22,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine Sprachpause anhand einer Änderung des Eingangssignals (E) in einer aktuellen Periodendauer (T) im Vergleich zu einer vorhergehenden Periodendauer festgestellt wird.
  24. Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 23,
    dadurch gekennzeichnet, dass als das Eingangssignal (E) ein störungsreduziertes Eingangsignal verwendet wird.
  25. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 24,
    dadurch gekennzeichnet, dass zur Durchführung von Schritt c) auf frühere Werte des dem Störsignal (S) entsprechenden Signals (S') zurückgegriffen wird.
  26. Vorrichtung zur Unterdrückung von periodischen Störsignalen in einem gestörten Eingangssignal mit:
    einer Periodendauer-Bereitstellungseinheit (1) zum Bereitstellen einer Periodendauer (T) des im Wesentlichen periodischen Störsignals (S);
    einer Störsignal-Ermittlungseinheit (2) zum Ermitteln eines dem Störsignal entsprechenden Signals (S'); und
    einer Subtraktions-Einheit (3) zum Subtrahieren des dem Störsignal entsprechenden Signals (S') von einem gestörten Eingangssignal (E) und zum Erzeugen eines entstörten Eingangssignals (E')
    dadurch gekennzeichnet, dass die Störsignal-Ermittlungseinheit (2) in Abhängigkeit von der Periodendauer (T) des periodischen Störsignals (S) ein Überlagerungssignal durch eine vielfache Überlagerung des Eingangssignals (E) im zeitlichen Abstand der Periodendauer (T) des Störsignals (S) erzeugt, so dass an gleicher Stelle befindliche Störsignale (S) zunehmend verstärkt werden und Nutzsignale (N) aus den gestörten Eingangssignalen (E) zunehmend ausgelöscht werden, und eine Normierung des Überlagerungssignals zur Ermittlung des dem Störsignal entsprechenden Signals (S') durchführt.
  27. Vorrichtung nach Patentanspruch 26,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Störsignal-Ermittlungseinheit (2) einen Zwischenspeicher zum Zwischenspeichern des Eingangssignals (E) als digitalisiertes Signal über eine Vielzahl von Periodendauern (T) aufweist.
  28. Vorrichtung nach Patentanspruch 26 oder 27,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Störsignal-Ermittlungseinheit (2) eine Mittelwertbildung über eine vorbestimmte oder sich ändernde Anzahl von Periodendauern (T) durchführt.
  29. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 28,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Störsignal-Ermittlungseinheit (2) eine gleitende Mittelwertbildungseinheit mit unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren (a) aufweist.
  30. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 29,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Normierung durch eine Divisionseinheit zur Realisierung eines Verhältnisses der überlagerten Eingangssignale mit der Anzahl der Überlagerungen durchgeführt wird.
  31. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 30,
    gekennzeichnet durch einen Signalanalysator (SA) zum Ausgeben eines Fehlersignals (E(k)) als Eingangssignal und zugehöriger Koeffizienten (ai) auf der Grundlage eines gestörten Nutzsignals (x(k)); und einen Signalsynthetisierer (SS) zum Rückgewinnen eines entstörten Nutzsignals (x*(k)) auf der Grundlage eines entstörten Fehlersignals (E'(k)) und der Koeffizienten (ai).
  32. Vorrichtung nach Patentanspruch 31,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanalysator (SA) ein FIR-Filter und/oder IIR-Filter zum Ausgeben eines Prädiktionsfehlersignals (E(k)) und dazugehöriger Prädiktorkoeffizienten (ai) auf der Grundlage eines Sprachsignals (x(k)) und der Signalsynthetisierer (SS) einen IIR-Filter und/oder FIR-Filter zum Rückgewinnen des entstörten Nutzsignals (x*(k)) auf der Grundlage eines entstörten Prädiktionsfehlersignals (E'(k)) und dazugehöriger Prädiktorkoeffizienten (ai) aufweist.
  33. Vorrichtung nach Patentanspruch 31 oder 32,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanalysator (SA) einen linearen Prädiktor zum Durchführen einer linearen Prädiktion aufweist.
  34. Vorrichtung nach Patentanspruch 33,
    dadurch gekennzeichnet, dass der lineare Prädiktor (SA) eine Kurzzeitprädiktion in einem Zeitbereich von 20 bis 400 Millisekunden durchführt.
  35. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 31 bis 34,
    dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanalysator (SA) die Koeffizienten (ai) mittels Levinson-Durbin-Algorithmus bestimmt.
  36. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 31 bis 35, gekennzeichnet durch ein HP-Filter (4) zur Filterung des gestörten Nutzsignals (x(k)) und zur Verbesserung der Koeffizientenberechnung im Signalanalysator (SA).
  37. Vorrichtung nach Patentanspruch 36,
    dadurch gekennzeichnet, dass das HP-Filter (4) ein Preenfasys-Filter aufweist.
  38. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 36 oder 37, gekennzeichnet durch ein TP-Filter (5) zur Filterung des entstörten Nutzsignals (x*(k)) und zur Kompensation des HP-Filters (4).
  39. Vorrichtung nach Patentanspruch 38,
    dadurch gekennzeichnet, dass das TP-Filter ein Deenfasys-Filter aufweist.
  40. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 31 bis 39,
    gekennzeichnet durch ein Störsignalvorfilter zur Reduzierung des periodischen Störsignals im Nutzsignal (x(k)).
  41. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 40,
    dadurch gekennzeichnet, dass das gestörte Nutzsignal (x(k)) von einem Elektretmikrofon erzeugt wird.
  42. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 41,
    dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem drahtlosen Telekommunikationsendgerät ausgebildet ist.
  43. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 42,
    dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem Hörhilfegerät ausgebildet ist.
  44. Vorrichtung nach Patentanspruch 43,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Hörhilfegerät ein Hinter-dem-Ohr-Gerät, ein In-dem-Ohr-Gerät, ein Im-Kanal-Gerät, ein Taschengerät, einen Kopfhörer und/oder ein Implantat darstellt.
  45. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 44,
    dadurch gekennzeichnet, dass das periodische Störsignal ein GSM- und/oder DECT-Signal darstellt.
  46. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 45,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Periodendauer-Bereitstellungseinheit eine Periodendauer-Ermittlungseinheit (1) aufweist, die zum Bestimmen von Signalmaxima eine Autokorrelation eines Abschnitts des gestörten Eingangssignals (E) durchführt und die Periodendauer (T) aus einem zeitlichen Abstand der Signalmaxima ermittelt.
  47. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 46,
    dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Erfassungseinrichtung für eine Sprachpause in dem gestörten Eingangssignal (E) aufweist, die mit der Störsignal-Ermittlungseinheit (2) zusammenwirkt.
  48. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 26 bis 46,
    dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Speicher für frühere Werte für das dem Störsignal (S) entsprechende Signal (S') aufweist.
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