EP1383103A1 - Adaption automatique de la tension d'alimentation d'un ecran electroluminescent en fonction de la luminance souhaitee - Google Patents

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EP1383103A1
EP1383103A1 EP03300065A EP03300065A EP1383103A1 EP 1383103 A1 EP1383103 A1 EP 1383103A1 EP 03300065 A EP03300065 A EP 03300065A EP 03300065 A EP03300065 A EP 03300065A EP 1383103 A1 EP1383103 A1 EP 1383103A1
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EP
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signal
current
pol
bias voltage
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STMicroelectronics SA
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Definitions

  • the present invention relates to matrix screens with electroluminescent display composed of a set of diodes emitting. These are for example screens composed of organic light emitting diodes (“OLED”) Display) or polymer (“PLED” from English Polymer Light Emitting Display).
  • OLED organic light emitting diodes
  • PLED polymer
  • the present invention relates more particularly regulating the supply voltage of the controls the light emitting diodes of such screens.
  • FIG. 1 represents a matrix screen comprising n columns C 1 to C n and k lines L 1 to L k making it possible to address n * k light-emitting diodes d whose anodes are connected to a column and the cathodes to a line.
  • Line control circuits CL 1 to CL k make it possible to respectively polarize the lines L 1 to L k . Only one line is activated at a time, and is polarized to ground. The non-activated lines are biased at a voltage Vline.
  • Column control circuits CC 1 to CC n make it possible to respectively polarize the columns C 1 to C n .
  • the columns addressing the light-emitting diodes which it is desired to activate are polarized by a current at a voltage V col greater than the threshold voltage of the light-emitting diodes of the screen.
  • the columns that you do not want to activate are grounded.
  • a light-emitting diode connected to the activated line and to a V col polarized column is then on and emits light.
  • the line voltage V is provided high enough so that the light-emitting diodes connected to the non-activated lines and to the columns at the voltage V col are not conductive and do not emit light.
  • FIG. 2 represents a column control circuit CC and a line control circuit CL addressing respectively a column C and a line L connected to a light-emitting diode d of the screen.
  • the line control circuit CL comprises a power inverter 1 controlled by a line control signal ⁇ L.
  • the power inverter 1 comprises an NMOS transistor 2 making it possible to discharge the line L when ⁇ L is at the high level and a PMOS transistor 3 making it possible to charge the line L at the bias voltage V line when ⁇ L is at the low level.
  • the CC column control circuit comprises a current mirror produced in the present example with two PMOS type transistors 4, 5.
  • the transistor 4 constitutes the reference branch of the mirror and the transistor 5 constitutes the duplicating branch.
  • the sources of transistors 4 and 5 are connected to a bias voltage V pol of the order of 15 V for OLED screens.
  • the gates of the transistors 4 and 5 are connected to each other.
  • the drain and the gate of transistor 4 are connected to each other.
  • the transistor 4 is therefore mounted as a diode, the source-gate voltage (Vsg 4 ) being equal to the source-drain voltage (Vsd 4 ).
  • the current passing through the transistor 4 is fixed by a current source 6 connected to the drain of the transistor 4.
  • the current source 6 provides a current I l called "luminance".
  • the drain of transistor 5 is connected to column C via a column selection circuit composed of a PMOS transistor 7 and an NMOS transistor 8.
  • the source of PMOS transistor 7 is connected to the drain of transistor 5 and the drain of transistor 7 is connected to column C.
  • the source of transistor 8 is grounded and its drain is connected to column C.
  • a column control signal ⁇ C is connected to the gate of PMOS transistor 7 and at the gate of the NMOS transistor 8.
  • the column control signal ⁇ C When the column control signal ⁇ C is at the high level, the transistor 8 discharges the column C.
  • the transistor 7 is on and the column C loads up 'to reach the voltage V col .
  • line L and column C are activated, the control signals for line ⁇ L and column ⁇ C are respectively high and low, the light-emitting diode d is conducting and the current passing through the diode is equal to the luminance current I l .
  • the bias voltage V pol is equal to the sum of the source-drain voltage Vsd 2 of the transistor 2, of the voltage V d at the terminals of the light-emitting diode d, of the source-drain voltage Vsd 7 of the transistor 7 and of the source-drain voltage Vsd 5 of transistor 5.
  • the transistor 5 When the copying of the current I l is correct, the transistor 5 is in saturation mode and the voltage Vsd 5 is at least equal to the source-drain voltage Vsd 4 of the transistor 4.
  • a correct copying therefore requires that the bias voltage V pol is at least equal to the sum previously mentioned when the current flowing through it is equal to the luminance current I l . If the bias voltage V pol is too low, the current passing through the light-emitting diode d is less than the current I l and the luminance of the diodes is insufficient.
  • the luminance current I l supplied by the current source 6 can generally vary as a function of the desired luminance for the screen.
  • the source-drain voltage Vsd 4 of the diode-mounted transistor 4 increases and the voltage V d of the light-emitting diode d also increases. It follows that the bias voltage V pol must be large enough for the transistor 5 to be in saturation whatever the luminance current.
  • An object of the present invention is to provide a column control circuit whose polarization voltage V pol is as low as possible regardless of the aging of the light-emitting diodes of the screen.
  • Another object of the present invention is to provide a control circuit of simple design.
  • the present invention provides a device for regulating the bias voltage of control circuits for columns of a matrix screen composed of light-emitting diodes each connected to one of the lines and to one of the columns of the screen, the circuits of column control comprising a compound current mirror a reference branch and several branches of duplication related to the bias voltage, each branch of duplication being connected to a column of the screen, the branch being connected at a reference point to a reference current source providing a current of desired luminance, the device comprising: first measuring means providing a first signal representative of the tension of at least one of the columns; second means of measurement providing a second signal representative of the voltage at the reference point; and an adjustment circuit receiving the first and second signals and adapted to increase the voltage of polarization when the first signal is greater than the second signal and vice versa.
  • each branch of the current mirror has a PMOS type field effect transistor whose source is connected to the bias voltage, the gates of each branch being connected together, the drain and the grid of the transistor of the reference branch being connected to the source reference current, the branch transistor drains duplicates being connected to the columns.
  • the first measuring means include for each column a diode whose anode is connected to the column and whose cathode is connected on the one hand to a first source of observation current and on the other hand connected to a first input of the adjustment circuit, and in which the second measurement means include a diode whose anode is connected to the reference point and whose cathode is connected to a second source of observation current and to a second input of the adjustment circuit.
  • the cathodes of each of the diodes are connected to the first input of the adjustment circuit via a switch, a capacitor being placed between the first input of the adjustment circuit and a fixed potential point.
  • the adjustment circuit includes an amplifier receiving the first signal on its positive input and receiving the second signal on its negative input, the output of the error amplifier being connected to a converter DC-DC voltage supplying the output voltage polarization and adapted to increase the polarization voltage when the first signal is greater than the second signal and Conversely.
  • the error amplifier includes first and second PMOS transistors whose gates are connected the positive and negative inputs of the error amplifier, the source of each of the first and second transistors being connected to the bias voltage by a current source, the sources of the first and second transistors being connected by a resistor, the drains of first and second transistors being connected to a converter providing the error signal, the source and drain of a third PMOS transistor being connected to the source and drain of the first transistor, the gate of the third transistor being polarized at a fixed voltage.
  • the present invention also provides a method of regulation of the bias voltage of control circuits columns of a matrix screen composed of diodes electroluminescent connected each to one of the lines and to a screen columns, column control circuits comprising a current mirror composed of a branch of reference and several duplication branches linked to the bias voltage, each branch of duplication being connected to a column of the screen, the reference branch being connected at a reference point to a current source of reference providing a desired luminance current, characterized in that it comprises the following stages: supplying a first signal representative of the voltage of at least one of columns; provide a second signal representative of the voltage at the reference point; and increase the bias voltage when the first signal is greater than the second signal and Conversely.
  • the first signal is the image of the voltage maximum of activated light emitting diodes.
  • FIG. 3 is a diagram of an embodiment of column control circuits and of the device for regulating the bias voltage V pol according to the present invention.
  • the column control circuits include a current mirror 9 composed of a reference branch b ref and n duplication branches b 1 to b n .
  • Each branch is composed of a PMOS transistor, P ref for the reference branch and P 1 to P n for the branches b 1 to b n.
  • the sources of the transistors of each of the branches are connected to the bias voltage V pol and the gates are connected to each other.
  • the drain and the gate of the transistor P ref of the reference branch are connected to a reference current source 10 at a point C ref .
  • the reference current source 10 provides a luminance current I l .
  • each transistor P i i being between 1 and n, is connected to a column C i of the screen by means of a column selection circuit as described in relation to FIG. 2.
  • L all the column selection circuits are represented by a selection device 11 controlled by a column signal ⁇ C.
  • Each column C 1 to C n is connected to the anode of a diode respectively D 1 to D n .
  • the cathodes of diodes D 1 to D n are connected to a current source 15 at a point C o .
  • the current source 15 provides a so-called observation current I ob chosen to be low compared to the minimum luminance current.
  • the connection point C ref is connected to the anode of a diode D ref identical to the diodes D 1 to D n
  • the cathode of the diode D ref is connected at a point C oref to a current source 16 providing a current equal to the observation current I ob .
  • the points C ref and C oref are connected to two inputs of an adjustment circuit CR which supplies the bias voltage V pol .
  • the light-emitting diodes can, even when they are crossed by the same current, present at their terminals different voltage drops. In particular, this voltage drop tends to increase when the light-emitting diodes age.
  • the present invention aims to adjust the voltage V pol to take account of these voltage variations and to ensure that the luminance current I l chosen flows through all the selected columns, V pol remaining as small as possible.
  • the diodes D 1 to D n corresponding to the selected columns tend to be conductive.
  • the diode connected to the column having the highest voltage imposes the voltage V o on the cathodes of the diodes D 1 to D n .
  • the other diodes are therefore not conductive because the voltage across their terminals is lower than their threshold voltage.
  • the voltage V o is the image of the voltage on the column at the highest potential shifted by a diode threshold voltage.
  • the voltage V oref at the connection point C oref is the image of the voltage Vref shifted by a diode threshold voltage.
  • the adjustment circuit CR then increases the bias voltage V pol until the voltages V o and V oref are equal.
  • the adjustment circuit decreases the polarization voltage V pol up to the minimum voltage V pol ensuring circulation of the luminance current I l in all the selected columns.
  • FIG. 4 is a diagram of the circuit for adjusting the bias voltage V pol as a function of the difference between the voltages V o and V oref .
  • the adjustment circuit comprises an error amplifier 20, an operational amplifier 21 and an RS flip-flop 22 operating with a low supply voltage, for example 3.3 V.
  • the error amplifier 20 receives on a positive input , the voltage V o and on a negative input, the voltage V oref .
  • the levels of the voltages V o and V oref are very high for the error amplifier 20, provision may be made for a voltage converter supplying voltages proportional to the voltages V o and V oref , over a voltage range more low.
  • the error amplifier 20 amplifies the difference between V o and V oref and provides an error signal er which varies for example between 1 and 2 V. When the voltages V o and V oref are equal, the error signal is for example 1.5 V. The higher the voltage V o with respect to V oref , the higher the error signal er and vice versa.
  • the signal er is applied to the positive input of the differential amplifier 21.
  • the output of the differential amplifier 21 is connected to the reset terminal R (reset) of the flip-flop RS 22.
  • the output of an oscillator osc is connected to the activation terminal S (set) of the flip-flop RS 22.
  • the output Q is at the high logic level (for example 3.3 V) when the activation terminal S is at the high level and at the low logic level (for example 0V) when the reset terminal R is high.
  • output Q keeps the last level set.
  • the output of the flip-flop RS 22 is connected to the gate of an NMOS transistor Tf.
  • a resistor R is placed between the source of the transistor Tf and the ground.
  • a coil L is placed between the drain of the transistor Tf and the supply terminal at a voltage V bat , for example at 3.3 V.
  • the anode of a diode D f is connected to the drain of the transistor Tf and its cathode is connected to a first electrode of capacitor C.
  • the second electrode of capacitor C is connected to ground.
  • the first electrode of the capacitor C supplies the voltage V pol .
  • the source of the transistor Tf is connected to the negative input of the differential amplifier 21.
  • the output Q of the flip-flop RS 22 goes high.
  • the transistor Tf closes and the voltage across the coil L quickly goes from 0 to V bat .
  • the voltage V R across the resistor R and the current in the coil L are initially zero.
  • the current in the coil L gradually increases, the voltage V R therefore also increases.
  • the amplifier 21 changes state and goes high.
  • the output Q of the flip-flop RS 22 goes to the low level and the transistor Tf opens.
  • the voltage on the drain of transistor Tf increases suddenly.
  • the diode Df becomes on and the capacitor C charges.
  • the load current is higher the higher the current passing through the coil L when the transistor Tf opens.
  • the bias voltage V pol is therefore adjusted as a function of the temporal variations of the voltage across the light-emitting diodes of the screen.
  • An advantage of the regulation device according to the present invention is that the bias voltage is always minimal, which saves money energy.
  • Another advantage of such a device is that its design is very simple.
  • FIG. 5 is a diagram of column control circuits identical to those of FIG. 3 as well as a diagram of an alternative embodiment of the device for regulating the bias voltage V pol which makes it possible to alleviate the following problem.
  • a line of the screen is "black", that is to say that no light-emitting diode of the selected line is conductive
  • the voltage V o at point C o of the regulation circuit of FIG. 3 decreases because none of the diodes D 1 to D n is conducting.
  • the adjustment circuit CR decreases the bias voltage V pol .
  • the bias voltage V pol can greatly decrease.
  • the conductive light-emitting diodes of the "lit” lines may then receive a current lower than the luminance current.
  • the overall screen brightness decreases.
  • the device for regulating the bias voltage V pol is identical to that of FIG. 3 except that the point C o is connected to the adjustment circuit CR by means of a switch 31.
  • a capacitor 32 is placed between the input of the adjustment circuit CR and the ground.
  • the switch 31 is controlled so as to be non-conducting when a line of the screen is black, that is to say when no light-emitting diode of the selected line is conductive.
  • the capacitor 32 retains the value of the voltage V o corresponding to the last non-black line.
  • the switch control device not shown, analyzes the column signal ⁇ C to know if at least one column is selected and therefore that at least one diode is conductive.
  • the switch control device analyzes the control signals of the line control circuits so as to turn on the switch 31 once the voltages of the selected columns have passed from their precharge voltages to their "operating" voltages corresponding to the voltages induced by each of the conductive light-emitting diodes.
  • An advantage of such a regulation device is that it makes it possible to adjust the bias voltage V pol as a function of the characteristics of the light-emitting diodes of the screen regardless of the number of consecutive black lines on the screen.
  • FIG. 6 is a diagram of an embodiment of the error amplifier 20 of the adjustment circuit CR of FIG. 4 which makes it possible to alleviate the following problem.
  • the voltage V o can be very close of the bias voltage V pol .
  • Such a defect leads not only to a disproportionate increase in the bias voltage V pol but also to overvoltages liable inter alia to deteriorate the adjustment circuit CR.
  • the detection of a manufacturing defect makes it possible to detect faulty circuits before their marketing.
  • the error amplifier shown in FIG. 6 comprises two PMOS transistors 40 and 41, the gates of which receive the voltages V o and V oref respectively from the regulation device shown in FIG. 3.
  • Two identical current sources 42 and 43 are placed between the bias voltage V pol and the sources of the transistors 40 and 41.
  • a resistor R1 is placed between the sources of the transistors 40 and 41.
  • the drains of the transistors 40 and 41 are connected to a conversion device 44 which supplies the error signal st.
  • a PMOS transistor 45 is placed in parallel on transistor 40.
  • the source of transistor 45 is connected to the source of transistor 40 and the drain of transistor 45 is connected to the drain of transistor 40.
  • the gate of transistor 45 receives a voltage "of protection "V protect which is provided by a device not shown.
  • the protection voltage V protect corresponds to the maximum voltage V o corresponding to correct operation of the screen and of the column and line control circuits.
  • the voltage V o is lower than the protection voltage V protect .
  • the transistors 40, 41 and 45 are such that when they conduct a current equal to that supplied by the current sources 42 and 43, their gate-source voltages is substantially equal to the threshold voltage of a PMOS transistor. Thus, when the voltage V o is less than the voltage V protect , the transistor 45 is non-conductive. Similarly, when the voltages V o and V oref are different the voltages on the sources of the transistors 40 and 41 are different. The resistance R1 is then crossed by a current which is higher the higher the difference between the voltages V o and V oref .
  • the conversion device 44 analyzes the current differences in the transistors 40 and 41 and provides an error signal er the higher the current in the transistor 40 is low compared to the current in the transistor 41 and vice versa.
  • the voltage V o can be very close to the bias voltage V pol .
  • the transistor 45 becomes conductive and the transistor 40 non-conductive.
  • the polarization voltage V pol is then maximum.
  • the maximum value of the voltage V pol depends on the choice of the voltage V protect and the voltage V oref which is a function of the desired luminance current.
  • the presence of transistor 45 ensures that the bias voltage V pol does not exceed a given maximum value and also makes it possible to suppress any overvoltages liable to damage the adjustment circuit CR.
  • the present invention is susceptible to various variants and modifications which will appear to those skilled in the art.
  • other devices for evaluating the current flowing in the light-emitting diodes of the screen may be provided, as well as other devices for adjusting the bias voltage V pol as a function of the differences between the desired luminance current. and the smallest current flowing through the LEDs on the screen.
  • those skilled in the art will be able to produce a current mirror different from that described, for example by using two transistors per branch.

Abstract

L'invention concerne un dispositif de régulation de la tension de polarisation de circuits de commande de colonnes d'un écran de diodes électroluminescentes reliées à des lignes et à des colonnes de l'écran, les circuits comprenant un miroir de courant composé d'une branche de référence et de branches de duplication reliées à la tension de polarisation, chaque branche de duplication étant reliée à une colonne de l'écran, la branche de référence étant connectée en un point de référence à une source de courant de référence fournissant un courant de luminance souhaité comprenant des premiers moyens de mesure fournissant un premier signal représentatif de la tension d'au moins une des colonnes ; des seconds moyens de mesure fournissant un second signal représentatif de la tension au point de référence ; et un circuit d'ajustement adapté à augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.

Description

La présente invention concerne des écrans matriciels à affichage électroluminescent composés d'un ensemble de diodes électroluminescentes. Il s'agit par exemple d'écrans composés de diodes organiques ("OLED" de l'anglais Organic Light Emitting Display) ou polymère ("PLED" de l'anglais Polymer Light Emitting Display). La présente invention concerne plus particulièrement la régulation de la tension d'alimentation des circuits de commande des diodes électroluminescentes de tels écrans.
La figure 1 représente un écran matriciel comportant n colonnes C1 à Cn et k lignes L1 à Lk permettant d'adresser n*k diodes électroluminescentes d dont les anodes sont connectées à une colonne et les cathodes à une ligne.
Des circuits de commande de lignes CL1 à CLk permettent de polariser respectivement les lignes L1 à Lk. Seule une ligne est activée à la fois, et est polarisée à la masse. Les lignes non activées sont polarisées à une tension Vligne.
Des circuits de commande de colonnes CC1 à CCn permettent de polariser respectivement les colonnes C1 à Cn. Les colonnes adressant les diodes électroluminescentes que l'on souhaite activer sont polarisées par un courant à une tension Vcol supérieure à la tension de seuil des diodes électroluminescentes de l'écran. Les colonnes que l'on ne souhaite pas activer sont mises à la masse.
Une diode électroluminescente reliée à la ligne activée et à une colonne polarisée à Vcol est alors passante et émet de la lumière. La tension Vligne est prévue suffisamment élevée afin que les diodes électroluminescentes reliées aux lignes non activées et aux colonnes à la tension Vcol ne soient pas conductrices et n'émettent pas de lumière.
La figure 2 représente un circuit de commande de colonne CC et un circuit de commande de ligne CL adressant respectivement une colonne C et une ligne L reliées à une diode électroluminescente d de l'écran. Le circuit de commande de ligne CL comprend un inverseur de puissance 1 commandé par un signal de commande de ligne L. L'inverseur de puissance 1 comprend un transistor NMOS 2 permettant de décharger la ligne L quand L est au niveau haut et un transistor PMOS 3 permettant de charger la ligne L à la tension de polarisation Vligne quand L est au niveau bas.
Le circuit de commande de colonne CC comprend un miroir de courant réalisé dans le présent exemple avec deux transistors 4, 5 de type PMOS. Le transistor 4 constitue la branche de référence du miroir et le transistor 5 constitue la branche de duplication. Les sources des transistors 4 et 5 sont connectées à une tension de polarisation Vpol de l'ordre de 15 V pour des écrans OLED. Les grilles des transistors 4 et 5 sont reliées l'une à l'autre. Le drain et la grille du transistor 4 sont reliés l'un à l'autre. Le transistor 4 est donc monté en diode, la tension source-grille (Vsg4) étant égale à la tension source-drain (Vsd4). Le courant traversant le transistor 4 est fixé par une source de courant 6 connectée au drain du transistor 4. La source de courant 6 fournit un courant Il dit de "luminance". Le drain du transistor 5 est relié à la colonne C par l'intermédiaire d'un circuit de sélection de colonne composé d'un transistor PMOS 7 et d'un transistor NMOS 8. La source du transistor PMOS 7 est reliée au drain du transistor 5 et le drain du transistor 7 est relié à la colonne C. La source du transistor 8 est à la masse et son drain est connecté à la colonne C. Un signal de commande de colonne C est relié à la grille du transistor PMOS 7 et à la grille du transistor NMOS 8. Quand le signal de commande de colonne C est au niveau haut, le transistor 8 décharge la colonne C. Quand il est au niveau bas, le transistor 7 est passant et la colonne C se charge jusqu'à atteindre la tension Vcol. Quand la ligne L et la colonne C sont activées, les signaux de commande de ligne L et de colonne C sont respectivement haut et bas, la diode électroluminescente d est passante et le courant traversant la diode est égal au courant de luminance Il.
Cependant, pour que le circuit de commande de colonne CC fonctionne tel que décrit précédemment, il est nécessaire que la tension Vpol soit suffisamment élevée pour que la recopie du courant Il soit correcte. La tension de polarisation Vpol est égale à la somme de la tension source-drain Vsd2 du transistor 2, de la tension Vd aux bornes de la diode électroluminescente d, de la tension source-drain Vsd7 du transistor 7 et de la tension source-drain Vsd5 du transistor 5.
Quand la recopie du courant Il est correcte, le transistor 5 est en régime de saturation et la tension Vsd5 est au minimum égale à la tension source-drain Vsd4 du transistor 4. Une recopie correcte impose donc que la tension de polarisation Vpol soit au moins égale à la somme précédemment mentionnée quand le courant la traversant est égal au courant de luminance Il. Si la tension de polarisation Vpol est trop faible, le courant traversant la diode électroluminescente d est inférieur au courant Il et la luminance des diodes est insuffisante.
Le courant de luminance Il fourni par la source de courant 6 peut de façon générale varier en fonction de la luminance souhaitée pour l'écran. Quand le courant de luminance Il augmente, la tension source-drain Vsd4 du transistor 4 monté en diode augmente et la tension Vd de la diode électroluminescente d augmente aussi. Il s'ensuit que la tension de polarisation Vpol doit être suffisamment importante pour que le transistor 5 soit en saturation quel que soit le courant de luminance.
Toutefois, par souci d'économie d'énergie électrique, on cherche à réduire la tension de polarisation Vpol, ce qui permet ensuite de réduire la tension Vligne des circuits de commande de ligne.
Il existe des circuits de commande qui ont une tension de polarisation Vpol fixe et déterminée en fonction du courant de luminance Il maximum souhaité. L'inconvénient de tels circuits est leur forte consommation d'énergie électrique.
Il existe d'autres circuits de commande pour lesquels la tension de polarisation Vpol varie en fonction du courant de luminance Il souhaité. Si le courant Il est faible, la tension Vpol est faible et inversement. Toutefois, il est nécessaire de prévoir une marge de sécurité pour tenir compte du vieillissement des diodes électroluminescentes de l'écran. En effet, à courant égal dans la diode électroluminescente d, la tension Vd aux bornes de la diode augmente avec le temps. Pour une même luminance, correspondant à un courant de luminance donné, la tension de polarisation minimale Vpol nécessaire augmente donc progressivement avec le temps. Les économies d'énergie obtenues pour ces circuits ne sont donc pas optimales.
Un objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de colonne dont la tension de polarisation Vpol est la plus faible possible quel que soit le vieillissement des diodes électroluminescentes de l'écran.
Un autre objet de la présente invention est de prévoir un circuit de commande de conception simple.
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un dispositif de régulation de la tension de polarisation de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, les circuits de commande de colonnes comprenant un miroir de courant composé d'une branche de référence et de plusieurs branches de duplication reliées à la tension de polarisation, chaque branche de duplication étant reliée à une colonne de l'écran, la branche de référence étant connectée en un point de référence à une source de courant de référence fournissant un courant de luminance souhaité, le dispositif comprenant : des premiers moyens de mesure fournissant un premier signal représentatif de la tension d'au moins une des colonnes ; des seconds moyens de mesure fournissant un second signal représentatif de la tension au point de référence ; et un circuit d'ajustement recevant les premier et second signaux et adapté à augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
Selon un mode de réalisation du dispositif susmentionné, chaque branche du miroir de courant comporte un transistor à effet de champ de type PMOS dont la source est connectée à la tension de polarisation, les grilles de chaque branche étant connectées ensemble, le drain et la grille du transistor de la branche de référence étant reliés à la source de courant de référence, les drains des transistors des branches de duplication étant reliés aux colonnes.
Selon un mode de réalisation du dispositif susmentionné, les premiers moyens de mesure comprennent pour chaque colonne une diode dont l'anode est connectée à la colonne et dont la cathode est connectée d'une part à une première source de courant d'observation et d'autre part reliée à une première entrée du circuit d'ajustement, et dans lequel les seconds moyens de mesure comprennent une diode dont l'anode est connectée au point de référence et dont la cathode est connectée à une seconde source de courant d'observation et à une seconde entrée du circuit d'ajustement.
Selon un mode de réalisation du dispositif susmentionné, les cathodes de chacune des diodes sont reliées à la première entrée du circuit d'ajustement par l'intermédiaire d'un interrupteur, un condensateur étant placé entre la première entrée du circuit d'ajustement et un point de potentiel fixe.
Selon un mode de réalisation du dispositif susmentionné, le circuit d'ajustement comprend un amplificateur d'erreur recevant le premier signal sur son entrée positive et recevant le second signal sur son entrée négative, la sortie de l'amplificateur d'erreur étant reliée à un convertisseur de tension continu-continu fournissant en sortie la tension de polarisation et adapté à augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
Selon un mode de réalisation du dispositif susmentionné, l'amplificateur d'erreur comprend des premier et second transistors PMOS dont les grilles sont connectées respectivement aux entrées positive et négative de l'amplificateur d'erreur, la source de chacun des premier et second transistors étant reliée à la tension de polarisation par une source de courant, les sources des premier et second transistors étant reliées par une résistance, les drains des premier et second transistors étant connectés à un convertisseur fournissant le signal d'erreur, les source et drain d'un troisième transistor PMOS étant connectés aux source et drain du premier transistor, la grille du troisième transistor étant polarisée à une tension fixe.
La présente invention prévoit aussi un procédé de régulation de la tension de polarisation de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, les circuits de commande de colonnes comprenant un miroir de courant composé d'une branche de référence et de plusieurs branches de duplication reliées à la tension de polarisation, chaque branche de duplication étant reliée à une colonne de l'écran, la branche de référence étant connectée en un point de référence à une source de courant de référence fournissant un courant de luminance souhaité, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : fournir un premier signal représentatif de la tension d'au moins une des colonnes ; fournir un second signal représentatif de la tension au point de référence ; et augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
Selon un mode de mise en oeuvre du procédé susmentionné, le premier signal est l'image de la tension maximale des diodes électroluminescentes activées.
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
  • la figure 1, précédemment décrite, représente un écran électroluminescent matriciel ;
  • la figure 2, précédemment décrite, représente un circuit de commande de colonne et un circuit de commande de ligne adressant une diode électroluminescente d'un écran ;
  • la figure 3 illustre un exemple de réalisation du dispositif de régulation selon la présente invention ;
  • la figure 4 illustre un exemple de réalisation plus détaillé d'un élément du dispositif de la figure 3 ;
  • la figure 5 illustre un autre exemple de réalisation du dispositif de régulation selon la présente invention ; et
  • la figure 6 est un exemple de réalisation plus détaillé d'un élément du dispositif de la figure 4.
    • La figure 3 est un schéma d'un mode de réalisation de circuits de commande de colonne et du dispositif de régulation de la tension de polarisation Vpol selon la présente invention. Les circuits de commande de colonne comprennent un miroir de courant 9 composé d'une branche de référence bref et de n branches de duplication b1 à bn. Chaque branche est composée d'un transistor PMOS, Pref pour la branche de référence et P1 à Pn pour les branches b1 à bn. Les sources des transistors de chacune des branches sont connectées à la tension de polarisation Vpol et les grilles sont reliées les unes aux autres. Le drain et la grille du transistor Pref de la branche de référence sont reliés à une source de courant de référence 10 en un point Cref. La source de courant de référence 10 fournit un courant de luminance Il. Le drain de chaque transistor Pi, i étant compris entre 1 et n, est relié à une colonne Ci de l'écran par l'intermédiaire d'un circuit de sélection de colonne tel que décrit en relation à la figure 2. L'ensemble des circuits de sélection de colonne sont représentés par un dispositif de sélection 11 commandé par un signal de colonne C.
    Chaque colonne C1 à Cn est connectée à l'anode d'une diode respectivement D1 à Dn. Les cathodes des diodes D1 à Dn sont reliées à une source de courant 15 en un point Co. La source de courant 15 fournit un courant dit d'observation Iob choisi faible par rapport au courant de luminance minimal. Par ailleurs, le point de connexion Cref est relié à l'anode d'une diode Dref identique aux diodes D1 à Dn, la cathode de la diode Dref est connectée en un point Coref à une source de courant 16 fournissant un courant égal au courant d'observation Iob. Les points Cref et Coref sont reliés à deux entrées d'un circuit d'ajustement CR qui fournit la tension de polarisation Vpol.
    Comme on l'a indiqué précédemment, les diodes électroluminescentes peuvent, même quand elles sont traversées par un même courant, présenter à leurs bornes des chutes de tension différentes. Notamment, cette chute de tension tend à augmenter quand les diodes électroluminescentes vieillissent. La présente invention vise à ajuster la tension Vpol pour tenir compte de ces variations de tension et assurer que le courant de luminance Il choisi circule dans toutes les colonnes sélectionnées, Vpol restant aussi petit que possible.
    Les diodes D1 à Dn correspondant aux colonnes sélectionnées tendent à être conductrices. Toutefois, la diode reliée à la colonne ayant la tension la plus élevée impose la tension Vo sur les cathodes des diodes D1 à Dn. Les autres diodes ne sont donc pas conductrices car la tension à leurs bornes est inférieure à leur tension de seuil. La tension Vo est l'image de la tension sur la colonne au potentiel le plus élevé décalée d'une tension de seuil de diode. De même, la tension Voref au point de connexion Coref est l'image de la tension Vref décalée d'une tension de seuil de diode.
    Quand la tension Vo est supérieure à la tension Voref, ceci signifie que le courant dans au moins une des colonnes de l'écran est inférieur au courant de luminance Il choisi. Le circuit d'ajustement CR rehausse alors la tension de polarisation Vpol jusqu'à ce que les tensions Vo et Voref soient égales.
    Inversement, quand la tension Vo est inférieure à Voref, ceci implique que le courant de luminance Il choisi circule bien dans toutes les colonnes sélectionnées mais que la tension Vpol est trop élevée, ce qui entraíne une surconsommation d'énergie. Afin de réaliser des économies d'énergie électrique, le circuit d'ajustement diminue la tension de polarisation Vpol jusqu'à la tension Vpol minimale assurant une circulation du courant de luminance Il dans toutes les colonnes sélectionnées.
    La figure 4 est un schéma du circuit d'ajustement de la tension de polarisation Vpol en fonction de la différence entre les tensions Vo et Voref.
    Le circuit d'ajustement comprend un amplificateur d'erreur 20, un amplificateur opérationnel 21 et une bascule RS 22 fonctionnant avec une tension d'alimentation faible, par exemple 3,3 V. L'amplificateur d'erreur 20 reçoit sur une entrée positive, la tension Vo et sur une entrée négative, la tension Voref. Dans le cas où les niveaux des tensions Vo et Voref sont très élevés pour l'amplificateur d'erreur 20, on pourra prévoir un convertisseur de tension fournissant des tensions proportionnelles aux tensions Vo et Voref, sur une plage de tension plus faible.
    L'amplificateur d'erreur 20 amplifie la différence entre Vo et Voref et fournit un signal d'erreur er qui varie par exemple entre 1 et 2 V. Quand les tensions Vo et Voref sont égales, le signal d'erreur vaut par exemple 1,5 V. Plus la tension Vo est élevée par rapport à Voref, et plus le signal d'erreur er est élevé et inversement. Le signal er est appliqué à l'entrée positive de l'amplificateur différentiel 21. La sortie de l'amplificateur différentiel 21 est reliée à la borne de réinitialisation R (reset) de la bascule RS 22. La sortie d'un oscillateur osc est reliée à la borne d'activation S (set) de la bascule RS 22. La sortie Q est au niveau logique haut (par exemple 3,3 V) quand la borne d'activation S est au niveau haut et au niveau logique bas (par exemple 0V) quand la borne de réinitialisation R est au niveau haut. Quand les deux bornes d'activation S et de réinitialisation R sont au niveau bas, la sortie Q conserve le dernier niveau positionné.
    La sortie de la bascule RS 22 est reliée à la grille d'un transistor NMOS Tf. Une résistance R est placée entre la source du transistor Tf et la masse. Une bobine L est placée entre le drain du transistor Tf et la borne d'alimentation à une tension Vbat, par exemple à 3,3 V. L'anode d'une diode Df est reliée au drain du transistor Tf et sa cathode est reliée à une première électrode d'un condensateur C. La seconde électrode du condensateur C est reliée à la masse. La première électrode du condensateur C fournit la tension Vpol. La source du transistor Tf est reliée à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 21.
    Sur un front montant du signal de l'oscillateur osc, la sortie Q de la bascule RS 22 passe au niveau haut. Le transistor Tf se ferme et la tension aux bornes de la bobine L passe rapidement de 0 à Vbat. La tension VR aux bornes de la résistance R et le courant dans la bobine L sont initialement nuls. Le courant dans la bobine L augmente progressivement, la tension VR augmente donc également. Quand la tension VR atteint le signal er de l'amplificateur différentiel 20, l'amplificateur 21 change d'état et passe au niveau haut. La sortie Q de la bascule RS 22 passe au niveau bas et le transistor Tf s'ouvre. La tension sur le drain du transistor Tf augmente brutalement. La diode Df devient passante et le condensateur C se charge. Le courant de charge est d'autant plus élevé que le courant traversant la bobine L est élevé au moment où le transistor Tf s'ouvre.
    Lors du front montant suivant de l'oscillateur osc, la sortie Q de la bascule RS 22 passe à nouveau au niveau haut et un cycle identique à celui précédemment décrit recommence.
    Quand la tension Vo est supérieure à la tension Voref, le signal er est relativement élevée. En conséquence, le transistor Tf reste passant plus longtemps et le courant circulant dans la bobine L au moment de l'ouvertur du transistor Tf est important. Le condensateur C se charge et la tension Vpol augmente. Inversement, quand la tension Vo est inférieure à la tension Voref, la tension Vpol diminue.
    La tension de polarisation Vpol est donc ajustée en fonction des variations temporelles de la tension aux bornes des diodes électroluminescentes de l'écran.
    Un avantage du dispositif de régulation selon la présente invention est que la tension de polarisation est toujours minimale, ce qui permet de réaliser des économies d'énergie.
    Un autre avantage d'un tel dispositif est que sa conception est très simple.
    La figure 5 est un schéma de circuits de commande de colonne identiques à ceux de la figure 3 ainsi qu'un schéma d'une variante de réalisation du dispositif de régulation de la tension de polarisation Vpol qui permet de pallier au problème suivant. Quand une ligne de l'écran est "noire", c'est-à-dire qu'aucune diode électroluminescente de la ligne sélectionnée n'est conductrice, la tension Vo au point Co du circuit de régulation de la figure 3 diminue car aucune des diodes D1 à Dn n'est passante. La tension Vo diminuant, le circuit d'ajustement CR diminue la tension de polarisation Vpol. Dans le cas où un grand nombre de lignes consécutives de l'écran sont noires, la tension de polarisation Vpol peut fortement diminuer. Les diodes électroluminescentes conductrices des lignes "éclairées" risquent alors de recevoir un courant inférieur au courant de luminance. La luminosité globale de l'écran diminue.
    Dans cette variante de réalisation, le dispositif de régulation de la tension de polarisation Vpol est identique à celui de la figure 3 excepté que le point Co est relié au circuit d'ajustement CR par l'intermédiaire d'un interrupteur 31. De plus, un condensateur 32 est placé entre l'entrée du circuit d'ajustement CR et la masse. L'interrupteur 31 est commandé de façon à être non passant quand une ligne de l'écran est noire, c'est-à-dire quand aucune diode électroluminescente de la ligne sélectionnée n'est conductrice. Le condensateur 32 conserve la valeur de la tension Vo correspondant à la dernière ligne non noire. Le dispositif de commande de l'interrupteur, non représenté, analyse le signal de colonne C pour savoir si au moins une colonne est sélectionnée et donc qu'au moins une diode est conductrice. De plus, selon un mode de réalisation plus perfectionné, le dispositif de commande de l'interrupteur analyse les signaux de commande des circuits de commande de ligne de façon à rendre passant l'interrupteur 31 une fois que les tensions des colonnes sélectionnées sont passées de leurs tensions de précharge à leurs tensions de "fonctionnement" correspondant aux tensions induites par chacune des diodes électroluminescentes conductrices.
    Un avantage d'un tel dispositif de régulation est qu'il permet d'ajuster la tension de polarisation Vpol en fonction des caractéristiques des diodes électroluminescentes de l'écran quel que soit le nombre de lignes noires consécutives de l'écran
    La figure 6 est un schéma d'un mode de réalisation de l'amplificateur d'erreur 20 du circuit d'ajustement CR de la figure 4 qui permet de pallier au problème suivant. Lorsque l'écran ou les circuits de commande de colonnes ou de lignes comprennent un défaut de fabrication ou un défaut "d'usure" correspondant à une coupure entre une diode électoluminescente et une colonne ou une ligne, la tension Vo peut être très proche de la tension de polarisation Vpol. Un tel défaut conduit non seulement à une augmentation démesurée de la tension de polarisation Vpol mais aussi à des surtensions susceptibles entre autre de détériorer le circuit d'ajustement CR. Dans le cas d'un défaut d'usure, il peut être intéressant de détecter le défaut afin d'éviter de détériorer le reste du circuit et d'éviter d'augmenter la consommation électrique pour fournir une tension Vpol élevée. La détection d'un défaut de fabrication permet de détecter les circuits défaillant avant leur commercialisation.
    L'amplificateur d'erreur représenté en figure 6 comprend deux transistors PMOS 40 et 41 dont les grilles reçoivent respectivement les tensions Vo et Voref du dispositif de régulation représenté en figure 3. Deux sources de courant identiques 42 et 43 sont placées entre la tension de polarisation Vpol et les sources des transistors 40 et 41. Une résistance R1 est placée entre les sources des transistors 40 et 41. Les drains des transistors 40 et 41 sont reliés à un dispositif de conversion 44 qui fournit le signal d'erreur er. Un transistor PMOS 45 est placé en parallèle sur le transistor 40. La source du transistor 45 est connectée à la source du transistor 40 et le drain du transistor 45 est connecté au drain du transistor 40. La grille du transistor 45 reçoit une tension "de protection" Vprotect qui est fournie par un dispositif non représenté. La tension de protection Vprotect correspond à la tension Vo maximale correspondant à un fonctionnement correct de l'écran et des circuits de commande de colonne et de ligne.
    En fonctionnement normal, sans défaut du circuit, la tension Vo est inférieure à la tension de protection Vprotect. Les transistors 40, 41 et 45 sont tels que lorsqu'ils conduisent un courant égal à celui fourni par les sources de courant 42 et 43, leurs tensions grille-source est sensiblement égale à la tension de seuil d'un transistor PMOS. Ainsi, quand la tension Vo est inférieure à la tension Vprotect, le transistor 45 est non conducteur. De même, lorsque les tensions Vo et Voref sont différentes les tensions sur les sources des transistors 40 et 41 sont différentes. La résistance R1 est alors traversée par un courant qui est d'autant plus élevé que l'écart entre les tensions Vo et Voref est élevé. Le dispositif de conversion 44 analyse les différences de courant dans les transistors 40 et 41 et fournit un signal d'erreur er d'autant plus élevé que le courant dans le transistor 40 est faible par rapport au courant dans le transistor 41 et inversement.
    Dans le cas où le circuit présente un défaut, la tension Vo peut être très proche de la tension de polarisation Vpol. Lorsque la tension Vo dépasse la tension de protection Vprotect, le transistor 45 devient conducteur et le transistor 40 non conducteur. La tension de polarisation Vpol est alors maximale. La valeur maximale de la tension Vpol dépend du choix de la tension Vprotect et de la tension Voref qui est fonction du courant de luminance souhaité. La présence du transistor 45 permet d'assurer que la tension de polarisation Vpol ne dépasse pas une valeur maximale donnée et permet en outre de supprimer des surtensions éventuelles susceptibles d'endommager le circuit d'ajustement CR.
    Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaítront à l'homme de l'art. En particulier, on pourra prévoir d'autres dispositifs d'évaluation du courant circulant dans les diodes électroluminescentes de l'écran ainsi que d'autres dispositifs d'ajustement de la tension de polarisation Vpol en fonction des différences entre le courant de luminance souhaité et le plus petit courant traversant les diodes électroluminescentes de l'écran. On pourra notamment utiliser d'autres convertisseurs de tension DC-DC capables de fournir une tension de polarisation Vpol élevée quand le signal d'erreur er est élevé et inversement. En outre, l'homme de l'art saura réaliser un miroir de courant différent de celui décrit, en utilisant par exemple deux transistors par branche.

    Claims (8)

    1. Dispositif de régulation de la tension de polarisation (Vpol) de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, les circuits de commande de colonnes comprenant un miroir de courant composé d'une branche de référence (bref) et de plusieurs branches de duplication (b1 à bn) reliées à la tension de polarisation (Vpol), chaque branche de duplication (bi) étant reliée à une colonne (Ci) de l'écran, la branche de référence étant connectée en un point de référence à une source de courant de référence (10) fournissant un courant de luminance (Il) souhaité, caractérisé en ce qu'il comprend :
      des premiers moyens de mesure fournissant un premier signal représentatif de la tension d'au moins une des colonnes ;
      des seconds moyens de mesure fournissant un second signal représentatif de la tension au point de référence ; et
      un circuit d'ajustement recevant les premier et second signaux et adapté à augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
    2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel chaque branche (bi) du miroir de courant comporte un transistor à effet de champ de type PMOS (Pi) dont la source est connectée à la tension de polarisation, les grilles de chaque branche étant connectées ensemble, le drain et la grille du transistor de la branche de référence étant reliés à la source de courant de référence (10), les drains des transistors des branches de duplication étant reliés aux colonnes (C1 à Cn).
    3. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel les premiers moyens de mesure comprennent pour chaque colonne (Ci) une diode (Di) dont l'anode est connectée à la colonne (Ci) et dont la cathode est connectée d'une part à une première source de courant d'observation (15) et d'autre part reliée à une première entrée du circuit d'ajustement, et dans lequel les seconds moyens de mesure comprennent une diode (Dref) dont l'anode est connectée au point de référence et dont la cathode est connectée à une seconde source de courant d'observation (16) et à une seconde entrée du circuit d'ajustement.
    4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel les cathodes de chacune des diodes (Di) sont reliées à la première entrée du circuit d'ajustement par l'intermédiaire d'un interrupteur (31), un condensateur (32) étant placé entre la première entrée du circuit d'ajustement (CR) et un point de potentiel fixe.
    5. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel le circuit d'ajustement comprend un amplificateur d'erreur (20) recevant le premier signal sur son entrée positive et recevant le second signal sur son entrée négative, la sortie de l'amplificateur d'erreur (er) étant reliée à un convertisseur de tension continu-continu fournissant en sortie la tension de polarisation (Vpol) et adapté à augmenter la tension de polarisation (Vpol) lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
    6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel l'amplificateur d'erreur (20) comprend des premier et second transistors PMOS (40, 41) dont les grilles sont connectées respectivement aux entrées positive et négative de l'amplificateur d'erreur, la source de chacun des premier et second transistors étant reliée à la tension de polarisation (Vpol) par une source de courant (42, 43), les sources des premier et second transistors étant reliées par une résistance (R1), les drains des premier et second transistors étant connectés à un convertisseur (44) fournissant le signal d'erreur, les source et drain d'un troisième transistor PMOS (45) étant connectés aux source et drain du premier transistor (40), la grille du troisième transistor étant polarisée à une tension fixe (Vprotect).
    7. Procédé de régulation de la tension de polarisation (Vpol) de circuits de commande de colonnes d'un écran matriciel composé de diodes électroluminescentes reliées chacune à une des lignes et à une des colonnes de l'écran, les circuits de commande de colonnes comprenant un miroir de courant composé d'une branche de référence (bref) et de plusieurs branches de duplication (b1 à bn) reliées à la tension de polarisation (Vpol), chaque branche de duplication (bi) étant reliée à une colonne (Ci) de l'écran, la branche de référence étant connectée en un point de référence à une source de courant de référence (10) fournissant un courant de luminance (Il) souhaité, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes :
      fournir un premier signal représentatif de la tension d'au moins une des colonnes ;
      fournir un second signal représentatif de la tension au point de référence ; et
      augmenter la tension de polarisation lorsque le premier signal est supérieur au second signal et inversement.
    8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le premier signal est l'image de la tension maximale des diodes électroluminescentes activées.
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