EP1366502B1

EP1366502B1 - Elektrische schaltung zur vermeidung eines lichtbogens über einem elektrischen kontakt

Info

Publication number: EP1366502B1
Application number: EP02708324A
Authority: EP
Inventors: Jürgen Bruck; Jörg SCHULTHEISS
Original assignee: Tyco Electronics AMP GmbH
Current assignee: TE Connectivity Germany GmbH
Priority date: 2001-03-01
Filing date: 2002-02-01
Publication date: 2006-10-11
Anticipated expiration: 2022-02-01
Also published as: EP1366502A1; WO2002071429A1; ATE342575T1; DE50208415D1; DE10290874D2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Wird in einem Stromkreis, insbesondere einem Stromkreis mit einer induktiven Lastkomponente, der fließende Strom mittels eines mechanisch bewegten Kontakts unterbrochen, kann infolge einer Stromeinprägung durch die induktive Komponente über dem sich öffnenden Schaltkontakt ein Lichtbogen auftreten, über den der Stromfluss zumindest kurzzeitig aufrechterhalten wird. Ein solcher Lichtbogen kann die Lebensdauer des Schaltkontaktes stark verringern oder - bei höheren Spannungen als stationärer Bogen - zu einer Zerstörung des Kontaktes führen. Zur Ausbildung eines solchen Lichtbogens ist, in Abhängigkeit vom Kontaktabstand und Kontaktmaterial, eine bestimmte Mindestspannung erforderlich. Wird diese Mindestspannung unterschritten, bildet sich kein Lichtbogen aus. Da der sich öffnende mechanische Schaltkontakt infolge seiner endlichen Bewegungsgeschwindigkeit den Kontaktabstand nur vergleichsweise langsam vergrößert, muss die Spannung über dem Kontakt zu jedem Zeitpunkt diese Mindestspannung unterschreiten.
Für das Schalten induktiver Lasten kommen insbesondere folgende Schalter in Betracht:

Mechanische Schalter oder Relais mit Doppel- oder Mehrfachkontakten in Reihe,
mechanische Schalter oder Relais mit magnetischer Lichtbogenlöschung (z. B. Blasmagnet oder Löschkammer),
mechanische Schalter oder Relais mit Magnet und spannungsbegrenzendem elektronischem Bauteil,
elektronische Schalter.

Bei Schaltung von kleinen Lasten mit Hilfe eines mechanischen Schaltkontaktes wird nach dem Stand der Technik durch das Einfügen eines RC-Gliedes die Abschaltspannung über dem Schaltkontakt für den Zeitraum der Kontaktöffnung unter die für die Zündung eines Lichtbogens notwendige Spannung erniedrigt. Nach dem vollständigen Öffnen des Kontaktes beträgt die notwendige Durchschlagspannung bei einem Kontaktabstand von 0,2 mm etwa 600 V, so dass im allgemeinen eine Zündung eines Lichtbogens dann nicht mehr erfolgen kann. Eine solche konventionelle RC-Beschaltung wird z. B. in der Monographie "Relaistechnik: Grundlage und neueste Entwicklungen", Verlag Moderne Industrie, 1998, auf Seite 57 unter dem Kapitel "Verringerung von Schaltlichtbögen" beschrieben und ist in Figur 12 gezeigt.
Eine Alternative zu der in Figur 18 gezeigten konventionellen RC-Beschaltung ist die In Figur 19 dargestellte zusätzliche Verwendung eines spannungsbegrenzenden Elements (beispielsweise einer Zener-Diode oder eines Varistors), wodurch erreicht wird, dass das RC-Glied nur mehr einen sehr geringen Teil der Abschaltenergie aufnehmen muss und der Hauptteil nach dem Erreichen der Z-Spannung (in dem vorliegenden Beispiel 80 V) durch die Z-Diode umgesetzt wird. Die Kapazität C kann entsprechend geringer ausgelegt werden: In dem vorliegenden Beispiel genügt 1 µF statt der in Figur 12 verwendeten 1000 µF. Alle übrigen in Figur 13 gezeigten Bauelemente haben die gleichen Bezugszeichen und weisen den gleichen Wert auf wie die entsprechenden Komponenten in Figur 18.
Diese Beschaltungen nach dem Stand der Technik besitzen jedoch den Nachteil, dass sie bei höheren Lasten (wie sie beispielsweise in der Automobilanwendung auftreten) aufgrund der notwendigen Größe des Kondensators und der damit verbundenen hohen Kosten nicht mehr praktikabel ist. Darüber hinaus ergibt sich beim Wiedereinschalten des Kontaktes durch die Entladung der hohen Kapazität über den niederohmigen Widerstand eine hohe Einschaltstromspitze, die in Verbindung mit dem Einschaltkontaktprellen zum Verschweißen der Kontaktstücke führen kann.
Dokument US 4658320 zeigt eine Beschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem Schaltkontakt anzugeben, welche die Ausbildung eines Lichtbogens beim Öffnen des Schaltkontaktes wirkungsvoll verhindert und darüber hinaus kostengünstig herstellbar und weitgehend miniaturisierbar ist.
Diese Aufgabe wird durch eine elektrische Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand mehrerer Unteransprüche.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch die erfindungsgemäß parallel zu dem elektrischen Kontakt vorgesehene elektronische Einrichtung auch beim Abschalten höherer induktiver Lasten beispielsweise in Gleichstromkreisen mit Arbeitsspannungen über 20 V das sofortige sprunghafte Ansteigen der über dem Kontakt liegenden Spannung auf überkritische Werte nach dem Öffnen des Kontaktes verhindert wird und damit zuverlässig ein Öffnungslichtbogen vermieden werden kann. Die erfindungsgemäße elektrische Schaltung benötigt außerdem keine eigene Spannungsversorgung und wird nur über zwei elektrische Verbindungen mit einem Schalter oder Relais verbunden. Im Unterschied zu anderen parallel zum Kontakt geschalteten elektronischen Beschaltungen kann mit der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung auch der Lichtbogen an einem Wechselschalter für das gebremste Abschalten eines Elektromotors oder im Falle einer Umpolschaltung verhindert werden. Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung ist die Möglichkeit eines sehr kompakten Aufbaus, der unter anderem in der Automobiltechnik von großem Vorteil ist. Die Lebensdauer der mechanischen Kontakte kann deutlich erhöht werden, da nur ein relativ geringer mechanischer Verschleiß der Kontakte auftritt. Schließlich stellen Schaltkontakte mit der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung eine besonders kostengünstige Lösung dar, da Einfachkontakte mit geringen Kontaktdicken verwendet werden können, an die dynamischen Eigenschaften des Schaltkontakts keinen großen Anforderungen gestellt werden müssen und auf sonstige aufwendige Lichtbogenlöscheinrichtungen ganz verzichtet werden kann.
Um die Kapazität C in der Schaltung möglichst rasch entladen zu können, wenn der Schalter wieder geschlossen wird, und dadurch gute dynamische Eigenschaften der elektronischen Einrichtung zu gewährleisten, ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung parallel zu dem Widerstand R2 eine Entladungsdiode V1 geschaltet, deren Kathode mit der Kapazität C verbunden ist Die Diode V1 schützt gleichzeitig das Gate des Verstärkers V3 vor negativen Gate-Source-Spannungen.
Ein weiterer Widerstand R1, der zwischen die Kapazität C und den Schaltkontakt geschaltet wird, begrenzt den Entladestrom der Kapazität C und verbessert die dynamischen Eigenschaften der Beschaltung.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform kann parallel zu der Kapazität C zum Schutz des Verstärkers ein spannungsbegrenzendes Bauelement V2 geschaltet sein.
Eine besonders einfache und kostengünstige Lösung für ein solches spannungsbegrenzendes Bauelement ist eine Zener-Diode.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform kann als Überspannungsschutz für den Verstärker beim Abschalten einer induktiven Last auch ein spannungsbegrenzendes Bauelement V4 parallel zu dem Verstärker V3 geschaltet sein.
Auch hier ist die Verwendung einer Zener-Diode von Vorteil, da es sich um ein sehr kostengünstiges Bauteil handelt
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform wird als Verstärker V3 ein Power-MOSFET verwendet. Der Vorteil dieser Lösung liegt darin, dass MOS-Feldeffekttransistoren leistungsarm gesteuert werden können und der Gesamtaufbau stark miniaturisiert werden kann. Dabei wird der MOSFET beispielsweise in Source-Schaltung betrieben, d. h. der Source-Anschluss ist mit dem Anschluss des Widerstandes R102 verbunden, der an den Schaltkontakt angeschlossen ist und der Gateanschluss ist mit dem gemeinsamen Anschluss von Kapazität C und Widerstand R102 verbunden. Die Kapazität C befindet sich in Rückkoppelzweig zwischen Drain- und Gate-Anschluss. Diese Ausführungsform bietet den Vorteil, dass die Kapazität C einen vergleichsweise geringen Wert aufweisen kann und sich dennoch wie eine wesentlich größere Kapazität auswirkt (Miller-Effekt).
Verwendet man als Verstärker einen Darlington-Transistor (Figur 1), der einen ersten und einen zweiten Transistor aufweist, kann in vorteilhafter Weise die Spannung über dem sich öffnenden Kontakt für eine bestimmte Zeit unter der Mindestspannung für eine Lichtbogenbildung gehalten werden, um dann bei ausreichend großem Kontaktabstand schnell auf den zur Abmagnetisierung des Lastkreises zweckmäßigen Wert anzusteigen. Dabei wird die Zeit, für welche die Spannung über dem Kontakt auf einem konstanten Wert unter der Mindestspannung gehalten wird, durch die Serienschaltung aus einem Widerstand und einer Kapazität festgelegt
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Darlington-Transistor zwei bipolare Transistoren. Dadurch kann in vorteilhafter Weise die Spannung über dem sich öffnenden Kontakt für eine bestimmte einstellbare Zeit auf dem Wert der Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors gehalten und anschließend schnell auf die zur Abmagnetisierung der Lastinduktivität nötige Spannung erhöht werden. Die einstellbare Zeit wird durch die Aufladung der Kapazität bestimmt. Der Darlington-Transistor führt während dieser Zeit den Strom des Gleichstromkreises, erst auf dem niederen Spannungsniveau, anschließend auf einem höheren Spannungsniveau. Dabei wird die Aufladung der Kapazität im wesentlichen durch die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors bestimmt
Gemäß einer alternativen vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Darlington-Transistor als ersten Transistor einen Feldeffekttransistor und als zweiten Transistor einen bipolaren Transistor. Dadurch kann in vorteilhafter Weise die Spannung des sich öffnenden Kontaktes auf dem Wert der Gate-Source-Spannung beispielsweise des Logik-Leistungs-MOSFET gehalten und diese wieder nach Ablauf der einstellbaren Zeit schnell erhöht werden. In dieser Ausführungsform führt der MOSFET den Strom des Gleichstromkreises und die Aufladung der Kapazität wird durch die Gate-Source-Spannung des MOSFET bestimmt. Ein weiterer Vorteil dieser Lösung liegt darin, dass die Substrat-Diode des MOSFET die Aufgabe der Freilaufdiode D1 nach Figur 1 übernehmen kann.
Als Überspannungsschutz für den Verstärker beim Abschalten einer induktiven Last kann ein spannungsbegrenzendes Bauelement parallel zum Ausgang des Verstärkers geschaltet sein. Eine besonders einfache und kostengünstige Lösung für ein solches spannungsbegrenzendes Bauelement ist eine Z-Diode. Deren Durchbruchspannung sollte weit über der Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnelles Abkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen. In vorteilhafter Weise kann die benötigte Z-Spannung auch durch eine Reihenschaltung mehrerer Z-Dioden kleinerer Z-Spannung eingestellt werden, so dass das spannungsbegrenzende Element in der Summe einen kleineren differentiellen Widerstand und auch einen kleineren Temperaturkoeffizienten erhält sowie durch die Aufteilung eine mögliche Verlustleistung besser abführen kann.
Auf besonders effektive Weise wird die Basis des Darlington-Transistors durch einen zweiten Verstärker T9 gesteuert, wobei dieser einen zum Darlington-Transistor komplementären Leitungstyp besitzt.
Um den Verstärker T9 während der einstellbaren Zeit in der Sättigung zu halten, wird er von einem dritten Verstärker, dem Transistor T10, der den gleichen Leitungstyp wie der Darlington-Transistor aufweist, gesteuert.
Um zu verhindern, dass große Querströme auftreten, wenn im Falle einer Relaisanwendung ein sich schließender Ruhekontakt auf die erfindungsgemäße Schaltung im rückgesetzten Zustand trifft, kann parallel zum Eingang des Darlington-Transistors eine Thyristorstruktur vorgesehen sein.
Die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung lassen sich besonders wirkungsvoll bei einem elektromagnetischen Relais einsetzen, wobei die elektrische Schaltung parallel zu einem Arbeitskontakt des Relais geschaltet ist.
Ebenso lässt sich die erfindungsgemäße elektrische Schaltung auf vorteilhafte Weise in einem elektrischen Steckverbinder zur Vermeidung eines Lichtbogens bei Lösen der Steckverbindung verwenden.
Anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende Einzelheiten der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:

Figur 1: ein Schaltbild einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer dritten Ausführungsform;
Figur 2: ein Schaltbild einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer vierten Ausführungsform;
Figur 3: ein Ersatzschaltbild eines Relais mit einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer fünften Ausführungsform;
Figur 4: ein Schaltbild einer Thyristorstruktur aus einer elektrischen Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens gemäß einer sechsten Ausführungsform;
Figur 5: einen zeitlichen Verlauf der Spannung über einem Arbeitskontakt, des Stromes durch eine Lastinduktivität sowie des Kollektorstromes eines ersten Transistors bei einem Schaltvorgang in der erfindungsgemäßen Schaltung gemäß der dritten Ausführungsform;
Figur 6: einen vergrößerten Ausschnitt aus dem Zeitdiagramm der Figur 11;
Figur 7: einen Zeitverlauf eines Schaltvorgangs bei Verwendung einer elektrischen Schaltung gemäß einer vierten Ausführungsform;
Figur 8: ein Zeitdiagramm für den Schaltvorgang in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform für eine Betriebsspannung von 60 V;
Figur 9: ein Zeitdiagramm eines Schaltvorgangs in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform bei einer Betriebsspannung von 42 V;
Figur 10: ein Zeitdiagramm eines Schaltvorgangs in einer Schaltung gemäß der fünften Ausführungsform bei einer Betriebsspannung von 24 V;
Figur 11: ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkung einer Thyristorstruktur gemäß Figur 9;
Figur 12: eine konventionelle RC-Kontaktbeschaltung nach dem Stand der Technik;
Figur 13: eine weitere konventionelle RC-Kontaktbeschaltung nach dem Stand der Technik.

Die Abschaltung induktiver DC-Lasten bei Spannungen über 20 V tritt u. a. in der Automobiltechnik auf (24 V- und 42 V-Bordnetz).
Figur 1 zeigt schematisch ein Ersatzschaltbild eines Schaltkreises mit einem Schaltkontakt 101 und einer induktiven DC-Last. Der Lastkreis soll wiederum durch Öffnen des Schaltkontakts 101 unterbrochen werden. Ohne eine geeignete Maßnahme würde, ebenso wie bei dem in Figur 1 gezeigten Schaltbild, beim Öffnen des Schaltkontaktes 101 ein Lichtbogen zünden. Daher wird zur Vermeidung eines Lichtbogens parallel zu dem Schaltkontakt 101 eine elektrische Schaltung 100 gemäß einer dritten vorteilhaften Ausführungsform geschaltet. Bei dieser und den in den Figuren 8 bis 10 gezeigten Ausführungsformen wird die Ausbildung eines Lichtbogens dadurch verhindert, dass die Spannung über dem Kontakt 101 zunächst konstant auf einem niedrigen Niveau gehalten wird und auf ihren endgültigen Wert erst dann ansteigt, wenn der Kontakt so weit geöffnet ist, dass kein Lichtbogen mehr zündet.
Die erfindungsgemäße elektrische Schaltung 100 weist gemäß dieser dritten Ausführungsform einen Darlington-Transistor auf, der durch die Transistoren T1 und T2 gebildet wird. Die Basis dieses Darlington-Transistors wird durch einen Transistor T9 mit zum Darlington-Transistor komplementären Leitungstyp gesteuert. Der Transistor T9 wiederum wird von einem Transistor T10 mit zum Darlington-Transistor gleichem Leitungstyp derart gesteuert, dass der Transistor T9 während einer einstellbaren Zeit in der Sättigung gehalten wird. Diese einstellbare Zeit wird durch ein Zeitglied R10, C1, das im E-mitterzweig des Transistors T10 liegt, bestimmt. Während dieser Zeit ist der Darlington-Transistor auf niederem Spannungsniveau voll leitend. Der Kondensator C1 wird dabei nur durch die Differenz der Basisspannungen des Darlington-Transistors einerseits und des Transistors T10 andererseits aufgeladen. Wenn die Aufladung des Kondensators C1 so weit vorangeschritten ist, dass der Kollektorstrom Ic des Transistors T10 abfällt und hierdurch der Transistor T9 nicht mehr in der Sättigung gehalten werden kann, wird der Darlington-Transistor zunehmend gesperrt und die Spannung über ihm steigt, getrieben durch die Lastinduktivität, an. Der Kontaktabstand sollte inzwischen so aufgeweitet sein, dass der nun folgende schnelle Spannungsanstieg jedoch nicht mehr zum Zünden eines Lichtbogens führen kann.
Auf die Phase der nahezu konstanten niedrigen Spannung über dem Darlington-Transistor folgt nun ein schneller Spannungsanstieg, bis die Durchbruchspannung der Z-Diode Z1 den Transistor T1 erneut leitend steuert und sich eine zweite Phase nahezu konstanter hoher Spannung anschließt, während welcher der induktive Teil des Lastkreises schnell abkommutieren kann. Der Spannungsanstieg zwischen den beiden Phasen erfolgt dabei infolge der parasitären Kollektorbasiskapazitäten aller Transistoren (Mlller-Effekt) leicht verzögert.
Wie aus den zugehörigen Zeitverläufen, die in den Figuren 5 und 6 dargestellt sind, deutlich wird, erfolgt direkt nach dem Öffnungszeitpunkt des Schaltkontaktes 101 (in den Diagrammen bei t=50 ms angenommen) ein Anstieg der Spannung über dem Schaltkontakt 101 auf ca. 2 bis 5 V, um die vor dem Öffnen des Schaltkontaktes 101 prinzipiell energielose erfindungsgemäße elektrische Schaltung in weniger als 1 µs (aufgrund des Miller-Effektes der Transistoren T2, T9 und T10) in den Arbeitspunkt zu bringen. Danach schließt sich ein Spannungsplateau an, das bei ca. 1,4 V liegt Auf diesem Niveau verbleibt die Spannung über dem Schaltkontakt 101, bis der Kondensator C1 aufgrund der Differenzspannung aus der Basis-Emitter-Spannung von T1/2 und der Basis-Emitter-Spannung von T10 soweit aufgeladen ist, dass der abklingende Kollektorstrom des Transistors T10 den Transistor T9 nicht mehr in der Sättigung halten kann. Anschließend erfolgt ein relativ steiler, nur durch die Miller-Kondensatoren gebremster Spannungsanstieg bis zur Übernahme durch die Z-Diode Z1. Da die jeweiligen Kollektor-Basis-Kapazitäten mit zunehmender Spannung abnehmen, erfolgt auch der Spannungsanstieg mit zunehmender Geschwindigkeit Auf dem hohen, durch die Z-Diode festgelegten Niveau kommutiert die Last-Induktivität LL ab und es schließt sich eine gedämpfte Schwingung an, während der die parasitären Energien abgebaut werden.
Figur 2 zeigt eine vierte Ausführungsform, bei welcher der Transistor T1 des Darlington-Transistors anstatt durch einen bipolaren Transistor, wie in Figur 1 gezeigt, durch einen Logik-Leistungs-MOSFET gebildet ist. Die charakteristische Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors (ca. 1,5 V) geht hierbei im Wesentlichen in die Gate-Source-Spannung im Arbeitspunkt des MOSFET über (ca. 3,5 V). Wiederum ist der Transistor T9 anfangs gesättigt und verbindet hierdurch im wesentlichen Drain-Anschluss und Gate-Anschluss des MOSFET über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2, bis die Kapazität C1 aufgeladen ist Danach erfolgt der durch den Miller-Effekt gebremste Spannungsanstieg bis zur Z-Spannung. Die Durchbruchspannung der Z-Diode sollte weit über der Betriebsspannung des Gleichstromkreises liegen, um ein schnelles Abkommutieren des induktiven Lastkreises zu ermöglichen. Wie in Figur 3 gezeigt, kann die benötigte Z-Spannung durch Reihenschaltung mehrerer Z-Dioden kleinerer Z-Spannungen eingestellt werden, wobei diese in der Summe einen kleineren differentiellen Widerstand und auch einen kleineren Temperaturkoeffizienten aufweisen sowie durch die Aufteilung eine mögliche Verlustleistung besser abführen können.
In Figur 3 ist im linken Teil des Schaltbildes ein Betriebsfall nachgebildet, wie er oft bei Relaisanwendungen zu finden ist: Über dem Kontakt 101, dem Arbeitskontakt oder Schließer, wird eine komplexe Last eingeschaltet. Mit den Schaltern 102 bis 108 wird ein dreimal prellender Ruhekontakt (Öffner) eines Umschalters (Wechslers) nachgebildet, der die Last, z. B. beim Abbremsen eines Motors kurzschließt.
In diesem Fall ist es prinzipiell möglich, dass der sich schließende Ruhekontakt auf eine entladene Schaltungsanordnung nach Figur 1 oder 2 trifft. Dies hatte sehr große Querströme über den Ruhekontakt und die Schaltungsanordnung zur Folge, da diese normalerweise versucht, einen sofortigen schnellen Spannungsanstieg, auch über dem in diesem Fall offenen Arbeitskontakt 101, zu verhindern. Ein größerer Strom durch den Darlington-Transistor oder den MOSFET erfordert aber eine höhere Steuerspannung an der Basis bzw. am Gate. Diese höhere Steuerspannung wird zum Zünden einer Thyristorstruktur, die aus den Transistoren T3 und T4 in Verbindung mit den Transistor T8 gebildet ist, verwendet, so dass der von dem Transistor T9 zugeführte Strom infolge geringerer Brennspannung des Thyristors (≤ 1 V) gegenüber der normalen Steuerspannung des Darlington-Transistors (≥1,2 V) oder des MOSFET (≥ 3,5 V) abgeleitet wird. Daher fällt der Strom in der Ausgangsstufe T1, T2 und die Spannung kann, nur durch die Miller-Kondensatoren gebremst, auf maximal die Z-Spannung ansteigen. In Figur 9 ist eine spezielle Ausbildung der Thyristorstruktur gezeigt. Die Zündung dieses Thyristors wird über die Summe der Spannungen der als Dioden geschalteten Transistoren T6 und T7 als Referenzspannung in Verbindung mit dem Widertand R7 an die normale Steuerspannung des Darlington-Transistors angepasst. Verwendet man anstelle eines bipolaren Transistors für den Transistor T1 einen MOSFET, so ist aufgrund der höheren Steuerspannung auch eine höhere Referenzspannung und damit unter Umständen eine Z-Diode erforderlich.
In dem in Figur 3 gezeigten Beispiel wird angenommen, dass der Schaltkontakt 101 bei t=50 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 102 bei t=50,35 ms schließt und der Schaltkontakt 103 bei t=50,40 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 104 sich bei t=50,45 ms schließt und der Schaltkontakt 105 bei t=50,50 ms öffnet, dass der Schaltkontakt 106 sich bei t=50,55 ms schließt und der Schaltkontakt 107 bei t=50,60 ms öffnet, sowie dass der Schaltkontakt 108 bei t=50,65 ms schließt.
In Figur 4 ist eine weitere mögliche Ausbildung des Thyristors gezeigt. Hier erfolgt nach der Zündung des Thyristors die Führung des abzuleitenden Stromes über den Transistor T3, die Schottky-Diode DS und den Transistors T4. Die Kondensatoren Cv1 und Cv2 dienen dem Ladungsausgleich in der Startphase der Schaltungsanordnung unmittelbar nach dem Öffnen des Arbeitskontaktes 101. Die Dioden T6 und T7 bilden wieder die Referenzspannung und steuern hier den Transistor T4 an.
Figur 5 zeigt einen vollständigen Abmagnebsierungsvorgang: Im linken Teil erst das Verweilen der Spannung über dem Arbeitskontakt (Kurve 110) auf einem niedrigen Niveau, nämlich nach dem Starten der Schaltungsanordnung die Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors von weniger als 2 V. Im Zeitbereich nach 50,05 ms erkennt man den schnellen Spannungsanstieg auf ca. 75 V, wobei dieser Wert im wesentlichen durch die Z-Spannung bestimmt ist. Im Zeitverlauf schließt sich nun ein Spannungsniveau an, währenddessen die Lastinduktivität abkommutiert. In dem Bereich des Abkommutierens der Lastinduktivität nimmt der Strom I an der Induktivität (Kurve 112) linear bis auf Null ab. An diesen Bereich schließt sich eine abklingende Schwingung des Verlaufs der Spannung über dem Arbeitskontakt an, während der parasitäre Energie abgebaut wird.
Eine ausschnittsweise Vergrößerung des linken Teils der Darstellung aus Figur 5 ist in Figur 6 gezeigt. Unmittelbar nach dem Öffnen des Kontaktes 101 (zum Zeitpunkt T=50 ms) steigt der Kollektorstrom des Transistors T1 an (Kurve 114), während die Spannung über den Kontakt 101 nach einer geringfügigen Spannungsspitze auf dem niedrigen Niveau von unter 1,5 V, der Basis-Emitter-Spannung des Darlington-Transistors, verbleibt (siehe Kurve 110).
Verwendet man anstelle eines bipolaren Transistors für den Transistor T1 einen MOSFET, wie in Figur 2 gezeigt, ergibt sich der in Figur 7 dargestellte Zeitverlauf. Dabei bedeutet die Kurve 110 wiederum die Spannung über dem Schaltkontakt 101, die Kurve 112 den Strom durch die Lastinduktivität und die Kurve 114 den Strom, der in die erfindungsgemäße elektrische Schaltung fließt. Die Plateauspannung im niedrigen Bereich liegt hier durch den Einsatz des MOSFET bei einem Wert von ca. 5 V. Im späteren Zeitverlauf ist die Abmagnetisierungskurve identisch zu dem in Figur 12 gezeigten Verlauf.
In den Figuren 8, 9 und 10 sind die Abmagnetisierungskurven für verschiedene Betriebsspannungen, nämlich 60 V, 42 V und 24 V gezeigt. Nach der Flugzeit eines Ankers eines Relais schließt der Ruhekontakt eines Umschalters (Wechslers) und zwingt der Schaltung eine Spannung, die unter der Z-Spannung liegt, auf. Auch während der Prellzeit des Ruhekontaktes erfolgt eine Abmagnetisierung der Lastinduktivität (wie aus dem Verlauf der Kurve 112 ersichtlich), aber die Schaltungsanordnung folgt den Spannungsänderungen, nur durch den Miller-Effekt der Halbleiter verzögert. Eine Rücksetzung der Schaltungsanordnung findet erst statt, wenn der Kondensator C1 wieder entladen ist. Dies erfolgt über den Widerstand R10 und die Diode D2, wenn beispielsweise der Arbeitskontakt 101 schließt. Nach einem erneuten Öffnen des Arbeitskontaktes 101 reagiert die Schaltungsanordnung wieder in der voranstehend gezeigten Weise und verzögert den Spannungsanstieg.
In Figur 11 ist auszugsweise die Wirkung der Thyristorstruktur bei veränderten Lastbedingungen gezeigt. Nach einem ersten Abmagnetisieren der Lastinduktivität ist infolge eines Überschwingens und Freilaufens über die Diode D1 der Kondensator C1 rückgesetzt. Ein darauf folgendes Schließen des Ruhekontaktes (hier bei t=50,35 ms) erzwingt einen steilen Stromanstieg im Transistor T1 (Kurve 114 im linken Teil der Darstellung, links von der Hilfslinie), bis bei einem Wert von ca. 16 A der Thyristor zündet. Dieser Wert ist mit der Referenzspannung einstellbar. Die Kurve 116 zeigt mit einem schnellen Stromanstieg auf ca. 2,5 A eine Übernahme des von dem Transistor T9 zugeführten Steuerstromes und damit verbunden einen schnellen Spannungsanstieg am Emitter des Transistors T1 (Kurve 110 rechts von der Hilfslinie). Der weitere Anstieg des Stromes im Darlington-Transistor bis ca. 20 A ist auf die nun einsetzende Miller-Wirkung der schnell ansteigenden Spannung zurückzuführen. Gleichzeitig wird aber auch der Transistor T10 aktiv gesperrt, so dass nur noch der Miller-Effekt des Transistors T9 wirkt. Dies ist am zurückgehenden Strom im Thyristor zu erkennen (siehe Abfall der Kurve 116 auf unter 1 A). Im folgenden wird durch die zurückgehende Brennspannung der Thyristorstruktur eine Mitkopplung wirksam.

Claims

Elektrische Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens über einem elektrischen Kontakt beim Öffnen des Kontaktes, wobei die elektrische Schaltung (100) parallel zu dem elektrischen Kontakt (101) geschaltet ist und mindestens einen Transistor (T1) sowie mindestens ein Zeitglied (C1, R10) umfasst,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Transistor (T1) den Strom über den Kontakt (101) unmittelbar nach Öffnen des Kontaktes übernimmt und die Spannung über dem Kontakt für eine durch das Zeitglied (C1, R10) bestimmte Zeit auf einem Konstant niederen Spannungsniveau unter der Brennspannung eines Lichtbogens hält, bis der Kontakt so weit geöffnet ist, dass kein Lichtbogen mehr zündet,
und dass die Spannung anschließend auf ein zum Abmagnetisieren einer Lastinduktivität nötiges höheres Spannungsniveau ansteigt.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (T1) ein bipolarer Transistor ist, dessen Kollektor mit einem ersten Anschluss und dessen Emitter mit einem zweiten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden sind und dessen Basis für eine durch das Zeitglied (C1, R10) bestimmte Zeit über einen zweiten Transistor (T2) niederohmig mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (T1) ein ladungsgesteuerter Transistor ist, dessen Kollektor/Drain mit einem ersten Anschluss und dessen Emitter/Source mit einem zweiten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden sind und dessen Gate für eine durch das Zeitglied (C1, R10) bestimmte Zeit über einen zweiten Transistor (T2) mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Transistor (T2) ein bipolarer Transistor ist, dessen Emitter mit der Basis des bipolaren Transistors (T1) und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden sind und dessen Basis für eine durch das Zeitglied (C1, R10) bestimmte Zeit über eine monostabile Kippschaltung (T9, T10, C1, R10) niederohmig mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Transistor (T2) ein bipolarer Transistor ist, dessen Emitter mit dem Gate des ladungsgesteuerten Transistors (T1) und dessen Kollektor mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden sind und dessen Basis für eine durch das Zeitglied (C1, R10) bestimmte Zeit über eine monostabile Kippschaltung (T9, T10, C1, R10) mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, dass die monostabile Kippschaltung im Wesentlichen durch ein Flipflop aus zueinander komplementären Transistoren (T9, T10) besteht, wobei der Transistor (T9) mit seinem Emitter mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101), mit seinem Kollektor mit der Basis des einen der komplementären Transistoren (T10) und der Basis des zweiten Transistors (T2) verbunden ist, seine Basis mit dem Kollektor des einen der komplementären Transistoren (T10) verbunden ist, und der Emitter des einen der komplementären Transistoren (T10) über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (R10) und einer Kapazität (C1) mit dem zweiten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist, dass die Kapazität (C1) vor dem Öffnen des Kontaktes (101) entladen ist und dass das Flipflop durch den plötzlichen Spannungsanstieg über dem Kontakt (101) beim Öffnen des Kontaktes durch die Rückwirkungskapazitäten der komplementären Transistoren (T9, T10) getriggert wird.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis/das Gate des Leistungstransistors (T1) über eine Z-Diode (Z1) mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) verbunden ist, um die Spannung über der Schaltung (100) zu begrenzen.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter des einen der komplementären Transistoren (T10) über eine Diode (D2) mit dem ersten Anschluss des Kontaktes (101) derart verbunden ist, dass die Kapazität (C1) entladen wird, wenn der Kontakt (101) wieder schließt.