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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zum Schalten elektrischer
Ströme, insbesondere eine Schutzbeschaltung elektrischer
Schaltkontakte zur Verhinderung eines Lichtbogens. Die Erfindung
betrifft außerdem eine Schalteinrichtung mit wenigstens
einer solchen Schaltung. Ferner betrifft die Erfindung ein Gerät,
insbesondere einen Wechselrichter für eine Fotovoltaikanlage,
mit wenigstens einer derartigen Schalteinrichtung.
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Bei
einer Vielzahl von Anwendungen ist es erforderlich, elektrische
Ströme zu schalten.
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Beim
Schalten elektrischer Ströme oder Spannungen, insbesondere
bei Gleichspannungen, besteht die Gefahr, dass beim Öffnen
eines elektrischen Schaltelements zwischen den Schaltkontakten ein
Lichtbogen gezogen wird. Dieser bewirkt zum einen einen Kontaktabbrand.
Zum anderen besteht bei längerer Verweildauer des Lichtbogens
eine erhöhte Feuergefahr für die Umgebung.
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Um
der Entstehung eines Lichtbogens entgegenwirken zu können,
ist es beispielsweise möglich, die Schaltkontakte sehr
schnell sehr weit voneinander zu entfernen, was jedoch mechanische
Probleme bereitet beziehungsweise viele in Reihe geschaltete Kontakte
bedeutet. Alternativ ist denkbar, die elektrischen Kontakte mit
Luft zu beblasen oder den Weg des Lichtbogenstroms durch ein geeignet
angeordnetes Magnetfeld künstlich zu verlängern.
Die vorgenannten Lösungsansätze bauen recht groß, sind
aufwendig und lassen sich schlecht auf geänderte Anforderungen
anpassen.
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Ferner
ist es grundsätzlich bekannt, die Schaltkontakte mit speziellen
Schaltungen zu versehen, die bewirken, dass kurz vor beziehungsweise während
des Ausschaltvorgangs der Strom auf ein dem Schaltkontakt parallel
geschaltetes elektronisches Entlastungselement wechselt. Schaltungen mit
einem mechanischen Schalter und einem elektronischen Entlastungselement
werden als Hybridschaltungen bezeichnet und existieren in vielen
Variationen. Alle arbeiten im Prinzip mit internen Zeitgebern oder
Taktgebern. Des weiteren benötigen einige eine separate
Spannungsversorgung.
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Beispielsweise
ist aus der
WO 02071429A1 ein
Bypass-Transistor bekannt, der nur dann eine ausreichende Ansteuerspannung
erhält, wenn die zu schaltende Spannung eine gewisse Mindestanstiegszeit
nicht unterschreitet. Das bedeutet, dass nach einer gewissen Zeit
auf jeden Fall eine Spannung an dem zu schützenden mechanischen
Schalter anliegt, die unter ungünstigen Umständen
eine Lichtbogenzündung ermöglichen würde.
Die Zeitkonstante der Entlastungsschaltung muss daher recht groß gewählt
werden, um auch Bauteiltoleranzen und Alterungseffekte abfangen
zu können. Zu dieser recht langen Zeitkonstante kommt noch,
dass der Transistor während des Abschaltvorgangs zunehmend
im aktiven Bereich betrieben und entsprechend thermisch belastet
wird.
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Die
DE 10 2004 054 933
B1 zeigt eine Schaltung, die zur Freischaltung eines Gerätes
vor dem Öffnen des Gehäuses dient. Beim Öffnen
des Gerätegehäuses wird ein mechanischer Hauptkontakt
geöffnet. Gleichzeitig bewirkt ein parallel liegender,
getaktet angesteuerter Transistor eine periodische Unterbrechung
des Stroms. Hierdurch ist eine vergleichsweise ungefährliche Öffnung
des Gehäuses bei gleichzeitiger Freischaltung eines Solargenerators
möglich. Nachteilig ist hierbei, dass die Transistoransteuerung
eine eigene Stromversorgung und eine eigene Taktgenerierung benötigt.
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Die
DE 694 08 811 T2 zeigt
eine Schaltung, bei der zwei mechanische Kontakte in Reihe geschaltet
sind und bei der ein Halbleiterschalter auf einen der beiden Kontakte
wirkt, was auf die begrenzte Sperrfähigkeit für
hohe Sperrspannungen zurückzuführen ist. Die bekannte
Schaltung ist für den Bereich von mehreren 100 Kilovolt
ausgelegt. Die Triggerung des Halbleiterschalters erfolgt hier über
die Lichtbogenspannung eines Schalters. Für die Funktion
der vorliegenden Schaltung ist jedoch zusätzlich eine Timing-
beziehungsweise Oszillatorschaltung erforderlich, deren Zeitverhalten
gegebenenfalls auf externe Komponenten, wie Induktivitäten
und Kapazitäten, abgestimmt werden muss.
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Aus
der
DE 60 30 3773
T2 ist eine weitere Schaltung bekannt, bei der für
die Ansteuerung der Halbleiterschalter eine separate Timing- und
Ansteuerelektronik mit separater Spannungsversorgung benötigt
wird, deren Signale mit dem Schalter-Steuersingal eindeutig verknüpft
sein müssen.
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Die
DE 103 15 982 A1 zeigt
eine weitere Schaltung, bei der zur Ansteuerung der Halbleiterschalter
eine separate Timing- und Ansteuerelektronik mit separater Spannungsversorgung
erforderlich ist, deren Signale mit dem Schalter-Steuersignal eindeutig
verknüpft sein müssen.
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Die
DE 10 2004 024 352
A1 zeigt eine Schaltung, bei welcher keine Detektierung
eines Lichtbogenstroms in einem Schalter stattfindet, sondern bei der
beim Öffnen des zu schützenden Schalters eine Absenkung
der Durchlassspannung unter die Lichtbogen-Brennspannung erfolgt.
Nach kurzer Zeit erfolgt dann die Abschaltung des Bypass-Transistors mittels
eines Zeitglieds. Hier lassen sich parasitäre Effekte,
wie zum Beispiel ein ungewolltes Einschalten bei Spannungsschwankungen
am Kontakt, wie zum Beispiel beim Einschaltvorgang, nicht vermeiden.
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Den
bekannten Schaltungen ist somit gemeinsam, dass das Verhalten des
Entlastungselements, bei dem es sich bevorzugt um ein abschaltbares
Halbleiterbauelement handelt, sich nicht an den realen Gegebenheiten
orientiert, sondern fix vorgegeben ist, insbesondere das Zeitverhalten.
Dementsprechend muss das Zeitverhalten auf den ungünstigsten
Fall ausgelegt werden, inklusive Temperatur- und Alterungseinflüsse.
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Die
vorliegende Erfindung beschäftigt sich mit dem Problem,
für eine Schaltung der eingangs genannten Art beziehungsweise
für eine damit ausgestattete Schalteinrichtung beziehungsweise
für ein damit ausgestattetes Gerät eine verbesserte
Ausführungsform anzugeben, die sich insbesondere dadurch
auszeichnet, dass sie selbsttätig das optimale Zeitverhalten
für die gegebene Applikation realisiert und somit auf Zeitglieder
und externe Spannungsversorgung vollständig verzichten
kann. Ferner soll die Schaltung in weiten Grenzen skalierbar und
insbesondere auch auf besondere Applikationen anpassbar sein.
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Dieses
Problem wird erfindungsgemäß durch die Gegenstände
der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte
Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen
Ansprüche.
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Die
Erfindung beruht auf dem allgemeinen Gedanken, die Schaltung mit
zwei in Reihe angeordneten mechanischen Schaltern zu versehen, die
mechanisch so miteinander gekoppelt sind, dass sie gleichzeitig
betätigbar sind. Ferner umfasst die Schaltung einen die
beiden Schalter umgehenden Bypass, der mit Hilfe eines Transistors
steuerbar ist, dessen Steueranschluss an den Mittenabgriff der beiden
Schalter angeschlossen ist. Dabei ist der Transistor so verschaltet
bzw. ausgestaltet, dass er bei geschlossenen Schaltern sperrt. Durch
die vorgeschlagene Bauweise wird erreicht, dass der Bypass durch
den Transistor selbsttätig geöffnet wird, sobald beim Öffnen
der Schalter an deren Kontakte eine Spannung entsteht. Der Strom
kann somit über den Bypass die beiden Schalter umgehen,
so dass diese stromlos sind und ohne die Gefahr eines Lichtbogens vollständig
geöffnet werden können. Bei geöffneten Schaltern
fällt jedoch die Steuerspannung am Transistor wieder ab,
so dass dieser bei geöffneten Schaltern den Bypass wieder
sperrt. Die erfindungsgemäße Schaltung realisiert
somit selbsttätig ein optimales Zeitverhalten für
die jeweilige Applikation. Auf separate Zeitglieder sowie auf eine
externe Spannungsversorgung kann verzichtet werden.
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Bei
einem Transistor kann es sich um einen Bipolar-Transistor handeln,
dessen Basis-Anschluss den Steueranschluss bildet und der über
seinen Emitter-Anschluss und seinen Kollektor-Anschluss in den Bypass-Strompfad
eingebunden ist. Der Bipolar-Transistor ist stromgesteuert.
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Alternativ
dazu kann der Transistor auch ein Unipolar-Transistor sein, dessen
Gate-Anschluss den Steueranschluss bildet und der über
seinen Drain-Anschluss und seinen Source-Anschluss in den Bypass-Strompfad
eingebunden ist. Der Unipolar-Transistor, bei dem es sich bevorzugt
um einen Feldeffekt-Transistor handelt, ist spannungsgesteuert.
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Weitere
wichtige Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den
Unteransprüchen, aus den Zeichnungen und aus der zugehörigen
Figurenbeschreibung anhand der Zeichnungen.
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Es
versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend
noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils
angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder
in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden
Erfindung zu verlassen.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen
dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert, wobei sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche oder ähnliche
oder funktional gleiche Bauteile beziehen.
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Es
zeigen, jeweils schematisch,
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1a ein
vereinfachtes Prinzipschaltbild einer Schaltung mit einem Bipolar-Transistor,
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1b eine
Schaltung wie in 1a, jedoch mit einem Unipolar-Transistor,
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2a eine
modifizierte Ausführungsform der Schaltung aus 1a,
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2b eine
modifizierte Ausführungsform der Schaltung aus 1b,
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3a die
Schaltung aus 2a kombiniert mit einer Gleichrichterbrückenschaltung,
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3b die
Schaltung aus 2b, kombiniert mit einer Gleichrichterbrückenschaltung,
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4a eine
durch Duplikation der in 2a gezeigten
Schaltung hergeleitete Schaltung,
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4b eine
durch Duplikation der in 2b gezeigten
Schaltung hergeleitete Schaltung.
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Entsprechend
den 1 bis 4 umfasst
die erfindungsgemäße Schaltung 1 zwei
mechanische Schalter S1 und S2. Die beiden Schalter S1 und S2 sind
in einem Strompfad 2 in Reihe geschaltet. Ferner sind die
beiden Schalter S1, S2 mechanisch so miteinander gekoppelt, dass
sie gleichzeitig oder zumindest im wesentlichen gleichzeitig betätigt
werden können. Die mechanische Kopplung ist hier durch eine
unterbrochene Linie angedeutet und mit 4 bezeichnet. Die
Schaltung 1 umfasst außerdem einen die beiden
Schalter S1, S2 umgehenden Bypass-Strompfad 3 sowie einen
Transistor T1 zum Steuern des Bypass-Strompfads 3. Ein
Steueranschluss (B oder G) des Transistors T1 ist hierzu zwischen
den Schaltern S1 und S2 mit dem Strompfad 2 verbunden.
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Bei
den Ausführungsformen der 1a, 2a, 3a und 4a handelt
es sich beim Transistor T1 jeweils um einen stromgesteuerten Transistor,
also um einen Bipolar-Transistor. Die Anschlüsse des Bipolar-Transistors
T1 werden als Basis B, Emitter E und Kollektor C bezeichnet. Der
Basis-Anschluss B bildet den Steueranschluss und ist mit dem Strompfad 2 zwischen
den Schaltern S1 und S2, also mit deren Mittenabgriff verbunden.
Im übrigen ist der Bipolar-Transistor T1 über
seinen Emitter-Anschluss E und seinen Kollektor-Anschluss C in den
Bypass-Strompfad 3 eingebunden.
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Im
Unterschied dazu zeigen die 1b, 2b, 3b und 4b jeweils
eine Ausführungsform, bei welcher der Transistor T1 spannungsgesteuert
ist, bei dem es sich also um einen Unipolar-Transistor handelt.
Die Anschlüsse des Unipolar-Transistors T1 werden als Gate,
Drain und Source bezeichnet. Des weiteren ist üblicherweise
ein Bulk-Anschluss vorgesehen, der regelmäßig
jedoch mit dem Source-Anschluss S verbunden ist. Dementsprechend
bildet der Gate-Anschluss G den Steueranschluss und ist mit dem
Strompfad 2 verbunden. Über seinen Drain-Anschluss
D und seinen Source-Anschluss S ist der Unipolar-Transistor T1 in
den Bypass-Strompfad 3 eingebunden.
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Die
gezeigten Ausführungsformen der Schaltung 1 arbeiten
somit wahlweise mit strom- oder spannungsgesteuerten abschaltbaren
Halbleiterbauelementen, wie Bipolar-Transistor, MOS-Transistor, IGBT
und dergleichen, oder deren Kombinationen. Die 1a und 1b zeigen
hierzu die erforderlichen Prinzipschaltungen, die grundsätzlich
funktionsfähig sind, jedoch in der Regel für praktische
Anwendungen noch zu ergänzen sind, beispielsweise entsprechend
den 2 bis 4.
Den Schaltungen ist gemeinsam, dass der zu schaltende beziehungsweise
abzuschaltende Strom I über die beiden Schalter S1 und
S2 fließt. Voraussetzung für die ordnungsgemäße
Funktion der Schaltung 1 ist, dass die Schalter S1 und
S2 im Abschaltzeitpunkt gleichzeitig oder im wesentlichen gleichzeitig öffnen.
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Die
in 1a gezeigte Ausführungsform funktioniert
wie folgt: Der zu schaltende Strom I ist kurz vor dem Öffnen
der Schalter S1 und S2 gleich dem Strom IS1 durch den ersten Schalter
S1 und gleich dem Strom IS2 durch den zweiten Schalter S2. Die Basis-Emitter-Spannung
UBE des Transistors T1 entspricht der Spannung US2 am zweiten Schalter S2
und ist in diesem Betriebszustand ausreichend klein, um zu gewährleisten,
dass kein Basisstrom IB fließt. Der Transistor T1 sperrt
somit bei geschlossenen Schaltern S1 und S2, so dass kein Bypass-Strom IC
fließt.
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Beim Öffnen
der Schalter S1 und S2 fließt zu Beginn des Schaltvorgangs
noch immer der Strom I = IS1 = IS2 zunächst über
jeweils eine ionisierte Luftstrecke weiter, wobei sich jedoch die
Spannungen US1 und US2 über den Schaltern S1 und S2 mit
zunehmendem Kontaktabstand erhöhen. Sobald die Spannung
US2 am zweiten Schalter S2 die Schaltspannung des Transistors T1
erreicht, die beispielsweise bei etwa 0,7 Volt liegt, beginnt ein
Basisstrom IB zu fließen, der seinerseits den Transistor
T1 aufsteuert und einen Bypass-Strom IC ermöglicht. Dies bedeutet,
dass die Gesamtspannung UT1 über dem Transistor T1, die
der Summe aus den Teilspannungen US1 und US2 an den Schaltern S1
und S2 entspricht, aktiv so weit vermindert wird, dass der zu schaltende
Strom I nicht mehr über den ersten Schalter S1, sondern
als Bypass-Strom IC über den Transistor T1 fließt
und zusammen mit dem Basisstrom B hinter dem zweiten Schalter S2
wieder als Emitterstrom IE in den alten Strompfad 2 eingespeist
wird.
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Der
Strom IS2 am zweiten Schalter S2 geht durch die Klemmung auf Diodenflussspannung,
das ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T1, sehr schnell
gegen Null. Die Schaltung 1 arbeitet insoweit im Prinzip
eines Detektors für den fließenden Strom IS1 im
ersten Schalter, der gleich groß ist wie der Basisstrom
IB. Sobald der erste Schalter S1 voll sperrt und keinen Strom IS1
mehr leitet, geht der Transistor T1 in den hochohmigen Zustand über.
Hierdurch wird der Strom I mit kürzestmöglicher
Belastung für den Transistor T1 abgeschaltet.
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Da
unter Umständen der gesamte zu schaltende Strom I als Basisstrom
IB in den Transistor T1 fließen kann, ist eine sorgfältige
Bauteilauswahl zur Einhaltung einer Bauteilspezifikation erforderlich. Vorteilhaft
an dieser mit einem Bipolar-Transistor T1 arbeitenden Ausführungsform
der Schaltung 1 ist, dass hier der Transistor T1 aufgrund
der Stromverstärkung IC/IB im Bereich kleiner Durchlassspannungen
UT1 betrieben werden kann, was geringe Verluste bedeutet. Das heißt,
der Transistor T1 ist grundsätzlich in der Lage, den gesamten
Laststrom I als Kollektorstrom IC zu übernehmen, obwohl
noch nicht der gesamte Strom IS2 des zweiten Schalters S2 als Basisstrom
IB fließt. Hierbei ist zu beachten, dass die Gesamtspannung
UT1 am Transistor T1 gleich der Sum me der Spannung US1 am ersten
Schalter S1 und der Basis-Emitter-Spannung UBE ist. Nachteilig sind
eventuell die erzeugten Speicherladungen demzufolge ein verzögertes
Ausschalten, sowie die zum Teil recht begrenzten Fähigkeiten,
höhere Sperrspannungen aufzunehmen. Gängige Bipolar-Transistoren
T1 haben ein maximales Sperrvermögen von ca. 900 Volt.
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Die
in 1b gezeigte Ausführungsform arbeitet
wie folgt: Der zuschaltende Strom I ist kurz vor dem Öffnen
der Schalter S1 und S2 gleich dem Strom IS1 durch den ersten Schalter
S1 und gleich dem Strom IS2 durch den zweiten Schalter S2. Die Gate-Source-Spannung
UGS des Transistors T1 entspricht der Spannung US2 am zweiten Schalter
S2 und ist in diesem Betriebszustand ausreichend klein, um zu gewährleisten,
dass der Transistor T1 sperrt. Somit fließt kein Bypass-Strom
ID.
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Beim
simultanen Öffnen der Schalter S1 und S2 fließt
der Strom I = IS1 = IS2 zunächst über jeweils eine
ionisierte Luftstrecke weiter, wobei sich hierdurch die Spannungen
US1 und US2 an den Schaltern S1 und S2 mit zunehmendem Kontaktabstand erhöhen.
Sobald die Spannung US2 am zweiten Schalter S2 einen Schwellwert
der Gate-Source-Spannung UGS des Transistors T1 erreicht, steuert
dieser auf und ermöglicht einen Bypass-Strom ID. Im Unterschied
zu der in 1a gezeigten Ausführungsform
fließt hierbei kein Gate-Strom IG. Das bedeutet, dass die
Gesamtspannung UT1 am Transistor T1, die der Summe aus der Spannung
US1 am ersten Schalter 1 und der Spannung US2 am zweiten Schalter
S2 entspricht, aktiv soweit vermindert wird, dass der zu schaltende
Strom I nicht mehr über die beiden Schalter S1 und S2,
sondern vollständig als Drain-Strom ID über den
Transistor T1 fließt und hinter dem zweiten Schalter S2
wieder als Source-Strom IS, der dem Drain-Strom ID entspricht, in
den ursprünglichen Strompfad 2 eingespeist wird.
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Kennzeichnend
für diese Schaltung 1 ist, dass die Durchlassspannung
UT1 des Transistors T1 über dessen Gate-Schwellspannung
liegt, da die Gate-Ansteuerung aus dem System heraus erfolgt. Somit
gilt: UT1 = US1 + UGS, wobei UGS = US2. Vorteilhaft ist hierbei,
dass zum Beispiel gängige MOS-Transistoren oder IGBTs deutlich
spannungsfester erhältlich sind als Bipolar-Transistoren,
zum Teil bis über 1.200 Volt. Auch muss die Steuerelektrode
keinen großen Strom führen können, was
das Design möglicherweise erleichtert.
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Die
vorgestellten Prinzipschaltungen der 1a und 1b sind
in diesen grundlegenden Formen in der Praxis nicht unbedingt einsetzbar,
da insbesondere die jeweiligen Steueranschlüsse B und G
der Transistoren T1 vergleichsweise ungeschützt sind und
demzufolge ein störungsfreier Betrieb nicht unbedingt gewährleistet
werden kann. Sinnvolle optionale Schaltungsergänzungen
werden im Folgenden anhand der 2a und 2b näher
erläutert.
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Entsprechend
den 2a und 2b kann ein
Widerstand R3 vorgesehen sein, der einen Steuerpfad 5,
der den jeweiligen Steueranschluss B oder G mit dem Strompfad 2 verbindet,
mit dem auf der Emitterseite beziehungsweise auf der Source-Seite des
Transistors T1 liegenden Teil des Bypass-Strompfads 3 verbinden.
Des weiteren kann ein Kondensator C1 vorgesehen sein, der ebenfalls
den Steuerpfad 5 mit dem auf der Emitter-Seite beziehungsweise
auf der Source-Seite liegenden Teil des Bypass-Strompfads 3 verbindet.
Ferner kann eine Diode D2 (in 2a) beziehungsweise
eine Zenerdiode ZE2 (2b) vorgesehen sein, die den
Steuerpfad 5 mit dem auf der Emitter-Seite beziehungsweise
auf der Source-Seite liegenden Teil des Bypass-Strompfads 3 verbindet.
Die jeweilige Diode D2 beziehungsweise ZD2 ist dabei so eingebaut,
dass ihre Sperrrichtung vom Steuerpfad 5 zum Bypasspfad 3 hin
orientiert ist. In den hier gezeigten, bevorzugten Beispielen sind der
Widerstand R3, der Kondensator C2 und die Diode D2 beziehungsweise
die Zenerdiode ZD2 jeweils parallel angeordnet, um den Steuerpfad 5 mit
dem jeweiligen Teil des Bypass-Pfads 3 zu verbinden.
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Ferner
ist hier ein Widerstand R2 im Steuerpfad 5 angeordnet.
Zweckmäßig ist dieser Widerstand R2 zwischen den
Anschlussstellen des Widerstands R3 und des Kondensators C1 im Steuerpfad 5 angeordnet.
Ferner ist bei den hier gezeigten Ausführungsformen eine
Reihenschaltung aus einer Zenerdiode ZD1 und einem Widerstand R1
vorgesehen, die den Steuerpfad 5 mit dem auf der Kollektor-Seite
beziehungsweise auf der Drain-Seite des Transistors D1 liegenden
Teil des Bypass-Strompfads 3 verbindet. Dabei ist die Sperrrichtung
der Zenerdiode ZD1 vom Bypass-Strompfad 3 in Richtung zum
Steuerpfad 5 hin orientiert. Bei der in 2b gezeigten
Ausfüh rungsform kann zusätzlich zwischen der Zenerdiode
ZD1 und dem Widerstand R1 eine Diode D1 angeordnet sein, deren Sperrrichtung
vom Steuerpfad 5 zum Bypass-Strompfad 3 orientiert
ist.
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Des
weiteren kann im Bypass-Strompfad 3 in einem der Kollektorseite
beziehungsweise der Drain-Seite zugeordneten Teil ein weiterer Widerstand
R4 angeordnet sein. Schließlich zeigen die hier dargestellten
Ausführungsformen noch einen Spannungsbegrenzer V1, der
im Bypass-Strompfad 3 parallel zum Transistor T1 geschaltet
ist.
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Entsprechend 2a dient
der Widerstand R3 zur Klemmung des nicht angesteuerten Basisanschlusses
B des Transistors T1 auf dem Emitter-Potential. Somit können
bei anliegender Sperrspannung UT1 in den Transistor T1 einsickernde
Ladungsträger vom Kollektor C zur Basis B über
die Widerstände R2 und R3 abgezogen werden, was die Sperrfähigkeit des
Transistors T1 gewährleistet. Sollten keine statischen
Sickerströme, sondern aufgrund von Spannungsänderungen
kapazitive Verschiebungsströme auftreten, so werden diese über
den Kondensator C1 abgepuffert und anschließend über
die Widerstände R2 und R3 unschädlich abgeleitet.
Die Diode D2 dient dazu, die Basis-Emitter-Strecke vor negativen Spannungen
zu schützen. Der Widerstand R2 dient als Basis-Vorwiderstand
und erlaubt, das Schaltverhalten der Gesamtschaltung 1 zu
beeinflussen. Die Reihenschaltung aus der Zenerdiode ZD1 und dem Widerstand
R1 dient dazu, bei auftretenden Überspannungen den Transistor
T1 im aktiven Bereich einzuschalten, um die Überspannungen
ableiten zu können, ohne eine Überspannungs-Schädigung
oder einen Durchbruch des Transistors T1 befürchten zu müssen.
Wegen der endlichen Reaktionszeit der Schaltungsanordnung 1 kann
noch das spannungsbegrenzende Element V1 dem Transistor T1 parallel geschaltet
werden, das sehr schnelle Spannungspulse aufnehmen kann. Der Widerstand
R4 dient dazu, den Transistor T1 während des Schaltvorgangs
dahingehend zu entlasten, dass die Durchlassspannung des Transistors
T1 um den Betrag des Kollektorstroms IC multipliziert mit dem Widerstandswert des
Widerstands R4 reduziert wird. Dies ist vorteilhaft, da passive
Bauteile generell robuster sind als Halbleiterbauelemente.
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Bei
der in 2b gezeigten Ausführungsform
dient der Widerstand R3 der Klemmung des nicht angesteuerten Gate-Anschlusses
G des Transistors T1 auf Source-Potential. Hierdurch wird erreicht,
dass bei anliegender Sperrspannung UT1 keine unerwünschte
Aufladung des Gate-Anschlusses G erfolgt, da eventuell sich verschiebende
Ladungsträger über die Widerstände R2
und R3 abgezogen werden können. Hierdurch kann die Sperrfähigkeit des
Transistors T1 gewährleistet werden. Sollten keine statischen
Sickerströme, sondern aufgrund von Spannungsänderungen
kapazitive Verschiebungsströme auftreten, so werden diese über
den Kondensator C1 abgepuffert und anschließend über
die Widerstände R2 und R3 unschädlich abgeleitet.
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Die
Zenerdiode ZD2 dient dazu, die Gate-Source-Strecke vor negativen
und zu großen positiven Spannungen zu schützen.
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Der
Widerstand R2 dient als Gate-Vorwiderstand und erlaubt, das Schaltverhalten
der Gesamtschaltung 1 zu beeinflussen. Die Reihenschaltung aus
Zenerdiode ZD1, Diode D1 und Widerstand R1 dient dazu, bei auftretenden Überspannungen
den Transistor T1 im aktiven Bereich einzuschalten, um die überspannungen
ableiten zu können, ohne eine Überspannungs-Schädigung
oder einen Durchbruch des Transistors T1 befürchten zu
müssen. Die Diode D1 ist hier erforderlich, damit bei eingeschaltetem Transistor
T1 das Gate G nicht über die Reihenschaltung aus Widerstand
R1 und Zenerdiode ZD1 entladen wird. Wegen der endlichen Reaktionszeit
der hier gezeigten Schaltungsanordnung 1 kann noch ein spannungsbegrenzendes
Element V1 dem Transistor T1 parallel geschaltet werden, das sehr
schnelle Spannungspulse aufzunehmen in der Lage ist. Der Widerstand
R4 dient auch hier dazu, den Transistor T1 während des
Schaltvorgangs dahingehend zu entlasten, dass die Durchlassspannung
des Transistors T1 um den Betrag Drain-Strom ID multipliziert mit dem
Wert des Widerstands R4 reduziert wird. Dies ist vorteilhaft, da
passive Bauteile generell robuster sind als Halbleiterbauelemente.
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Die
mit Bezug auf die 1a, 1b, 2a und 2b beschriebenen
Schaltungen 1 sind in der Lage, Gleichströme bei
hoher Spannung mit bekannter, vorgegebener Polarität abschalten
zu können. Wenn die Forderung besteht, variable Spannungspolaritäten,
bzw. Wechselströme, abschalten zu können, müssen
die vorgestellten Schaltungen 1 zusätzlich modifiziert
werden.
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Die
in den 2a und 2b gezeigten Schaltungen
können gemäß den Ausführungsformen der 3a und 3b mit
einer an sich bekannten Gleichrichterbrückenschaltung 6 kombiniert
werden. Der Bypass-Strompfad 3 ist dann über die
Gleichrichterbrückenschaltung 6 mit dem Strompfad 2 verbunden.
Die Gleichrichterbrückenschaltung 6 umfasst in bekannter
Weise vier Dioden, hier die Dioden D3, D4, D5 und D6. Diese an sich
für Einzelschalter bekannte Beschaltung wird hier für
die Serienschaltung der beiden Schalter S1 und S2 verwendet, wobei
außerdem das Steuersignal für den Transistor T1 über
den Mittelabgriff der beiden seriellen Schalter S1 und S2 erfolgt,
wodurch die selbsttätige Auslösung und die kürzest
mögliche Belastung für den Transistor T1 realisiert
wird.
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Die 4a und 4b zeigen
eine weitere Modifikation der in den 2a und 2b gezeigten Schaltungen 1.
Um zu der in 4a gezeigten Schaltung zu gelangen,
wird die in 2a gezeigte Schaltung 1 mit
einem zweiten Transistor T1' dupliziert. Die beiden duplizierten
Schaltungen werden dann antiseriell zusammengeschaltet, wodurch
die in 4a gezeigte Schaltung 1 entsteht.
Auf entsprechende Weise wird die in 4b gezeigte
Schaltung 1 realisiert. Auch hier wird die in 2b gezeigte
Schaltung 1 mit einem zweiten Transistor T1' dupliziert
und antiseriell verschaltet.
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Zusätzlich
kann bei den Ausführungsformen der 4a und 4b jedem
Transistor T1 und T1' eine Diode D7 beziehungsweise D7' zugeordnet sein,
die im Bypass-Strompfad 3 zum zugehörigen Transistor
T1 beziehungsweise T1' parallel geschaltet ist. Dabei ist die jeweilige
Diode D7 beziehungsweise D7' so eingebaut, dass ihre Sperrrichtung
so orientiert ist, dass der damit ausgestattete Transistor T1 beziehungsweise
T1' Inversströme führen kann. Diese zusätzlichen
Dioden D7 beziehungsweise D7' werden für solche Transistoren
T1 und T1' benötigt, deren Bauform die Führung
von Inversströmen nicht erlaubt. Eine derartige Beschaltung
ist prinzipiell für einzelne Schalter bekannt, nicht jedoch
in Verbindung mit einer Reihenschaltung von zwei simultan zu betätigenden
Schaltern S1 und S2, bei denen das Steuersignal für die
Transistoren T1 und T1' am Mittelabgriff abgegriffen wird, wodurch
eine selbsttätige Auslösung und die kürzest
mögliche Belastung für die Transistoren T1 und
T1' erzielt werden kann.
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Die
hier vorgeschlagenen Schaltungen 1 können in einer
Schalteinrichtung angeordnet sein. Eine derartige Schalteinrichtung
umfasst dann zumindest eine solche Schaltung 1. Des weiteren
kann beispielsweise ein Wechselrichter, der insbesondere für
eine Fotovoltaikanlage ausgelegt ist, mit wenigstens einer solchen
Schalteinrichtung beziehungsweise mit wenigstens einer solchen Schaltung 1 ausgestattet
sein.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - WO 02071429
A1 [0006]
- - DE 102004054933 B1 [0007]
- - DE 69408811 T2 [0008]
- - DE 60303773 T2 [0009]
- - DE 10315982 A1 [0010]
- - DE 102004024352 A1 [0011]