WO2016074833A1 - Filtervorrichtung mit aktiver ansteuerung - Google Patents

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WO2016074833A1
WO2016074833A1 PCT/EP2015/071441 EP2015071441W WO2016074833A1 WO 2016074833 A1 WO2016074833 A1 WO 2016074833A1 EP 2015071441 W EP2015071441 W EP 2015071441W WO 2016074833 A1 WO2016074833 A1 WO 2016074833A1
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effect transistor
field effect
potential
comparator
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PCT/EP2015/071441
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Inventor
Gerhard Engel
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Robert Bosch Gmbh
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/005—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection avoiding undesired transient conditions
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
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    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/041—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage using a short-circuiting device

Definitions

  • the invention relates to a device for filtering supply voltage noise of a supply voltage for a consumer supplying voltage source, the device having a voltage source connected to the voltage input and a voltage output for feeding the consumer, wherein the device further comprises a capacitor which between the voltage output of the device and a reference potential is connected in parallel with the consumer.
  • Electrical devices such as control devices and consumer electronics in the motor vehicle, for example, supplied directly from the electrical system with 12 V, 24 V or 48 V. These electronic devices have at the power supply input to an assembly with a filter device that protects the electronic device from verpoltem connection, buffering for brief undervoltages, z. B. due to the starter pulse, as well as unwanted noise, such as generator noise and whistling, suppressed.
  • FIG. 1 shows a filter device according to the prior art.
  • the filter device has a relatively large electrolytic capacitor, a coil and a diode.
  • the electrolytic capacitor is charged in normal operation to the average vehicle electrical system voltage and the diode prevents the stored current flows back into the electrical system when its voltage collapses. This is for a short time still a supply current for the device available to make, for example, a regulated backup of operating data.
  • the filter device suppresses AC components of the supply voltage, which can be caused for example by a vehicle alternator.
  • Such interference voltages can, for example, reach the loudspeaker in the case of the audio amplifier and lead there to known "generator whistling."
  • the coil forms a low-pass filter of the second order together with the capacitor
  • the use of the coil leads, inter alia, to ohmic losses. as well as one Harmonic generation due to saturation effects.
  • the diode in the filter device causes a voltage drop, which increases with increasing load current.
  • the typical voltage drop at, for example, 6 A is about 1 V.
  • the achievable maximum output power drops from 25 W to 20 W for a channel with 4 ⁇ and 12 V.
  • circuits which also enable the connection of a low-impedance FET channel, wherein the energy for driving the FET is taken from the voltage drop at the "body diode.”
  • a pulsed operation of the FET is necessary for use in
  • modern vehicle control devices have a very low quiescent current, which in this state means that this reference potential-free control is not ready for operation and must be charged by a higher current through the "body diode" ,
  • TVS transient oil suppressor
  • the object of the present invention is to propose a device for filtering disturbances of a voltage source supplying a supply voltage for a consumer, wherein voltage losses in each operating case are kept as low as possible.
  • a device for filtering disturbances of a voltage source supplying a supply voltage for a consumer, wherein voltage losses in each operating case are kept as low as possible.
  • Supply voltage proposed for a consumer supplying voltage source wherein the device has a voltage input connected to the voltage input and a voltage output for feeding the load.
  • the device further comprises a capacitor, which between the voltage output of Device and a reference potential is connected in parallel with the consumer.
  • a field effect transistor or a component of the same function is connected between the voltage input of the device and the capacitor, which is actively activatable by a control logic based on a determined voltage difference between a voltage potential at the voltage input of the device and a voltage potential at the voltage output of the device.
  • the input voltage is the supply voltage supplied by the voltage source.
  • the output voltage is the voltage filtered by the device to supply the load.
  • the capacitor is connected to the voltage output of the device with a first connection. With a second connection, the capacitor is connected to a reference potential, for example the ground connection. The voltage potential at the first terminal of the capacitor thus corresponds to the voltage potential at the voltage output of the device.
  • the field-effect transistor is connected between the voltage input and the capacitor in such a way that the source-drain connection lies in the conduction path between the input voltage of the device and the first terminal of the capacitor or the voltage output of the device.
  • the capacitor is preferably designed as an electrolytic capacitor.
  • the control logic is designed such that an active control of the gate terminal of the field effect transistor is possible to switch the source-drain connection of the field effect transistor low resistance and high impedance.
  • the source-drain connection of the field effect transistor can be switched conductive or non-conductive and be switched between the low-resistance and high-resistance state. It is provided that the source-drain connection is switched to low impedance, if the input voltage of the device is greater than or equal to the output voltage of the device and otherwise, that is, if the input voltage is smaller than the output voltage, the source-drain connection of
  • Field effect transistor is switched high impedance.
  • the device has a first comparator for comparing a voltage potential at the voltage input of the device with a voltage potential at the voltage output of the device.
  • a first input of the comparator is for this purpose connected to the voltage input of the device and a second input of the comparator to the voltage output of the device.
  • An output signal of the first comparator provides the basis for driving the gate terminal of the field effect transistor by the drive logic.
  • the output of the first comparator is preferably connected to the input of the drive logic.
  • an active rectifier is realized with the device according to the invention, wherein, for example, the vehicle electrical system voltage is compared with the current charging voltage of the capacitor by means of the first comparator.
  • a nearly ideal diode can be emulated using a low-resistance field effect transistor channel.
  • the voltage loss and the power loss are significantly improved.
  • the voltage loss at the field effect transistor channel is reduced both in the case of very large output powers of a load and, in particular, also in the case of undervoltage, in that the onboard power supply collapses to critical areas.
  • the electrical system usually breaks down frequently to such critical voltage ranges.
  • the device according to the invention also allows buffering for brief undervoltages and offers reverse polarity protection, since whenever the vehicle electrical system voltage is lower than the output voltage of the device or the voltage across the capacitor, the current path between the electrical system and the capacitor is disconnected.
  • the field effect transistor or the component of the same function behaves in the device according to the invention as an actively controlled diode, which charges the capacitor in each case to the highest possible voltage.
  • the field effect transistor or the component having the same function has an inverse diode or a body diode.
  • the field effect transistor is preferably designed as a FredFET (fast-recovery epitaxial diode field-effect transistor) and is particularly preferably suitable for short switching times.
  • the inverse diode connects in the current flow direction, the voltage source with the consumer.
  • the drive logic has a power supply unit for raising the potential in order to increase a voltage of a drive signal in comparison to a voltage at a source terminal and / or a drain terminal of the field effect transistor.
  • a power supply unit for raising the potential can be designed, for example, as a square-wave generator with a charge pump (charge pump) and a "level shifter" for low-voltage control to ground potential.
  • an ohmic resistance element is preferably connected between the field effect transistor or the component of the same function and the capacitor.
  • the ohmic resistance element may be formed, for example, as a separate ohmic resistance or as a separate component.
  • the first terminal of the ohmic resistance element is connected to the source or the drain terminal of the field effect transistor.
  • the second terminal of the ohmic resistance element is connected to the first terminal of the capacitor or the voltage output of the device.
  • the second terminal of the resistive element has the voltage potential at the voltage output of the device.
  • a very low-impedance field effect transistor or a very low-resistance component same function can be used.
  • the field effect transistor or the component having the same function in the low-resistance state could have an ohmic resistance value in the range of 1 mQ. Due to the fact that a very low-impedance field-effect transistor or a very low-resistance component of the same function can be used, only little heat is developed by the device. Thus, the chip area and the housing can be kept as small as possible.
  • the required differential voltage can be parameterized independently, whereby the resulting power loss occurs in another component and thus can also be adapted independently of the field effect transistor adapted to the first comparator.
  • the device preferably has a second comparator for detecting a current flow direction between the field effect transistor or the component having the same function and the load.
  • the second comparator is preferably designed as a current sensor, which may have the ohmic resistance element.
  • the drive logic is designed such that the field effect transistor or the component of the same function is switched to low impedance based on an output signal of the first comparator and is switched to high impedance based on an output signal of the second comparator.
  • the field effect transistor As long as the field effect transistor is switched to high impedance, a sufficiently high voltage drop is produced by the field effect transistor or via the source-drain connection of the field effect transistor, which can be reliably detected by the first comparator. Wrd the field effect transistor switched low or turned on, the resulting resistance of the source-drain connection of the field effect transistor and thus the evaluable voltage drop is very low.
  • the preferred second comparator is particularly advantageous.
  • the generation of the required drive signal for the field effect transistor is thus preferably formed on the basis of two criteria.
  • the first comparator detects when the input voltage is greater than the output voltage. This represents the switch-on condition. Subsequently, the current direction is determined as second criterion by the second comparator, for example current sensor.
  • the second comparator it can be determined whether the current flows in the direction of the consumer or flows away from the consumer. As soon as the current direction has reversed or becomes zero, ie the current no longer flows into the load, but begins to flow from the capacitor back into the supply network or electrical system, this is detected by the second comparator and the field effect transistor switched high impedance or turned off. Both comparators are preferably designed as zero-crossing detectors and each detect one direction.
  • the output signals of the two comparators can be logically linked.
  • the output signals of the two comparators can be linked in an R / S flip-flop. In this case, the output signal of the first comparator as a set signal and the output signal of the second comparator are applied as a reset signal to the R / S flip-flop. As a result, a maximum comparator precision is achieved particularly reliable without individual adjustment.
  • the second comparator is preferably designed as a current sensor and has one or more Hall elements and / or one or more magnetically variable resistors (AMR).
  • AMR magnetically variable resistors
  • the invention further provides an electronic device, in particular a control device, an audio amplifier, a radio or a navigation device, which has an input circuit with a device according to one of claims 1 to 10.
  • a method for operating a device according to any one of claims 1 to 10 is provided according to the invention, wherein the field effect transistor is driven such that a source-drain connection of the field effect transistor is low impedance, if a voltage potential at the voltage input of the device is greater than or equal to one
  • Voltage potential at the voltage output of the device is, and that the field effect transistor is driven such that the source-drain connection of the field effect transistor is high impedance, if the voltage potential at the voltage input of the device is smaller than the voltage potential at the voltage output of the device.
  • the device In addition to improving filter characteristics, lower power dissipation, and extending the operating voltage range, the device is also intended to protect the consumer against dangerous surges on the utility grid. This is achieved insufficiently in the prior art with suppressor diodes (TVS; transient voltage suppressor).
  • TVS suppressor diodes
  • a smaller voltage protection distance also provides relief in the subsequent modules to be protected and thus leads to cost savings.
  • an overvoltage detection requires a reference voltage to the reference potential, which allows a comparison of the current vehicle electrical system voltage with a preset threshold.
  • the realization of the electronic switch can be achieved with today available components.
  • a second field effect transistor is connected in series with the first field effect transistor so that its "body diode" is in the reverse direction for normal operation (current flowing to the load) .
  • both source connections can be connected to one another and also the two gate connections can be connected to one another and controlled by a common control circuit, which is advantageously also possible with an integrated double field effect transistor.
  • the two gate terminals are operated with two separate drive circuits, according to their shared function.
  • the first field effect transistor bridges the diode, wherein the second field effect transistor separates the electrical system.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a device according to the prior art
  • FIG. 2 a circuit diagram of a device according to the invention
  • FIG. 3 a further circuit diagram of a device according to the invention
  • FIG. 4 shows a further circuit diagram of a device according to the invention
  • Figure 5 a further circuit diagram of a device according to the invention with
  • Figure 6 a circuit diagram of an electronic switch.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a device according to the prior art.
  • the circuit has a parallel to the load 11 switched capacitor 14 and a series circuit of diode 28 and coil 29.
  • the capacitor 14 is usually formed as a relatively large electrolytic capacitor.
  • the capacitor 15 is charged in normal operation to an average vehicle electrical system voltage.
  • the diode 28 prevents stored power from flowing back into the vehicle network when its voltage collapses. This is for a short time still a supply current for the consumer 1 1 available.
  • the circuit shown in FIG. 1 suppresses alternating voltage components on the supply voltage that may be caused, for example, by a vehicle alternator.
  • FIG. 2 shows an electronic device 200 with a device 100.
  • the device 100 has as its main element a field-effect transistor 16, which in this example is designed as a power field-effect transistor and as an N-channel enhancement type. In principle, other field effect transistors can also be used.
  • the field effect transistor 16 connects through its internal inverse diode 18 in the current flow direction vehicle electrical system or the voltage source 10 via the voltage input 12 of the device 100 directly to the capacitor 15, which is designed as an electrolytic capacitor and thus forms a classic diode-Elko filter over that the consumer 1 1 is supplied.
  • the consumer 1 1 is shown symbolically as a resistor and forms the part of the electronic device 200, which is connected downstream of the device 100.
  • the instantaneous voltage of the capacitor 15 is compared via the first comparator 26 with the instantaneous voltage of the electrical system and controlled by a suitable drive logic 17 of the field effect transistor 16 such that whenever the vehicle electrical system voltage is greater than or equal to the instantaneous voltage of the capacitor 15, the field effect transistor 16 is low otherwise it remains high-ohmic.
  • this circuit arrangement behaves like an actively controlled diode, which charges the capacitor 15 in each case to the highest possible voltage.
  • the NMOS field-effect transistor 16 requires a higher voltage for driving through the channel at the gate terminal 21 than at the source terminal 19
  • Power supply unit 22 provided with a potential boost.
  • the power supply unit 22 is formed in this example as a rectangular generator with a capacitor charge pump 23 and a level shifter for low-cost control at a low voltage level to ground potential.
  • FIG. 3 shows a further circuit diagram of a device 100 in an electronic device 200.
  • the device 100 in FIG. 3 basically has the components and the arrangement according to the device 100 from FIG.
  • an ohmic resistance element 25 in the form of an electrical resistance is connected in series between the field effect transistor 16 and the capacitor 15 or the voltage output 13.
  • the ohmic Wderstandselement 25 is designed as a low resistance series resistor. In this way, a very low-impedance field effect transistor 16 can be used, resulting in a low heat development.
  • FIG. 4 shows a further device 100 based on the circuit arrangement according to FIG. 2. Since the requirements for the first comparator 26 with respect to input offset and precision are very high, in the device 100 shown in FIG.
  • a second comparator is in addition to the first comparator 26 27 provided.
  • the load current of the load 11 across the internal inverse diode 18 of the field effect transistor 16 in the current flow direction produces a sufficient voltage drop, which can be reliably detected by the first comparator 26. If the field effect transistor 16 is turned on, then the resulting resistance and thus the evaluable voltage drop across the inverse diode 18 of the field effect transistor 16 is very low. For this reason, two criteria for driving the field effect transistor 16 are formed with the two comparators 26, 27. A first criterion is obtained from the first comparator 26, which detects that the voltage potential at the voltage input 12 is greater than or equal to the voltage potential at the voltage output 13 of the device 100.
  • the current flow direction 32 is detected as a second criterion. If the current flows in the desired direction, namely into the load 11, the driving of the field-effect transistor 16 is not changed. As soon as the current flow direction 32 changes or becomes zero, ie the current no longer flows into the load 11, but begins to flow back from the condenser 15 into the supply network, this is done by the second comparator 27, which serves as a current sensor with an internal ohmic resistance element 25 is formed, detected and switched off the field effect transistor 16 via the drive logic 17 or switched to high impedance.
  • the two comparators 26, 27 are designed as zero-crossing detectors and detect one direction. The logical combination of the two output signals of the
  • Comparators 26, 27 are implemented by means of an R / S flip-flop 31.
  • the output signal of the first comparator 26 is connected to the set input of the R / S flip-flop 31.
  • the output of the second comparator 27 is connected to the reset input of the R / S flip-flop.
  • the internal ohmic resistance element 25 of the second comparator 27 designed as a current sensor could be replaced by one or more Hall elements or by one or more magnetically variable resistors (AMR). be replaced so that the lowest possible on-resistance and thus a further reduction in power dissipation results.
  • FIG. 5 shows a device 100 based on the circuit arrangement according to FIG. 4.
  • the second comparator 27, as in FIG. 4, is designed as a current sensor. Between the voltage input 12 and the second comparator 27, an electronic switch 33 is arranged.
  • the electronic switch may comprise the field effect transistor 16, which is controlled by the drive logic 17, as already described in FIGS. 2 to 4.
  • An example of the circuit diagram of an electronic switch 33 is shown in FIG.
  • the device according to FIG. 5 has an overvoltage detection 34.
  • the vehicle electrical system voltage at the voltage input 12 of the device 100 is compared with a reference voltage and when exceeding a predetermined value, that is, upon detection of unwanted overvoltage, the electronic switch 33 is controlled such that the supply of the consumer 1 1 is completely interrupted.
  • FIG. 6 shows a circuit diagram of the electronic switch 33 from FIG. 5.
  • the electronic switch 33 consists essentially of a series connection of two field-effect transistors 16, 35.
  • the second field-effect transistor 35 is operated virtually upside-down to the field-effect transistor 16. In this way, an ideal switch for interrupting the circuit and thus the supply of the load 1 1 can be realized.

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Abstract

Um eine Vorrichtung zum Ausfiltern von Versorgungsspannungsstörungen derart weiter zu verbessern, dass in möglichst jedem Betriebszustand der Spannungsverlust in der Vorrichtung möglichst gering gehalten wird, wird vorgeschlagen, eine Ansteuerlogik zur Ansteuerung eines zwischen Spannungseingang und Kondensator angeordneten Feldeffekttransistors oder eines Bauteils gleicher Funktion vorzusehen, wobei die Schaltung derart ausgebildet ist, dass der Feldeffekttransistor oder das Bauteil gleicher Funktion auf Basis einer ermittelten Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungspotenzial am Spannungseingang der Vorrichtung und einem Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung aktiv ansteuerbar ist.

Description

Filtervorrichtung mit aktiver Ansteuerung Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Ausfiltern von Versorgungsspannungsstörungen einer eine Versorgungsspannung für einen Verbraucher liefernden Spannungsquelle, wobei die Vorrichtung einen mit der Spannungsquelle verbundenen Spannungseingang sowie einen Spannungsausgang zur Speisung des Verbrauchers aufweist, wobei die Vorrichtung ferner einen Kondensator aufweist, welcher zwischen dem Spannungsausgang der Vorrichtung und einem Bezugspotential parallel zum Verbraucher geschaltet ist.
Elektrische Geräte, beispielsweise Steuergeräte und Unterhaltungselektronik im Kraftfahrzeug werden beispielsweise direkt aus dem Bordnetz mit 12 V, 24 V oder 48 V versorgt. Diese elektronischen Geräte weisen am Stromversorgungseingang eine Baugruppe mit einer Filtervorrichtung auf, welche das elektronische Gerät vor verpoltem Anschluss schützt, eine Pufferung für kurzzeitige Unterspannungen, z. B. aufgrund des Anlasserpulses, ermöglicht sowie unerwünschte Störspannungen, beispielsweise Generatorstörungen und Pfeifen, unterdrückt.
Stand der Technik
Figur 1 zeigt eine Filtervorrichtung nach dem Stand der Technik. Die Filtervorrichtung weist einen relativ großen Elektrolytkondensator, eine Spule und eine Diode auf. Der Elektrolytkondensator wird im Normalbetrieb auf die mittlere Bordnetzspannung aufgeladen und die Diode verhindert, dass der gespeicherte Strom zurück in das Bordnetz fließt, wenn dessen Spannung zusammenbricht. Damit steht für kurze Zeit noch ein Versorgungsstrom für das Gerät zur Verfügung, um beispielsweise ein geregeltes Sichern von Betriebsdaten vorzunehmen. Gleichzeitig wirkt die Filtervorrichtung unterdrückend auf Wechselspannungsanteile der Versorgungsspannung, die beispielsweise von einer Fahrzeuglichtmaschine verursacht werden können. Derartige Störspannungen können beispielsweise bei dem Audioverstärker zum Lautsprecher gelangen und dort zum bekannten„Lichtmaschinen-Pfeifen" führen. In einer Filtervorrichtung gemäß Figur 1 bildet die Spule zusammen mit dem Kondensator einen Tiefpassfilter zweiter Ordnung. Die Verwendung der Spule führt unter anderem zu ohmschem Verlusten, sowie einer Oberwellenerzeugung durch Sättigungseffekte. Die Diode in der Filtervorrichtung verursacht einen Spannungsabfall, der mit steigendem Laststrom größer wird. Bei Verwendung einer Schottky-Diode beträgt der typische Spannungsabfall bei zum Beispiel 6 A ca. 1 V. Damit sinkt beispielsweise bei einem Audioverstärker die erreichbare maximale Ausgangsleistung bei einem Kanal mit 4 Ω und 12 V von 25 W auf 20 W.
In der DE 19 847 014 A1 wird eine Filtervorrichtung vorgeschlagen, wobei einer Diode zwischen Spannungsquelle und Ausgangsspannung der Filtervorrichtung ein variabler Widerstand parallel geschaltet ist.
Des weiteren sind Schaltungen bekannt, die ebenfalls die Zuschaltung eines niederohmigen FET-Kanals ermöglichen, wobei die Energie zur Ansteuerung des FET aus dem Spannungsabfall an der„body diode" entnommen wird. Dazu ist ein gepulster Betrieb des FET notwendig, der für die Verwendung in einem Filter zur Bordnetzstörunterdrückung nachteilig ist. Außerdem weisen zum Beispiel moderne Kfz-Steuergeräte einen sehr geringen Ruhestrom auf, was in diesem Zustand dazu führt, dass diese bezugspotentialfreie Ansteuerung nicht betriebsbereit ist und erst durch einen höheren Strom durch die„body diode" geladen werden muss.
Desweiteren müssen bei dieser Art der Ansteuerung sowohl der Eingang als auch der Ausgang des Dioden-Zweiges mit Suppressor-Dioden (TVS; transient oltage suppressor) geschützt werden.
Darstellung der Erfindung: Aufgabe, Lösung, Vorteile
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung zum Ausfiltern von Störungen einer eine Versorgungsspannung für einen Verbraucher liefernden Spannungsquelle vorzuschlagen, wobei Spannungsverluste in jedem Betriebsfall möglichst gering gehalten werden. Erfindungsgemäß wird hierfür eine Vorrichtung zum Ausfiltern von Störungen einer eine
Versorgungsspannung für einen Verbraucher liefernden Spannungsquelle vorgeschlagen, wobei die Vorrichtung einen mit der Spannungsquelle verbundenen Spannungseingang sowie einen Spannungsausgang zur Speisung des Verbrauchers aufweist. Die Vorrichtung weist ferner einen Kondensator auf, welcher zwischen dem Spannungsausgang der Vorrichtung und einem Bezugspotenzial parallel zum Verbraucher geschaltet ist. Erfindungsgemäß ist zwischen dem Spannungseingang der Vorrichtung und dem Kondensator ein Feldeffekttransistor oder ein Bauteil gleicher Funktion geschaltet, welcher beziehungsweise welches durch eine Ansteuerlogik basierend auf einer ermittelten Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungspotenzial am Spannungseingang der Vorrichtung und einem Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung aktiv ansteuerbar ist.
Die Eingangsspannung ist die von der Spannungsquelle gelieferte Versorgungsspannung. Die Ausgangsspannung ist die durch die Vorrichtung gefilterte Spannung zur Speisung des Verbrauchers. Der Kondensator ist mit einem ersten Anschluss mit dem Spannungsausgang der Vorrichtung verbunden. Mit einem zweiten Anschluss ist der Kondensator mit einem Bezugspotenzial, beispielsweise dem Masseanschluss, verbunden. Das Spannungspotenzial am ersten Anschluss des Kondensators entspricht somit dem Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung.
Der Feldeffekttransistor ist derart zwischen Spannungseingang und Kondensator geschaltet, dass die Source-Drain-Verbindung im Leitungspfad beziehungsweise Stromflusspfad zwischen Eingangsspannung der Vorrichtung und dem ersten Anschluss des Kondensators beziehungsweise dem Spannungsausgang der Vorrichtung liegt. Der Kondensator ist bevorzugterweise als Elektrolytkondensator ausgebildet. Die Ansteuerlogik ist derart ausgebildet, dass eine aktive Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Feldeffekttransistors möglich ist, um die Source-Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors niederohmig und hochohmig zu schalten. Somit kann durch die aktive Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Feldeffekttransistors die Source-Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors leitend beziehungsweise nicht-leitend geschaltet werden und zwischen dem niederohmigen und hochohmigen Zustand gewechselt werden. Dabei ist vorgesehen, dass die Source-Drain- Verbindung niederohmig geschaltet wird, falls die Eingangsspannung der Vorrichtung größer oder gleich der Ausgangsspannung der Vorrichtung ist und ansonsten, das heißt, falls die Eingangsspannung kleiner als die Ausgangsspannung ist, die Source-Drain-Verbindung des
Feldeffekttransistors hochohmig geschaltet wird.
Bevorzugterweise weist die Vorrichtung einen ersten Komparator zum Vergleichen eines Spannungspotenzials am Spannungseingang der Vorrichtung mit einem Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung auf. Ein erster Eingang des Komparators wird hierfür mit dem Spannungseingang der Vorrichtung und ein zweiter Eingang des Komparators mit dem Spannungsausgang der Vorrichtung verbunden. Ein Ausgangssignal des ersten Komparators liefert die Basis für die Ansteuerung des Gate-Anschlusses des Feldeffekttransistors durch die Ansteuerlogik. Somit wird der Ausgang des ersten Komparators bevorzugterweise mit dem Eingang der Ansteuerlogik verbunden.
Somit wird mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung ein aktiver Gleichrichter realisiert, wobei beispielsweise die Bordnetzspannung mit der aktuellen Ladespannung des Kondensators mittels des ersten Komparators verglichen wird. Dabei kann unter Verwendung eines niederohmigen Feldeffekttransistor-Kanals eine nahezu ideale Diode emuliert werden. Vorteilhaft werden dabei der Spannungsverlust und die Verlustleistung erheblich verbessert. Zum einen wird der Spannungsverlust am Feldeffekttransistor-Kanal sowohl bei sehr großen Ausgangsleistungen eines Verbrauchers sowie insbesondere aber auch im Unterspannungsfall, indem das Bordnetz auf kritische Bereiche zusammenbricht, reduziert. Insbesondere bei Fahrzeugen mit Start-/Stopp-Systemen bricht das Bordnetz üblicherweise häufig auf derartige kritische Spannungsbereiche zusammen. Des Weiteren ermöglicht die erfindungsgemäße Vorrichtung auch die Pufferung bei kurzzeitigen Unterspannungen und bietet einen Verpolschutz, da immer, wenn die Bordnetzspannung kleiner als die Ausgangsspannung der Vorrichtung beziehungsweise die Spannung am Kondensator ist, der Strompfad zwischen Bordnetz und dem Kondensator getrennt wird. Der Feldeffekttransistor oder das Bauteil gleicher Funktion verhält sich in der erfindungsgemäßen Vorrichtung wie eine aktiv gesteuerte Diode, die den Kondensator jeweils auf die größtmögliche Spannung auflädt.
Bevorzugterweise weist der Feldeffekttransistor oder das Bauteil gleicher Funktion eine Inversdiode beziehungsweise eine Body-Diode auf. Ferner ist bevorzugterweise der Feldeffekttransistor als FredFET (fast- recovery epitaxial diode field-effect transistor) ausgebildet und ist besonders bevorzugterweise für kurze Schaltzeiten geeignet. Die Inversdiode verbindet in Stromflussrichtung die Spannungsquelle mit dem Verbraucher. Die
Inversdiode des Feldeffekttransistors oder des Bauteils gleicher Funktion bildet zusammen mit einem bevorzugterweise als Elektrolytkondensator ausgebildeten Kondensator einen Diode-Elko-Filter. Auch ist bevorzugterweise vorgesehen, dass die Ansteuerlogik eine Stromversorgungseinheit zur Potenzialanhebung aufweist, um eine Spannung eines Ansteuersignais im Vergleich zu einer Spannung an einem Source-Anschluss und/oder einem Drain-Anschluss des Feldeffekttransistors zu vergrößern. Beispielsweise bei Verwendung eines N-Kanals beziehungsweise eines NMOS-Feldeffekttransistors wird zum Durchsteuern des Kanals beziehungsweise der Source-Drain-Verbindung am Gate- Anschluss eine höhere Spannung als am Source-Anschluss benötigt. Dafür wird eine bevorzugte Potenzialanhebung benötigt. Die Stromversorgungseinheit zur Potenzialanhebung kann beispielsweise als Rechteckgenerator mit einer Kondensator- Ladungspumpe (Charge Pump) und einem„Level Shifter" zur günstigen Ansteuerung auf niedrigem Spannungsniveau gegenüber Massepotenzial ausgebildet sein.
Zwischen dem Feldeffekttransistor oder dem Bauteil gleicher Funktion und dem Kondensator ist vorzugsweise ein ohmsches Widerstandselement geschaltet. Das ohmsche Widerstandselement kann beispielsweise als separater ohmscher Widerstand beziehungsweise als separates Bauteil ausgebildet sein. Der erste Anschluss des ohmschen Widerstandselementes ist mit dem Source- oder dem Drain-Anschluss des Feldeffekttransistors verbunden. Der zweite Anschluss des ohmschen Widerstandselementes ist mit dem ersten Anschluss des Kondensators beziehungsweise dem Spannungsausgang der Vorrichtung verbunden. Somit weist der zweite Anschluss des ohmschen Widerstandselementes das Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung auf.
Bei Verwendung eines möglichst niederohmigen Serienwiderstandes als ohmsches Widerstandselement hinter dem Feldeffekttransistor oder dem Bauteil gleicher Funktion und vor dem Kondensator kann ein sehr niederohmiger Feldeffekttransistor oder ein sehr niederohmiges Bauteil gleicher Funktion verwendet werden. Beispielsweise könnte der Feldeffekttransistor oder das Bauteil gleicher Funktion im niederohmigen Zustand einen ohmschen Widerstandswert im Bereich von 1 mQ aufweisen. Dadurch, dass ein sehr niederohmiger Feldeffekttransistor oder ein sehr niederohmiges Bauteil gleicher Funktion verwendet werden kann, wird nur wenig Wärme durch die Vorrichtung entwickelt. Somit können die Chip-Fläche und auch das Gehäuse möglichst kleingehalten werden. Da bei Verwendung eines sehr niederohmigen Feldeffekttransistors die Differenzspannung zwischen Source und Drain des Feldeffekttransistors erheblich gesenkt wird, wird die Auswertung durch den ersten Komparator schwieriger. Mit dem zusätzlichen ohmschen Widerstandselement kann die benötigte Differenzspannung unabhängig parametrisiert werden, wobei die damit entstehende Verlustleistung in einem anderen Bauteil anfällt und somit ebenfalls unabhängig vom Feldeffekttransistor angepasst auf den ersten Komparator ausgelegt werden kann.
Die Vorrichtung weist bevorzugterweise einen zweiten Komparator zum Detektieren einer Stromflussrichtung zwischen Feldeffekttransistor oder dem Bauteil gleicher Funktion und dem Verbraucher auf. Der zweite Komparator ist bevorzugterweise als Stromsensor ausgebildet, wobei dieser das ohmsche Widerstandselement aufweisen kann. Ferner ist bevorzugterweise vorgesehen, dass die Ansteuerlogik derart ausgebildet ist, dass der Feldeffekttransistor oder das Bauteil gleicher Funktion basierend auf einem Ausgangssignal des ersten Komparators niederohmig geschaltet wird und basierend auf einem Ausgangssignal des zweiten Komparators hochohmig geschaltet wird.
Solange der Feldeffekttransistor hochohmig geschaltet ist, entsteht durch den Feldeffekttransistor beziehungsweise über die Source-Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors ein ausreichend hoher Spannungsabfall, der durch den ersten Komparator sicher detektiert werden kann. Wrd der Feldeffekttransistor niederohmig geschaltet beziehungsweise durchgesteuert, so ist der resultierende Widerstand der Source- Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors und somit der auswertbare Spannungsabfall sehr gering. Hierfür ist der bevorzugte zweite Komparator besonders vorteilhaft. Die Erzeugung des benötigten Ansteuersignais für den Feldeffekttransistor wird somit bevorzugterweise auf Basis von zwei Kriterien gebildet. Durch den ersten Komparator wird detektiert, wenn die Eingangsspannung größer als die Ausgangsspannung ist. Dies stellt die Einschaltbedingung dar. Anschließend wird als zweites Kriterium durch den zweiten Komparator, beispielsweise Stromsensor, die Stromrichtung ermittelt. Hierbei kann ermittelt werden, ob der Strom in Richtung des Verbrauchers fließt oder vom Verbraucher wegfließt. Sobald sich die Stromrichtung umgekehrt hat oder zu null wird, also der Strom nicht mehr in den Verbraucher fließt, sondern beginnt aus dem Kondensator zurück in das Versorgungsnetz beziehungsweise Bordnetz zu fließen, wird dies vom zweiten Komparator detektiert und der Feldeffekttransistor hochohmig geschaltet beziehungsweise abgeschaltet. Beide Komparatoren sind bevorzugterweise als Nulldurchgangsdetektoren ausgebildet und detektieren jeweils eine Richtung. Die Ausgangssignale der beiden Komparatoren können logisch miteinander verknüpft werden. Beispielsweise können die Ausgangssignale der beiden Komparatoren in einem R/S-FlipFlop verknüpft werden. Dabei sind das Ausgangssignal des ersten Komparators als Set-Signal und das Ausgangssignal des zweiten Komparators als Reset-Signal am R/S-FlipFlop angelegt. Im Ergebnis wird eine maximale Komparator-Präzision besonders betriebssicher ohne individuellen Abgleich erzielt.
Der zweite Komparator ist bevorzugterweise als Stromsensor ausgebildet und weist ein oder mehrere Hall-Elemente und/oder ein oder mehrere magnetisch veränderliche Widerstände (AMR) auf. Somit ist bevorzugterweise vorgesehen, dass das ohmsche Widerstandselement des bevorzugterweise als Stromsensor ausgebildeten zweiten Komparators durch Hall- Elemente oder magnetisch veränderliche Widerstände ersetzt wird. Hierdurch kann vermieden werden, dass am seriell zwischen dem Feldeffekttransistor oder dem Bauteil gleicher Funktion und dem Kondensator angeordneten ohmschen Widerstandselement ein ungewünschter Spannungsverlust abfällt.
Erfindungsgemäß ist ferner ein elektronisches Gerät, insbesondere ein Steuergerät, ein Audioverstärker, ein Radiogerät oder ein Navigationsgerät, vorgesehen, welches eine Eingangsschaltung mit einer Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 aufweist.
Ferner ist erfindungsgemäß ein Verfahren zum Betreiben einer Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 vorgesehen, wobei der Feldeffekttransistor derart angesteuert wird, dass eine Source-Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors niederohmig wird, falls ein Spannungspotenzial am Spannungseingang der Vorrichtung größer oder gleich einem
Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung ist, und dass der Feldeffekttransistor derart angesteuert wird, dass die Source-Drain-Verbindung des Feldeffekttransistors hochohmig wird, falls das Spannungspotenzial am Spannungseingang der Vorrichtung kleiner als das Spannungspotenzial am Spannungsausgang der Vorrichtung ist.
Zusätzlich zur Verbesserung der Filtereigenschaften, der geringeren Verlustleistung und der Erweiterung des Betriebsspannungsbereiches soll die Vorrichtung den Verbraucher vorzugsweise auch gegen gefährliche Überspannungen auf dem Versorgungsnetz schützen. Dies wird nach dem Stand der Technik mit Suppressor-Dioden (TVS; transient voltage suppressor) nur unzureichend erreicht. Diese Bauelemente benötigen einen relativ hohen Sicherheitsabstand zwischen„stand off voltage", also der Spannung bei der sie sich passiv verhalten und möglichst keinen Strom fliessen lassen und der„break down voltage" oder „surge voltage" also der Schwellspannung, ab der sie niederohmig werden und beispielsweise Spannungsspitzen absorbieren. Sie leiten also Überspannungen ab und wandeln sie in ihrem Körper in Wärme um. Das bedeutet, dass sie für die maximal zu erwartenden Impulse ausgelegt werden müssen und dafür schnell groß und teuer werden. Desweiteren sind sie nicht für einen lange andauernden Fehler mit permanenter Überspannung geeignet. Das führt typischerweise zu recht hohen Ansprechspannungen von etwa 36V bei einem 12V Bordnetz, bei dem die obere normale Betriebsspannung eigentlich bei 16V liegt, beziehungsweise bei höheren Bordnetzspannungen entsprechend höher.
Ein kleinerer Spannungs-Schutzabstand bewirkt auch in den nachfolgenden, zu schützenden, Baugruppen Erleichterungen und führt somit zu Kostenersparnissen.
Durch das Einbringen eines weiteren Feldeffekttransitsors, der quasi verkehrt herum betrieben wird, und mit dem ersten Feldeffekttransostor kombiniert wird, wird mit heute verfügbaren Bauteilen ein nahezu idealer elektronischer Schalter realisiert. Dadurch wird nicht nur die eigentlich unerwünschte„body diode" im leitenden Fall überbrückt, sondern auch das vollständige Unterbrechen des Strompfades ermöglicht. Damit kann für den Fall, dass auf dem Bordnetz gefährlich hohe Spannungen auftreten, der Versorgungseingang des Steuergerätes vollständig abgetrennt werden.
Die Einführung einer Überspannungserkennung erfordert eine Referenzspannung gegenüber dem Bezugspotential, was einen Vergleich der aktuellen Bordnetzspannung mit einem voreingestellten Schwellwert ermöglicht. Die Realisierung des elektronischen Schalters kann mit heute verfügbaren Bauteilen erreicht werden. Dabei wird ein zweiter Feldeffekttransistor in Serie zum ersten Feldeffekttransistor geschaltet, so dass dessen„body diode" für den Normalbetrieb (Strom fließt zum Verbraucher) in Sperrrichtung liegt. In einer beispielhaften Ausführungsvariante können beide Source-Anschlüsse miteinander verbunden und auch die beiden Gate-Anschlüsse können miteinander verbunden sein und von einer gemeinsamen Steuerschaltung angesteuert werden. Dies ist vorteilhaft auch mit einem integrierten Doppel- Feldeffekttransistor möglich. Entsprechend sind aber weitere Ausführungsvarianten möglich, bei denen die beiden Gate- Anschlüsse mit zwei getrennten Ansteuerschaltungen betrieben werden, entsprechend ihrer aufgeteilten Funktion. Hierzu überbrückt der erste Feldeffekttransistor die Diode, wobei der zweite Feldeffekttransistor das Bordnetz abtrennt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird im Folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen beispielhaft erläutert. Es zeigen schematisch:
Figur 1 : ein Schaltbild einer Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik,
Figur 2: ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, Figur 3: ein weiteres Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,
Figur 4: ein weiteres Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,
Figur 5: ein weiteres Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung mit
Überspannungserkennung, und
Figur 6: ein Schaltbild eines elektronischen Schalters.
Figur 1 zeigt ein Schaltbild einer Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik. Die Schaltung weist einen parallel zum Verbraucher 11 geschalteten Kondensator 14 sowie eine Reihenschaltung von Diode 28 und Spule 29 auf. Der Kondensator 14 ist dabei üblicherweise als relativ großer Elektrolytkondensator ausgebildet. Der Kondensator 15 wird im Normalbetrieb auf eine mittlere Bordnetzspannung aufgeladen. Die Diode 28 verhindert, dass gespeicherter Strom zurück in das Fahrzeugnetz fließt, wenn dessen Spannung zusammenbricht. Damit steht für kurze Zeit noch ein Versorgungsstrom für den Verbraucher 1 1 zur Verfügung. Die in Figur 1 gezeigte Schaltung unterdrückt Wechselspannungsanteile auf der Versorgungsspannung, die beispielsweise von einer Fahrzeuglichtmaschine verursacht werden können.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung Figur 2 zeigt ein elektronisches Gerät 200 mit einer Vorrichtung 100. Die Vorrichtung 100 weist als Hauptelement einen Feldeffekttransistor 16 auf, welcher in diesem Beispiel als Leistungs-Feldeffekttransistor und als N-Kanal-Anreicherungstyp ausgebildet ist. Prinzipiell können auch andere Feldeffekttransistoren verwendet werden. Der Feldeffekttransistor 16 verbindet durch dessen interne Inversdiode 18 in Stromflussrichtung ein Fahrzeugbordnetz beziehungsweise die Spannungsquelle 10 über den Spannungseingang 12 der Vorrichtung 100 direkt mit dem Kondensator 15, welcher als Elektrolyt-Kondensator ausgebildet ist und formt so einen klassischen Diode-Elko-Filter, über dass der Verbraucher 1 1 versorgt wird. Der Verbraucher 1 1 ist symbolisch als Widerstand dargestellt und bildet den Teil des elektronischen Gerätes 200, welcher der Vorrichtung 100 nachgeschaltet ist.
Die Momentanspannung des Kondensators 15 wird über den ersten Komparator 26 mit der Momentanspannung des Bordnetzes verglichen und über eine geeignete Ansteuerlogik 17 der Feldeffekttransistor 16 derart angesteuert, dass immer wenn die Bordnetzspannung größer oder gleich der momentanen Spannung des Kondensators 15 ist, der Feldeffekttransistor 16 niederohmig wird, andernfalls aber hochohmig bleibt. Damit verhält sich diese Schaltungsanordnung wie eine aktiv gesteuerte Diode, die den Kondensator 15 jeweils auf die größtmögliche Spannung auflädt. Der als NMOS ausgebildete Feldeffekttransistor 16 benötigt zum Durchsteuern des Kanals am Gate-Anschluss 21 eine höhere Spannung als am Source-Anschluss 19. Dafür ist als integriertes Bauteil eine
Stromversorgungseinheit 22 mit einer Potenzialanhebung vorgesehen. Die Stromversorgungseinheit 22 ist in diesem Beispiel als Rechteckgenerator mit Kondensator- Ladungspumpe 23 und einem Level Shifter zur günstigen Ansteuerung auf niedrigem Spannungsniveau gegenüber Massepotenzial ausgebildet.
Figur 3 zeigt ein weiteres Schaltbild einer Vorrichtung 100 in einem elektronischen Gerät 200. Dabei weist die Vorrichtung 100 in Figur 3 grundsätzlich die Komponenten und die Anordnung gemäß der Vorrichtung 100 aus Figur 2 auf. Zusätzlich ist zwischen dem Feldeffekttransistor 16 und dem Kondensator 15 beziehungsweise dem Spannungsausgang 13 ein ohmsches Widerstandselement 25 in Form eines elektrischen Wderstands in Reihe geschaltet. Das ohmsche Wderstandselement 25 ist als niederohmiger Serienwiderstand ausgebildet. Hierdurch kann ein sehr niederohmiger Feldeffekttransistor 16 verwendet werden, wodurch sich eine geringe Wärmeentwicklung ergibt. Figur 4 zeigt eine weitere Vorrichtung 100 auf Basis der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2. Da die Anforderungen an den ersten Komparator 26 bezüglich Eingangs-Offset und Präzision sehr hoch sind, ist in der in Figur 4 gezeigten Vorrichtung 100 zusätzlich zum ersten Komparator 26 ein zweiter Komparator 27 vorgesehen. Solange der Feldeffekttransistor 16 hochohmig ist, entsteht durch den Laststrom des Verbrauchers 11 über der internen Inversdiode 18 des Feldeffekttransistors 16 in Stromflussrichtung ein ausreichender Spannungsabfall, welcher durch den ersten Komparator 26 sicher zu detektieren ist. Wird der Feldeffekttransistor 16 durchgesteuert, so ist der resultierende Widerstand und somit der auswertbare Spannungsabfall über der Inversdiode 18 des Feldeffekttransistors 16 sehr gering. Aus diesem Grund werden mit den beiden Komparatoren 26, 27 zwei Kriterien zur Ansteuerung des Feldeffekttransistors 16 gebildet. Ein erstes Kriterium wird aus dem ersten Komparator 26 gewonnen, der detektiert, dass das Spannungspotenzial am Spannungseingang 12 größer oder gleich dem Spannungspotenzial am Spannungsausgang 13 der Vorrichtung 100 ist. Dies entspricht der Einschaltbedingung. Anschließend wird als zweites Kriterium die Stromflussrichtung 32 detektiert. Fließt der Strom in die gewünschte Richtung, nämlich in den Verbraucher 11 , wird die Ansteuerung des Feldeffekttransistors 16 nicht verändert. Sobald sich die Stromflussrichtung 32 ändert oder zu null wird, also der Strom nicht mehr in den Verbraucher 11 fließt, sondern beginnt aus dem Kondensator 15 in das Versorgungsnetz zurückzufließen, wird dies von dem zweiten Komparator 27, welcher als Stromsensor mit einem internen ohmschen Widerstandselement 25 ausgebildet ist, detektiert und der Feldeffekttransistor 16 über die Ansteuerlogik 17 abgeschaltet beziehungsweise hochohmig geschaltet.
Die beiden Komparatoren 26, 27 sind dabei als Nulldurchgangsdetektoren ausgebildet und detektieren je eine Richtung. Die logische Kombination der beiden Ausgangssignale der
Komparatoren 26, 27 erfolgt mittels eines R/S-FlipFlops 31. Hierfür ist das Ausgangssignal des ersten Komparators 26 mit dem Set-Eingang des R/S-FlipFlops 31 verbunden. Das Ausgangssignal des zweiten Komparators 27 ist mit dem Reset-Eingang des R/S-FlipFlops verbunden. Durch eine derartige Schaltungsanordnung für eine Vorrichtung 100 wird eine maximale Komparator-Präzision ohne individuellen Abgleich ermöglicht, wobei kein individueller Abgleich notwendig ist. Das interne ohmsche Wderstandselement 25 des als Stromsensor ausgebildeten zweiten Komparators 27 könnte durch ein oder mehrere Hall- Elemente oder durch ein oder mehrere magnetisch veränderliche Widerstände (AMR) ausgetauscht werden, sodass sich ein möglichst niedriger Durchlasswiderstand und somit eine weitere Verringerung der Verlustleistung ergibt.
Figur 5 zeigt eine Vorrichtung 100 auf Basis der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4. Der zweite Komparator 27 ist, wie in Figur 4, als Stromsensor ausgebildet. Zwischen dem Spannungseingang 12 und dem zweiten Komparator 27 ist ein elektronischer Schalter 33 angeordnet. Der elektronische Schalter kann den Feldeffekttransistor 16 aufweisen, welcher durch die Ansteuerlogik 17, wie bereits in Figuren 2 bis 4 beschrieben, angesteuert wird. Ein Beispiel für das Schaltbild eines elektronischen Schalter 33 ist in Figur 6 gezeigt.
Zusätzlich weist die Vorrichtung gemäß Figur 5 eine Überspannungserkennung 34 auf. Hierdurch wird die Bordnetzspannung am Spannungseingang 12 der Vorrichtung 100 mit einer Referenzspannung verglichen und bei Überschreiten eines vorgegebenen Werts, das heißt bei Erkennen einer unerwünschten Überspanung, der elektronische Schalter 33 derart angesteuert, dass die Speisung des Verbrauchers 1 1 vollständg unterbrochen wird.
Figur 6 zeigt ein Schaltbild des elektronischen Schalters 33 aus Figur 5. Der elektronische Schalter 33 besteht im Wesentlichen aus einer Reihenschaltung von zwei Feldeffekttransistoren 16, 35. Der zweite Feldeffekttransistor 35 wird quasi verkehrt herum zum Feldeffekttransistor 16 betrieben. Hierdurch kann ein idealer Schalter zur Unterbrechung des Stromkreises und somit der Versorgung des Verbrauchers 1 1 realisiert werden.

Claims

A n s p r ü c h e
Vorrichtung (100) zum Ausfiltern von Störungen einer eine Versorgungsspannung für einen Verbraucher (11) liefernden Spannungsquelle (10), wobei die Vorrichtung (100) einen mit der Spannungsquelle (10) verbundenen Spannungseingang (12) sowie einen Spannungsausgang (13) zur Speisung des Verbrauchers (11) aufweist, wobei die Vorrichtung (100) ferner einen Kondensator (15) aufweist, welcher zwischen dem Spannungsausgang (13) der Vorrichtung (100) und einem Bezugspotential (14) parallel zum Verbraucher (1 1) geschaltet ist,
gekennzeichnet,
durch einen zwischen Spannungseingang (12) und Kondensator (15) geschalteten Feldeffekttransistor (16) oder ein Bauteil gleicher Funktion, welcher oder welches durch eine Ansteuerlogik (17) basierend auf einer ermittelten Spannungsdifferenz zwischen einem Spannungspotential am Spannungseingang (12) der Vorrichtung (100) und einem Spannungspotential am Spannungsausgang (13) der Vorrichtung (100) aktiv ansteuerbar ist.
Vorrichtung (100) gemäß Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vorrichtung (100) einen ersten Komparator (26) zum Vergleichen des Spannungspotentials am Spannungseingang (12) der Vorrichtung (100) mit dem Spannungspotential am Spannungsausgang (13) der Vorrichtung (100) aufweist.
Vorrichtung (100) gemäß Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Feldeffekttransistor (16) oder das Bauteil gleicher Funktion eine Inversdiode (18) aufweist.
Vorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ansteuerlogik (17) eine Stromversorgungseinheit (22) zur Potentialanhebung aufweist um eine Spannung eines Ansteuersignais im Vergleich zu einer Spannung an einem Source-Anschluss (19) und/oder einem Drain- Anschluss (20) des Feldeffekttransistors (16) zu vergrößern.
5. Vorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass zwischen dem Feldeffekttransistor (16) oder dem Bauteil gleicher Funktion und dem Kondensator (15) ein ohmsches Widerstandselement (25) geschaltet ist.
6. Vorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vorrichtung (100) einen zweiten Komparator (27) zum Detektieren einer Stromflussrichtung zwischen dem Feldeffekttransistor (16) oder dem Bauteil gleicher Funktion und dem Verbraucher (11) aufweist.
7. Vorrichtung (100) gemäß Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ansteuerlogik (17) derart ausgebildet ist, dass der Feldeffekttransistor (16) oder das Bauteil gleicher Funktion basierend auf einem Ausgangssignal des ersten Komparators (26) niederohmig geschaltet wird und basierend auf einem Ausgangssignal des zweiten Komparators (27) hochohmig geschaltet wird.
8. Vorrichtung (100) gemäß Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass der zweite Komparator (27) als Stromsensor ausgebildet ist und ein oder mehrere Hall-Elemente und/oder ein oder mehrere magnetisch veränderliche Widerstände aufweist.
9. Vorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vorrichtung (100) derart ausgebildet ist, dass die Speisung des Verbrauchers (11 ) vollständig unterbrochen wird, wenn die Versorgungsspannung am Spannungseingang (12) einen vorgegebenen Wert überschreitet.
10. Vorrichtung (100) gemäß Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Vorrichtung (100) zur Erkennung einer Überspannung eine Referenzspannung gegenüber dem Bezugspotential (14) aufweist, wobei die Versorgungsspannung am Spannungseingag (12) mit dem vorgegebenen Wert vergleichbar ist.
1 1. Elektronisches Gerät (200) zum Einbau und Betrieb in einem Kraftfahrzeug,
dadurch gekennzeichnet,
dass das elektronische Gerät (200) eine Eingangsschaltung mit einer Vorrichtung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
12. Verfahren zum Betreiben einer Vorrichtung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Feldeffekttransistor (16) derart angesteuert wird, dass eine Source-Drain Verbindung des Feldeffekttransistors (16) niederohmig wird, falls ein Spannungspotential am Spannungseingang (12) der Vorrichtung (100) größer oder gleich einem Spannungspotential am Spannungsausgang (13) der Vorrichtung (100) ist, und dass der Feldeffekttransistor (16) derart angesteuert wird, dass die Source- Drain Verbindung des Feldeffekttransistors (16) hochohmig wird, falls das Spannungspotential am Spannungseingang (12) der Vorrichtung (100) kleiner als das Spannungspotential am Spannungsausgang (13) der Vorrichtung (100) ist.
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