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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Vermeidung
eines Lichtbogens über einem
elektrischen Kontakt beim Öffnen
des stromdurchflossenen Kontaktes, insbesondere eine elektrische Schaltung,
die parallel zu dem elektrischen Kontakt geschaltet ist und mindestens
ein erstes und ein zweites steuerbares Bauelement enthält. Die
Schaltung enthält
weiterhin eine monostabile Kippschaltung mit einem ersten Zeitglied
und weist zwei Modi der Rücksetzung
der Kippschaltung auf, davon einen mit einem zweiten Zeitglied.
Die elektrische Schaltung übernimmt
unmittelbar nach dem Öffnen
des Kontaktes den im Lastkreis fließenden Strom und hält die Spannung über dem
Kontakt für
eine durch das erste Zeitglied bestimmte Zeit auf einem nahezu konstanten
Niveau unter der Brennspannung eines Lichtbogens, bis der Kontakt
so weit geöffnet
ist, dass kein Lichtbogen mehr zündet.
Anschließend
wird der Spannungsanstieg auf ein zur Abmagnetisierung der induktiven
Komponente des Lastkreises notwendiges Niveau ermöglicht.
Ein Bauelement mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie begrenzt
dabei die Spannung über
dem elektrischen Kontakt beim Abmagnetisieren.
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Wird
in Stromkreisen, insbesondere in Stromkreisen mit einer induktiven
Lastkomponente, der fließende
Strom durch mechanisch bewegte Kontakte unterbrochen, dann wird
infolge der Stromeinprägung,
insbesondere durch die induktive Komponente des Lastkreises, über dem
sich öffnenden
Kontakt ein Lichtbogen ausgebildet, über den der Stromfluss kurzzeitig
aufrecht erhalten wird. Dieser Lichtbogen kann die Lebensdauer der
Kontaktteile stark verringern oder, wenn er bei höheren Spannungen
als stationärer
Bogen nicht erlischt, die Kontaktteile zerstören. Daher muss dieser sogenannte
Abschaltlichtbogen stets durch entsprechende Maßnahmen, wie beispielsweise
eine ausreichend große
Kontaktöffnung,
Blasmagnete u.s.w. oder aber eine geeignete Zusatzbeschaltung sicher
zum Erlöschen
gebracht werden.
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Bei
einer Umpolschaltung stellt sich das Lichtbogenproblem deshalb besonders
stark, weil in diesem Fall an der Schaltstrecke zwischen dem Arbeitskontakt
und dem Ruhekontakt des Umpolschalters die volle Spannung der Gleichstromquelle
anliegen kann. Zieht nun beim Umschalten der bewegliche Wechselkontakt einen
Lichtbogen vom feststehenden Arbeitskontakt und reicht die Schaltstrecke
bis zum feststehenden Ruhekon takt nicht aus, um den Lichtbogen zu
löschen,
so wird der Lichtbogen auch nach dem Auftreffen auf den Ruhekontakt
weitergenährt,
da dieser Ruhekontakt im allgemeinen niederohmig das entgegengesetzte
Potential der Gleichstromquelle hat. Das führt zum Abbrennen und Zerstören der
Kontakte.
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Besonders
problematisch ist die Lichtbogenlöschung bei Umpolschaltungen
für die
Drehrichtungsumkehr von Gleichstrommotoren, wie sie beispielsweise
in Kraftfahrzeugen vielfach zum Einsatz kommen.
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Zur
Ausbildung eines Lichtbogens ist in Abhängigkeit vom Kontaktabstand
und vom Kontaktmaterial eine Mindestspannung erforderlich. Wird
diese unterschritten, bildet sich ein Lichtbogen erst gar nicht
aus, und wird die Brennspannung eines bereits ausgebildeten Bogens
unter diese abgesenkt, erlischt der Lichtbogen. Da ein sich öffnender
mechanischer Kontakt infolge endlicher Geschwindigkeit der Kontaktteile
nur relativ langsam den Kontaktabstand vergrößert, kann ein Lichtbogen dadurch
vermieden werden, dass die Spannung über dem Kontakt zu jedem Zeitpunkt
diese Mindestspannung unterschreitet oder unter diese abgesenkt
wird.
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Bekannt
ist, wie in der WO 02/071429 A1 gezeigt, die Spannung über dem
sich öffnenden
Kontakt für eine
bestimmte Zeit auf einem konstanten Wert unter der Mindestspannung
der Bogenbildung zu halten und sie dann bei ausreichend großem Kontaktabstand
schnell auf den zur Abmagnetisierung des Lastkreises zweckmäßigen Wert
ansteigen zu lassen.
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In
der WO 02/071429 A1 wird hierzu die Spannung über dem sich öffnenden
Kontakt für
eine bestimmte, einstellbare Zeit auf dem Wert der Steuerspannung
einer Darlington-Transistor-Anordnung
gehalten. Anschließend
kann die Spannung schnell auf den zur Abmagnetisierung der Lastinduktivität benötigten Wert
ansteigen. Die einstellbare Zeit wird durch die Aufladung eines
Kondensators bestimmt. Die Darlington-Transistor-Anordnung führt während einer ersten Phase den
Strom des Gleichstromkreises auf einem niederen Spannungsniveau
und während
der Abmagnetisierungs-Phase auf einem höheren Spannungsniveau. Die
Aufladung des Kondensators wird dabei im wesentlichen durch die
Steuerspannung der Darlington-Transistor-Anordnung bestimmt.
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Bei
diesen bekannten Schaltungsanordnungen muss der aufgeladene Kondensator
vor dem nächsten Zyklus
wieder entladen werden. Dies erfolgt üblicherweise im nachfolgenden
Zyklus während
der Einschaltphase des zu schützenden
Kontaktes. Im Falle be stimmter Kombinationen von Betriebsspannung,
Last und Schaltvorgängen
kann jedoch ein vorzeitiges Rücksetzen
erfolgen. Wird eine derart vorzeitig rückgesetzte Schaltungsanordnung
wieder mit einer Spannung beaufschlagt, beispielsweise durch einen
weiteren schließenden
Kontakt, kann es zu sehr großen
Ausgleichsströmen
kommen.
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Eine
weitere Lösung,
die in der
DE
102004024352 A1 vorgeschlagen wurde und eine monostabile Kippschaltung
sowie ein zweites Zeitglied aufweist, verzögert die Rücksetzung des geladenen Kondensators bis
weit nach Ende der Prellphase eines einbezogenen Ruhekontaktes und
unterdrückt
gleichzeitig auch die Bogenausbildung am prellenden Ruhekontakt.
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Öffnende
Kontakte erhöhen
anfangs infolge eines nachlassenden Kontaktdrucks und der Ausbildung von
Strom-Engen ihre Kontaktwiderstände.
Durch die damit verbundene Erwärmung
bilden sich Schmelzfäden aus,
die mit zunehmendem Kontaktabstand abreißen.
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Mechanische
Kontakte können
darüber
hinaus durch abrollende Kontaktteile beim Öffnen der Kontakte mehrfach
wieder kurzzeitig schließen,
bevor sie endgültig öffnen. Dieses
Verhalten kann sich über
eine relativ lange Zeit erstrecken und wird als Kontaktbeben (oft
auch ebenso wie beim Schließen
eines Kontakts als Kontaktprellen) bezeichnet. Während dieser Zeit wird ein
Kontakt mehrfach geöffnet
und wieder geschlossen, dabei erhöht sich der Kontaktabstand
nicht wesentlich. Wenn aber mit dem ersten Öffnen des Kontaktes die Aufladung
des Kondensators des ersten Zeitgliedes beginnt und sich das Kontaktbeben über eine
entsprechend lange Zeit erstreckt, kann die Kippschaltung kippen,
bevor die Kontaktteile einen ausreichend großen Abstand haben. In diesem
Fall kann sich wieder ein Bogen ausbilden.
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Die
Schweizer Offenlegungsschrift
CH 588 153 A5 bezieht sich auf eine Funkenlöschschaltung
für eine
Kontaktstelle, die in Reihe mit einer Gleichstromquelle und einer
induktiven Last liegt. Die Funkenlöschschaltung gemäß dieser
Druckschrift offenbart einen Zweipol, der parallel zur Kontaktstelle
angeordnet ist und den Spannungsanstieg an seinen Klemmen begrenzt.
Der Zweipol enthält
einen über
einen Kondensator rückgekoppelten
Verstärker,
dessen Ausgang an die Klemmen des Zweipols und dessen Eingang über einen
Widerstand an das Bezugspotential des Verstärkers angeschlossen ist. Diese
Schaltungsanordnung bewirkt, dass beim Öffnen der Kontaktstelle die
Spannung an der Kontaktstelle eine bestimmte, durch die Schaltung gegebene
und von der Last annähernd
unabhängige
Anstiegsgeschwindigkeit annimmt.
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Aus
der US Patentschrift
US 4,658,320 ist
eine Schaltung zum Unterdrücken
eines Lichtbogens bekannt, bei der mindesten ein MOSFET vorgesehen
ist, dessen Drainanschluss mit dem ersten Kontakt des Schalters
und dessen Sourceanschluss mit dem zweiten Kontakt des Schalters
verbunden ist. Ein Kondensator ist mit einem Anschluss mit dem Drain
und mit einem anderen Anschluss über
einen Widerstand mit dem Gateanschluss des MOSFET verbunden, sodass
im Falle des Öffnens
des Schalters der unterbrochene Laststrom durch den Kondensator
fließt
und die Gate-Source-Kapazität
des MOSFET auflädt,
so dass der MOSFET eingeschaltet wird und den Laststrom übernimmt.
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Es
ist daher das Ziel der vorliegenden Erfindung, eine elektrische
Schaltung zur Vermeidung eines Lichtbogens der eingangs genannten
Art so auszugestalten, dass beim Schalten von Gleichstromkreisen,
insbesondere auch bei vorhandenem Kontaktbeben des öffnenden
Kontaktes, ein Lichtbogen verhindert wird.
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Die
Aufgabe wird durch eine elektrische Schaltung mit den Merkmalen
des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Der
Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass eine Schaltung, welche
die Zeitdauer der Niedrigspannungsphase über die Dauer des quasistabilen
Zustands einer monostabilen Kippschaltung definiert, vorzeitig rückgesetzt
werden muss, wenn der Kontakt vor Ablauf der quasistabilen Zeit
der monostabilen Kippschaltung wieder schließt. Dazu wird der Kondensator
des ersten Zeitgliedes bei auftretendem Kontaktbeben jedes Mal stoßartig entladen.
Damit wird ein vorzeitiges Kippen der monostabilen Kippschaltung
verhindert und ein endgültiger
Spannungsanstieg über
dem öffnenden
Kontakt erst dann ermöglicht,
wenn angenommen werden kann, dass der Kontaktabstand ausreichend
groß ist.
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Die
monostabile Kippschaltung kann beispielsweise durch ein monostabiles
Flipflop realisiert werden.
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Anhand
der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen
wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende
Einzelheiten der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung
sind in den Figuren mit den selben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zusammen mit einer Spannungsversorgung aus einem Bordnetz und mit
einer am Bezugspotential liegenden komplexen Last gemäß einer
ersten vorteilhaften Ausführungsform;
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2 ein
Zeitdiagramm eines vollständigen
Zyklus des simulierten Umschalvorgangs;
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3 einen
ersten vergrößerten Ausschnitt
aus dem Zeitdiagramm der 2;
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4 einen
zweiten vergrößerten Ausschnitt
aus dem Zeitdiagramm der 2;
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5 einen
weiteren vergrößerten Ausschnitt
aus dem Zeitdiagramm der 2;
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6 einen
weiteren vergrößerten Ausschnitt
der Spannungsverläufe
aus 2;
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7 einen
gedehnten Ausschnitt aus 6;
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8 einen
weiteren vergrößerten Ausschnitt
der Spannungsverläufe
aus 2;
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9 ein
Zeitdiagramm des Verhaltens der Anordnung während der Prellphase des schließenden Öffnerkontaktes;
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10 einen
weiteren vergrößerten Ausschnitt
aus dem Zeitdiagramm der 2.
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1 zeigt
die in Form eines Stromlaufplans die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 100 zusammen
mit einer Spannungsversorgung aus einem Bordnetz und mit einer am
Bezugspotential liegenden komplexen Last 104.
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Die
Spannungsversorgung enthält
eine sogenannte Bordnetz-Nachbildung 102, mit der die Impedanz eines
Bordnetzes nachgebildet wird. Die Last 104 wird hier über einen
High-Side-Schalter, den Schließer 106, bestromt
und über
einen Low-Side-Schalter, den Öffner 108,
kurzgeschlossen (z. B. aktives Bremsen eines Motors). Dies stellt
eine in der Praxis bevorzugte Anordnung von Schalter und Last dar.
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Anhand
der in den folgenden 2 bis 10 dargestellten
zeitlichen Abläufe
wird die Erfindung näher
erläutert.
Dabei werden den Kurvenverläufen
in der Zusammenschau mit dem Schaltplan der 1 die in der
folgenden Tabelle 1 aufgeführten
Symbole und Bezugszeichen zugeordnet.
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2 zeigt
einen vollständigen
Zyklus eines simulierten Umschaltvorgangs. Bei 500 μs wird der High-Side-Schalter,
der Schließer 106 eingeschaltet. Über diesen
wird die am Bezugspotential liegende komplexe Last bestromt. Infolge
des induktiven Anteils der Last wird der Anstieg des Laststromes
(Kurve 202) zunächst
verzögert,
anschließend
infolge des kapazitiven Anteils bis auf ca. 30 A überhöht. Danach
schwingt der Strom auf einen stationären Wert ein.
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In
dem gezeigten Ablauf wird der High-Side-Schalter zum Zeitpunkt t
= 5 ms erstmals geöffnet.
Der Stromwert der Kurve 202 liegt zu diesem Zeitpunkt bei
etwa 20 A. Es folgt ein der Realität angenäherter Umschaltvorgang mit
mehrfachem Kontaktbeben des „öffnenden
Schließers" bis hin zum mehrfachen
Prellen des „schließenden Öffners". Der Laststrom (Kurve 202)
wird dabei zunächst
infolge der verringerten Spannung über der Last abgesenkt (Zeitbereich
von 5 ms bis ca. 5,65 ms), fällt
nach der Schaltflanke auf Null (Zeitbereich von ca. 5,65 ms bis
ca. 6,05 ms, Abmagnetisieren des induktiven Teils der Last) und
schwingt dann infolge des kapazitiven Anteils der Last mit umgekehrtem
Vorzeichen aus (Bremsstrom bei Motor-Lasten).
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3 zeigt
einen ersten Ausschnitt aus 2, den eigentlichen
Schaltvorgang, mit mehrfachem Kontaktbeben des öffnenden Kontaktes und mehrfachem
Prellen des schließenden
Kontaktes.
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Vom
Zeitpunkt t = 5 ms bis zur eigentlichen Schaltflanke zum Zeitpunkt
t ≈ 5,65
ms öffnet
und schließt der öffnende
Kontakt (Schließer 106)
unregelmäßig mit
zunehmender „Offen"-Zeit. Erfindungsgemäß wird der Kondensator
C4 jedes Mal stoßartig
entladen, wie dies aus dem Verlauf 209 der Gatespannung
des Transistors T21 erkennbar ist, um die Anfangsbedingungen für das aus
den Transistoren T10 und T21 gebildete Flipflop wieder herzustellen;
jedes Mal schwingt die Anordnung erneut auf eine Spannung von weniger
als 8 V über dem
offenen Kontakt ein und verhindert die Ausbildung eines Bogens.
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Wenn
der Kontakt lange genug geöffnet
war, kippt (hier bei t ≈ 5,65
ms) das Flipflop T10/T21, gleichzeitig wird der Transistor T4 entsättigt und
gesperrt. Mit dem sperrenden Transistor T4 wird auch der Transistor T1
entsättigt,
und der induktive Anteil der Last erzwingt einen Spannungsanstieg über dem
nun offenen Kontakt und T1 (siehe Kurve 207). Zu diesem
Zeitpunkt sollte der Schließer-Kontakt
mechanisch so weit geöffnet sein,
dass ein erneutes Zünden
eines Bogens ausgeschlossen ist.
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Der
(negativ gerichtete) Spannungsanstieg gemäß Kurve 207 erfolgt
durch den Einfluss der Rückwirkungs-Kapazitäten der
Transistoren T1 und T4 verzögert,
bis – nach
Unterschreiten des Bezugspotentials – der Transistor T2 leitend
wird, weil sein Gate über
die Diode D1 an das Bezugspotential geklemmt wird. Wieder bleibt
die Spannung über
dem (noch offenen) Öffner-Kontakt
unter einem Wert von 8 V. Nun führt
der Transistor T2 den Abmagnetisierungsstrom des Lastkreises (Kurve 202).
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In
Folge kann jetzt die Spannung am Kollektor des Transistors T1, wie
als Kurve 201 dargestellt, bis zum einsetzenden Stromfluss
durch die Z-Diode Z1 ansteigen und die (parasitäre) Bordnetz-Induktivität über den
Transistor T1 abmagnetisieren. Der Transistor T13 wird nach der
Schaltflanke leitend.
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Zum
Zeitpunkt T = 5,8 ms schließt
der Öffner 108 erstmalig.
Der Abmagnetisierungsstrom fließt
nun über
den Öffner-Kontakt.
Bei t = 5,9 ms öffnet
dieser Kontakt infolge Prellens wieder, und der Transistor T2 übernimmt
erneut den Strom des Lastkreises. Bei t = 6,0 ms schließt der Öffner 108 wieder
und setzt den kontinuierlichen Wechsel des Schließens und Öffnens fort.
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Bei
t ≈ 6,05
ms ist hier der induktive Teil der Last abmagnetisiert, der Strom
(Kurve 202) ist auf Null gefallen und steigt anschließend infolge
des kapazitiven Anteils der Last mit umgekehrten Vorzeichen wieder an
(u. U. Bremsstrom eines Motors). Bei t = 6,1 ms öffnet der Öffner infolge Prellens erneut.
Nun übernimmt der
Transistor T3, der über
die Diode D2 und T13 leitend gesteuert ist, den Strom des Lastkreises.
Wieder wird die Spannung über
dem zeitweise offenen Öffner-Kontakt
auf einen Wert von unter 8 V geklemmt (siehe Kurve 207).
Auch nachfolgend übernimmt
der Transistor T3 den Laststrom bei zeitweise offenem Öffner-Kontakt,
bis (hier bei t = 6,4 ms) der Öffner 108 endgültig schließt. Der
Transistor T13 bleibt solange leitend, bis der Kondensator C4 entladen
wird (siehe Kurve 209).
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4 zeigt
den Spannungsanstieg an dem sich öffnenden Kontakt unmittelbar
nach Abreißen
der Schmelzbrücke.
Die Schaltung war für
Zeiten t < 5 ms
prinzipiell energielos. Die Last-Induktivität LL erzwingt einen plötzlichen
Spannungsanstieg über
den Transistoren T10 und T21, der über die Rückwirkungs-Kapazitäten dieser
Transistoren und den Kondensator C4 das monostabile Flipflop T10/T21
triggert. Da der Transistor T1 über
den Transistor T4 nur verzögert
leitend werden kann, ergibt sich ein starkes Überschwingen, was hier in einer
negativ gerichteten Spannungsspitze bis etwa 17 V mit nachfolgendem
Einschwingen auf etwa 7,5 V, der Gate-Source-Spannung des Transistors
T1 im Arbeitspunkt, erkennbar ist. Der Einschwingvorgang ist nach
weniger als etwa 500 ns abgeschlossen. Eine Bogenentladung wird
also nach sehr kurzer Zeit unterdrückt.
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Infolge
des noch entladenen Kondensators C4 befindet sich das Flipflop T10/T21
im übersteuerten
Zustand, das bedeutet, dass die Transistoren T10 und T21 sehr niederohmig
sind, und mit dem Transistor T10 ist gleichzeitig auch der ihm steuerseitig
parallelgeschaltete Transistor T4 niederohmig. Über den Transistor T4 wird
das Gate des Transistors T1 niederohmig mit seinem Kollektor verbunden,
so dass sich an dem Transistor T1 ein Arbeitspunkt einstellt, der
dem momentanen Laststrom entspricht.
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Der
Kondensator C4 wird nun über
den (selbst-)leitenden Transistor T19 (Verarmungs/Depletion-Typ), die
Widerstände
R16 und R17 sowie die Diode D4 geladen, wie dies aus der Kurde 209 ersichtlich
ist. Wenn der Transistor T19 vom Sperrschichttyp ist, ergibt sich
ein paralleler Ladepfad über
die Sperrschicht-Diode dieses Transistors und den Widerstand R18.
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Nur
gering verzögert
wird der Kondensator C3 über
den Widerstand R17 und die Diode D4 auf die Kollektor-Emitter-Spannung
des Transistors T1 in der angedeuteten Polarität geladen, ebenso der Kondensator C2 über den
Transistor T17 und die Widerstände
R15 und R13. Transistor T17 und Widerstand R15 können bei geeigneter kleiner
Geometrie des Transistors zusammengefasst werden.
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Die
Transistoren T12, T13, T14, T15 und T16 sind in dieser Phase nichtleitend.
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5 zeigt
den vollständigen
Spannungsverlauf am Beginn des Kontaktbebens.
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Zu
erkennen ist im Wesentlichen die Klemmung der Spannung über dem
offenen Kontakt auf etwa 7,5 V und die Aufladung des Kondensators
C3, der die nachlaufende Bogenunterdrückung am Öffner mitbestimmt, gemäß der Kurve 206.
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6 zeigt
im linken Teil den Spannungsverlauf während des Kontaktbebens des öffnenden
Schließers
und im rechten Teil in der Kurve 209 die ungestörte Aufladung
des Kondensators C4.
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Reale
Kontakte zeigen bei der Strom-Unterbrechung ein Kontaktbeben, das
sich in der Modulation des Kontaktwiderstandes bis hin zu einem
mehrfachen erneuten Schließen
des Kontaktes nach kurzzeitigem Öffnen äußern kann.
Dies kann länger
als beispielsweise 100 μs
andauern. Zweckmäßigerweise
wird der Kondensator C4 jedes Mal vollständig entladen, um die Wirksamkeit
der Bogenunterdrückung
nicht undefiniert zu verkürzen.
Dies wird im linken Teil der 6 mehrfach
gezeigt.
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Wenn
der leitende Transistor T1, wie aus Kurve 207 erkennbar,
während
der Klemmphase auf etwa 7,5 V durch einen (erneut) leitenden Kontakt
(des Schließers 106) überbrückt wird,
bricht die Spannung über dem
Transistor T1 zusammen. Hierdurch wird der Transistor T15, dessen
Gate über
die Diode D3 an die Bordspannung geklemmt wird, durch die Ladung
des Kondensators C2 leitend gesteuert. In Folge wird auch der Transistor
T16 leitend und entlädt
den Kondensator C4 stoßartig.
Dieser Sachverhalt ist in der 6 im linken Teil
mehrfach wiederholt dargestellt; jedes Mal startet die Schaltung,
wie aus der Kurve 209 erkennbar, von Grund auf, ohne jedoch
den Kondensator C3 dabei zu entladen.
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7 zeigt
den zeitlichen Verlauf in der Mitte der Darstellung der 6 gedehnt.
Zu erkennen ist, dass das Rücksetzen
der Schaltung – im
Wesentlichen die Entladung des Kondensators C4 – in weniger als ungefähr 1 μs abgeschlossen
ist. Die Entladung des Kondensators C2 ist dabei unerheblich, der
Kondensator C3 wird zweckmäßig nicht
entladen.
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Mit
zunehmender Aufladung des Kondensators C4 wird die Gate-Schwellenspannung
des Transistors T21 erreicht. Dieser wird zunehmend entsättigt, und
das Kippen des Flipflops T10/T21 wird eingeleitet.
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8 beschreibt
mit der Kurve 207 den endgültigen Spannungsanstieg über dem
sich öffnenden
Kontakt. Mit zunehmender Aufladung des Kondensators C4 (siehe Kurve 209)
wird die Leitfähigkeit
des Transistors T21 verringert. Dies führt in Folge zur Verringerung
der Leitfähigkeit
des Transistors T10. Die Kurve 208 zeigt den Verlauf der
Gatespannung des Transistors T10. Dieser wird gegen Ende der Verzögerungszeit
entsättigt, so
dass sich die Spannung über
der Widerstandskette R8... R10 verringert, wie dies aus der Kurve 205 erkennbar
ist. Dies führt
infolge Mitkopplung über
den Kondensator C4 und den Transistor T21 zum Kippen des Flipflops
T10/T21. Die Spannung über
den Widerständen
R8... R10 bricht zusammen, der Transistor T21 wird mit negativer
Vorspannung gesperrt. Die Gate-Source-Schwellenspannung des Transistors
T14 wird überschritten und
in Folge wird der Transistor T12 leitend. Dieser überbrückt niederohmig
die Widerstandskette R8... R10, so dass das Flipflop T10/T21 über den
Kondensator C4 während
der folgenden Zeit aktiv geklemmt wird, bis der Kondensator C4 wieder
entladen wird.
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Gleichfalls
wird der Transistor T20 leitend und verhindert durch niederohmiges
Brücken
der Gate-Source-Strecke des Transistors T16 eine Entladung des C4 über T16.
Hierbei müssen
nur geringe, im wesentlichen kapazitive Ströme des an sich gesperrten Transistors
T15 abgeleitet werden. Der Transistor T20 kann daher von kleiner
Geometrie sein.
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Darüber hinaus
wird der Transistor T17 gesperrt. Hiermit wird ein über R12
verzögertes
Umladen des Kondensators C2 ermöglicht,
wie dies aus der Kurve 210 ersichtlich ist, so dass der
Transistor T13 erst nach dem endgültigen Spannungsanstieg über dem
sich öffnenden
Kontakt leitend wird. Hierdurch wird verhindert, dass der Transistor
T3 während
der Flanke des Spannungsanstiegs leitend wird und einen zusätzlichen
Strom durch den Transistor T1 bewirkt.
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Mit
dem Transistor T10 wird auch der Transistor T4 gesperrt. Auf diese
Weise verringert sich die in der Kurve 211 dargestellte
Gate-Emitter-Spannung des Transistors T1. Dessen Leitfähigkeit
nimmt ab, und die Last-Induktivität LL erzwingt einen Spannungsanstieg über T1 (Kurve 207).
Dieser Spannungsanstieg wird durch die Rückwirkungs-Kapazitäten der Transistoren T1 und
T4 verschliffen, bis die Spannung soweit abgefallen ist, dass der
Abmagnetisierungs-Strom des Lastkreises vom nunmehr leitend werdenden
Transistor T2, dessen Gate über
die Diode D1 an das Bezugspotential geklemmt wird (siehe Kurve 203), übernommen
werden kann.
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Anschließend wird
auch das Abmagnetisieren der Bordnetz-Induktivität LNn ermöglicht, indem die in Kurve 201 gezeigte
Spannung am Kollektor des Transistors T1 kontrolliert ansteigen
kann, bis die Z-Diode Z1 die Leitfähigkeit des T1 sichert. Nach
erfolgter Abmagnetisierung der parasitären Induktivität LNn verringert sich,
wie in Kurve 211 dargestellt, die Gatespannung des Transistors
T1, bis der Transistor T1 endgültig
sperrt. Die Kollektorspannung des Transistors T1 fällt dann
wieder auf die Bordspannung ab. Derart wird ein sauberes Schalten
gesichert.
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Der
Transistor T18 wirkt in Verbindung mit dem Widerstand R16 als Stromquelle
für die
zeitlineare Entladung des Kondensators C3, wie dies aus dem Verlauf
der Kurve 206 ersichtlich ist. Die Diode D4 ist in dieser Phase
gesperrt. Ebenso wird der Transistor T19 durch die Ladung des Kondensators
C3 gesperrt, so dass die Ladung des Kondensators C4 erhalten bleibt.
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9 zeigt
das Verhalten der Anordnung während
der Prellphase des schließenden Öffner-Kontaktes mit
Bezug auf den als Kurve 202 dargestellten abmagnetisierenden
Laststrom.
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Nach
der Schaltflanke ist der Öffner-Kontakt
hier noch nicht geschlossen. Die als Kurve 207 dargestellte
Spannung am Emitter des Transistors T2 wird auf dessen Gate-Emitter-Spannung (~ 7,5 V)
bei dem jeweiligen Abmagnetisierungsstrom geklemmt (unter Bezugspotential).
Da dieser Strom zeitlich abnimmt, verringert sich auch die zugehörige Gate-Emitter-Spannung
geringfügig.
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In
der 9 schließt
der Öffner-Kontakt
erstmals bei t = 5,8 ms. Die Spannung am Emitter des Transistors
T2 bricht erwartungsgemäß auf einen
Wert nahe Null zusammen. Ein durch Kontakt-Prellen erneutes Öffnen des
Kontaktes führt – hier bei
5,9 ms – zum
erneuten Klemmen der Spannung.
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Falls – wie hier
gezeigt – der
Strom im Lastkreis seine Richtung ändert und der prellende Öffner-Kontakt
erneut den Strom unterbricht, wird infolge des leitenden Transistor
T13 das Gate des Transistors T3 über die
Diode D2 an den Emitter des Transistors T2 geklemmt und derart eine Übernahme
des Laststromes bewirkt. Wieder wird die Spannung über dem
zeitweise offenen Kontakt auf weniger als etwa 8 V begrenzt.
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Auf
diese Weise wird die Spannung während
der Prellzeit des schließenden Öffner-Kontaktes unabhängig von
der Stromrichtung auf Werte unterhalb einer Bogen-Brennspannung begrenzt.
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In 9 ist
weiterhin aus der Kurve 206 zu erkennen, wie der Kondensator
C3 zeitlinear entladen wird.
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In 10 ist
im Wesentlichen der Verlauf der Spannungen an den Kondensatoren
C2, C3 und C4 zu verfolgen (Kurven 210, 206 und 209).
Der Kondensator C3 wird zeitlinear entladen. Solange die Spannung
am Verbindungspunkt des Widerstands R16 und der Transistoren T18
und T19 kleiner als die Schwellenspannung des Transistors T19 ist,
bleibt dieser gesperrt und damit die Ladung der Kondensatoren C2
und C4 erhalten. Der Kondensator C4 kann hierdurch gegenüber bereits
vorgeschlagenen Lösungen
um etwa den Faktor sieben kleiner dimensioniert werden.
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Solange
der Kondensator C2 geladen ist, bleibt der Transistor T13 leitend
und damit die Spannung über
dem Öffner-Kontakt
bei zeitweise offenem Kontakt geklemmt – hier dargestellt für eine maximale
Prellzeit von ~ 4 ms. Diese Zeiten können an reale Verhältnisse
angepasst werden.
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Gegen
Ende der Umladung des Kondensators C3 wird, wie aus der Kurve 206 erkennbar,
auch die Schwellenspannung des Transistors T19 erreicht (hier bei
t ≈ 9,5 ms).
Anschließend
werden die Kondensatoren C2 und C4 über die Reihenschaltung der
selbstleitenden Transistoren T18 und T19 entladen, der Kondensator
C2 dabei einerseits über
die Reihenschaltung Substratdiode T14 und Widerstand R12, andererseits über die
Reihenschaltung Widerstand R14 und Substratdiode T15 bzw. über die
Reihenschaltung der Substratdioden T20 und T15. Danach ist T13 wieder
hochohmig, und die Anordnung ist für einen neuen Schaltzyklus
bereit.
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Da
die Transistoren T1, T4, T10 und T21 des oberen Zweiges in Ruhe
gesperrt sind, ist die gesamte Anordnung ruhestromfrei (siehe Spannungs-Trennlinie 110 in 1).
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Obwohl
in der obigen Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung stets
von der Ansteuerung einer an Masse liegenden komplexen Last ausgegangen
wurde, sind die zugrundeliegenden Prinzipien selbstverständlich auch
im Zusammenhang mit Low-Side-Schaltern anwendbar.
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Die
erfindungsgemäße Schaltung
kann in vorteilhafter Weise zusammen mit preiswerten Bipolartransistoren
mit isoliertem Gate (Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) in
integrierter Bauweise als anwenderspezifische integrierte Schaltung
(ASIC) hergestellt werden. In 1 ist hierzu
eine mögliche
Abgrenzung der integrierten gegenüber den diskreten Bauteilen
als Doppellinie eingezeichnet.
