EP1315062B1 - Circuit de génération de courant pour applications haute-tension - Google Patents

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EP1315062B1
EP1315062B1 EP20010204556 EP01204556A EP1315062B1 EP 1315062 B1 EP1315062 B1 EP 1315062B1 EP 20010204556 EP20010204556 EP 20010204556 EP 01204556 A EP01204556 A EP 01204556A EP 1315062 B1 EP1315062 B1 EP 1315062B1
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EP
European Patent Office
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voltage
output
current
generator circuit
current generator
Prior art date
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EP20010204556
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German (de)
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EP1315062A1 (fr
Inventor
Arthur Descombes
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EM Microelectronic Marin SA
Original Assignee
EM Microelectronic Marin SA
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Publication date
Application filed by EM Microelectronic Marin SA filed Critical EM Microelectronic Marin SA
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/24—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the field-effect type only
    • G05F3/242—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the field-effect type only with compensation for device parameters, e.g. channel width modulation, threshold voltage, processing, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage

Definitions

  • the present invention generally relates to the field of current generating circuits. More particularly, the present invention relates to a current generator circuit powered by a high supply voltage (of the order of ten to a few tens of volts).
  • FIG. 1 shows an example of a typical current generating circuit generally identified by the reference numeral 10.
  • This current generator circuit 10 constitutes a voltage-controlled current generator circuit.
  • the current generator circuit 10 typically comprises an amplification means formed of an operational amplifier or differential amplifier 100, a transistor 102 and a resistive element 103.
  • the differential amplifier 100 comprises a positive input terminal (non-inverting input) 100a on which is applied an input voltage designated V IN , a negative input terminal (inverter input) 100b and an output 100c. It will be noted that the terminal 100a of the differential amplifier 100 forms an input or control terminal A of the current generating circuit.
  • This amplifying means 100 supplies a voltage at its output 100c in response to the difference between the voltages applied to its first and second input terminals 100a and 100b, respectively.
  • the transistor 102 is formed in this example of a field effect n-MOS transistor (n-MOSFET) whose gate 102c is connected to the output 100c of the differential amplifier 100.
  • the source 102a of the transistor 102 is connected to the negative input 100b of the differential amplifier 100 and a first terminal of the resistive element 103.
  • the other terminal of the resistive element 103 is connected to a supply potential V SS here forming ground.
  • the drain-source branch 102a-102b of the transistor 102 is crossed by a current designated I REF .
  • the differential amplifier 100 modifies the voltage at its output 100c so that the voltage present at its negative input 100b is substantially equal to the voltage present at its positive input 100a, that is to say substantially equal to the input voltage V IN .
  • the generated current I REF is thus proportional to the input voltage V IN applied to the positive input 100a of the differential amplifier.
  • the generator circuit of the figure 1 further comprises a current mirror, designated generally by the reference 110, comprising a reference branch connected to the source 102b of the transistor 102 and at least one output branch delivering an output current I OUT to the image of the current I REF crossing the reference branch.
  • the reference branch of the current mirror 110 typically comprises a first p-MOSFET transistor 111 whose source 111a is connected to a second supply potential, designated V DD , the gate 111c and the drain 111b of this transistor being all two connected to the drain terminal 102b of the transistor 102.
  • the output branch of the current mirror 110 comprises a second p-MOSFET transistor 112 whose source 112a is connected to the potential V DD , the gate 112c of this transistor 112 being connected to the gate 111c of the transistor 111 of the reference branch.
  • the drain terminal 112b of the transistor 112 forms the output terminal B of the current generator circuit 10.
  • the current I OUT delivered on this output B is the image of the current I REF in the reference branch of the current mirror in a report determined by the sizing of transistors 111 and 112.
  • An object of the present invention is therefore to propose a generator circuit of current that overcomes the disadvantages mentioned above.
  • Another object of the present invention is also to provide a solution that is simple and relatively inexpensive to manufacture.
  • the present invention thus relates to a current generating circuit whose characteristics are set forth in claim 1.
  • the reference current of the current generating circuit is thus advantageously generated by means of a specific high-voltage MOSFET transistor capable of seeing at its terminals a drain-source voltage of the order of a few tens of volts.
  • the high-voltage MOSFET transistor used is preferably and advantageously an n-channel (or p-channel) MOSFET transistor, comprising a gate oxide having a greater thickness on the drain side than on the source side and a buffer zone on the drain side consisting of a box of type n (or p).
  • the current generating circuit advantageously also comprises an additional circuit making it possible to limit the output potential level (with respect to a reference potential) to a maximum level, in order to avoid causing possible damage. circuits connected to this output, especially when no load is connected to it.
  • the figure 2 shows an embodiment of a current generating circuit according to the present invention, generally designated by the reference numeral 20.
  • the current generating circuit 20 comprises a differential amplifier 200, a transistor 202, a resistive element 203 and a current mirror 210 comprising first and second p-MOSFET transistors 211, 212 connected in the manner of the elements 100, 102, 103 , 111 and 112 of the figure 1 .
  • the transistor 202 is a specific high-voltage MOSFET transistor. This high-voltage MOSFET transistor 202, here of the n-channel type, is already known to those skilled in the art.
  • this high-voltage transistor 202 resides in particular in the specific structure of the gate oxide which has a greater thickness on the drain side than on the source side and in the presence of a buffer zone on the drain side consisting of an n-type well (or p for a high-voltage p-channel MOSFET).
  • the Figures 3a and 3b show respectively the diagrams of a high voltage n-channel MOSFET, or HVNMOS, and a high-voltage p-channel MOSFET, or HVPMOS.
  • HVNMOS transistors have the particular advantage of a high breakdown voltage typically greater than 30 volts.
  • Another advantage of this type of transistor lies in the fact that their manufacture is perfectly compatible with the standard CMOS technology.
  • the high-voltage MOSFET transistor 202 is thus connected by its drain terminal 202b to the drain terminal 211b of the p-MOS transistor 211 of the current mirror 210 and its source terminal 202 to the resistive element 203.
  • the power supply of the current generator circuit of the figure 2 is provided by a high-voltage supply V HV - V SS of the order of ten to a few tens of volts.
  • V HV - V SS of the order of ten to a few tens of volts.
  • This supply voltage can for example be delivered by means of a high-voltage regulator circuit.
  • Such a high-voltage regulator comprising an external regulating device is for example described in the European patent application No. 01202429.5 filed on 25 June 2001, also on behalf of this Depositor.
  • the use of the high-voltage MOSFET transistor 202 in the reference branch of the current mirror 210 makes it possible to prevent any breakdown of the components in this reference branch. Moreover, because of the high breakdown voltage of the transistor 202 (of the order of 30 volts), the circuit has great flexibility of use vis-à-vis the supply voltage V HV - V SS .
  • the current generating circuit 20 further comprises means, identified generally by the numerical reference 400, making it possible to limit the potential level of the output B of the circuit on which the output current I OUT is delivered to a determined extreme potential level, especially in the case where the output is not connected to any circuit (open circuit - load resistance R L infinite).
  • these means 400 are arranged to limit the potential level of the output B to a maximum value, designated V OUT, MAX , set as a purely illustrative example at 10 volts.
  • the means 400 thus comprise a voltage divider circuit formed in this example of a resistive divider comprising first and second resistive elements 411 and 412, of value R 1 and R 2 , connected between the output terminal B and a third potential of reference, chosen equal to the power supply potential V SS forming mass.
  • the connection node between the resistive elements 411 and 412 is connected to a positive input terminal (non-inverting terminal) 401a of a second differential amplifier 401, a reference voltage V REF being applied to the negative input terminal ( inverting terminal) 401b of this differential amplifier 401.
  • the reference voltage V REF (as well as the input voltage V IN of the current generating circuit) may for example be a stable voltage reference temperature type "Bandgap" well known to those skilled in the art (the so-called bandgap voltage is a voltage of the order of 1.2 volts).
  • the output terminal 401c of the differential amplifier 401 is connected to the gate 402c of a second high-voltage MOSFET transistor, also of the n-channel type, the drain of which is connected to the output B of the current generating circuit 20 and the source is connected to the supply potential V SS .
  • the values R 1 and R 2 of the resistive elements 411 and 412 are chosen so as to set the potential level of the output B to the extreme value (here maximum) V OUT, MAX designated above.
  • the values R 1 and R 2 of the resistive elements 411, 412 are furthermore chosen so as to limit the current flowing in this branch.
  • the dimensioning of the components of the current generating circuit can be chosen so that the output current I QUT delivered is of the order of 10 mA.
  • resistor values R1 and R2 respectively equal to 88 k ⁇ and 12 k ⁇ make it possible to set the level of maximum potential of the output B at 10 volts, while taking only a maximum current of the order of 0.1 mA in the branch of the resistive voltage divider circuit.
  • the means 400 thus ensures that the potential level of the output B of the current generator circuit does not exceed the value V OUT, MAX defined at 10 volts in this case. Indeed, as soon as the potential level of the output exceeds the set threshold, the output of the differential amplifier controls the activation of the high-voltage MOSFET transistor 402 to counterbalance this increase and maintain the output B at the maximum potential level. defined.
  • the current generating circuit 20 furthermore preferably comprises protection means 300 to prevent the breakdown, in particular of the transistor 212 of the output branch of the current mirror 210, for example in the event of a short circuit. circuit to the earth of the output B of the current generating circuit.
  • protection means 300 may for example comprise a cascode arrangement of one or more transistors connected in the output branch of the current mirror 210. In this example, for a supply voltage V HV - Vss of the order of 15 volts, two additional transistors 301 and 302 connected in series with the transistor 212 are sufficient.
  • a resistive divider circuit 311, 312, 313 makes it possible to set the gate potentials of the transistors 301 and 302 to appropriate levels, for example 10 and 5 volts respectively.
  • the means 400 prevent the potential of the output B from rising towards V HV (in the case of an infinite load resistor R L ), which would have the consequence, for example, that the gate voltage drain of transistor 302 may exceed a critical value.
  • the means 300 and 400 thus act in a complementary manner to ensure the integrity of components of the current generating circuit according to the present invention.
  • the protection means 300 could perfectly comprise a third high-voltage MOSFET transistor of the type of the transistors 202 and 402 connected in series by its drain and source terminals in the output branch of the current mirror 210.

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Description

  • La présente invention concerne généralement le domaine des circuits générateurs de courant. Plus particulièrement, la présente invention se rapporte à circuit générateur de courant alimenté par une haute tension d'alimentation (de l'ordre d'une dizaine à quelques dizaines de Volts).
  • Les circuits générateurs de courant, communément connus sous les appellations « sources de courant » (« current sources ») ou « récepteurs de courant » (« current sinks ») sont des éléments importants dans la conception de nombreux circuits électriques et électroniques. La figure 1 montre un exemple d'un circuit générateur de courant typique repéré globalement par la référence numérique 10. Ce circuit générateur de courant 10 constitue un circuit générateur de courant commandé en tension.
  • Le circuit générateur de courant 10 comprend typiquement un moyen d'amplification formé d'un amplificateur opérationnel ou amplificateur différentiel 100, un transistor 102 et un élément résistif 103. L'amplificateur différentiel 100 comporte une borne d'entrée positive (entrée non inverseuse) 100a sur laquelle est appliquée une tension d'entrée désignée VIN, une borne d'entrée négative (entrée inverseuse) 100b et une sortie 100c. On notera que la borne 100a de l'amplificateur différentiel 100 forme une borne d'entrée ou de commande A du circuit générateur de courant. Ce moyen d'amplification 100 fournit une tension à sa sortie 100c en réponse à la différence entre les tensions appliquées respectivement à ses première et seconde bornes d'entrée 100a et 100b.
  • Le transistor 102 est formé dans cet exemple d'un transistor n-MOS à effet de champ (n-MOSFET) dont la grille 102c est connectée à la sortie 100c de l'amplificateur différentiel 100. La source 102a du transistor 102 est connectée à l'entrée négative 100b de l'amplificateur différentiel 100 ainsi qu'à une première borne de l'élément résistif 103. L'autre borne de l'élément résistif 103 est connectée à un potentiel d'alimentation VSS formant ici masse.
  • Selon le circuit générateur de la figure 1, la branche drain-source 102a-102b du transistor 102 est traversée par un courant désigné IREF. On comprendra que l'amplificateur différentiel 100 modifie la tension à sa sortie 100c de sorte que la tension présente à son entrée négative 100b soit sensiblement égale à la tension présente à son entrée positive 100a, c'est-à-dire sensiblement égale à la tension d'entrée VIN. La tension aux bornes de l'élément résistif 103 est ainsi sensiblement égale à la tension d'entrée VIN, de sorte que le courant IREF traversant la branche drain-source du transistor 102 est donné par IREF = VIN/R, où R est la valeur de résistance de l'élément résistif 103. Le courant IREF généré est ainsi proportionnel à la tension d'entrée VIN appliquée sur l'entrée positive 100a de l'amplificateur différentiel.
  • Le circuit générateur de la figure 1 comporte en outre un miroir de courant, désigné globalement par la référence 110, comprenant une branche de référence reliée à la source 102b du transistor 102 et au moins une branche de sortie délivrant un courant de sortie IOUT à l'image du courant IREF traversant la branche de référence. La branche de référence du miroir de courant 110 comporte typiquement un premier transistor p-MOSFET 111 dont la source 111 a est reliée à un second potentiel d'alimentation, désigné VDD, la grille 111c et le drain 111 b de ce transistor étant tous deux connectés au terminal de drain 102b du transistor 102. La branche de sortie du miroir de courant 110 comporte quant à elle un second transistor p-MOSFET 112 dont la source 112a est reliée au potentiel VDD, la grille 112c de ce transistor 112 étant reliée à la grille 111 c du transistor 111 de la branche de référence. Le terminal de drain 112b du transistor 112 forme la borne de sortie B du circuit générateur de courant 10. Le courant IOUT délivré sur cette sortie B est l'image du courant IREF dans la branche de référence du miroir de courant dans un rapport déterminé par le dimensionnement des transistors 111 et 112.
  • Un inconvénient de la solution de la figure 1 réside dans le fait qu'elle n'est pas adaptée pour une utilisation dans des applications faisant appel à des tensions d'alimentation hautes. En particulier, pour des applications à haute-tension, les transistors 102 et 112 du circuit générateur de tensions pourraient être soumis à des tensions drain-source trop élevées qui entraîneraient le claquage de ces composants. Un autre inconvénient de cette solution pour des applications à haute-tension d'alimentation réside dans le fait que la borne de sortie B du circuit générateur pourrait être amenée à des niveaux de tension trop élevés pouvant potentiellement endommager les circuits connectés au circuit générateur de courant.
  • On peut citer à ce titre le brevet US 6,087,820 , qui décrit un circuit générateur de courant qui comprend une structure équivalente au circuit décrit ci-devant en référence à la figure 1 pour la fourniture du courant de sortie IOUT. Toutefois, ce circuit générateur de courant comprend en plus des moyens pour produire un courant de référence dans une branche de référence, qui résulte de l'addition de deux courants avec des coefficients de température opposés. Ceci permet d'obtenir un courant de référence indépendant de la température. Par contre, ce circuit ne permet pas une utilisation dans des applications à haute tension d'alimentation.
  • Un but de la présente invention est ainsi de proposer un circuit générateur de courant qui pallie notamment aux inconvénients susmentionnés. Un autre but de la présente invention est également de proposer une solution qui soit simple et relativement peu coûteuse à fabriquer.
  • La présente invention a ainsi pour objet un circuit générateur de courant dont les caractéristiques sont énoncées dans la revendication 1.
  • Des modes de réalisations avantageux de la présente invention font l'objet des revendications dépendantes.
  • Selon l'invention, le courant de référence du circuit générateur de courant est ainsi avantageusement généré au moyen d'un transistor MOSFET haute-tension spécifique susceptible de voir à ses bornes une tension drain-source de l'ordre de quelques dizaines de Volts. De la sorte, les contraintes imposées sur le circuit du fait de la haute tension d'alimentation sont mieux tolérées. Le transistor MOSFET haute-tension utilisé est préférablement et avantageusement un transistor MOSFET à canal n (ou à canal p), comprenant un oxyde de grille présentant une épaisseur plus importante du côté drain que du côté source et une zone tampon du côté drain constituée d'un caisson de type n (ou p).
  • Selon l'invention, le circuit générateur de courant comporte en outre avantageusement un circuit additionnel permettant de limiter le niveau de potentiel de la sortie (par rapport à un potentiel de référence) à un niveau maximal, afin d'éviter de causer des dégâts éventuels aux circuits reliés sur cette sortie, notamment lorsque aucune charge n'est connectée sur cette dernière.
  • D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit, faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et dans lesquels :
    • la figure 1, déjà présentée, montre un diagramme schématique d'un circuit de génération de courant typique alimenté par une basse tension d'alimentation ;
    • la figure 2 montre un mode de réalisation d'un circuit générateur de courant selon la présente invention ; et
    • les figures 3a et 3b sont des vues en coupe schématiques de transistors MOSFET haute tension, respectivement à canal n et à canal p, réalisés selon un technologie CMOS standard.
  • La figure 2 montre un mode de réalisation d'un circuit générateur de courant selon la présente invention, désigné globalement par la référence numérique 20. A l'image du circuit de la figure 1, le circuit générateur de courant 20 comporte un amplificateur différentiel 200, un transistor 202, un élément résistif 203 et un miroir de courant 210 comportant des premier et second transistors p-MOSFET 211, 212 connectés à la manière des éléments 100, 102, 103, 111 et 112 de la figure 1. A la différence du circuit précédent, le transistor 202 est un transistor MOSFET haute-tension spécifique. Ce transistor MOSFET haute-tension 202, ici du type à canal n, est déjà connu de l'homme du métier. La particularité de ce transistor haute-tension 202 réside notamment dans la structure spécifique de l'oxyde de grille qui présente une épaisseur plus importante du côté drain que du côté source ainsi que dans la présence d'une zone tampon du côté drain constituée d'un caisson de type n (ou p pour un transistor MOSFET haute-tension à canal p).
  • Les figures 3a et 3b montrent respectivement les schémas d'un transistor MOSFET à canal n haute tension, ou HVNMOS, et d'un transistor MOSFET à canal p haute-tension, ou HVPMOS. Les transistors HVNMOS présentent notamment l'avantage d'une tension de claquage élevée typiquement supérieure à 30 Volts. Un autre avantage de ce type de transistor réside dans le fait que leur fabrication est parfaitement compatible avec la technologie CMOS standard.
  • Pour de plus amples détails concernant ce type de transistors haute-tension, on pourra notamment se référer à l'article de MM. C. Bassin, H. Ballan et M. Declercq intitulé « High-Voltage Devices for 0.5-µm Standard CMOS Technology », IEEE Electron Device Letters, vol. 21, No. 1, Janvier 2000, relatif à la fabrication de tels transistors haute-tension en technologie 0.5 microns. A titre d'exemple, il ressort de la Table 1 de ce document qu'un transistor MOSFET haute-tension à canal n ayant une tension de claquage de l'ordre de 30 Volts peut être réalisé en technologie CMOS standard sans que cela ne nécessite de masques ou d'implants additionnels.
  • En se référant à nouveau à la figure 2, le transistor MOSFET haute-tension 202 est ainsi connecté par son terminal de drain 202b au terminal de drain 211b du transistor p-MOS 211 du miroir de courant 210 et par son terminal de source 202 à l'élément résistif 203.
  • L'alimentation du circuit générateur de courant de la figure 2 est assurée par une haute-tension d'alimentation VHV - VSS de l'ordre d'une dizaine à quelques dizaines de Volts. A titre d'exemple non limitatif, c'est tension d'alimentation est de l'ordre de 15 Volts. Cette tension d'alimentation peut par exemple être délivré au moyen d'un circuit régulateur haute-tension. Un tel régulateur haute-tension comprenant un dispositif externe de régulation est par exemple décrit dans la demande de brevet européen No. 01202429.5 déposée le 25 juin 2001, également au nom du présent Déposant.
  • Selon l'invention, on comprendra que l'utilisation du transistor MOSFET haute-tension 202 dans la branche de référence du miroir de courant 210 permet de prévenir un claquage éventuel des composants dans cette branche de référence. Par ailleurs, en raison de la tension de claquage élevée du transistor 202 (de l'ordre de 30 Volts), le circuit présente une grande flexibilité d'utilisation vis-à-vis de la tension d'alimentation VHV - VSS.
  • Selon l'invention, le circuit générateur de courant 20 comporte en outre des moyens, repérés globalement par la référence numérique 400, permettant de limiter le niveau de potentiel de la sortie B du circuit sur laquelle est délivré le courant de sortie IOUT à un niveau de potentiel extrême déterminé, notamment dans le cas où la sortie n'est connectée à aucun circuit (circuit ouvert - résistance de charge RL infinie). Dans l'exemple illustré, ces moyens 400 sont agencés pour limiter le niveau de potentiel de la sortie B à une valeur maximale, désignée VOUT,MAX, fixée à titre d'exemple purement illustratif à 10 Volts.
  • Les moyens 400 comportent ainsi un circuit diviseur de tension formé dans cet exemple d'un diviseur résistif comprenant des premier et second éléments résistifs 411 et 412, de valeur R1 et R2, connectés entre la borne de sortie B et un troisième potentiel de référence, choisi égal au potentiel d'alimentation VSS formant masse. Le noeud de connexion entre les éléments résistifs 411 et 412 est relié à une borne d'entrée positive (borne non inverseuse) 401a d'un second amplificateur différentiel 401, une tension de référence VREF étant appliquée sur la borne d'entrée négative (borne inverseuse) 401b de cet amplificateur différentiel 401. On notera que la tension de référence VREF (au même titre que la tension d'entrée VIN du circuit générateur de courant) peut par exemple être une référence de tension stable en température de type « bandgap » bien connue de l'homme du métier (la tension dite de bandgap est une tension de l'ordre de 1,2 Volts).
  • La borne de sortie 401c de l'amplificateur différentiel 401 est reliée à la grille 402c d'un second transistor MOSFET haute-tension, également de type à canal n, dont le drain est reliée à la sortie B du circuit générateur de courant 20 et la source est reliée au potentiel d'alimentation VSS. Les valeurs R1 et R2 des éléments résistifs 411 et 412 sont choisies de manière a fixer le niveau de potentiel de la sortie B à la valeur extrême (ici maximale) VOUT,MAX désignée plus haut. Les valeurs R1 et R2 des éléments résistifs 411, 412 sont en outre choisies de manière à limiter le courant circulant dans cette branche. A titre d'exemple numérique purement illustratif, le dimensionnement des composants du circuit générateur de courant peut être choisi de sorte que le courant de sortie IQUT délivré soit de l'ordre de 10 mA. Pour une tension de référence VREF de l'ordre de 1,2 Volts appliquée sur l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 401, des valeurs de résistances R1 et R2 respectivement égale à 88 kΩ et 12 kΩ permet de fixer le niveau de potentiel maximal de la sortie B à 10 Volts, tout en ne prélevant qu'un courant maximal de l'ordre de 0,1 mA dans la branche du circuit diviseur de tension résistif.
  • Les moyens 400 assure ainsi que le niveau de potentiel de la sortie B du circuit générateur de courant ne dépasse pas la valeur VOUT,MAX définie à 10 Volts dans ce cas de figure. En effet, dès lors que le niveau de potentiel de la sortie dépasse le seuil fixé, la sortie de l'amplificateur différentiel commande l'activation du transistor MOSFET haute-tension 402 pour contrebalancer cette augmentation et maintenir la sortie B au niveau de potentiel maximum défini.
  • Outre les moyens 400, le circuit générateur de courant 20 comporte en outre préférablement des moyens de protection 300 pour éviter le claquage notamment du transistor 212 de la branche de sortie du miroir de courant 210, par exemple dans l'éventualité d'un court-circuit à la masse de la sortie B du circuit générateur de courant. Ces moyens de protection 300 peuvent par exemple comprendre un montage cascode d'un ou plusieurs transistors connectés dans la branche de sortie du miroir de courant 210. Dans cet exemple, pour une tension d'alimentation VHV - Vss de l'ordre de 15 Volts, deux transistors additionnels 301 et 302 connectés en série avec le transistor 212 suffisent. Un circuit diviseur résistif 311, 312, 313 permet de fixer les potentiels de grille des transistors 301 et 302 à des niveaux adéquats, par exemple de 10 et 5 Volts respectivement.
  • On comprendra que les moyens de protection 300 permettent de distribuer la tension de la branche de sortie et d'éviter que les tensions grille-source, grille-drain et drain-source des transistors de cette branche ne dépassent une valeur maximum, dans le cas le plus défavorable où une charge nulle (court-circuit - RL = 0) est connectée sur la sortie B du circuit générateur.
  • On comprendra par ailleurs que les moyens 400 empêchent que le potentiel de la sortie B puisse monter vers VHV (dans le cas d'une résistance de charge RL infinie), ce qui aurait pour conséquence, par exemple, que la tension grille-drain du transistor 302 puisse dépasser une valeur critique.
  • Les moyens 300 et 400 agissent ainsi de manière complémentaire afin d'assurer l'intégrité de composants du circuit générateur de courant selon la présente invention.
  • Alternativement, les moyens de protection 300 pourraient parfaitement comprendre un troisième transistor MOSFET haute-tension du type des transistors 202 et 402 connecté en série par ses terminaux de drain et de source dans la branche de sortie du miroir de courant 210.
  • On comprendra que diverses modifications et/ou améliorations évidentes pour l'homme du métier peuvent être apportées aux modes de réalisation décrits dans la présente description sans sortir du cadre de l'invention défini par les revendications annexées.
  • A titre d'amélioration, on pourra par exemple améliorer la stabilité du courant de sortie en fonction de la température au moyen du procédé et du dispositif décrits dans la demande de brevet européen No. 00202059.2 du 13.06.2000, intitulée « Procédé de génération d'un courant sensiblement indépendant de la température et dispositif permettant de mettre en oeuvre ce procédé », également au nom du présent Déposant.

Claims (7)

  1. Circuit générateur de courant (20) comprenant des moyens de génération (200, 202, 203) d'un courant de référence (IREF) et un miroir de courant (210) relié à un premier potentiel d'alimentation (VHV) et comportant une branche de référence (211) dans laquelle est appliqué ledit courant de référence (IREF) et une branche de sortie (212) délivrant, à une sortie (B) dudit circuit générateur de courant, un courant de sortie (IOUT) à l'image dudit courant de référence (IREF) et dans un rapport déterminé par rapport au dit courant de référence (IREF),
    lesdits moyens de génération du courant de référence comportant :
    - un transistor MOSFET (202) comprenant des terminaux de drain, de source et de grille, ce transistor MOSFET (202) étant connecté par ses terminaux de drain et de source en série dans ladite branche de référence (211).
    - un élément résistif (203) connecté entre le terminal de source dudit transistor MOSFET (202) et un second potentiel d'alimentation (VSS), et
    - un amplificateur différentiel (200) comportant une première entrée reliée à une tension d'entrée de référence (VIN), une seconde entrée reliée au dit terminal de source du transistor MOSFET (202), et une sortie reliée au dit terminal de grille du transistor MOSFET,
    caractérisé en ce que ledit transistor MOSFET (202) est un transistor MOSFET haute-tension et en ce que le circuit générateur de courant (20) comporte en outre des moyens de limitation (400) permettant de limiter à une valeur extrême le niveau de potentiel de ladite sortie (B) du circuit générateur de courant, lesdits moyens de limitation comprenant un circuit diviseur de tension (411, 412) connecté entre ladite sortie (B) du circuit générateur de courant et le deuxième potentiel d'alimentation (VSS), et délivrant en sortie une tension divisée proportionnelle, dans un rapport déterminé, au niveau de potentiel de ladite sortie (B) du circuit générateur de courant.
  2. Circuit générateur de courant selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de limitation (400) comportent également :
    - un second transistor MOSFET haute-tension (402) comprenant des terminaux de drain, de source et de grille, ce second transistor MOSFET haute-tension étant connecté par ses terminaux de drain et de source entre ladite sortie (B) du circuit générateur de courant ledit deuxième potentiel d'alimentation (VSS), et
    - un second amplificateur différentiel (401) comportant une première entrée reliée à une tension de référence (VREF), une seconde entrée reliée à la sortie dudit circuit diviseur de tension (411, 412), et une sortie reliée au terminal de grille dudit second transistor MOSFET haute-tension (402).
  3. Circuit générateur de courant selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit circuit diviseur de tension (411, 412) est un circuit diviseur résistif.
  4. Circuit générateur de courant selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le ou lesdits transistors MOSFET haute-tension sont des transistors MOSFET à canal n ou p, comprenant un oxyde de grille présentant une épaisseur plus importante du côté drain que du côté source et une zone tampon du côté drain constituée d'un caisson de type n ou p.
  5. Circuit générateur de courant selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite branche de sortie (212) du miroir de courant (210) comporte en outre un montage cascode de un ou plusieurs transistors (301, 302).
  6. Circuit générateur de courant selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que ladite tension de référence (VREF) appliquée sur la première entrée du second amplificateur différentiel (401) est dérivée d'une référence de tension stable en température de type bandgap.
  7. Circuit générateur de courant selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite tension d'entrée de référence (VIN) appliquée sur la première entrée du premier amplificateur différentiel (200) est dérivée d'une référence de tension stable en température de type bandgap.
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