EP1303001A1 - Breitbandiger Microstrip-Richtkoppler - Google Patents

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EP1303001A1
EP1303001A1 EP01124552A EP01124552A EP1303001A1 EP 1303001 A1 EP1303001 A1 EP 1303001A1 EP 01124552 A EP01124552 A EP 01124552A EP 01124552 A EP01124552 A EP 01124552A EP 1303001 A1 EP1303001 A1 EP 1303001A1
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EP
European Patent Office
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lines
directional coupler
line
coupling
sections
Prior art date
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Application number
EP01124552A
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English (en)
French (fr)
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EP1303001B1 (de
Inventor
Jörg GRUNEWALD
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Telent GmbH
Original Assignee
Marconi Communications GmbH
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Publication date
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Priority to EP01124552A priority patent/EP1303001B1/de
Priority to AT01124552T priority patent/ATE291280T1/de
Priority to US10/269,727 priority patent/US6998936B2/en
Priority to CN02152923.XA priority patent/CN1254879C/zh
Priority to NO20024943A priority patent/NO20024943D0/no
Publication of EP1303001A1 publication Critical patent/EP1303001A1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
    • H01P5/184—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being strip lines or microstrips
    • H01P5/185—Edge coupled lines

Definitions

  • the present invention relates to a broadband Directional coupler in microstrip technology.
  • Such directional couplers are used in high and very high frequency applications used to go from one to the other a first line-guided signal a defined, generally small proportion to one to couple over the second line, and in particular to To tap control or monitoring purposes.
  • Such a directional coupler generally includes a Substrate on which the two lines are galvanically isolated are passed through a coupling zone, in which are mutually capacitive and magnetic influence.
  • signals can be on the first line the coupler in opposite directions run through.
  • the directional coupler has a high Degree of directionality, i.e. if an input signal the directional coupler on the first line runs in one direction, that's what it is supposed to do signal evoked on the second line in this with predominant intensity too only spread in one direction.
  • the directionality is achieved by the combined Utilization of capacitive and magnetic Coupling. If a point of the second line of capacitive to a signal carried on the first line is influenced, so signals go with him same phase in both directions of the second line out. With magnetic coupling of a point differ from him in different Directional signals in phase by 180 °. This property is used with directional couplers, by capacitive and magnetic coupling like that can be combined so that both are the same strong contributions to the generated in the second line Deliver signal, but the contributions for one in a first direction of the second line constructively overlay propagating signal and for one propagating in the opposite direction Overlay signal destructively.
  • the two lines include between input / output connections 1, 2, 3, 4 of the directional coupler two coupling lines 5, 6, which are parallel to each other at a given distance stretch and each other in one of theirs Distance dependent extent predominantly magnetic influence.
  • Each at the ends of the parallel Coupling lines 5, 6 are areas strong capacitive coupling in the form of each projecting other coupling line Conductor sections 7, which are locally predominantly capacitive Deliver coupling.
  • Coupler is a good directionality for Frequencies attainable, the wavelength in the Lines four times the length of the coupling lines 5 or 6 corresponds. Is from this frequency deviated, the relative phase position changes the capacitive contributions of the projecting Head sections 7, a satisfactory directionality is therefore due to the construction principle only within a narrow band around this reachable around a frequency.
  • the coupling zone reduce below this dimension, so should one by the presence of the coupling capacity conditional interference with the help of inductive or compensate capacitive auxiliary structures that are arranged outside the coupling zone. There but this in turn depends on the wavelength Distance from the coupling zone must result, that the compensation only for a limited Frequency band is effective. So the bandwidth, in which a directional coupler is a satisfactory one Has directionality, with the conventional design principle only improve within narrow limits, and is also a downsizing of the directional coupler hardly possible.
  • An object of the present invention is to provide a Directional coupler with a new design principle to indicate the at low consumption Substrate area has a very wide range.
  • Another object of the invention is one To create directional couplers with reduced radiation.
  • unconnected conductor surface simplifies that Function of a series connection of two capacitors, being a first capacitor through the first Line and one of these facing edge of the unconnected Conductor surface and the second through the second line and an edge facing this the conductor surface is formed.
  • This construction allows by varying the shape of the conductor surface the coupling capacity between the first and second line to vary widely without that hereby changes in parasitic capacitances are connected to the appropriate extent.
  • the two lines of the Directional coupler outside the coupling zone in two directions perpendicular to each other. This will make one mutual magnetic interference of the lines largely outside the coupling zone locked out.
  • each line consists of two rectilinear sections that exist in the coupling zone immediately forming an angle meet each other, the angles so spanned have a common bisector.
  • the sections of the lines of the directional coupler are each preferably in the form of a strip end edges perpendicular to the edges of the strip. This enables an arrangement in which the two sections of each line each with an Ekke overlap their end edge. By suitable Choice of the width of this overlap area can be a weak inductive behavior of the first or second line can be achieved. Such one Behavior is desirable to the capacitive Influence of the unconnected conductor surface on the reflection behavior the lines to compensate.
  • the unconnected conductor surface preferably has one square outline, especially with the end edges facing the strip-shaped line sections Edge.
  • a directional coupler is symmetrical with respect to a first axis of symmetry, with a reflection on the first axis of symmetry each of the two lines is carried over so symmetrical of the direction of propagation of a signal on the first or second line independent behavior of the directional coupler to achieve.
  • the conductor surface consists of two the first or second lines facing, by a extending along the first axis of symmetry web-shaped conductor piece connected sections is constructed. This web-shaped conductor piece ensures that the presence of the unconnected Conductor surface only the capacitive coupling between first and second lines, not but affects the inductive coupling. It runs preferably along the axis of symmetry.
  • the sections facing the first or second line are preferably L-shaped, in particular each with an end edge of a straight line Line section opposite leg.
  • the directional coupler is constructed from a substrate 10, for example from Al 2 O 3 , which has a metallization layer on its underside, which is not shown in the figure, and on its top side two lines 11, 12 produced using microstrip technology and one with both lines between them 11, 12 unconnected conductor surface 20 carries. Sections of the first and second lines 11, 12 which are parallel to one another and run on both sides of the unconnected conductor area 20 are designated as first and second coupling lines 15 and 16; together with the conductor surface 20, they form the coupling zone of the directional coupler.
  • the lines 11, 12 and the unconnected conductor surface 20 are in a same operation, through local application of metal or local removal a continuous metallization, formed and therefore have the same composition and layer thickness.
  • Straight line sections 13-1, 13-2, 13-3, 13-4 each extend from points 1, 2, 3, 4 the lines 11, 12 to one end of the coupling line 15 or 16.
  • Points 1 to 4 will be followed in the series after as the first input port, first output port, second output connection or second Designated input port, the distinction between input and output connections is terminological in nature and not technical Differences implied.
  • the labels are on an arbitrarily chosen direction of propagation of a Signals received on the first line: if this via the first input connection 1 in the Coupler enters and through the first output port 2 emerges, so the decoupled Signal portion appear at the second output terminal 3; possibly on the second input connection 4 appearing signal component is undesirable.
  • Ports 1 to 4 can be used if the directional coupler formed alone on the substrate 10 actual ends of lines 11, 12 be the substrate; when he's using other components integrated together on a substrate, it can between any points on a track between the directional coupler and another component.
  • the line section 13-1 is perpendicular to the Sections 13-2 and 13-3 as well as parallel to the section 13-4 oriented to magnetic coupling section 13-1 to prevent 13-2 and 13-3.
  • the lines 11, 12 go through mirroring on a first line of symmetry 18 in itself yourself over.
  • the second line 12 is related to a second Line of symmetry 19 that is perpendicular to the first line of symmetry 18 runs, mirror image of the first Line 11 formed.
  • the coupling lines 15, 16 extends with this unconnected, the conductor surface 20.
  • This construction allows, given the geometry of the first and second coupling lines 15, 16 and thus given magnetic coupling the capacitive coupling between the lines by varying the To change the width of column 21 to a large extent, without changing the shape and Position of the first and second lines 11 to 16 must be connected, and consequently without an essential one Change the parasitic on this line Capacities.
  • the capacitive coupling is in the design 2 over the entire length of each other parallel coupling conductor 15, 16 evenly distributed and just as strong as the magnetic coupling.
  • the length of the coupling lines so reduce as much as possible.
  • the length of the coupling lines 15, 16 is therefore in any case significantly smaller than ⁇ 1 / 4 if ⁇ 1 is the shorter of is two wavelengths ⁇ 1, ⁇ 2, each of the upper and lower limit frequency of a frequency band correspond in which the coupler is effective.
  • the shortness of the coupling zone and on the other hand the same strength of the magnetic and the capacitive coupling ensure that within the frequency band in which the coupler is effective is not to build up resonances in the coupling zone can. There is therefore no resonant current surge in the coupling zone, and as a result the radiation is low.
  • the behavior of the Directional coupler is therefore only slightly emitted by and on the metallization on the opposite Reflected fields influenced substrate side. Therefore, there can be a larger phase shift between that in the coupling zone on one of the lines 11 or 12 fed signal and these reflected fields in the coupling zone to be accepted as in the case described at the beginning conventional design principle.
  • Directional coupler on comparatively thick, stable Substrates that are simple and made with good yield can be, or for a given substrate thickness an operation of the directional couplers in comparison high frequencies.
  • FIG. 3 A more advanced design that has the advantages the configuration shown above and others is shown in Fig. 3.
  • the straight sections 13-1 and 13-2 of the first Line 11 and 13-3, 13-4 of the second line 12 each meet directly at a right angle on the first line of symmetry 18 on one another.
  • the Lines 13-1 to 13-4 each have the shape of Stripes with parallel longitudinal edges and one too the longitudinal edges vertical end edge 14, and them overlap each other in the area of an eck the end edge, as in the example of the first line 11 shown as a dashed square 22.
  • the unconnected conductor surface 20 ' has the shape here of a square, each parallel to the end edges 14 Edge.
  • the length of the coupling zone is minimized here is of a division the conductor surface 20 'into several partial surfaces no additional suppression along the line of symmetry 19 of magnetic coupling across the conductor surface Expected 20 '; rather, it can be assumed that such a division here is magnetic Coupling promotes.
  • FIG. 4 Another improvement is on the top view 4 shown.
  • Sections 23 “, 24” are each essentially L-shaped, with legs of equal length, the end edges 14 of the straight line sections 13-1, 13-2, 13-3, 13-4 facing are.
  • the section 25 " has the shape of an elongated one Steges and connects the vertices the L-shaped sections 23 ", 24" along the first Line of symmetry 18.
  • a fine adjustment of the capacitive coupling can by optimizing the width e of the legs of the L-shaped Sections and the width d of the column between the L-shaped sections 23 ", 24" and the end edges 22 of the lines can be reached.
  • Figs. 6 and 7 each show for different signal frequencies the strength S (1.3) of the desired from the first input port 1 to the second output port 3 transmitted signal and S (1.4) the unwanted one at the second input port 4 appearing signals for a directional coupler the specified values of parameters a to e. you recognizes an excellent directionality with a Level difference of over 20 dB between the two Signals S (1.3) and S (1.4) examined throughout Frequency range from 19 to 27 GHz.
  • the phase drift of the signal at the second output terminal 3 in Dependence on the frequency is small like that Smith chart of Fig. 7 shows.
  • the present invention provides an extremely compact directional coupler with large Bandwidth and excellent directionality. While extremely thin with conventional directional couplers Substrates need to be used even at high Satisfactory directionality at working frequencies can achieve within the scope of the present invention relatively thick substrates are used what the durability of the coupler and also the yield improved in series production and thereby Reduced costs.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Waveguides (AREA)
  • Coupling Device And Connection With Printed Circuit (AREA)
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Abstract

Ein Richtkoppler umfasst, angeordnet auf einem Substrat, zwei durch eine erste Leitung (11) verbundene erste Anschlüsse (1, 2), zwei durch eine zweite Leitung (12) verbundene zweite Anschlüsse (3, 4). Die Leitungen (11, 12) verlaufen durch eine Kopplungszone, in der sie durch eine mit den Leitungen unverbundene Leiterfläche (20") beabstandet sind. <IMAGE>

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen breitbandigen Richtkoppler in Microstrip-Technik.
Derartige Richtkoppler kommen in Hoch- und Höchstfrequenzanwendungen zum Einsatz, um von einem auf einer ersten Leitung geführten Signal einen definierten, im allgemeinen kleinen Anteil auf eine zweite Leitung überzukoppeln und so insbesondere zu Steuer- oder Überwachungszwecken abzugreifen.
Ein solcher Richtkoppler umfaßt im allgemeinen ein Substrat, auf dem die zwei Leitungen galvanisch getrennt durch eine Kopplungszone geführt sind, in der sie sich kapazitiv und magnetisch gegenseitig beeinflussen.
Auf der ersten Leitung können Signale im allgemeinen den Koppler in entgegengesetzten Richtungen durchlaufen.
Es ist für viele Anwendungen wichtig, selektiv nur diejenigen Signale abgreifen zu können, die sich in einer der zwei entgegengesetzten Richtungen der ersten Leitung ausbreiten, oder sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreitende Signale voneinander unterscheiden zu können, so z.B., um mit Hilfe eines zwischen einer Senderendstufe und einer Antenne angeordneten Richtkopplers das Ausgangssignal der Endstufe von einem eventuell von der Antenne reflektierten Signal unterscheiden zu können. Hierfür ist es notwendig, daß der Richtkoppler ein hohes Maß an Gerichtetheit aufweist, d.h. wenn ein Eingangssignal auf der ersten Leitung den Richtkoppler in einer Richtung durchläuft, so soll das dadurch auf der zweiten Leitung hervorgerufene Signal sich in dieser mit ganz überwiegender Intensität auch nur in eine Richtung ausbreiten.
Die Gerichtetheit wird erzielt durch die kombinierte Ausnutzung von kapazitiver und magnetischer Kopplung. Wenn ein Punkt der zweiten Leitung von einem auf der ersten Leitung geführten Signal kapazitiv beeinflußt wird, so gehen von ihm Signale mit gleicher Phase in beide Richtungen der zweiten Leitung aus. Bei magnetischer Kopplung eines Punktes unterscheiden sich die von ihm in verschiedenen Richtungen ausgehenden Signale um 180° in der Phase. Diese Eigenschaft wird bei Richtkopplern genutzt, indem kapazitive und magnetische Kopplung so miteinander kombiniert werden, daß beide gleich starke Beiträge zum in der zweiten Leitung erzeugten Signal liefern, wobei sich aber die Beiträge für ein in eine erste Richtung der zweiten Leitung propagierendes Signal konstruktiv überlagern und für ein in entgegengesetzter Richtung propagierendes Signal destruktiv überlagern.
Eine solche Wirkung ist durch einfache Parallelführung der ersten und zweiten Leitungen in der Kopplungszone nicht zu erzielen, da in einem solchen Fall die Kopplung ganz überwiegend magnetischer Natur ist.
Es ist daher notwendig, eine Geometrie für die verschiedenen Leitungen des Richtkopplers zu finden, die die kapazitive Kopplung im Vergleich zur magnetischen begünstigt. Eine bekannte Lösung dieses Problems ist in Fig. 1 gezeigt. Die zwei Leitungen umfassen zwischen Ein-/Ausgangsanschlüssen 1, 2, 3, 4 des Richtkopplers zwei Kopplungsleitungen 5, 6, die sich in einem vorgegebenen Abstand parallel zueinander erstrecken und einander in einem von ihrem Abstand abhängigen Ausmaß überwiegend magnetisch beeinflussen. Jeweils an den Enden der parallelen Kopplungsleitungen 5, 6 befinden sich Bereiche starker kapazitiver Kopplung in Form von zur jeweils anderen Kopplungsleitung hin vorspringenden Leiterabschnitten 7, die lokal eine überwiegend kapazitive Kopplung liefern.
Eine ähnliche Konstruktion ist aus US-5 767 763 A1 bekannt. Hier bestehen die Kopplungsleitungen jeweils aus zwei zueinander senkrecht orientierten Abschnitten, deren Enden einander zugewandt sind und die Bereiche starker kapazitiver Kopplung bilden.
Mit einem nach dem bekannten Schema der Fig. 1 aufgebauten Koppler ist eine gute Gerichtetheit für Frequenzen erreichbar, deren Wellenlänge in den Leitungen der vierfachen Länge der Kopplungsleitungen 5 bzw. 6 entspricht. Wird von dieser Frequenz abgewichen, so verändert sich die relative Phasenlage der kapazitiven Beiträge der vorspringenden Leiterabschnitte 7, eine befriedigende Gerichtetheit ist daher bedingt durch das Konstruktionsprinzip nur innerhalb eines schmalen Bandes um diese eine Frequenz herum erreichbar.
Um einen breitbandigeren Richtkoppler zu bauen, wäre es an sich wünschenswert, die Länge der Kopplungszone zu reduzieren. Dies stößt jedoch bei dem herkömmlichen Bauprinzip auf Schwierigkeiten, denn die Realisierung einer Kopplungskapazität zwischen den ersten und zweiten Leitungen impliziert stets auch das Auftreten einer parasitären Kapazität zwischen den Leitungen und einer Masseebene, die auf einer den Leitungen gegenüberliegenden Seite des Substrats aufgebracht ist. Das Vorhandensein der parasitären Kapazität bewirkt Störungen im Verhalten der Kopplungszone. Herkömmlicherweise werden diese Störungen dadurch kompensiert, dass die Kopplungskapazitäten jeweils paarweise in einem Abstand von λ/4 angeordnet werden, wobei λ die Wellenlänge ist, die der Mittenfrequenz des Frequenzbandes entspricht, in dem der Koppler wirksam ist. Dieser Abstand λ/4 legt daher eine Mindestgröße fest, die die Kopplungszone haben muss. Wollte man die Kopplungszone unter dieses Maß verkleinern, so müsste man die durch das Vorhandensein der Kopplungskapazität bedingten Störungen mit Hilfe von induktiven oder kapazitiven Hilfsstrukturen ausgleichen, die außerhalb der Kopplungszone angeordnet sind. Da diese aber wiederum einen wellenlängenabhängigen Abstand von der Kopplungszone haben müssen, resultiert, daß der Ausgleich nur für ein begrenztes Frequenzband wirksam ist. Daher läßt sich die Bandbreite, in der ein Richtkoppler eine befriedigende Gerichtetheit aufweist, mit dem herkömmlichen Konstruktionsprinzip nur in engen Grenzen verbessern, und auch eine Verkleinerung des Richtkopplers ist kaum möglich.
Ein weiterer Nachteil des bekannten Konstruktionsprinzip ist, dass die Kopplungsleitungen 5, 6 jeweils ein bei der Arbeitsfrequenz des Richtkopplers resonanzfähiges System bilden. Die resonante Überhöhung der Ströme auf den Kopplungsleitungen führt zu einer im Vergleich zu nicht resonanten Leistungsabschnitten verstärkten Abstrahlung und damit einerseits zu Verlusten und andererseits zu einer starken Beeinflussung der Ströme im Richtkoppler durch an der Metallisierung der gegenüberliegenden Substratseite reflektierte und phasenverzögert die Kopplungszone erreichende Felder. Da es bislang an Techniken zum Verhindern oder Reduzieren der Abstrahlung fehlt, versucht man, deren Störeinfluss durch Verwendung möglichst dünner Substrate zu minimieren, die nur einen relativ geringen Phasenversatz zwischen den Strömen in der Kopplungszone und den in diese zurückreflektierten Feldern herbeiführen. Die mechanische Empfindlichkeit dieser dünnen Substrate beeinträchtigt die Haltbarkeit der auf ihnen gefertigten Koppler und die Ausbeute bei ihrer Fertigung.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, einen Richtkoppler mit einem neuartigen Konstruktionsprinzip anzugeben, der bei geringem Verbrauch an Substratfläche eine sehr große Bandbreite aufweist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, einen Richtkoppler mit reduzierter Abstrahlung zu schaffen.
Diese Aufgaben werden gelöst durch einen Richtkoppler mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. 2.
Beim Richtkoppler gemäß Anspruch 1 hat die in der Kopplungszone zwischen den Leitungen angeordnete, unverbundene Leiterfläche vereinfacht gesagt die Funktion einer Reihenschaltung von zwei Kondensatoren, wobei ein erster Kondensator durch die erste Leitung und einen dieser zugewandten Rand der unverbundenen Leiterfläche und der zweite durch die zweite Leitung und einen dieser zugewandten Rand der Leiterfläche gebildet ist. Diese Konstruktion erlaubt es, durch Variieren der Gestalt der Leiterfläche die Kopplungskapazität zwischen erster und zweiter Leitung in weitem Umfang zu variieren, ohne daß hiermit Änderungen der parasitären Kapazitäten in entsprechendem Umfang verbunden sind. Das heißt, wenn die Geometrie der ersten und zweiten Leitung und damit ihre magnetische Kopplung festgelegt worden ist, ist es möglich, durch geeignete Auswahl der Gestalt der unverbundenen Leiterfläche die effektive Kopplungskapazität zwischen der ersten und zweiten Leitung in weitem Umfang zu variieren, ohne daß deren Gestalt oder Anordnung hierfür verändert werden muß. Dies vereinfacht erheblich die Optimierung der Leitergeometrie des Richtkopplers.
Vorzugsweise verlaufen die zwei Leitungen des Richtkopplers außerhalb der Kopplungszone in zwei zueinander senkrechten Richtungen. Dadurch wird eine gegenseitige magnetische Beeinflussung der Leitungen außerhalb der Kopplungszone weitestgehend ausgeschlossen.
Besonders bevorzugt ist, daß jede Leitung aus zwei geradlinigen Abschnitten besteht, die in der Kopplungszone unter Bildung eines Winkels unmittelbar aufeinandertreffen, wobei die so aufgespannten Winkel eine gemeinsame Winkelhalbierende haben. Parallele Kopplungsleitungen zwischen Eingangs- und Ausgangsleitungen, wie in Fig. 1 gezeigt, werden bei einem solchen erfindungsgemäßen Richtkoppler vermieden. So wird die Ausdehnung der Kopplungszone und damit auch die Abhängigkeit des Verhaltens des Richtkopplers von der Eingangsfrequenz minimiert.
Die Abschnitte der Leitungen des Richtkopplers sind jeweils vorzugsweise streifenförmig mit einer zu den Rändern des Streifens senkrechten Endkante. Dies ermöglicht eine Anordnung, bei der sich die zwei Abschnitte jeder Leitung jeweils mit einer Ekke ihrer Endkante überschneiden. Durch geeignete Wahl der Breite dieses Überschneidungsbereiches kann ein schwach induktives Verhalten der ersten bzw. zweiten Leitung erzielt werden. Ein solches Verhalten ist wünschenswert, um den kapazitiven Einfluß der unverbundenen Leiterfläche auf das Reflexionsverhalten der Leitungen auszugleichen.
Die unverbundene Leiterfläche hat vorzugsweise einen quadratischen Umriß, insbesondere mit den Endkanten der streifenförmigen Leitungsabschnitte zugewandten Kanten.
Es ist an sich bekannt, einen Richtkoppler symmetrisch in Bezug auf eine erste Symmetrieachse auszubilden, wobei eine Spiegelung an der ersten Symmetrieachse jede der zwei Leitungen in sich überführt, um so ein symmetrisches, von der Ausbreitungsrichtung eines Signals auf der ersten bzw. zweiten Leitung unabhängiges Verhalten des Richtkopplers zu erzielen. Erfindungsgemäß ist bevorzugt, daß die Leiterfläche aus zwei jeweils den ersten bzw. zweiten Leitungen zugewandten, durch ein sich entlang der ersten Symmetrieachse erstreckendes stegförmiges Leiterstück verbundenen Abschnitten aufgebaut ist. Dieses stegförmige Leiterstück gewährleistet, daß das Vorhandensein der unverbundenen Leiterfläche lediglich die kapazitive Kopplung zwischen ersten und zweiten Leitungen, nicht aber die induktive Kopplung beeinflußt. Es verläuft vorzugsweise entlang der Symmetrieachse.
Die der ersten bzw. zweiten Leitung zugewandten Abschnitte sind vorzugsweise L-förmig, insbesondere mit jeweils einem einer Endkante eines geradlinigen Leitungsabschnitts gegenüberliegenden Schenkel.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die beigefügten Figuren. Es zeigen:
Fig. 1,
bereits diskutiert, eine Draufsicht auf einen herkömmlichen Richtkoppler;
Figs. 2 bis 4
jeweils Draufsichten auf Richtkoppler nach einem ersten bis dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5
ein Smith-Diagramm der Reflexion einer einzelnen Leitung des Richtkopplers aus Fig. 4;
Fig. 6
Signalstärken an der zweiten Ausgangsleitung und der zweiten Eingangsleitung des Richtkopplers aus Fig. 4 bei Anregung über die erste Eingangsleitung für verschiedene Frequenzen des Anregungssignals; und
Fig. 7
ein Smith-Diagramm der erwünschten und der unerwünschten Kopplung des Richtkopplers aus Fig. 4.
Fig. 2 veranschaulicht das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung anhand einer Draufsicht auf ein erstes Beispiel eines erfindungsgemäßen Richtkopplers. Der Richtkoppler ist aufgebaut aus einem Substrat 10, z.B. aus Al2O3, das an seiner in der Fig. nicht gezeigten Unterseite eine Metallisierungsschicht aufweist und an seiner Oberseite zwei in Microstrip-Technik erzeugte Leitungen 11, 12 und zwischen diesen eine mit beiden Leitungen 11, 12 unverbundene Leiterfläche 20 trägt. Zueinander parallele, beiderseits der unverbundenen Leiterfläche 20 verlaufende Abschnitte der ersten und zweiten Leitung 11, 12 sind als erste bzw. zweite Kopplungsleitung 15 bzw. 16 bezeichnet; sie bilden zusammen mit der Leiterfläche 20 die Kopplungszone des Richtkopplers.
Die Leitungen 11, 12 und die unverbundene Leiterfläche 20 sind in einem gleichen Arbeitsgang, durch lokales Aufbringen von Metall oder lokales Abtragen einer durchgehenden Metallisierung, gebildet und haben daher gleiche Zusammensetzung und Schichtdikke.
Geradlinige Leitungsabschnitte 13-1, 13-2, 13-3, 13-4 erstrecken sich jeweils von Punkten 1, 2, 3, 4 der Leitungen 11, 12 zu einem Ende der Kopplungsleitung 15 bzw. 16.
Die Punkte 1 bis 4 werden im folgenden der Reihe nach als erster Eingangsanschluss, erster Ausgangsanschluss, zweiter Ausgangsanschluss bzw. zweiter Eingangsanschluss bezeichnet, wobei die Unterscheidung zwischen Ein- und Ausgangsanschlüssen rein terminologischer Natur ist und keine technischen Unterschiede impliziert. Die Bezeichnungen sind auf eine willkürlich gewählte Ausbreitungsrichtung eines Signals auf der ersten Leitung bezogen: wenn dieses über den ersten Eingangsanschluss 1 in den Koppler eintritt und über den ersten Ausgangsanschluss 2 austritt, so soll der ausgekoppelte Signalanteil am zweiten Ausgangsanschluss 3 erscheinen; ein eventuell am zweiten Eingangsanschluss 4 erscheinender Signalanteil ist unerwünscht.
Die Anschlüsse 1 bis 4 können, wenn der Richtkoppler für sich allein auf dem Substrat 10 ausgebildet ist, tatsächliche Enden der Leitungen 11, 12 auf dem Substrat sein; wenn er mit anderen Komponenten zusammen auf einem Substrat integriert ist, kann es sich um beliebige Punkte einer Leiterbahn zwischen dem Richtkoppler und einer anderen Komponente handeln.
Der Leitungsabschnitt 13-1 ist rechtwinklig zu den Abschnitten 13-2 und 13-3 sowie parallel zum Abschnitt 13-4 orientiert, um eine magnetische Kopplung des Abschnitts 13-1 an 13-2 und 13-3 zu verhindern. Die Leitungen 11, 12 gehen durch Spiegelung an einer ersten Symmetrielinie 18 in sich selbst über.
Die zweite Leitung 12 ist bezogen auf eine zweite Symmetrielinie 19, die rechtwinklig zur ersten Symmetrielinie 18 verläuft, spiegelbildlich zur ersten Leitung 11 ausgebildet.
Zwischen einander zugewandten, parallelen Kanten der Kopplungsleitungen 15, 16 erstreckt sich, mit diesen unverbunden, die Leiterfläche 20. Diese koppelt kapazitiv sowohl an die erste als auch an die zweite Leitung, wobei die Stärke der kapazitiven Kopplung wesentlich durch die Breite der Spalte 21 zwischen der Leiterfläche 20 und den Kopplungsleitungen 15, 16 bestimmt ist. Diese Konstruktion erlaubt es, bei gegebener Geometrie der ersten und zweiten Kopplungsleitungen 15, 16 und damit bei gegebener magnetischer Kopplung die kapazitive Kopplung zwischen den Leitungen durch Variieren der Breite der Spalte 21 in weitem Umfang zu verändern, ohne daß hiermit eine Veränderung der Gestalt und Lage der ersten und zweiten Leitungen 11 bis 16 verbunden sein muß, und folglich ohne eine wesentliche Änderung der auf diese Leitung wirkenden parasitären Kapazitäten.
Um zu verhindern, dass in der unverbundenen Leiterfläche 20 in deren Längsrichtung bzw. entlang der zweiten Symmetrielinie 19 induzierte Ströme auch die magnetische Kopplung zwischen Kopplungsleitungen 15, 16 fördern, kann es gemäß einer nicht in einer Fig. dargestellten Weiterentwicklung sinnvoll sein, die Leiterfläche 20 in eine Mehrzahl von untereinander unverbundenen, in der Längsrichtung aufeinanderfolgenden Einzelflächen zu unterteilen.
Die kapazitive Kopplung ist bei der Konstruktion der Fig. 2 über die gesamte Länge der zueinander parallelen Kopplungsleiter 15, 16 gleichmäßig verteilt und genauso stark wie die magnetische Kopplung. Um mit einer solchen Anordnung eine effiziente kapazitive Kopplung zu erzielen, in der sich nicht die Beiträge unterschiedlicher Abschnitte der Kopplungsleitungen gegenseitig auslöschen, ist es wünschenswert, die Länge der Kopplungsleitungen so weit wie möglich zu reduzieren. Die Länge der Kopplungsleitungen 15, 16 ist daher in jedem Falle deutlich kleiner als λ1/4, wenn λ1 die kürzere von zwei Wellenlängen λ1, λ2 ist, die jeweils der oberen und unteren Grenzfrequenz eines Frequenzbandes entsprechen, in dem der Koppler wirksam ist.
Einerseits die Kürze der Kopplungszone und andererseits die gleiche Stärke der magnetischen und der kapazitiven Kopplung sorgen dafür, dass sich innerhalb des Frequenzbandes, in dem der Koppler wirksam ist, keine Resonanzen in der Kopplungszone aufbauen können. Es kommt daher zu keiner resonanten Stromüberhöhung in der Kopplungszone, und infolgedessen ist die Abstrahlung gering. Das Verhalten des Richtkopplers wird daher nur wenig durch abgestrahlte und an der Metallisierung auf der gegenüberliegenden Substratseite reflektierte Felder beeinflusst. Deshalb kann eine größere Phasenverschiebung zwischen dem in die Kopplungszone auf einer der Leitungen 11 oder 12 eingespeisten Signal und diesen reflektierten Feldern in der Kopplungszone hingenommen werden, als bei dem eingangs beschriebenen herkömmlichen Konstruktionsprinzip.
Dies erlaubt den Einsatz des erfindungsgemäßen Richtkopplers auf vergleichsweise dicken, stabilen Substraten, die einfach und mit guter Ausbeute hergestellt werden können, bzw. bei gegebener Substratdicke einen Betrieb der Richtkoppler bei vergleichsweise hohen Frequenzen.
Eine weiterentwickelte Ausgestaltung, die die Vorteile der oben dargestellten Ausgestaltung und weitere aufweist, ist in Fig. 3 gezeigt. Hier ist die Länge der Kopplungsleitungen auf Null reduziert. Die geradlinigen Abschnitte 13-1 und 13-2 der ersten Leitung 11 und 13-3, 13-4 der zweiten Leitung 12 treffen jeweils unmittelbar unter rechtem Winkel an der ersten Symmetrielinie 18 aufeinander. Die Leitungen 13-1 bis 13-4 haben jeweils die Form von Streifen mit parallelen Längskanten und einer zu den Längskanten senkrechten Endkante 14, und sie überschneiden einander jeweils im Bereich einer Ekke der Endkante, wie am Beispiel der ersten Leitung 11 als gestricheltes Quadrat 22 dargestellt. Die unverbundene Leiterfläche 20' hat hier die Gestalt eines Quadrates mit jeweils zu den Endkanten 14 parallelen Kanten.
Da bei dieser Ausgestaltung die Länge der Kopplungszone minimiert ist, ist hier von einer Aufteilung der Leiterfläche 20' in mehrere Teilflächen entlang der Symmetrielinie 19 keine zusätzliche Unterdrückung von magnetischer Kopplung über die Leiterfläche 20' zu erwarten; vielmehr ist anzunehmen, dass eine solche Unterteilung hier die magnetische Kopplung fördert.
Eine weitere Verbesserung ist auf der Draufsicht der Fig. 4 gezeigt. Hier ist die quadratische Leiterfläche 20' durch eine Leiterfläche 20" ersetzt, die zwar im wesentlichen quadratischen Umriß hat, die sich aber aus drei Abschnitten 23", 24", 25" zusammensetzt. Die Abschnitte 23", 24" sind jeweils im wesentlichen L-förmig, mit gleich langen Schenkeln, die den Endkanten 14 der geradlinigen Leitungsabschnitte 13-1, 13-2, 13-3, 13-4 zugewandt sind. Der Abschnitt 25" hat die Form eines langgestreckten Steges und verbindet die Scheitelpunkte der L-förmigen Abschnitte 23", 24" entlang der ersten Symmetrielinie 18. Durch ein sich auf der ersten Leitung 11 ausbreitendes Signal im zugewandten L-förmigen Abschnitt 23" induzierte Ladungen breiten sich so über den Steg 25" entlang der Symmetrielinie 18 zum zweiten L-förmigen Abschnitt 24" aus und koppeln so kapazitiv an die zweite Leitung 12. Jegliche Stromflüsse auf der Leiterfläche 20" quer zur Symmetrielinie 18, die einer magnetischen Kopplung zwischen den ersten und zweiten Leitungen 11, 12 über die Leiterfläche 20" entsprechen könnten, sind durch deren Gestalt unterdrückt.
Um einen Richtkoppler mit der in Fig. 4 gezeigten Geometrie für ein vorgegebenes Frequenzband zu konstruieren, können z.B. die folgenden Parameter optimiert werden:
  • Substratmaterial und Dicke.
    Diese Parameter sind im wesentlichen für die maximale Arbeitsfrequenz relevant, bei der der Koppler eingesetzt werden soll. Generell sind zur Verringerung von Abstrahlung geringe Substratdicken bevorzugt. Bei Arbeitsfrequenzen bis zu 30 GHz ist ein Aluminiumoxidsubstrat mit einer Dicke von 381 µm geeignet. Bei Frequenzen oberhalb 30 GHz ist eine Dicke von 254 µm bevorzugt.
  • Breite der Leitungen.
    Die Breite a der Leitungen 11 bis 14 ist im wesentlichen relevant für die Leitungsimpedanz des Systems. Für eine Impedanz der Leitungen 11 bis 14 von 50 Ω ist eine Breite a von 340 µm optimal.
  • Breite b der Überschneidungszone 22.
    Dieser Parameter beeinflußt das Reflexionsverhalten der Leitungen. Je kleiner b ist, um so stärker induktiv ist das Reflexionsverhalten. Es ist wünschenswert, wenn die zwei Leitungen 11, 12, betrachtet ohne die Leiterfläche 20 und die jeweils andere Leitung 12 bzw. 11, schwach induktives Verhalten aufweisen, wie im Smith-Diagramm von Fig. 5 für die erste Eingangsleitung dargestellt. Die Reflexion S(1,1) am Eingang der ersten Leitung ist im betrachteten Frequenzbereich von 19 bis 27 GHz praktisch unveränderlich. Das schwach induktive Verhalten der Reflexion S(1,1) wird beim vollständigen Richtkoppler durch den kapazitiven Beitrag der Leiterfläche 20 im wesentlichen kompensiert, so daß insgesamt minimale Reflexion erreicht wird.
  • minimaler Abstand zwischen ersten und zweiten Leitungen.
    Der Abstand c zwischen einander zugewandten Ecken der Endkanten 22 der ersten und zweiten Leitungen 11, 12 hat offensichtlich Einfluß auf die Stärke der Kopplung zwischen diesen Leitungen. Er wird vorzugsweise so gewählt, daß die rechnerische Simulation eines Richtkopplers, der nur aus erster und zweiter Leitung 11, 12, ohne die unverbundene Leiterfläche 20, besteht, eine Kopplung zwischen der ersten und zweiten Leitung ergibt, die um ca. 5 dB geringer als die gewünschte Kopplung ist. Fügt man die unverbundene Leiterfläche 20" ein, um gleich starke magnetische und kapazitive Kopplungen zu erhalten, so erhöht sich die Kopplung insgesamt um etwa 5dB.
Eine Feinanpassung der kapazitiven Kopplung kann durch Optimieren der Breite e der Schenkel der L-förmigen Abschnitte sowie der Breite d der Spalte zwischen den L-förmigen Abschnitten 23", 24" und den Endkanten 22 der Leitungen erreicht werden.
Ein Beispiel für einen günstigen Satz der diversen geometrischen Parameter ist:
  • a = 340 µm
  • b = 31 µm
  • c = 116 µm
  • d = 30 µm
  • e = 30 µm
    • Figs. 6 und 7 zeigen jeweils für verschiedene Signalfrequenzen die Stärke S(1,3) des gewünschten, vom ersten Eingangsanschluss 1 an den zweiten Ausgangsanschluss 3 übertragenen Signals und S(1,4) des unerwünschten, an dem zweiten Eingangsanschluss 4 erscheinenden Signals für einen Richtkoppler mit den angegebenen Werten der Parameter a bis e. Man erkennt eine ausgezeichnete Gerichtetheit mit einem Pegelunterschied von über 20 dB zwischen den zwei Signalen S(1,3) und S(1,4) im gesamten untersuchten Frequenzbereich von 19 bis 27 GHz. Die Phasendrift des Signals an dem zweiten Ausgangsanschluss 3 in Abhängigkeit von der Frequenz ist gering, wie das Smith-Diagramm von Fig. 7 zeigt.
    Zusammenfassend schafft die vorliegende Erfindung einen extrem kompakten Richtkoppler mit großer Bandbreite und ausgezeichneter Gerichtetheit. Während bei herkömmlichen Richtkopplern extrem dünne Substrate verwendet werden müssen, um auch bei hohen Arbeitsfrequenzen befriedigende Gerichtetheit zu erzielen, können im Rahmen der vorliegenden Erfindung relativ dicke Substrate verwendet werden, was die Haltbarkeit der Koppler und auch die Ausbeute bei der Serienfertigung verbessert und dadurch Kosten reduziert.

    Claims (11)

    1. Richtkoppler mit einem Substrat und, angeordnet auf dem Substrat, zwei durch eine erste Leitung (11) verbundenen ersten Anschlüssen (1, 2) und zwei durch eine zweite Leitung (12) verbundenen zweiten Anschlüssen (3, 4), wobei die Leitungen (11, 12) durch eine Kopplungszone verlaufen, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungen (11, 12) in der Kopplungszone durch eine mit den Leitungen unverbundene Leiterfläche (20, 20', 20") beabstandet sind.
    2. Richtkoppler mit einem Substrat und, angeordnet auf dem Substrat, zwei durch eine erste Leitung (11) verbundenen ersten Anschlüssen (1, 2) und zwei durch eine zweite Leitung (12) verbundenen zweiten Anschlüssen (3, 4), wobei die Leitungen (11, 12) durch eine Kopplungszone verlaufen, zum gerichteten Überkoppeln eines Signals mit einer Wellenlänge innerhalb eines Bandes [λ1, λ2] von einer der zwei Leitungen (11, 12) auf die andere Leitung (12, 11), dadurch gekennzeichnet, dass die Kopplungszone kürzer als ein Viertel der kürzesten Wellenlänge λ1 des Bandes ist und dass an jedem Ort der Kopplungszone magnetische und kapazitive Kopplung gleich stark sind.
    3. Richtkoppler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungen (11, 12) außerhalb der Kopplungszone in zwei zueinander senkrechten Richtungen verlaufen.
    4. Richtkoppler nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass jede Leitung (11; 12) zwei geradlinige Abschnitte (13-1, 13-2; 13-3, 13-4) umfasst, die in der Kopplungszone unter Bildung eines Winkels unmittelbar aufeinander treffen, wobei die Winkelhalbierende (18) für die Winkel beider Leitungen (11, 12) die gleiche ist.
    5. Richtkoppler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Abschnitte (13-1, 13-2, 13-3, 13-4) streifenförmig mit einer zu den Rändern des Streifens senkrechten Endkante (14) sind, und dass sich die zwei Abschnitte (13-1, 13-2; 13-3, 13-4) jeder Leitung (11, 12) jeweils mit einer Ecke ihrer Endkante (14) überschneiden.
    6. Richtkoppler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterfläche (20', 20") einen quadratischen Umriss hat.
    7. Richtkoppler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leiterfläche (20") aus zwei jeweils der ersten bzw. zweiten Leitung zugewandten, durch ein stegförmiges Leiterstück (25") verbundenen Abschnitten (23", 24") aufgebaut ist.
    8. Richtkoppler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass er eine erste Symmetrieachse (18) aufweist, wobei eine Spiegelung an der ersten Symmetrieachse (18) jede Leitung (11, 12) in sich überführt, und dass das stegförmige Leiterstück (25") entlang der Symmetrieachse verläuft.
    9. Richtkoppler nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Abschnitte (23", 24") L-förmig sind.
    10. Richtkoppler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungen (11, 12) in der Kopplungszone jeweils ein schwach induktives Verhalten aufweisen.
    11. Richtkoppler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die unverbundene Leiterfläche (20, 20', 20") einen Beitrag von ca. 5 dB zur kapazitiven Kopplung zwischen den ersten und den zweiten Leitungen leistet.
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