EP1240654B1 - Ein schalter-eingangsstromkreis - Google Patents

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EP1240654B1
EP1240654B1 EP00993348A EP00993348A EP1240654B1 EP 1240654 B1 EP1240654 B1 EP 1240654B1 EP 00993348 A EP00993348 A EP 00993348A EP 00993348 A EP00993348 A EP 00993348A EP 1240654 B1 EP1240654 B1 EP 1240654B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switch input
input circuit
pulse width
width modulation
modulation signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP00993348A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1240654A1 (de
Inventor
Scott Haydon Turner
Matthew David Fenwick
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1240654A1 publication Critical patent/EP1240654A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1240654B1 publication Critical patent/EP1240654B1/de
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H1/00—Contacts
    • H01H1/60—Auxiliary means structurally associated with the switch for cleaning or lubricating contact-making surfaces
    • H01H1/605—Cleaning of contact-making surfaces by relatively high voltage pulses

Definitions

  • the present invention relates to switch input circuits.
  • the invention relates to a switch input circuit a power-saving device, for example during the supply of a Wetting current on the switch or switches.
  • the resistor would be 1800 Ohm, and at 24 volts would consume 320 mW. At the maximum of 32 volts the resistor would consume 570 mW.
  • the pulse width modulation signal becomes the base of the transistor fed to periodically allow the wetting current through the emitter and Collector of the transistor in the switch input circuit according to the Duty cycle of the pulse width modulation signal flows.
  • the step of providing the approximation further includes an increase in the duty cycle of the pulse width modulation signal if the detected number of activated switches increased.
  • the method further includes the step of determining the Voltage level of a voltage supply to the circuit.
  • the step of determining includes the detection of the voltage level below Using an analog-to-digital converter to get one for the voltage level representative digital value.
  • the method preferably includes further the steps of the determination, starting from the digital value, which Voltage levels from a variety of preselected voltage levels Has voltage supply, and adjustment of the working cycle of the Pulse width modulation signal depending on the relevant voltage range of the Voltage supply.
  • the present invention furthermore offers a switch input circuit with a current source for providing the wetting current to at least one switch by a corresponding resistance element characterized by modulation means for modulating the wetting current to provide a reduced average power consumption of the corresponding resistance element, the modulation means including a microcontroller configured to generate a pulse width modulation signal, the circuit further including the step of detecting the number of switches turned on connected to the switch input circuit, and the circuit further comprising means for providing the adjustment of the Pulse width modulation signal in response to the detected number of switches turned on.
  • Embodiments of the invention can advantageously be implemented without additional hardware can be realized, provided that those normally used on the inputs Filter capacitors are sufficient to ensure electromagnetic compatibility ensure, and the microcontroller the appropriate pulse width modulation (PWM) signal can deliver.
  • PWM pulse width modulation
  • Figures 1 and 2 show a switching system 2, which includes a circuit 4, which has a number of parallel switches 8 and a switch input circuit 6.
  • the switch input circuit 6 comprises a number of lines 16 corresponding to the number of switches, each line being connected through an upstream resistor R s to the voltage supply V BAT through a transistor 12.
  • an earthed capacitor can also be connected to each line 16 if this is required for electromagnetic compatibility.
  • a control line 14 is connected to the base of transistor 12 for controlling the flowing current. By increasing the voltage in the control line 14 can the transistor 12 are turned off, and by lowering the voltage of the Control line 14, transistor 12 can be switched on. So if so alternating signal such as a PWM (pulse width modulation) signal which Control line 14 is supplied, the power supply to the circuit 4th be switched on and off periodically.
  • PWM pulse width modulation
  • the PWM signal By using PWM (pulse width modulation) control of the wetting current, it is possible to reduce the size and cost of the switch input circuit 6, as well as the power loss of the pull-up resistor R s . Essentially, the PWM signal generates an input signal to the circuit 4 with an average voltage which is lower than the battery voltage and which therefore consumes less power (since power is directly proportional to the voltage). This means that while the transistor is on, the peak current is greater than the normal wetting current, but the average value of the wetting current will be the correct wetting current over a long period of time.
  • the switch input circuit 6 can be a simple RC filter circuit, as in Figure 2 included to include any electromagnetic interference (EMI) reduce which would otherwise be generated by the switch input circuit 6 could.
  • EMI electromagnetic interference
  • the switch input circuit 6 includes a microcontroller (not shown) for Feeding the PWM signal to the control line 14 and receiving the input from each of the lines 16 via a voltage divider circuit as either in FIG. 3 or 4 shown.
  • the microcontroller has appropriate outputs and inputs for Connection with lines 14 or 16.
  • the microcontroller is a commercially available programmable type, which generate a PWM signal of different duty cycles can.
  • the inputs from lines 16 can be from the microcontroller Feedback control can be used to match the PWM duty cycle to determine to provide the necessary wetting current to the circuit 4.
  • the resistor R F will consume some power and reduce the wetting current.
  • the value must be chosen depending on the application of the invention, so that not too much power is consumed when all switches are switched on.
  • the microcontroller detects the number of active (switched on) switches and adjusts the PWM operating cycle accordingly. If the number of active switches increases, the PWM duty cycle is increased by the microcontroller. Conversely, if the number of active switches decreases, the PWM duty cycle is reduced by the microcontroller.
  • the duty cycle of the PWM signal can also be in response to changes in the Battery voltage can be adjusted to further reduce power consumption.
  • the microprocessor can be limited to the detected battery voltage in several Areas react, and thereby effectively feedback-free control of the PWM signal provide.
  • the microcontroller used here is preferably a Analog-to-digital converter to easily detect the analog voltage level as a to allow an 8-bit value (for example).
  • the power consumed by the resistor to about 200mW be restricted. If the microprocessor also has battery voltage ranges (e.g. Range 1: 18-25V, range 2: 25-32V) is detected, then one is in the higher range lower PWM duty cycle used to reduce the amount of power consumed (around 110mW if the voltage range is 25-32V). Further calculations and Details are given below.
  • the PWM duty cycle can be achieved by means of a closed feedback system continuously modified in response to the measured battery voltage , however, this would place greater computational stress on the microprocessor require
  • Another advantage of providing PWM modulation of the wetting current is that that a resistor from the normal voltage divider circuit (shown in Figure 3) can be saved and used to turn the voltage on the switch into voltages convert that the microcontroller can sample. Because the average supplied voltage is lower, the pull-down resistor in the divider saved and only maintain the upstream resistor for current limitation become.
  • Inputs from 24 volt systems to a microcontroller with 0 - 5 volt inputs should be by using a voltage divider (e.g. 100K and 33K resistors) be reduced. If the average voltage using pulse width modulation is sufficiently reduced, then the 33 k pull-down resistor can be removed, leaving only the upstream 100k resistor.
  • a voltage divider e.g. 100K and 33K resistors
  • the switch input circuit can be implemented without additional hardware. However, another option is to use a simple RC low pass filter, as far as required for electromagnetic compatibility. A microcontroller with built-in PWM output is preferred, but this can be done using a normal microcontroller output connector can be achieved. For additional The microcontroller also needs a means of recording the power reduction Battery voltage, even if not continuously (e.g. by using an analog-to-digital converter) then at least by two different ones To detect voltage supply areas.
  • a suitable microcontroller is the Motorola MC68HC08AZ32. This unity is an 8-bit controller, which has an 8-bit analog-to-digital converter and a software programmable PWM output with a variable duty cycle and variable Frequency.
  • the control software of the microcontroller can provide a fixed PWM output Use lowering the average voltage or must when using the RC Filters 10 the PWM duty cycle to be used depending on the number of set pressed switch. Furthermore, the PWM duty cycle can be dependent be adjusted by the battery voltage.
  • the microcontroller should monitor the switches in the normal way, but it must Record the sampling point of the signal.
  • the switch input can only be scanned while the wetting current is supplied. To do this for optimal performance expand would mean scanning just before the wetting current is switched off, takes place (to ensure maximum wetting), but can also be at another time during the pulse, with time constants in the switch circuit of RC filter effects are to be considered.
  • a The microcontroller's procedure represents the number of currently pressed switch and dynamically adjusts the PWM duty cycle Match lookup tables. When the battery voltage detection the function must be switched to another lookup table, or alternatively apply a transfer function to the existing lookup table to modify.
  • the frequencies of the PWM operation must take into account several factors, such as. the generated electromagnetic interference (EMI) can be selected, especially in the audio frequency range (e.g., if applicable, in connection with the EMI filter circuit).
  • EMI generated electromagnetic interference
  • the switching losses in the Driver transistor at high frequencies must be considered.
  • the frequency is high enough so that the instantaneous current I INST (which is stronger than the average current ) does not adversely affect system components (pull-up resistor, driver transistor, switch contacts).
  • I INST instantaneous current
  • the power consumption of these components during the ON cycle may exceed their nominal power before the turn-off time (OFF time) allows them to recover or cool off.
  • the frequency should be higher than 100 Hz to meet this requirement.
  • the frequency should not be in the audio frequency range (20 Hz - 20 kHz), otherwise could be radiated or transmitted electromagnetic interference (EMI) other Component elements such as Car radios (through perceptible noise in the Speakers).
  • EMI transmitted electromagnetic interference
  • the frequency should be lower than the crossover frequency of the driver transistor because above this frequency the transistor rapidly loses gain and possibly is not put into operation at all. This is typical at 1MHz for Multi-purpose transistors
  • an RC filter has been specifically chosen to generate electromagnetic interference to reduce, then the frequency must be combined with the time constant of the RC filter to be selected.
  • Example (3) Using PWM control, including battery voltage detection in two areas
  • the wetting current is 10mA at 18 volts.
  • Vbat 25 volts NUM switch Working time,% Wetting current (ea - mA) Performance in R F (W) Performance in every R s (W) total current (A) overall performance (W) 1 40.4% 13.89 0.01 0.13 0.01 0.14 2 43.0% 13.89 0.04 0.13 0.03 0.30 3 45.6% 13.89 0.08 0.13 0.04 0.48 4 48.2% 13.89 0.15 0.13 0.06 0.67 5 50.8% 13.89 0.23 0.13 0.07 0.88 6 53.4% 13.89 0.33 0.13 0.08 1.11

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schalter-Eingangsstromkreise. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Schalter-Eingangsstromkreis mit einer stromsparenden Einrichtung, zum Beispiel während einer Zuführung eines Benetzungsstroms auf den oder die Schalter.
Moderne in Automobilen eingesetzte Schaltsysteme, die mit elektronischen Steuereinheiten verbunden sind, erfordern einen gewissen Stromfluß, wenn die Schalterkontakte geschlossen sind, um die Kontakte von Oxidation oder anderen Fremdstoffen zu 'reinigen'. Dieser Strom ist als "Benetzungsstrom" (wetting current) bekannt und wird gewöhnlich mit Bezug auf eine besondere Spannung definiert, zum Beispiel >10mA bei 12 Volt.
Normalerweise wird so verfahren, daß einfach ein Pull-up- oder Pull-down-Widerstand bereitgestellt wird verbunden mit der Eingabenverarbeitungs-Schaltlogik in der Steuereinheit. Dieser Pull-up-Widerstand wird oft von einem Transistor betrieben, so daß der Benetzungsstrom von einem Steuersignal verbunden mit der Basis des Transistors ein- oder ausgeschaltet werden kann und dadurch der Ruhestrom reduziert wird.
Wenn die Schalterkontakte geschlossen sind, wird Strom von dem Pull-up-Widerstand in Form von Wärme abgeführt. Dies bedeutet, daß ein geeigneter Widerstand gewählt werden muß, der diese Wärme unter den ungünstigsten Bedingungen abführen kann, zum Beispiel bei maximaler Batteriespannung und maximaler Betriebstemperatur. Je nach Anwendung, z.B. wenn sich die Schaltung an einem räumlich begrenzten Ort befindet und viele Schaltereingaben vorhanden sind, kann die erzeugte Wärme Probleme bei anderen elektrischen Bauteilen verursachen. Die Probleme mit der Verlustleistung verschlimmern sich noch in LKW-Systemen mit 24 Volt Batterien, weil die Leistung proportional zur Spannung ist. Jedoch ist es auch wünschenswert, den Benetzungsstrom über die Kontaktreinigungsperiode auf einem relativ hohen Pegel zu halten, um den oder die Schalter wirksam zu reinigen.
Zum Beispiel für eine Speisespannung von 24 Volt für einen LKW-Schalter-Eingangsstromkreis: um 10 mA bei 18 Volt bereitzustellen, würde der Widerstand 1800 Ohm sein, und bei 24 Volt würde 320 mW verbrauchen. Bei dem Maximum von 32 Volt würde der Widerstand 570 mW verbrauchen.
Aus der DE 195 36 196 C ist eine Schaltungsanordnung zur Steuerung von Verbrauchern bekannt. Zur Einstellung eines über einen Schalter fließenden Mindeststrom ist in Reihe mit dem jeweiligen Schalter ein diesem zugeordneter Hilfsschalter vorgesehen, der in Zeitintervallen von einer Steuerung angesteuert wird, um die Schaltstellung des zugeordneten Schalters abzutasten. Die Steuerung stellt den für den betreffenden Schalter erforderlichen Mindeststrom ein.
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren vor zur Bereitstellung eines Benetzungsstromes mit einem Schalter-Eingangsstromkreis und mit einer Stromquelle zur Bereitstellung des Benetzungsstroms an mindestens einem Schalter durch ein entsprechendes Widerstandselement, charakterisiert durch folgende Schritte:
  • Erfassen der Anzahl der mit dem Schalter-Eingangsstromkreis verbundenen eingeschalteten Schalter,
  • Bereitstellung der Angleichung eines Pulsbreitenmodulationssignals in Reaktion auf die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter,
  • Modulation des Benetzungsstroms in Abhängigkeit von dem Pulsbreitenmodulationssignal, um den durchschnittlichen Leistungsverbrauch des betreffenden Widerstandselementes zu reduzieren.
Bevorzugterweise wird das Pulsbreitenmodulationssignal der Basis des Transistors zugeführt, um periodisch zu erlauben, dass der Benetzungsstrom durch den Emitter und Kollektor des Transistors in den Schalter-Eingangsstromkreis entsprechend dem Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals fließt.
Bevorzugterweise umfasst der Schritt der Bereitstellung der Angleichung des weiteren eine Erhöhung des Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals, falls sich die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter erhöht.
Bevorzugterweise beinhaltet das Verfahren des weiteren den Schritt der Feststellung des Spannungspegels einer Spannungszuführung des Stromkreises. Bevorzugterweise beinhaltet der Schritt der Feststellung die Erfassung des Spannungspegels unter Verwendung eines Analog-Digital-Umsetzers, um dadurch einen für den Spannungspegel repräsentativen Digitalwert festzustellen. Bevorzugterweise beinhaltet das Verfahren des weiteren die Schritte der Feststellung, ausgehend von dem Digitalwert, welchen Spannungspegel aus einer Vielzahl von vorgewählten Spannungspegeln die Spannungszuführung aufweist, und Anpassung des Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals abhängig von dem relevanten Spannungsbereich der Spannungszuführung.
Die vorliegende Erfindung bietet des weiteren einen Schalter-Eingangsstromkreis mit einer Stromquelle zur Bereitstellung des Benetzungsstromes an mindestens einen Schalter durch ein entsprechendes Widerstandselement charakterisiert durch, Modulationsmittel zur Modulation des Benetzungsstromes zur Bereitstellung eines reduzierten durchschnittlichen Leistungsverbrauchs des entsprechenden Widerstandselementes,
wobei die Modulationsmittel einen Mikrocontroller einschließen, der ausgelegt ist, ein Pulsbreitenmodulationssignal zu erzeugen, wobei der Stromkreis des weiteren den Schritt der Erfassung der Anzahl der mit dem Schalter-Eingangsstromkreis verbundenen eingeschalteten Schalter einschließt, und wobei der Stromkreis des weiteren Mittel zur Bereitstellung der Angleichung des Pulsbreitenmodulationssignals in Reaktion auf die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter einschließt.
Vorteilhafterweise können Ausführungen der Erfindung ohne zusätzliche Hardware realisiert werden, vorausgesetzt, dass die nonnalerweise auf den Eingaben eingesetzten Filterkondensatoren ausreichen, um elektromagnetische Kompatibilität zu gewährleisten, und der Mikrocontroller das angemessene Pulsbreitenmodulations (PWM)-Signal liefern kann.
Bevorzugte Ausführungen der Erfindung sind in den nachstehenden nur als Beispiel dienenden Realisierungen mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen ausführlicher erklärt. Gezeigt sind in
  • Figur 1 - ein Schalter-Eingangsstromkreis;
  • Figur 2 - ein Schalter-Eingangsstromkreis mit einer zusätzlichen RC-Beschaltung;
  • Figur 3 zeigt einen in dem Schalter-Eingangsstromkreis eingesetzten normalen Spannungsteilerkreis;
  • Figur 4 zeigt den Spannungsteilerkreis der Figur 3 mit dem Pull-down-Widerstand entfernt..
    • Figuren 1 und 2 zeigen ein Schaltsystem 2, welches einen Schaltkreis 4 einschließt, welcher eine Anzahl paralleler Schalter 8 und einen Schalter-Eingangsstromkreis 6 aufweist. Der Schalter-Eingangsstromkreis 6 umfaßt eine Anzahl Leitungen 16 entsprechend der Anzahl der Schalter, wobei jede Leitung durch einen vorgeschalteten Widerstand Rs mit der Spannungszuführung VBAT durch einen Transistor 12 verbunden ist. Wahlweise kann auch mit jeder Leitung 16 ein geerdeter Kondensator verbunden sein, falls dies für elektromagnetische Kompatibilität erforderlich ist.
    Eine Steuerleitung 14 ist mit der Basis des Transistors 12 verbunden zur Steuerung des durchfließenden Stromes. Durch Erhöhung der Spannung in der Steuerleitung 14 kann der Transistor 12 abgeschaltet werden, und durch Absenkung der Spannung der Steuerleitung 14 kann der Transistor 12 angeschaltet werden. Falls daher ein alternierendes Signal wie z.B. ein PWM- (Pulsbreitenmodulations)-Signal der Steuerleitung 14 zugeführt wird, kann die Stromzuführung zu dem Schaltkreis 4 periodisch an- und abgeschaltet werden.
    Durch Einsatz der PWM-(Pulsbreitenmodulations)-Steuerung des Benetzungsstromes ist es möglich, die Größe und Kosten des Schalter-Eingangsstromkreises 6 zu reduzieren, sowie die Verlustleistung des Pull-up-Widerstandes Rs. Im wesentlichen erzeugt das PWM-Signal ein Eingabe-Signal an den Schaltkreis 4 mit durchschnittlicher Spannung, die niedriger als die Batteriespannung ist, und welche daher weniger Leistung verbraucht (da Leistung direkt proportional zur Spannung ist). Dies bedeutet, daß während der Transistor angeschaltet ist, der Spitzenstrom größer ist als der normale Benetzungsstrom, aber der durchschnittliche Wert des Benetzungsstromes wird über längere Zeit der korrekte Benetzungsstrom sein.
    Der Schalter-Eingangsstromkreis 6 kann eine einfache RC-Filter-Beschaltung, wie in Figur 2 gezeigt, einschließen, um eventuelle elektromagnetische Störung (EMI) zu reduzieren, welche sonst von dem Schalter-Eingangsstromkreis 6 erzeugt werden könnte.
    Der Schalter-Eingangsstromkreis 6 umfaßt einen Mikrocontroller (nicht gezeigt) zur Zuführung des PWM-Signals an die Steuerleitung 14 und zum Empfang der Eingabe von jeder der Leitungen 16 über einen Spannungsteilerkreis wie entweder in Figur 3 oder 4 gezeigt. Der Microcontroller hat passende Ausgaben und Eingaben zur Verbindung mit Leitungen 14 bzw. 16. Der Mikrocontroller ist ein handelsüblicher programmierbarer Typ, welcher ein PWM-Signal verschiedener Arbeitszyklen erzeugen kann. Die Eingaben von den Leitungen 16 können von dem Mikrocontroller als Rückführungskontrolle verwendet werden, um den passenden PWM-Arbeitszyklus festzulegen, um den notwendigen Benetzungsstrom an den Schaltkreis 4 bereitzustellen.
    In der RC-Filter-Beschaltung 10 wird der Widerstand RF etwas Leistung verbrauchen und den Benetzungsstrom reduzieren. Der Wert muß je nach Anwendung der Erfindung gewählt werden, damit nicht zuviel Leistung verbraucht wird, wenn alle Schalter eingeschaltet sind. Um die Reduzierung des Benetzungsstroms, welcher bei Zunahme der Schalteranzahl abnehmen wird, auszugleichen, erfaßt der Mikrocontroller die Anzahl aktiver (angeschalteter Schalter) und stimmt den PWM-Arbeitszyklus dementsprechend ab. Falls die Anzahl der aktiven Schalter zunimmt, wird der PWM-Arbeitszyklus von dem Mikrocontroller erhöht. Umgekehrt, falls die Anzahl aktiver Schalter abnimmt, wird der PWM-Arbeitszyklus von dem Mikrocontroller reduziert.
    Der Arbeitszyklus des PWM-Signals kann auch in Reaktion auf Änderungen in der Batteriespannung angepaßt werden, um den Leistungsverbrauch weiter einzuschränken. Der Mikroprozessor kann auf die erfaßte Batteriespannung in mehreren begrenzten Bereichen reagieren, und dadurch effektiv rückführungslose Steuerung des PWM-Signals bereitstellen. Bevorzugterweise ist der hier verwendete Mikrocontroller ein Analog-Digital-Umsetzer, um ein einfaches Erfassen des analogen Spannungspegels als einen 8-bit-Wert (zum Beispiel) zu ermöglichen.
    Für das oben beschriebene 24 Volt Beispiel, kann durch Verwendung der PWM-Steuerung bei 32 Volt die durch den Widerstand verbrauchte Leistung auf circa 200mW beschränkt werden. Falls der Mikroprozessor auch Batteriespannungsbereiche (z.B. Bereich 1: 18-25V, Bereich 2: 25-32V) erfaßt, dann wird in dem höheren Bereich ein niedrigerer PWM-Arbeitszyklus benutzt, um die verbrauchte Leistungsmenge zu senken (auf circa 110mW falls der Spannungsbereich 25-32V ist). Weitere Kalkulationen und Einzelheiten werden nachfolgend aufgeführt.
    Alternativ kann mittels eines geschlossenen Rückkopplungssystems der PWM-Arbeitszyklus fortlaufend in Reaktion auf die gemessene Batteriespannung modifiziert werden, jedoch würde dies größere rechnerische Belastung des Mikroprozessors erfordern
    Ein weiterer Vorteil, PWM-Modulation des Benetzungsstroms bereitzustellen, ist der, daß ein Widerstand aus dem normalen Spannungsteilerkreis (gezeigt in Figur 3) eingespart und benutzt werden kann, um die Spannung an dem Schalter in Spannungen zu konvertieren, die der Mikrocontroller abtasten kann. Da die durchschnittlich zugeführte Spannung niedriger ist, kann der Pull-down-Widerstand in dem Teiler eingespart und nur der vorgeschaltete Widerstand zwecks Strombegrenzung beibehalten werden.
    Eingaben aus 24 Volt Systemen an einen Mikrocontroller mit 0 - 5 Volt Eingaben sollten durch Verwendung eines Spannungsteilers (z.B. 100K und 33K Widerstände) reduziert werden. Falls die durchschnittliche Spannung mittels Pulsbreitenmodulation genügend reduziert ist, dann kann der 33 k Pull-down-Widerstand entfernt werden, wodurch nur der vorgeschaltete 100k Widerstand verbleibt.
    Der Schalter-Eingangsstromkreis kann ohne zusätzliche Hardware realisiert werden. Jedoch eine weitere Option ist die Verwendung eines einfachen RC-Tiefpaßfilters, soweit für elektromagnetische Kompatibilität erforderlich. Ein Mikrocontroller mit eingebauten PWM-Ausgaben wird bevorzugt, jedoch kann dies durch Benutzung eines normalen Mikrocontroller-Ausgabeanschlusses erzielt werden. Für zusätzliche Leistungsabsenkung benötigt der Mikrocontroller auch Mittel zur Erfassung der Batteriespannung, wenn auch nicht fortlaufend (z.B. durch Benutzung eines Analog-Digital-Umsetzers) dann doch zumindest um zwei verschiedene Spannungszuführungsbereiche zu erfassen.
    Ein geeigneter Mikrocontroller ist der Motorola MC68HC08AZ32. Diese Einheit ist ein 8-Bit-Controller, welcher einen 8-Bit Analog-Digital-Umsetzer und eine Softwareprogrammierbare PWM Ausgabe mit einem variablen Arbeitszyklus und variabler Frequenz einschließt.
    Die Steuer-Software des Mikrocontrollers kann eine feste PWM-Ausgabe zur Absenkung der durchschnittlichen Spannung verwenden oder muß bei Verwendung des RC Filters 10 den zu benutzenden PWM Arbeitszyklus abhängig von der Anzahl der gedrückten Schalter festlegen. Des weiteren kann der PWM Arbeitszyklus abhängig von der Batteriespannung angeglichen werden.
    Die folgende Beschreibung bezieht sich nur auf die letzteren zwei Fälle (RC-Filter und Batteriespannungs-Erfassung).
    Der Mikrocontroller sollte die Schalter auf normale Weise überwachen, muß aber den Abtastpunkt des Signals aufzeichnen. Der Schaltereingang kann nur abgetastet werden, während der Benetzungsstrom zugeführt wird. Um dies für optimale Leistung zu erweitern, würde bedeuten, daß das Abtasten, kurz bevor der Benetzungsstrom abgeschaltet wird, stattfindet (um maximale Benetzung zu gewährleisten), kann aber auch zu einem anderen Zeitpunkt während des Impulses sein, wobei Zeitkonstanten in dem Schalterstromkreis von RC-Filter-Auswirkungen zu berücksichtigen sind. Eine Prozedur des Mikrocontrollers (als eine zyklische Aufgabe) stellt die Anzahl der derzeit gedrückten Schalter fest and gleicht den PWM-Arbeitszyklus dynamisch in Übereinstimmung mit Nachschlagetabellen an. Wenn die Batteriespannungs-Erfassung benutzt wird, muß die Funktion auf eine andere Nachschlagetabelle wechseln, oder alternativ eine Übertragungsfunktion anwenden, um die bestehende Nachschlagetabelle zu modifizieren.
    Wenn ein Schalter anfänglich gedrückt wird, wird für eine kurze Zeitdauer ein höherer Strom vorhanden sein, bevor der PWM die Angleichung vornimmt. Diese Zeitdauer würde die Entprellungs- und Filterzeiten für die Schalter und die Batteriespannung einschließen, um zu verhindern, daß Rauschen und Einschwingvorgänge unnötige Abstimmungen des PWM-Arbeitszyklus verursachen. Auch wenn diese Reaktionszeit bis zu 100 ms betrüge, würde der sich ergebende Leistungsspitzenwert keine Probleme verursachen, da die eingesetzten Widerstände kurzzeitige Spitzenwerte aushalten.
    Die Frequenzen des PWM-Betriebs müssen nach Berücksichtigung mehrerer Faktoren, wie z.B. der erzeugten elektromagnetischen Störung (EMI), ausgewählt werden, insbesondere im Tonfrequenzbereich (z.B. muß, falls zutreffend, in Verbindung mit dem EMI-Filterkreis gewählt werden). Auch die Schaltverluste in dem Treibertransistor bei hohen Frequenzen müssen berücksichtigt werden.
    Zur Feststellung der Frequenz des PWM-Signals [(Freq=1 /(TON +TOFF)], sind die folgenden Faktoren zu berücksichtigen.
    Die Frequenz ist hoch genug, so daß der Augenblickstrom I INST (welcher stärker als der Durchschnittsstrom ist) sich nicht nachteilig auf Systembauteile (Pull-up-Widerstand, Treibertransistor, Schalterkontakte) auswirkt. Bei einer sehr niedrigen Frequenz (d.h. ein längerer (angeschalteter) ON-Zyklus) kann die Leistungsaufnahme dieser Bauteile während des ON-Zyklus deren Nennleistung überschreiten, bevor die Abschaltzeit (OFF-Zeit) ihnen ermöglicht, sich zu erholen oder abzukühlen. Typischerweise sollte die Frequenz höher als 100 Hz sein, um diese Anforderung zu erfüllen.
    Die Frequenz sollte nicht in dem Tonfrequenzbereich (20 Hz - 20 kHz) liegen, sonst könnte ausgestrahlte oder durchgelassene elektromagnetische Störung (EMI) andere Bauteilelemente wie z.B. Autoradios (durch wahrnehmbares Rauschen in den Sprechern) stören.
    Die Frequenz sollte niedriger als die Übergangsfrequenz des Treibertransistors sein, da oberhalb dieser Frequenz der Transistor rapide an Verstärkung verliert und eventuell überhaupt nicht in Betrieb gesetzt wird. Dies ist typisch bei 1MHz für Mehrzwecktransistoren
    Falls ein RC Filter spezifisch gewählt wurde, um erzeugte elektromagnetische Störung zu reduzieren, dann muß die Frequenz in Verbindung mit der Zeitkonstanten des RC-Filters ausgewählt werden. Ein typisches Beispiel wäre die PWM-Frequenz auf 250KHz einzustellen und die Zeitkonstante des RC-Filters auf 10µsec (F = 100 KHz) so daß der RC-Filter die Anstiegszeiten und Abfallzeiten der Ausgabe glätten kann, um elektromagnetische Störung zu reduzieren.
    Die folgenden Formeln sind vom Ohmschen Gesetz abgeleitet (V=IR, P = IV). Die verwendeten Symbole sind nachstehend aufgelistet:
    VBAT
    Bezugs-Batteriespannung für gewünschten Benetzungsstrom
    I WET
    Gewünschter Benetzungsstrom für jeden Schalter
    ITOT
    Gesamtstrom durch RF ohne PWM
    ISW
    Individueller Schalterstrom ohne PWM
    RF
    Filter-Widerstand
    RS
    Schalter-Pull-up-Widerstand
    NUM
    Anzahl aktiver Schalter (Kontakte geschlossen)
    TON
    Zeitraum des ON-Impulses des PWM-Signals
    TOFF
    Zeitraum des PWM-Signals für welchen kein Impuls vorhanden ist
    Duty
    Duty cyle (Arbeitszyklus) in Prozent; Duty = TON /(TON + TOFF)
    Des weiteren ist der Durchschnittsstrom (IAVG ) durch einen Schalter dem Benetzungsstrom (IWET) gleichwertig und ist auf den Augenblickstrom (IINST ) bezogen, IINST, mal IWET = IAVG = IINST x Duty.
    Der Strom und individuelle Strom ohne PWM-Steuerung: -
  • ( 1 ) Gesamtstrom: ITOT = VBAT / (RF + RS /NUM)
  • ( 2 ) Schalterstrom: ISW = ITOT /NUM = VBAT / (RF x NUM + RS)    Nun muß der PWM Arbeitszyklus gewählt werden, um den Durchschnittsstrom durch jeden Schalter auf den gewünschten Pegel zu reduzieren (IWET).
  • ( 3 ) Arbeitszyklus: Duty (100 %) = 100 x IWET x NUM / ITOT Durch Substitution von (1) und (2) ergibt sich:
  • ( 4 ) Arbeitszyklus: Duty (100 %)= 100 x 1(RF x NUM + RS) / VBAT Falls jetzt zusätzliche Batteriespannungs-Erfassung benutzt wird, dann kann der Arbeitszyklus für diesen Bereich unter Verwendung eines neuen VBAT -Wertes nachberechnet werden. Siehe untenstehendes Beispiel für weitere Einzelheiten.
    • Beispiel (1) - Keine PWM-Steuerung (traditionelles Vorgehen)
    In diesem Beispiel beträgt der Batteriespannungs-Betriebsbereich 18 bis 32 Volt; der gewünschte Benetzungsstgrom IWET = 10mA (Minimum) bei 18 Volt; die Anzahl der aktiven Schalter ist NUM, die Höchstanzahl an aktiven Schaltern ist 6.
    Um 10mA bei 18 Volt zu erzielen, benötigen wir RS = 1800 Ohm.
    Bei 18 Volt verbraucht jeder Widerstand 180mW. Bei 32 Volt verbraucht jeder Widerstand 569mW, und der Benetzungsstrom ist I WET = 17,8mA.
    Berechneter Wert ohne PWM bei VBAT = 32 Volt
    NUM Schalter Benetzungsstrom
    (je - mA)    		 Leistung in jedem Rs
    (W)    		 Gesamtstrom
    (A)    		 Gesarntleistung
    (W)
    1 17,8 0,569 0,02 0,57
    2 17,8 0,569 0,04 1,14
    3 17,8 0,569 0,05 1,71
    4 17,8 0,569 0,07 2,28
    5 17,8 0,569 0,09 2,85
    6 17,8 0,569 0,11 3,41
    Beispiel (2) - Einsatz von PWM-Steuerung, aber ohne Batteriespannungs-Erfassung
    In diesem Beispiel ist der Batteriespannungs-Betriebsbereich 18 bis 32 Volt; die gewünschte Benetzungsstrom IWET = min. 10mA bei 18 Volt; der Filter umfaßt einen RF = 47 Ohm vorgeschalteten Widerstand, mit einem 100nF Parallelkondensator; die Pull-up-Widerstände auf jedem Schalter sind RS= 680 Ohm; die Anzahl der aktiven Schalter ist NUM, und die Höchstanzahl der aktiven Schalter ist 6.
    Bei Verwendung der obigen Werte wird daher die Gleichung (4):
  • (5) Arbeitszyklus: Duty (100 %) = (47 x NUM + 680) / VBAT
    Berechnete Werte mit PWM (ohne Spannungs-Erfassung) bei VBAT = 32 Volt
    NUM Schalter Arbeitsz, Benetzungsstrom
    (ea - mA)    		 Leistung in RF
    (W)    		 Leistung in jedem Rs
    (W)    		 Gesamtstrom
    (A)    		 Gesamtleistung
    (W)
    1 40,4% 17,78 0,01 0,21 0,02 0,23
    2 43,0% 17,78 0,06 0,21 0,04 0,49
    3 45,6% 17,78 0,13 0,21 0,05 0,78
    4 48,2% 17,78 0,24 0,21 0,07 1,10
    5 50,8% 17,78 0,37 0,21 0,09 1,45
    6 53,4% 17,78 0,53 0,21 0,11 1,82
    • Beispiel (3) - Verwendung von PWM-Steuerung, einschließlich Batteriespannungs-Erfassung in zwei Bereichen
    In diesem Beispiel ist die Batteriespannungs-Betriebsbereich 18 bis 32 Volt:.
  • Bereich 1 = 18 bis 25V
  • Bereich 2 = 25 bis 32V
    • Der gewünschte Benetzungsstrom IWET = 10mA bei 18 Volt; der RC Filter schließt einen RF = 47 Ohm vorgeschalteten Widerstand ein, mit einem 100nF Parallelkondensator; die Pull-up Widerstände auf jedem Schalter sind RS = 680 Ohm; die Anzahl der aktiven Schalter ist NUM, und die Höchstanzahl der aktiven Schalter ist 6.
    Für Bereich 1 ist der Benetzungsstrom 10mA bei 18 Volt.
    Berechnete Werte mit PWM für Bereich 1, mit Vbat = 25 Volt
    NUM Schalter Arbeitsz, % Benetzungsstrom
    (ea - mA)    		 Leistung in RF
    (W)    		 Leistung in jedem Rs
    (W)    		 Gesamtstrom
    (A)    		 Gesamtleistung
    (W)
    1 40,4% 13,89 0,01 0,13 0,01 0,14
    2 43,0% 13,89 0,04 0,13 0,03 0,30
    3 45,6% 13,89 0,08 0,13 0,04 0,48
    4 48,2% 13,89 0,15 0,13 0,06 0,67
    5 50,8% 13,89 0,23 0,13 0,07 0,88
    6 53,4% 13,89 0,33 0,13 0,08 1,11
    Für Bereich 2 ist der Benetzungsstrom 10mA bei 25 Volt
    Berechnete Werte mit PWM für Bereich 2, mit VBAT = 32 Volt
    NUM Schalter Arbeitsz, Benetzungsstrom
    (ea - mA)    		 Leistung in RF
    (W)    		 Leistung in jedem Rs
    (W)    		 Gesamtstrom
    (A)    		 Gesamtleistung
    (W)
    1 29,1% 12,80 0,01 0,11 0,01 0,12
    2 31,0% 12,80 0,03 0,11 0,03 0,25
    3 32,8% 12,80 0,07 0,11 0,04 0,40
    4 34,7% 12,80 0,12 0,11 0,05 0,57
    5 36,6% 12,80 0,19 0,11 0,06 0,75
    6 38,5% 12,80 0,28 0,11 0,08 0,95
    Zusammenfassung der Kalkulationen:
    Zusammenfassung
    Beispiel Höchstleistung in Stromkreis (6 Eingabeschalter)
    1. Kein PWM 3,41 W
    2. PWM mit EMI-Filter, und keine Batterie-Erfassung 1,82 W
    3. PWM mit EMI-Filter, Batterie-Erfassung in 2 Bereichen 1,11 W
    Wie aus Tabelle 5 ersichtlich ist, kann die in dem Eingangsstromkreis unter ungünstigsten Bedingungen verbrauchte Leistung leicht auf die Hälfte reduziert werden. Auch wird durch den Einsatz kleinerer Widerstände beträchtliche Kostenersparnis erzielt, und infolgedessen PCB- (Leiterplatten) Ersparnis.
    Zusammenfassend wird auf drei hauptsächliche Vorteile der Realisierungen der Erfindung hingewiesen:
  • 1. Leistung: Die Leistungsaufnahme der vorgeschalteten Widerstände Rs ist reduziert. Dies bedeutet, daß weniger Wärme erzeugt wird, und die Schaltkarten-Temperatur ist reduziert, was zu höherer Verläßlichkeit der Elektronik führt.
  • 2. Größe: Weil weniger Leistung aufgenommen werden muß, können kleinere Widerstände eingesetzt werden. Auch können Widerstände in den Spannungsteilerkreisen eingespart werden.
  • 3. Kosten: Kostensparung wird erzielt, da kleinere Widerstände eingesetzt werden, einige Widerstände erübrigen sich und können gestrichen werden und es ergibt sich auch ein reduzierter Platzbedarf für Schaltkarten hinsichtlich Anordnung und Wärmeabführung.
    • Natürlich wird es dem Fachmann gegenwärtig sein, daß Abwandlungen und Variationen zu einigen der Charakteristiken der beschriebenen Realisierungen der Erfindung vorgenommen werden können, ohne von dem Wesentlichen und dem Umfang der Erfindung abzuweichen, wie in den Ansprüchen definiert.

    Claims (13)

    1. Eine Methode zur Bereitstellung eines Benetzungsstromes, mit einem Schalter-Eingangsstromkreis (6), mit einer Stromquelle (12) zur Bereitstellung des Benetzungsstroms an mindestens einem Schalter (4, 8) durch ein entsprechendes Widerstandselement (RS), charakterisiert durch folgende Schritte:
      Erfassen der Anzahl der mit dem Schalter-Eingangsstromkreis (6) verbundenen eingeschalteten Schalter (4, 8),
      Bereitstellung der Angleichung eines Pulsbreitenmodulationssignal in Reaktion auf die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter (4, 8),
      Modulation des Benetzungsstroms in Abhängigkeit von dem Pulsbreitenmodulationssignal, um den durchschnittlichen Leistungsverbrauch des betreffenden Widerstandselementes zu reduzieren.
    2. Die Methode gemäß Anspruch 1, in welcher das Pulsbreitenmodulationssignal der Basis eines Transistors (12) zugeführt wird, um periodisch zu erlauben, dass der Benetzungsstrom durch den Emitter und Kollektor des Transistors (12) in den Schalter-Eingangsstromkreis (6) entsprechend dem Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals fließt.
    3. Die Methode gemäß Anspruch 1, in welcher der Schritt der Bereitstellung der dynamischen Angleichung eine Erhöhung des Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals einschließt, falls sich die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter (4, 8) erhöht.
    4. Die Methode gemäß einem der Ansprüche 2 und 3, welche des weiteren den Schritt der Feststellung des Spannungspegels einer Spannungszuführung des Stromkreises (6) einschließt.
    5. Die Methode gemäß Anspruch 4, in welcher der Schritt der Feststellung die Erfassung des Spannungspegels unter Verwendung eines Analog-Digital-Umsetzers einschließt, um dadurch einen für den Spannungspegel repräsentativen Digitalwert festzustellen.
    6. Die Methode gemäß Anspruch 5, welche des weiteren die folgenden Schritte einschließt:
      Feststellung, ausgehend von dem Digitalwert, welchen Spannungspegel aus einer Vielzahl von vorgewählten Spannungsbereichen die Spannungszuführung aufweist; und
      Anspassung des Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals abhängig von dem relevanten Spannungsbereich der Spannungszuführung.
    7. Ein Schaltereingangsstromkreis, mit einer Stromquelle (12) zur Bereitstellung des Benetzungsstromes an mindestens einem Schalter (4,8) durch ein entsprechendes Widerstandselement (RS), charakterisiert durch, Modulationsmittel (12, 14) zur Modulation des Benetzungsstromes zur Bereitstellung eines reduzierten durchschnittlichen Leistungsverbrauchs des entsprechenden Widerstandselementes (RS), wobei die Modulationsmittel (12, 14) einen Mikrocontroller einschließen, der ausgelegt ist, ein Pulsbreitenmodulationssignal zu erzeugen, wobei der Stromkreis des weiteren den Schritt der Erfassung der Anzahl der mit dem Schalter-Eingangsstromkreis (6) verbundenen eingeschalteten Schalter (4, 8) einschließt, und wobei der Stromkreis des weiteren Mittel zur Bereitstellung der Angleichung des Pulsbreitenmodulationssignals in Reaktion auf die erfasste Anzahl eingeschalteter Schalter (4, 8) einschließt.
    8. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß Anspruch 7, in welchem das Pulsbreitenmodulationssignal der Basis des Transistors (12) zugeführt wird, um periodisch zu erlauben, dass Strom durch den Emitter und Kollektor des Transistors (12) in den Schalter-Eingangsstromkreis (6) entsprechend dem Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals fließt.
    9. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß Anspruch 7, in welchem die Erfassungsmittel in dem Mikrocontroller eingeschlossen sind.
    10. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß Anspruch 7, in welchem der Mikrocontroller Mittel zur Bereitstellung der Angleichung einschließt.
    11. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, in welchem der Mikrocontroller des weiteren ausgelegt ist, den Spannungspegel einer Spannungszuführung des Stromkreises (6) festzustellen.
    12. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 11, in welchem der Mikrocontroller den dem entsprechenden Widerstandselement (RS) zugeführten Spannungspegel erfasst und danach einen Spannungspegel einer Spannungszuführung des Stromkreises (6) errechnet.
    13. Der Schalter-Eingangsstromkreis (6) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 12, in welchender Mikrocontroller des weiteren für folgende ausgelegt ist:
      Feststellung, welchen Spannungspegel aus einer Vielzahl von vorgewählten Spannungsbereichen die Spannungszuführung aufweist; und
      Anpassung des Arbeitszyklus des Pulsbreitenmodulationssignals abhängig von dem relevanten Spannungsbereich der Spannungszuführung.
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