EP1198890A2 - Verfahren zum erzeugen von zuverlässigkeitsinformationen für die kanaldecodierung in einem funkempfänger sowie entsprechender funkempfänger - Google Patents

Verfahren zum erzeugen von zuverlässigkeitsinformationen für die kanaldecodierung in einem funkempfänger sowie entsprechender funkempfänger

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EP1198890A2
EP1198890A2 EP00958177A EP00958177A EP1198890A2 EP 1198890 A2 EP1198890 A2 EP 1198890A2 EP 00958177 A EP00958177 A EP 00958177A EP 00958177 A EP00958177 A EP 00958177A EP 1198890 A2 EP1198890 A2 EP 1198890A2
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EP
European Patent Office
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time
reliability information
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path
channel
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Ralf Hartmann
Peter Bohnhoff
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Infineon Technologies AG
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Infineon Technologies AG
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    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/3905—Maximum a posteriori probability [MAP] decoding or approximations thereof based on trellis or lattice decoding, e.g. forward-backward algorithm, log-MAP decoding, max-log-MAP decoding
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    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving

Definitions

  • the present invention relates to a method for generating reliability information for the channel decoder of a radio receiver, in particular a mobile radio receiver, and a corresponding radio receiver.
  • Transmission channels in mobile radio systems are characterized by their time-dependent multipath reception, which leads to intersymbol interference in digital transmission systems.
  • intersymbol interference in digital transmission systems.
  • an equalization of the received data is required at the receiving end.
  • the data to be transmitted are scrambled (interleaving) and channel-coded due to the rapidly changing transmission conditions as well as to suppress adjacent channel and co-channel interference in cellular networks.
  • This reliability information is information which is obtained by a so-called soft decision.
  • a hard decision in which only a fixed decision threshold is used, a large number of decision thresholds are used in a soft decision, thus significantly increasing the reliability of the decision.
  • Equalizers such as those used in GSM receivers and also provided according to the future expansion of the GSM mobile radio standard, EDGE, must therefore on the one hand adequately equalize the received signal and on the other hand provide the reliability information described above.
  • Such a suboptimal method is i.a. m "Optimum And Sub-Opti um Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersy bol Interference", Wolfgang Koch and Alfred Baier, 1990 IEEE.
  • a 'Reduced State Soft Decision Equalizer' which corresponds to a method according to the preamble of claim 1, the reliability information is generated symbol by symbol in the equalizer.
  • the corresponding algorithm is very similar to a hard decision Viterbi algorithm, but generates the reliability information in a much simpler manner, with the reliability information for a received symbol being determined at the time ⁇ -L at a time ⁇ .
  • L denotes the length of the observation period and corresponds at least to that
  • the reliability information is determined by using a Trellis diagram the best 'path' of the trellis diagram, ie the best or cheapest path with the value '1' at the time ⁇ -L, and the best 'zero path', ie the best or cheapest path with the value '1' at the time ⁇ -L.
  • These two paths of the trellis diagram are determined using metrics which are calculated for the individual state transitions in the trellis diagram. The so-called matched filter method is used in particular.
  • the reliability information is obtained by relating the metrics calculated in this way for the best "path" and the best "zero path".
  • a trellis with a reduced number of states is used to calculate the individual metrics.
  • a trellis-based equalization is started only for the elements 0 ... L '(L' ⁇ L) of the channel impulse response, while the other elements L '+ 1 ... L are only decision-coupled with the trellis-based equalization.
  • the basics of this decision feedback sequence estimation can be found, for example, in the article "Reduced-State Sequence Estimation With Set Participation And Decision Feedback", Vedat Eyuboglu and Shahid Qureshi, 1988 IEEE.
  • the equalizer must determine the best on and zero path related to the time ⁇ -L 'at each time ⁇ and use this to calculate the reliability information for the received symbol at the time ⁇ -L'.
  • the branch metrics include bits at the times ⁇ ... ⁇ -L 'and bits at the times ⁇ -L'- l ... ⁇ -L, the latter bits, as already described, as the decision feedback coupling for the metric calculation received.
  • the present invention is therefore based on the object of providing a method for generating reliability information for channel decoding for a radio receiver and a corresponding radio receiver, with which the computation effort and the storage space required for this can be reduced.
  • the present invention is based on the "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interference", Wolfgang Koch and Alfred Baier,
  • the form of a decision feedback feedback is no longer carried out in a list depending on the status, but symbols are used for the decision feedback feedback, which have already been decided beforehand, ie these bits or symbols are for all 2 ' Identical conditions.
  • a reliable information for the symbol at point in time ⁇ -L ′ is generated from the best zero and insertion path using a hard decision Bit with the corresponding value converted and used during the next LL 'following times in the calculation of the individual metrics.
  • the present invention which can be used in particular for equalization of intersymbol interference in mobile radio systems in accordance with the GSM, DCS1800 or PCAS1900 standard, has the great advantage that the implementation effort is both for hardware-based implementation and for implementation on a digital signal processor can be significantly reduced, since no elaborate fields have to be carried out for the decision-coupled bits, but only LL 'variables suffice, which only have to be updated once per symbol output, so that storage space as well as computing power and thus electrical energy can be saved.
  • FIG. 1 shows a mobile radio transmission model in the form of a simple block diagram
  • Fig. 2 shows a model of the channel of the mobile radio system shown in Fig. 1, and
  • 3A and 3B show illustrations for explaining the metric calculation in a trellis diagram.
  • Information to be transmitted in the transmitter is first converted by a source encoder 2 into a digital signal, ie m a sequence of '1' and '0' symbols, and m in the form of source-coded data words or data vectors b output, the individual elements or symbols of which each have the value '1' or '0'.
  • Each data word b em code word c is mapped by a channel encoder 3, the symbols of which are permuted by an interleaver 4, ie are scrambled.
  • the interleaving is ideally carried out in such a way that any two symbols of a code word c are mapped onto two different starting words d of the interleaver 4.
  • the formatter 5 appends known symbols (so-called tail symbols) to the beginning and end of each data word d of the interleaver 4 L in order to specify a defined start and end state of the model of the channel which is explained in more detail below.
  • the channel 6 shown in FIG. 1 includes, among other things, the transmitter's modulator and amplifier, the actual RF channel (transmission channel) as well as the pre-reception stage, the input filter and the A / D converter of the receiver, and can be controlled by the FIG. 2 shown channel model.
  • the channel model corresponds to a state machine with L memory stages, the individual buffered transmission symbols e m ... e F _ lj are added via multipliers 12 with the aid of an adder 13.
  • the coefficients h c ... h L correspond to the coefficients of the channel impulse response.
  • the model also takes into account the noise in the form of additive white Gaussian noise (AWGN) which occurs in the transmission channel and which, with the aid of an adder 14, overcomes the output signal of the adder 13. superimposed, so that finally em reception symbol z m are received, the ⁇ gers is obtained.
  • AWGN additive white Gaussian noise
  • the equalizer 8, the demterleaver 9 and the channel decoder 10 together have the task of determining the original transmission sequence b with the greatest possible reliability z on the basis of the reception sequence z.
  • reliability information is generated for the channel decoder 10, which specifies the a-p ⁇ ori probability for each received symbol that the received symbol is based on a transmitted '0' or '1'.
  • the channel model shown in FIG. 2 is represented by a corresponding trellis diagram, which shows the behavior of the channel m
  • Each state change S ⁇ _ ⁇ -> S ⁇ can be assigned an emetric increment, which is later evaluated to assess the probability of this state change and is defined by the following formula:
  • the present invention is not limited to using the matched filter metric.
  • the trellis corresponding to channel 6 shown in FIG. 2 can now be evaluated in order to calculate corresponding probabilities for each state S ⁇ for each trellis or time step ⁇ .
  • the trellis is ideally traversed m backwards as well as m forward.
  • the algorithm for processing a reception word z will be explained in more detail below.
  • a b (S ⁇ ) - ⁇ n ⁇ e ⁇ P (- A b (S) - ⁇ (S ul , S)) + exp (- A b (S ') - ⁇ (S l , S')) ⁇ (5)
  • FIG. 3A and FIG. 3B the metrics ⁇ f (S ⁇ - ⁇ ), ⁇ (S__ ⁇ , S ⁇ ) and ⁇ c (S ⁇ ) are entered.
  • this algorithm is called "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interference", Wolfgang Koch and Alfred Baier, 1990 IEEE, referred to as the 'Optimum Soft Decision Equalization Algorithm (OSDE)'.
  • OSDE Optimum Soft Decision Equalization Algorithm
  • Formula (7) generally contains an expression of the form -In (e "x + e ⁇ y ), but the following relationship applies to such expressions:
  • g (e ⁇ _ L ) min ( ⁇ , (5 ⁇ _,) + ⁇ (S ⁇ _,, S ⁇ )) - min (A f (S ⁇ ,) + ⁇ (S ⁇ ,, S ⁇ ) ) (10;
  • the main difference to the classic Viterbi algorithm is that only the selection of two minimum values from a set of 2 L metrics is required to calculate the soft decision values q (e ⁇ -).
  • this algorithm is therefore referred to as a 'Soft Decision Viterbi Equalizer (SDVE)'.
  • a reliability information for the time ⁇ -L ' is calculated using a reduced number of 2 L' different states.
  • the present invention is therefore a super-optimal approach of an SDVE algorithm with a reduced number of states.

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Description

Beschreibung
Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässig eitsinformationen für die Kanaldecodierung in einem Funkempfänger sowie entspre- chender Funkempfänger
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinfor ationen für den Kanaldecodierer eines Funkempfängers, insbesondere eines Mobilfunkempfängers, sowie einen entsprechenden Funkempfänger.
Übertragungskanäle in Mobilfunksystemen sind durch ihren zeitabhängigen Mehrwege-Empfang charakterisiert, der bei digitalen Übertragungssystemen zu Intersymbol-Interferenzen führt. Um derartige Intersymbol-Interferenzen bewältigen zu können, ist empfangsseitig eine Entzerrung der empfangenen Daten erforderlich. Sendeseitig werden die zu übertragenden Daten aufgrund der sich schnell ändernden Übertragungsbedingungen sowie zur Unterdrückung von Nachbarkanal- und Gleich- kanalstörungen in zellularen Netzen verwürfelt (Interleaving) und kanalcodiert übertragen.
Zur empfangsseitigen Kanaldecodierung sind Informationen wünschenswert, welche die Zuverlässigkeit der von dem Entzerrer durchgeführten Entzerrung angeben. Bei diesen Zuverlässigkeitsinformationen handelt es sich um Informationen, welche durch eine sogenannte Soft Decision gewonnen werden. Im Gegensatz zu einer Hard Decision, bei der lediglich eine feste Entscheidungsschwelle verwendet wird, wird bei einer Soft De- cision eine Vielzahl von Entscheidungsschwellen verwendet und somit die Entscheidungssicherheit deutlich erhöht. Entzerrer, wie sie beispielsweise in GSM-Empfängern eingesetzt werden und auch gemäß der zukünftigen Erweiterung des GSM- Mobilfunkstandards, EDGE, vorgesehen sind, müssen daher ei- nerseits das Empfangssignal ausreichend entzerren andererseits die zuvor beschriebenen Zuverlässigkeitsinformationen bereitstellen. Zur Erzeugung der zuvor genannten Zuverlässigkeitsinformationen sind viele unterschiedliche Verfahren bekannt, wobei m Mobilfunksystemen häufig Algorithmen verwendet werden, die auf einer sogenannten 'Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE) ' beruhen, wie sie z.B. m "Digital Communications", Proakis, J.G., McGraw-Hill, New York, 1983, beschrieben ist. Die verbreitetste Implemetierung dieses Verfahrens ist der Viterbi-Algorithmus, bei dem mit Hilfe von Trellis-Diagrammen die zuvor erwähnten Zuverlässigkeitsinformationen in Form von Wahrscheinlichkeiten dafür gewonnen werden, ob e n empfangenes Symbol auf einer gesendeten '0' oder einer gesendeten ' 1' beruht .
Da dieser (optimale) Algorithmus jedoch sehr komplex und demzufolge sehr rechenaufwendig ist und einen sehr großen Speicherplatz erfordert, wurden verschiedene suboptimale Verfahren entwickelt, die auf einfachere Art und Weise Zuverlässigkeitsinformationen für den Kanaldecodierer zur Verfugung stellen.
Ein derartiges suboptimales Verfahren ist u.a. m "Optimum And Sub-Opti um Detection Of Coded Data Disturbed By Time- Varymg Intersy bol Interference" , Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, beschrieben. Gemäß diesem als ' Reduced State Soft Decision Equalizer' bezeichneten Verfahren, welches einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 entspricht, werden die Zuverlässigkeitsinformationen m dem Entzerrer Symbol für Symbol generiert. Der entsprechende Algo- rithmus ist zu einem Hard Decision Viterbi-Algorithmus sehr ähnlich, erzeugt jedoch die Zuverlässigkeitsinformationen auf deutlich einfachere Art und Weise, wobei zu einem Zeitpunkt μ die Zuverlassigkeitsmformation für ein empfangenes Symbol zum Zeitpunkt μ-L ermittelt wird. Dabei bezeichnet L die Lan- ge des Beobachtungszeitraums und entspricht mindestens der
Lange der Kanalimpulsantwort des Ubertragungskanals . Die Zuverlassigkeitsmformation wird ermittelt, indem anhand eines Trellis-Diagramms der beste 'Einspfad' des Trellis-Diagramms, d.h. der beste oder gunstigste Pfad mit dem Wert '1' zum Zeitpunkt μ-L, und der beste 'Nullpfad', d.h. der beste oder gunstigste Pfad mit dem Wert '1' zum Zeitpunkt μ-L, ermittelt wird. Die Ermittlung dieser beiden Pfade des Trellis-Diagramms erfolgt anhand von Metriken, welche f r die einzelnen Zustandsubergange m dem Trellis-Diagramm berechnet werden. Dabei wird insbesondere die sogenannte Matched- Filter-Metπk angewendet. Die Zuverlassigkeitsmformation wird schließlich dadurch erhalten, daß die auf diese Weise für den besten 'Einspfad' und den besten 'Nullpfad' berechneten Metriken zueinander m Beziehung gesetzt werden. Um den Rechenaufwand und den Speicherbedarf zu reduzieren, wird zur Berechnung der einzelnen Metriken eine Trellis mit einer re- duzierten Anzahl an Zustanden verwendet. Nur für die Elemente 0...L' (L' < L) der Kanalimpulsantwort wird eine trellisba- sierte Entzerrung gestartet, wahrend die übrigen Elemente L'+1...L lediglich entscheidungsruckgekoppelt m die trellis- basierte Entzerrung eingehen. Die Grundlagen dieser Entschei- dungsruckkopplung ('Decision Feedback Sequence Estimation') können beispielsweise dem Aufsatz "Reduced-State Sequence Estimation With Set Partitiomng And Decision Feedback", Ve- dat Eyuboglu und Shahid Qureshi, 1988 IEEE, entnommen werden.
Bei der zuvor beschriebene Vorgehensweise muß der Entzerrer zu jedem Zeitpunkt μ den auf den Zeitpunkt μ-L' bezogenen besten Eins- und Nullpfad ermitteln und daraus die Zuverlassigkeitsmformation für das empfangene Symbol zum Zeitpunkt μ-L' berechnen. In die Zweigmetriken gehen dabei einerseits Bits zu den Zeitpunkten μ...μ-L' und Bits zu den Zeitpunkten μ-L'- l...μ-L ein, wobei die letztgenannten Bits, wie bereits beschrieben, als Entscheidungsruckkopplung die Metrikberechnung eingehen. Diese letztgenannten Bits ergeben sich aus den einzelnen sogenannten ' Survivor ' -Pfaden der 2 -Zustande des Trellis-Diagramms, d.h. den jeweils kostengünstigsten und wahrscheinlichsten Zustandsubergangen, die jedoch demzufolge von Zustand zu Zustand verschieden sind, so daß ein entspre- chend hoher Rechenaufwand und Speicherbedarf erforderlich ist, da der Entzerrer zu jedem Zeitpunkt μ eine Liste mit 2L' Zustanden fuhren muß .
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung einem Funkempfanger sowie einen entsprechenden Funkempfanger bereitzustellen, womit der Berchnungsaufwand und der dafür benotigte Speicherplatz redu- ziert werden kann.
Diese Aufgabe wird erfmdungsgemaß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruches 1 bzw. einen Funkempfanger mit den Merkmalen des Anspruches 9 gelost. Die Unteranspruche de- finieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausfuhrungsformen der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interference", Wolfgang Koch und Alfred Baier,
1990 IEEE, beschriebenen und zuvor erläuterten Vorgehensweise. Erf dungsgemaß werden die Form einer Entscheidungs- ruckkopplung berücksichtigten Bits jedoch nicht mehr zu- standsabhangig m einer Liste gefuhrt, sondern für die Ent- scheidungsruckkopplung gehen Symbole die Berechnung ein, welche bereits zuvor entschieden worden sind, d.h. diese Bits oder Symbole sind für alle 2 ' Zustande identisch.
Zur Entscheidung dieser Symbole, d.h. zur Ermittlung des bei- spielsweise binaren Werts dieser Symbole, wird zu jedem Zeitpunkt μ aus dem besten Null- und Einspfad eine Zuverlassig- keitsmformation für das Symbol zum Zeitpunkt μ-L' erzeugt, mit Hilfe einer Hard Decision ein Bit mit entsprechendem Wert umgewandelt und wahrend der nächsten L-L' folgenden Zeitpunkte bei der Berechnung der einzelnen Metriken weiterverwendet . Die vorliegende Erfindung, welche insbesondere zur Entzerrung von Intersymbol-Interferenzen Mobilfunksystemen gemäß dem GSM-, DCS1800- oder PCAS1900-Standard einsetzbar ist, besitzt den großen Vorteil, daß der I plementierungsaufwand sowohl bei einer hardwaremaßgen Realisierung als auch bei einer Realisierung auf einem digitalen Signalprozessor deutlich reduziert werden kann, da für die entscheidungsruckgekoppelten Bits keine aufwendigen Felder gefuhrt werden müssen, sondern lediglich L-L' Variablen genügen, die nur einmal pro Symbo- lausgabe aktualisiert werden müssen, so daß sowohl Speicherplatz als auch Rechenleistung und somit elektrische Energie eingespart werden kann. Umfangreiche Simulationen (die beispielsweise für L' = 2 auf einer GSM-Downlmk-Strecke durchgeführt worden sind) haben zudem bewiesen, daß für die der sogenannten GSM-Recommendation 05 angegebenen Kanalmodelle keine spurbare Verschlechterung der Bitfehlerrate festzustel¬
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend naher unter Bezug- nähme auf die beigefugte Zeichnung erläutert.
Fig. 1 zeigt em Mobilfunk-Ubertragungsmodell m Form eines einfachen Blockschaltbilds,
Fig. 2 zeigt em Modell des Kanals des m Fig. 1 gezeigten Mobilfunksystems, und
Fig. 3A und 3B zeigen Darstellungen zur Erläuterung der Metrikberechnung m einem Trellis-Diagramm.
Zur Herleitung und Erläuterung des der vorliegenden Erfindung zugrundeliegenden Prinzips wird nachfolgend auf die bereits erwähnte Druckschrift "Optimum And Sub-Opti um Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interfe- rence", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, und insbesondere auf das m Fig. 1 gezeigte Ubertragungsmodell eines Mobilfunksystems Bezug genommen, wobei em Mobilfunksender 1 und ein Mobilfunkempfanger 7 dargestellt sind, welche über einen Kanal 6 miteinander kommunizieren.
In dem Sender 1 werden zu übertragende Informationen, bei- spielsweise Sprachinformationen, von einem Quellencodierer 2 zunächst m em digitales Signal, d.h. m eine Folge von '1'- und ' 0 ' -Symbolen, umgesetzt und m Form von quellencodierten Datenwortern oder Datenvektoren b ausgegeben, deren einzelnen Elemente oder Symbolen jeweils den Wert '1' oder '0' aufwei- sen. Von einem Kanalcodierer 3 wird jedes Datenwort b em Codewort c abgebildet, dessen Symbole von einem Interleaver 4 permutiert, d.h. verwurfelt werden. Idealerweise erfolgt das Interleavmg derart, daß beliebige zwei Symbole eines Codeworts c auf zwei unterschiedliche Ausgangsworter d des Inter- leavers 4 abgebildet werden. Der Formatierer 5 fugt schließlich am Anfang und Ende jedes Datenworts d des Interleavers 4 L bekannte Symbole (sogenannte Tail-Symbole) an, um einen definierten Anfangs- und Endzustands des nachfolgend naher erläuterten Modells des Kanals vorzugeben. Von dem Formatierer 5 werden somit Sendeworter oder Sendevektoren e mit e = (ei- , ... , el, e2, ..., eM) und M = I+L ausgegeben, wobei I die Lange der von dem Interleaver 4 ausgegebenen Datenworter d bezeichnet .
Der m Fig. 1 gezeigte Kanal 6 umfaßt u.a. den Modulator und Verstärker des Senders, den eigentlichen HF-Kanal (Ubertra- gungskanal) sowie die Vorempfangsstufe, das Eingangsfilter und den A/D-Wandler des Empfangers und kann durch das m Fig. 2 gezeigte Kanalmodell dargestellt werden. Das Kanalmodell entspricht einer Zustandsmaschme mit L Speicherstufen, deren einzelnen zwischengespeicherten Sendesymbole em...eF_lj über Multiplizierer 12 mit Hilfe eines Addierers 13 addiert werden. Die Koeffizienten hc...hL entsprechen den Koeffizienten der Kanalimpulsantwort . In dem Modell ist auch das im Uber- tragungskanal auftretende Rauschen m Form des additiven weißen Gaußrauschens (AWGN) ber cksichtigt, welches mit Hilfe eines Addierers 14 das Ausgangssignal des Addierers 13 über- lagert, so daß schließlich em Empfangssymbol zm des Empfan¬ gers erhalten wird.
Im Empfanger 7 besitzen der Entzerrer 8, der Demterleaver 9 und der Kanaldecodierer 10 gemeinsam die Aufgabe, anhand der Empfangssequenz z die ursprüngliche Sendesequenz b mit größtmöglicher Zuverlässigkeit z bestimmen. Dazu werden mit Hilfe einer Soft Decision Zuverlässigkeitsinformationen für den Kanaldecodierer 10 erzeugt, welche für jedes empfangene Symbol die a-pπori-Wahrschemlichkeit angeben, daß das empfangene Symbol auf einer gesendeten '0' oder '1' beruht.
Zu Erzeugung dieser Zuverlässigkeitsinformationen wird das m Fig. 2 gezeigte Kanalmodell durch em entsprechendes Trellis- Diagramm dargestellt, welches das Verhalten des Kanals m
Form von Zustandsubergangen beschreibt. Die Trellis gibt dabei für jeden augenblicklichen Zustand des Kanals m Abhängigkeit von einem neuen Symbol em den neuen Zustand an, wobei nachfolgend em Trelliszustand zum Zeitpunkt μ mit Sμ be- zeichnet wird und durch Sμ = (eμ_L+ι, ..., eμ) definiert ist.
Jedem Zustandswechsel Sμ_ι —> Sμ kann em metrisches Inkrement zugewiesen werden, welches dann spater zur Beurteilung der Wahrscheinlichkeit dieses Zustandswechsels ausgewertet wird und durch die folgende Formel definiert ist:
Satt dessen kann auch die sogenannte Matched-Filter-Metrik, wie sie z.B. m "Digital Communications", Proakis, J.G.,
McGraw-Hill, New York, 1983, beschrieben ist, verwendet werden: Der Ausdruck
bezeichnet den Ausgangswert des Matched Filters zum Zeitpunkt μ, und der Ausdruck
I-l
bezeichnet den 1-ten Abtastwert der Autokorrelationsfunktion der Kanalimpulsantwort . Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung der Matched-Filter-Metrik beschrankt .
Unter Verwendung der oben beschriebenen Metrikformel (2) kann nunmehr die dem m Fig. 2 gezeigten Kanal 6 entsprechende Trellis ausgewertet werden, um zu jedem Zustand Sμ für jeden Trellis- oder Zeitschritt μ entsprechende Wahrscheinlichkeiten zu berechnen. Dabei wird idealerweise die Trellis sowohl m Rückwärts- als auch m Vorwartsπchtung durchlaufen. Nachfolgend soll der Algorithmus zur Verarbeitung eines Empfangsworts z naher erläutert werden.
Beim Ruckwartsdurchlaufen der Trellis kann für jeden Trellis- schritt μ von μ = M bis μ = L sowie für jeden Trelliszustand
Sμ eine Ruckwartsmetrik Λb(Sμ) unter Verwendung der folgenden Rekursion berechnet werden:
Ab(S^) = -\n{eχP(- Ab(S ) - λ(Su l ,S )) + exp(- Ab(S' ) - λ(S l ,S' ))} (5)
Die beiden Zustande S'μ und S'V sind durch den Zustand Sμ_ι bei Vorliegen des Zustandswerts eμ = 1 bzw. eμ = 0 definiert. Auf analoge Art und Weise kann für jeden Trelliszustand S^ eine Vorwartsmetπk Λf(Sμ) unter Verwendung der folgenden Re- kursion berechnet werden: Af (Sμ) = -ln{exp(- Af (S'μ_ ) - λ(S _ ,Sμ)) + eχp(- Af (S _l ) - Ä(S''μ_] μ))} (6)
In diesem Fall sind die beiden Zustande S'μ-ι und S ' ' -ι durch den Zustand Sμ bei Vorliegen des Zustandswerts eμ_L = 1 bzw. eμ-^ = 0 definiert.
Für jeden Zustandsubergang Sμ-ι -» Sμ der Trellis können nunmehr die Metriken Λf(Sμ-ι), λ(S_., Sμ) und Λb(Sμ) addiert und ihre mversen Exponentlaie über sämtliche Zustande S_ getrennt für eμ-L = 0 und eμ-L = 1 aufaddiert werden:
u{eμ_L) = -In ∑exp(-Λ (Sμ_,) - λ(Sμ_ ,Sμ) - Ab (Sμ))
Mit Hilfe des m der Formel (7) dargestellten Ausdrucks kann schließlich zum Zeitpunkt μ em Soft Decision-Wert q(eμ-L) für das Bit eμ_L berechnet werden, indem die anhand der Formel (7) berechneten Werte für = 0 zueinander m Be- ziehhung gesetzt werden:
Zur Verdeutlichung der obigen Formel (7) ist Fig. 3A ein Ausschnitt der dem m Fig. 2 gezeigten Kanalmodell zugeordneten Trellis für L = 2 und em = 1 dargestellt, wahrend m Fig. 3B em Ausschnitt derselben Trellis für en = 0 dargestellt ist. Dabei smα sowohl m Fig. 3A als auch Fig. 3B ledig- liche diejenigen Pfade der Trellis dargestellt, welche bei diesem Beispiel zu der Summe der Formel (7) beitragen. Des weiteren sind Fig. 3A und 3B jeweils die Metriken Λf(Sμ-ι), λ(S__ι, Sμ) und Λc(Sμ) eingetragen. Da mit Hilfe der oben beschriebenen Vorgehensweise optimale Soft Decision-Werte als Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung gewonnen werden können, wird dieser Algorithmus m "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interference" , Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, als 'Optimum Soft Decision Equalization Algorithm (OSDE) ' bezeichnet.
Da jedoch dieser Algorithmus viel Speicherplatz und einen großen Rechenaufwand erfordert, besteht das Bedürfnis nach einem vereinfachten Algorithmus, dessen Komplexität einerseits deutlich reduziert ist und der andererseits dennoch möglichst genaue Zuverlässigkeitsinformationen liefert.
Diesbzuglich wird m "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varymg Intersymbol Interfe- rence", Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, zunächst vorgeschlagen, m der Formel (7) die Exponentlaiberechnungen zu vereinfachen. Die Formel (7) enthalt allgemein einen Aus- druck der Form -In (e"x+e~y) , wobei jedoch für derartige Ausdrucke die folgende Beziehung gilt:
- ln(e~x + e~y) = mm(x,y) - ln(\ + e~ly-χ ) (9)
Für x « y und x >> y kann somit der Ausdruck -In (e"x+e"y) mit vernachlassigbarem Fehler durch die Minimalwertbildung mm(x,y) angenähert werden. Eine weitere Vereinfachung kann erzielt werden, wenn auf das Ruckwartsdurchlaufen der Trellis verzichtet und somit m der Formel (7) die Metriken Λb(Sμ) für sämtliche Zustande Sμ auf 0 gesetzt werden.
Die Berechnung der Zuverlassigkeitsmformation zum Zeitpunkt μ für den Zeitpunkt μ-L gemäß Formel (8) vereinfacht sich somit wie folgt:
g(eμ_L) = min (Λ, (5μ_, ) + Λ(Sμ_, , Sμ)) - min (Af (Sμ , ) + λ(Sμ , , Sμ)) ( 10 ; Der wesentliche Unterschied zum klassischen Viterbi- Algorithmus besteht somit lediglich darin, daß zur Berechnung der Soft Decision-Werte q(eμ- ) nur die Auswahl von zwei Minimalwerten aus einer Menge von 2L Metriken erforderlich ist. In "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference" , Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, wird dieser Algorithmus daher als 'Soft Decision Viterbi Equalizer (SDVE) ' bezeichnet.
Eine weitere Vereinfachung kann erzielt werden, wenn dieser SDVE-Algorithmus mit 2L-Zuständen durch einen SDVE- Algorithmus mit einer reduzierten Zustandsanzahl 2L' der Trellis mit L' < L ersetzt wird. Für die obige Formel (2) zur Berechnung der Matched-Filter-Metriken ergibt sich dann der folgende Ausdruck:
Die Bits eμ-ι für 1 = 1...L' repräsentieren dann wie bei dem obigen Algorithmus die Zustandsbits des Zustands Sμ_! . Darüber hinaus ist nunmehr die Berechnung der Matched-Filter-Metriken auch noch von einer zweiten Gruppe von Bits e ' μ_! für 1 = L'+1...L abhängig, welche nicht direkt in die trellisba- sierte Entzerrung eingehen; vielmehr handelt es sich bei die- sen Bits um entscheidungsrückgekoppelte Bits.
Während in "Optimum And Sub-Optimum Detection Of Coded Data Disturbed By Time-Varying Intersymbol Interference" , Wolfgang Koch und Alfred Baier, 1990 IEEE, bezüglich dieser Gruppe von entscheidungsrückgekoppelten Bits vorgeschlagen wird, die Bits e'μ-i für 1 = L'+1...L anhand der sogenannten 'Survivor'- Pfade für die 2 '-Zustande der Trellis zu bestimmen (vgl. die obige Beschreibung) , wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, hierfür keine zustandsabhangigen Bits zu verwenden, sondern es werden zuvor entschiedene Bits, d.h. Symbole, deren Wert zuvor auf '0' oder '1' festgelegt worden ist, verwendet, welche für samtliche 2L' Zustande denselben Wert besitzen.
Diese entscheidungsruckgekoppelten Bits e'μ_ι für 1 = L'+1...L können dadurch gewonnen werden, daß zu jedem Zeitpunkt μ wie üblich aus dem besten Null- und dem besten Einspfad eine Zu- verlassigkeitsmformation für das Symbol zum Zeitpunkt μ-L' ermittelt wird. Diese Zuverlassigkeitsmformation wird mit einer festen Entscheidungsschwelle, d.h. mit Hilfe einer Hard Decision, em Bit mit dem Wert 0 oder 1 umgesetzt und als entscheidungsruckgekoppeltes Bit ('Decision Feedback') für die weiteren L-L' Zeitpunkte verwendet. Die Bits e'μ-L'--ι ... e'μ- sind somit für alle 2L'-Zustande konstant, wodurch em geringerer Speicherplatz und Rechenaufwand zur Be- rechnung der Matched-Filter-Metriken gemäß Formel (10) erforderlich ist. Eine Abwandlung der obigen Formeln ist zur Durchfuhrung der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich.
Die Soft Decision-Zuverlassigkeitsmformation q(eμ-L kann dann analog zu obiger Formel (10) berechnet werden, wenn in die Formel (10) der Ausruck gemäß Formel (11) eingesetzt wird: q(eμ_L ) = (Af (Sμ_, ) + Ä' (Sμ_ Sμ )) ( 12 )
Daher wird zu jedem Zeitpunkt μ eine Zuverlassigkeitsmformation für den Zeitpunkt μ-L' unter Verwendung einer reduzierten Anzahl von 2L' unterschiedlichen Zustanden berechnet. Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich somit um einen su- poptimalen Ansatz eines SDVE-Algorithmus mit reduzierter Zustandsanzahl .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen für die Kanaldecodierung einem Funkempfanger, wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (q) Wahrscheinlichkeiten daf r angeben, daß em von dem Funkempfanger (7) über einen Funkkanal (6) empfangenes Datensymbol (z) auf einem ersten oder zweiten gesendeten Wert beruht, wobei für jedes empfangene Datensymbol (z) zu einem beliebi- gen Zeitpunkt μ eine Zuverlassigkeitsmformation (q) für den Zeitpunkt μ-L' ermittelt wird, indem anhand eines Zustandsmo- dells mit 2L' Zustanden ein erster Pfad, der zum Zeitpunkt μ- L' am wahrscheinlichsten den ersten Wert enthalt, und em zweiter Pfad, der zum Zeitpunkt μ-L' am wahrscheinlichsten den zweiten Wert enthalt, ermittelt wird und für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechnete Metriken zueinander Beziehung gesetzt werden, und wobei die für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechneten Metriken m Abhängigkeit von einer ersten Gruppe von zu den Zeitpunkten μ ... μ-L' vorliegenden Symbolen und einer zweiten Gruppen von zu den Zeitpunkten μ-L'-l ... μ-L vorliegenden Symbolen des Zustandsmodells berechnet werden und L mindestens der Lange der Kanalimpulsantwort des Funkkanals (6) mit L > L' entspricht, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Ermittlung der Zuverlassigkeitsmformation (q) für den Zeitpunkt μ-L' als Symbole der zweiten Gruppe Symbole verwendet werden, deren Wert vor dem Zeitpunkt μ-L' entschieden worden und für sämtliche Zustande des Zustandsmodells identisch ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zu dem Zeitpunkt μ ermittelte Zuverlassigkeitsmfor- mation (q) für den Zeitpunkt μ-L' em entsprechendes binares Symbol umgesetzt und wahrend der darauffolgenden L-L' Zeitpunkte als Symbol der zweiten Gruppe verwendet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zu dem Zeitpunkt μ ermittelte Zuverlassigkeitsmfor- mation (q) für den Zeitpunkt μ-L' mittels einer Hard Decision m das entsprechende binare Symbol umgesetzt wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Zustandsmodell durch eine Trellis-Darstellung realisiert ist.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß für die Metriken Matched-Filter-Metriken verwendet werden.
6. Verfahren nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß sich die Metrik λ' für einen Übergang von einem Zustand Sμ-ι zu einem Zustand Sμ m dem Zustandsmodell zum Zeitpunkt μ gemäß der Formel berechnet wobei eμ die Symbole der ersten Gruppe zum Zeitpunkt μ, eμ' die Symbole der zweiten Gruppe zum Zeitpunkt μ, yμ das Aus- gangssymbol des verwendeten Matched Filters zum Zeitpunkt μ, σ2 die Varianz der Rauschleistungsdichte des Funkkanals (6) und pi den 1-ten Wert der Autokorrelationsfunktion der Ka- nalimpulsantwort des Funkkanals (6) bezeichnet.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Verfahren m einem Mobilfunkempfanger (7) eines Mobilfunksystems angewendet wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Verfahren m einem GSM-Mobilfunkempfanger (7) angewendet wird.
9. Funkempfanger, mit einem Entzerrer (8) zum Entzerren eines über einen Funkkanal (6) empfangenen Funksignals und zum Erzeugen von Zuverlässigkeitsinformationen (q) für einen nachgeschalteten Kanaldecodierer (10), wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (q) Wahrscheinlichkeiten dafür angeben, daß em empfangenes Datensymbol (z) auf einem ersten oder zweiten gesendeten Wert beruht, wobei der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er für jedes empfangene Datensymbol (z) zu einem beliebigen Zeit- punkt μ eine Zuverlassigkeitsmformation (q) für den Zeitpunkt μ-L' ermittelt, indem anhand eines Zustandsmodells mit 2L' Zustanden e erster Pfad, der zum Zeitpunkt μ-L' am wahrscheinlichsten den ersten Wert enthalt, und em zweiter Pfad, der zum Zeitpunkt μ-L' am wahrscheinlichsten den zwei- ten Wert enthalt, ermittelt wird und für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechnete Metriken zueinander m Beziehung gesetzt werden, und wobei der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er die für den ersten Pfad und den zweiten Pfad berechneten Metriken m Abhängigkeit von einer ersten Gruppe von zu den Zeitpunkten μ ... μ-L' vorliegenden Symbolen und einer zweiten Gruppen von zu den Zeitpunkten μ-L'-l ... μ-L vorliegenden Symbolen des Zustandsmodells berechnet, wobei L mindestens der Lange der Kanalimpulsantwort des Funkkanals (6) mit L > L' entspricht, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Entzerrer (8) derart ausgestaltet ist, daß er zur Ermittlung der Zuverlassigkeitsmformation (q) für den Zeitpunkt μ-L' als Symbole der zweiten Gruppe Symbole verwendet, deren Wert vor dem Zeitpunkt μ-L' entschieden worden und für sämtliche Zustande des Zustandsmodells identisch sind.
10. Funkempfänger nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Entzerrer (8) zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1-8 ausgestaltet ist.
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