EP1166393A1 - Verfahren und vorrichtung zur strahlformung - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur strahlformung

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EP1166393A1
EP1166393A1 EP00913950A EP00913950A EP1166393A1 EP 1166393 A1 EP1166393 A1 EP 1166393A1 EP 00913950 A EP00913950 A EP 00913950A EP 00913950 A EP00913950 A EP 00913950A EP 1166393 A1 EP1166393 A1 EP 1166393A1
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EP
European Patent Office
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downlink
antenna
uplink
angle spectrum
aps
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EP00913950A
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English (en)
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EP1166393B1 (de
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Ernst Bonek
Klaus Hugl
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Nokia Oyj
Original Assignee
Nokia Networks Oy
Nokia Oyj
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Publication date
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Publication of EP1166393A1 publication Critical patent/EP1166393A1/de
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Publication of EP1166393B1 publication Critical patent/EP1166393B1/de
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
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    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
    • H01Q3/2617—Array of identical elements
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    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H01Q3/2647—Retrodirective arrays

Definitions

  • the invention relates to a method for beam shaping for adaptive antenna groups containing a plurality of antenna elements in the downlink of frequency duplex systems, antenna weights for transmission in the downlink being determined for the antenna elements on the basis of directional information of the uplink.
  • the invention further relates to a device for beam shaping for adaptive antenna groups containing several antenna elements in the downlink of frequency duplex systems. with a signal processor unit for determining antenna weights for the antenna elements for transmission in the downlink on the basis of direction information of the uplink.
  • Adaptive antennas were first used in radar technology, and their use in mobile communications has also been investigated for some time.
  • the use of adaptive antennas can reduce the interference received by directional reception, reduce the interference generated by directional transmission and reduce the time dispersion of the mobile radio channel and thus reduce the interference by interference, which significantly influences the bit error rate. sti mt, lead.
  • Radio channels are generally interference limited, i.e. that the spatial reuse of one and the same radio channel on the one hand and the spectral efficiency on the other hand is limited by co-channel interference.
  • a radio channel is defined by its frequency and / or its time slot (in time division multiplex - TDMA - Time Division Multiple Access) or its code (in code division multiplex - CDMA - Code Division Multiple Access).
  • TDMA and FDMA Frequency Division Multiple Access
  • methods have been proposed which are based on the spatial separability and the direction-selective reception in the uplink (mobile station transmits, base station receives) and the direction-selective Sending the subscriber signals in the downlink (base station sends, mobile station receives) based (so-called SDMA - Space Division Multiple Access System; system with multiple access).
  • Direction-selective transmission / reception can also be used in CDMA systems to increase the possible number of subscribers on one frequency and thus to increase the spectral efficiency and the capacity of a cellular mobile radio system. If the interference remains the same, the possible number of participants on a traffic channel is increased, who can be detected by the base station with the linear, adaptive antenna group in the uplink and supplied in the downlink.
  • Various methods are used for the downlink, which are based on different estimates of the mobile radio channel. Basically, either the directions of incidence of the signals of the mobile stations (see e.g. US 5 515 378 A or EP 755 090 A) are used, or the spatial covariance matrix (spatial correlation matrix) is used for beam shaping (see US 5 634 199 A).
  • FDD systems frequency duplex systems
  • the signals in the uplink and in the downlink are transmitted on different frequencies, and this results in the necessary separation between transmitted and received data on the mobile - as well as at the base station.
  • the antenna directional diagram is different when using the same physical antenna group and the same antenna weights (amplitude and phase) at different frequencies. It is therefore not advisable to use the same antenna weights for sending and receiving at the base station of a cellular mobile radio system.
  • the exclusive use of the direction of incidence estimated in the uplink has no problems with this frequency offset, but limits the beam shaping to a single discrete direction of incidence, which contradicts the physical nature of the mobile radio channel and therefore leads to a limited capacity gain through the adaptive antenna.
  • the use of the spatial covariance matrix of the uplink poses the problem of the frequency offset.
  • a further proposal in the prior art is to use the base station two different antenna groups, scaled with the wavelength used, for transmitting and receiving in a frequency duplex system, cf. G.G. Rayleigh, S.N. Diggavi, V.K. Jones and A. Paulraj, "A Blind Adaptive Transmit Antenna Algorithm for Wireless Communication", Proceedings IEEE International Conference on Communications (ICC'95), IEEE 1995, pp. 1494-1499, or the corresponding WO 97/00543 A.
  • the two "adapted" antenna groups must be manufactured and calibrated very precisely and placed in exactly the same position.
  • a second antenna group is necessary, which increases the costs disproportionately.
  • the spatial covariance matrix of the downlink is to be measured directly by sending test signals from the base station and sending back the measured signals by the mobile station (cf. also W096 / 37975, where likewise on sending test signals is pointed out).
  • this test signal method requires system capacity for this feedback process and therefore reduces the possible capacity increase.
  • the standard of existing mobile radio systems would have to be changed, as there is currently no one in any cellular mobile radio system Feedback of the mobile station of this type is provided.
  • No. 5,848,060 A describes that the spatial covariance matrix is estimated from the received signals of the uplink; the occurring relative phases of the matrix elements are then scaled with the ratio of the transmission frequency to the reception frequency (f s / f E ). Due to the multipath propagation of the individual signals, however, the frequency is non-linear in the phase relationship of the individual antenna elements. Therefore, this application is limited to cases with a direct line of sight between the transmitter and receiver without reflections from different directions, such as in satellite communication.
  • the proposal also includes a compensation matrix on the covariance matrix the upward route.
  • This compensation matrix is only valid for very small relative duplex levels 2 (fg-f E ) / (fg + fg) and is averaged over the entire operating angle range of the adaptive antenna.
  • This method does not correct the frequency difference, but only reduces the deviation and "smears" the spatial structure of the mobile radio channel contained in the covariance matrix over the entire zen angular range. For this reason, this method cannot be used under any circumstances.
  • the method according to the invention of the type mentioned at the outset is characterized in that the antenna weights for transmission in the downlink are determined on the basis of the power-angle spectrum of the uplink of the individual users, the power-angle spectrum being modified by masking out undesired areas.
  • the device according to the invention of the type mentioned at the outset is characterized in that the signal processor unit is set up to determine the antenna weights for transmission in the downlink on the basis of the power-angle spectrum of the uplink of the individual user, with its modification by masking out undesired areas.
  • the power angle spectrum of the uplink of the individual user is thus used as a basis for beam shaping in the downlink, undesired angular ranges being masked out in this power angle spectrum, that is to say any interferers are masked out in the power angle spectrum in order to optimally align the Main club in the direction of the respective user Afford.
  • the important, useful areas of the power angle spectrum are extracted and used as a basis for determining the antenna weights for the beam shaping in the downlink. Studies have shown that it is possible to achieve particularly good results with regard to interference suppression if only a dominant part in the power angle spectrum is "cut" out of it.
  • the power angle spectrum is estimated using a known signal sequence of the transmission signal, such as spread code, midamble, etc. It is also advantageous if the power angle spectrum of the uplink is estimated on the basis of the spatial covariance matrices of the uplink of the individual users or, if appropriate, from mean values thereof. Furthermore, it has proven to be advantageous if the respective spatial covariance matrix of the downlink is determined on the basis of the modified power-angle spectrum of the individual user or from its mean value. Finally, it is advantageous if the spatial covariance matrix of the downlink or its mean value is used to calculate the antenna weights for the transmission.
  • a beam shaping of the spatial properties of the mobile radio channel in relation to the spatial covariance matrix is thus preferably carried out, which consists of the four steps
  • 1 shows a diagram of an adaptive antenna with beam shaping in the downlink
  • FIG. 3 schematically shows a device for beam shaping, a base station and a plurality of mobile stations being shown;
  • 4A is an antenna diagram at an uplink frequency
  • 4B shows a corresponding antenna diagram at the frequency of the downlink
  • FIG. 6 shows a detailed flowchart of the process for the frequency transformation shown in FIG. 5;
  • FIG. 8 shows an antenna diagram belonging to FIG. 7 before the modification
  • 9 and 10 the diagrams corresponding to FIGS. 7 and 8 of the power angle spectrum and the antenna characteristic, but now after the suppression of an interferer
  • FIG. 11 schematically shows the structure of the signal processor unit for calculating the antenna weights for beam shaping.
  • the task of beamforming in the downlink of cellular mobile radio systems with adaptive antennas at the base station is to send the signals of the individual users from the base station in such a way that most of the energy is received by the desired user and as little energy as possible to other users who are there Interference occurs, is sent.
  • a radiation formation in the downlink that this If requirements are met, an adequate interference ratio is guaranteed for every user and thus an adequate transmission quality (bit error rate BER).
  • bit error rate BER bit error rate
  • the main lobe of the antenna diagram must be placed in the direction of the desired user and zeros in the antenna diagram must be placed in the direction of those users who are supplied on the same frequency. This principle is illustrated in Fig. 1.
  • FIG. 1 shows schematically in detail an adaptive antenna 1 with beam shaping in the downlink, a signal processor 2 controlling the individual antenna elements 1.1, 1.2 to 1M with different phases and amplitudes and thus generating the desired antenna pattern 3 or 4.
  • the main lobes 5 and 6 of the antenna diagram 3 and 4 point in the direction of a respective user 7 and 8, with zeros 9 and 10 in the antenna diagram 3 and 4 pointing in the direction of the other user 8 and 7, respectively.
  • the shape of the antenna pattern 3 or 4 is determined by the different weighting of the individual elements of the antenna group 1. This is explained below using the example of a linear antenna group with reference to FIG. 2. 2 schematically shows a wave incident on the antenna elements 1.1, 1.2, 1.3... 1M from a direction ⁇ .
  • d is the distance between the individual antenna elements and ⁇ L is the path difference of the wave from an antenna element, e.g. 1.2, to the next antenna element, e.g. 1.3.
  • the distance d is in the order of magnitude of the wavelength, for example, and is preferably smaller than the wavelength (e.g. approximately equal to half the wavelength).
  • the path difference ⁇ L of the electromagnetic wave from one antenna element to the next corresponds to a phase difference of the received signal, which can be written as follows
  • f further denotes the carrier frequency of the transmitted signal and c the speed of light.
  • the group response of antenna group 1 depends both on the direction of incidence of the wave and on the carrier frequency.
  • a base station 11 with an adaptive antenna 1 with nine antenna elements 1.1 ... 1.9 and with a multipath propagation between the base station 11 and mobile stations (MS) 7, 8 is illustrated in detail in FIG. 3, the multipath propagation due to reflections from buildings, for example 12 comes about.
  • the individual signals overlap in the uplink on the antenna elements 1.1 to 1.9 of the linear antenna group 1 and in the downlink on the antenna of the respective cell phone 7, 8. Whether the individual signals overlap constructively or destructively depends on the phase relationship of the individual waves to one another from. Since different carrier frequencies are used in an FDD system for the uplink and the downlink, the phase relationships of the waves to one another also change. For this reason, the shrinkage (the constructive and destructive overlay) in the up and down sections is absolutely uncorrelated. Not only the fading but also the antenna pattern changes due to the frequency shift. Both the position of the main lobe and the position of the zeros and their shape in the group directivity change very strongly, as illustrated in FIGS. 4A and 4B.
  • FIG. 4A shows an antenna diagram for the frequency of the uplink and FIG. 4B shows a corresponding antenna diagram for the frequency of the downlink.
  • Fig.4A it can be seen for a user B1 that the signals come from the directions -20 ° and 40 ° and for a user B2 from the directions -50 ° and 10 °.
  • the main lobes are at -18 ° and 35 ° for user B1 and at -45 ° and 8 ° for user B2.
  • both the zeros and the main lobes are shifted in their direction due to the different frequencies.
  • the influence on the main lobes is not so strong, since they are very wide anyway and therefore only a 0.5 dB smaller antenna gain results.
  • the zeros in the direction of the other user are very narrow, and if the same antenna weights are used for the downlink as for the uplink, the interference generated is drastically increased for the other user. For this reason, it is not advisable to use the same antenna weights for receiving and transmitting at the base station 11.
  • the uncorrelated shrinkage cannot be compensated because all path lengths would have to be known, which is impossible.
  • a suitable beam shaping however, the influence of the carrier frequency on the antenna pattern can be compensated, as a result of which the interference generated for the other users is reduced and the transmission quality and system capacity are increased.
  • a signal processor unit 2 is used in the base station 11 for this signal shaping, cf. 3, which determines the antenna weights, in particular also for the downlink, on the basis of the received signals for controlling the antenna elements 1.1 to 1M.
  • antenna group 1 consists, generally formulated, of M antenna elements 1.1 to IM.
  • the signals received are band-limited at 13 (filtering with channel selection filter) and at 14 mixed into the baseband, amplified at 15 and digitized at 16, and in the signal processor unit 2 the signals are detected with the aid of adaptive algorithms.
  • the signals are then weighted accordingly, modulated (at 14) and radiated by the antenna 1.
  • the signal exchange between the base station 11 and the access network 17 is additionally illustrated schematically in FIG. 3.
  • FIG. 5 shows a flow chart that schematically illustrates the evaluation of the input signals up to the determination of the antenna weights for the desired beam shaping in the downlink.
  • a matrix X of noisy input signals of a plurality of co-channel signals serves as an input data set which is to be processed further in the signal processor unit 2.
  • the matrix X contains N samples with critical sampling (sampling rate I / T) of K co-channel signals which are derived from the M individual elements of the array antenna 1, and interference signals from neighboring cells which use the same frequencies.
  • the channel impulse responses of each of the K users Bl to BK estimated on each antenna element 1.1 to lM in step 30 ("subscriber recognition").
  • the channel impulse responses of each subscriber B1 to BK can be estimated independently of one another using methods known per se (for example by correlation with the known signal sequence S j ⁇ ) or all in one step (for example using the method of least squares).
  • the channel impulse responses are estimated in more detail from the received data X and the known signal sequence S k (preamble, midamble in TDMA, or spreading code in CDMA systems), the received signal can be represented as follows:
  • the joint estimate can be made as follows:
  • the output signal of a filter adapted to the spreading code used is used.
  • This matched filter is a standard receiver component of CDMA systems; a description of the corresponding relationships for the estimate can be omitted here.
  • the channel impulse response matrices have the following structure
  • H k [h k (0) h k (T). , , h k ((L - l) - T)] ⁇ where h k (t) is the vector of the channel impulse response at time t is. This representation assumes that the channel impulse response is L samples long.
  • a signal that is incident on antenna group 1 from a direction ⁇ results in a group response that is equal to the array steering vector a ( ⁇ , f) already mentioned.
  • the spatial covariance matrix R (f) of this signal is in this case as
  • R (f) E ⁇ a ( ⁇ , f) - a H ( ⁇ , f) ⁇
  • the spatial covariance matrix can be represented as follows
  • R ⁇ f) E ⁇ P ( ⁇ ) - a ( ⁇ , f). a H ( ⁇ , f) H d ⁇
  • the channel impulse response contains all signals with the group responses and the associated signal strengths. For this reason and by replacing the formation of the expected value with the temporal mean (in the discrete-time mean of the samples), the spatial covariance matrix can be represented as follows
  • the spatial covariance matrix R k is also frequency-dependent.
  • the spatial covariance matrix R ⁇ of the uplink is generally used to calculate the complex antenna weights for reception with adaptive antennas. However, the use of these antenna weights for the downlink shifts the zeros, as already explained. For this reason, one has to try to transform the spatial covariance matrix R j ⁇ from the reception frequency f E of the base station to the transmission frequency fg in order to be able to calculate the antenna weights for the downlink.
  • This frequency transformation is indicated in FIG. 5 in step 50, the frequency transformation being the spatial structure of the mobile radio channel, which in the spatial covariance matrix R k is contained, transformed from the reception frequency of the base station (frequency of the uplink) f E to the transmission frequency of the base station (frequency of the downlink) f s .
  • This technique is shown in more detail in Fig. 6 and will be described in more detail below.
  • the estimated spatial covariance matrices R ⁇ of the K users of the downlink are formed so that they are hermetic. This means that all directions of incidence are considered to be independent of each other.
  • the covariance matrices R ⁇ (f s ) at the transmission frequency fg, which are obtained at the end of step 50, are used to calculate the optimal antenna weights for transmission in the downlink. This is done in step 60 in FIG. 5. All beam shaping algorithms based on knowledge of the spatial covariance matrix can be used for this.
  • the signals for the individual users are now multiplied (weighted) by their antenna weights and sent by the base station 11.
  • the frequency transformation (step 50): As already described, the fading (the phase relationship) of the individual signal paths in the downlink and uplink is uncorrelated. Only the directions of incidence of the individual partial waves and their mean signal strength (power) are the same in the up and down sections.
  • the estimated power-angle spectrum is therefore used for beam shaping in order to reconstruct the spatial covariance matrix.
  • the power angle spectrum contains the power that is received from the respective angular range. Exactly this parameter is the same in downward and upward sections. For this reason, all of the information that can be used for transmission in the downlink is contained again in the reconstructed covariance matrix. Since only the average signal strength remains the same and not the current one, a temporal averaging can be included. The time averaging can be carried out in three places:
  • the power-angle spectrum estimate is shown at block 52, with the covariance matrices the uplink is assumed for the kth user.
  • all known spectral search methods can be used in this power-angle spectrum estimation.
  • the power angle spectrum APS ⁇ (Azimuthai Power Spectrum) can be determined by the maximum likelihood method (also called minimum variance method or Capon's method, shown in DH Johnson, DE Dudgeon, "Array Signal Processing - Concepts and Techniques", Prentice Hall, Inc. , Englewood Cliffs (New Jersey), 533 p.) Can be estimated as follows:
  • a ( ⁇ , f E ) is the "array steering vector" of the uplink, which depends on the reception frequency f E , the inter-element spacing d of the linear antenna group with M elements and the direction ⁇ as follows:
  • the power angle spectrum APS ⁇ of each of the K users is estimated.
  • this step can also be carried out using other, similar methods of spectral search.
  • the power angle spectrum APS ⁇ - does not contain any phase relationships of the individual signal paths of the mobile radio channel to one another, which is neither necessary nor sensible, since the fading and the phase relationships due to the multipath propagation are absolutely uncorrelated due to the different transmission and reception frequencies in a frequency duplex system.
  • FIG. 7 shows an example of an estimated power angle spectrum APS j of a user Bk who is in the + 10 ° direction from the base station 11.
  • the Dashed line in Fig. 7 outlines the estimated power-angle spectrum of some co-channel interferers, which are at -30 °, + 12 ° and 50 °.
  • step 54 in FIG. 6 the dominant regions of the power angle spectrum APS ⁇ are then extracted.
  • the entire power angle spectrum PS ⁇ does not necessarily have to be used for the reconstruction of the spatial covariance matrix, but only those angle ranges can be used from which the majority of the signals in the uplink are received, with the antenna lobes therefore being directed into these angle ranges are or in relation to the interference only in such angular ranges zero points are placed in the antenna diagram.
  • This technique of hiding some angular areas e.g. to Only setting zeros in the direction of the dominant interferers or avoiding zeros in the direction of those interferers which lie in approximately the same direction as the desired user and thereby negatively influence the antenna pattern is exemplified in FIG. 8 (in connection with FIG. 7 ) and illustrated in FIGS. 9 and 10. While FIG. 7 shows the estimated power angle spectrum of the desired user and the interferer, FIG. 8 illustrates the antenna directivity for this scenario.
  • FIG. 9 shows the correspondingly modified antenna pattern.
  • the main lobe in the antenna diagram now points again in the direction of the desired user (+ 10 °).
  • CDMA the 3rd generation mobile phone systems like UMTS are all based on CDMA
  • the separability of the users at an angle severe users do not lie in the same direction, which requires a minimum spacing of the angles at which the users lie
  • the case shown here can occur frequently in CDMA systems.
  • the spatial covariance matrix (correlation matrix) R ] ⁇ (f) of the mobile radio channel of the downlink of the K users is then reconstructed in step 56 of FIG. 6 using the estimated, modified power angle spectrum APS ⁇ mocj . This is done according to the following procedure:
  • R k (fs) fp k , m od ( ⁇ ) ⁇ a ( ⁇ , f s ) ⁇ a H ( ⁇ , f s ), je
  • the power angle spectrum can of course not be determined continuously, but only discretely with a certain angular resolution. Extensive computer simulations have shown that a resolution of around one degree is sufficient. This means that the above integral can be replaced by a discrete sum with relatively few summands. The discrete total looks like this:
  • R k (fs) ⁇ Pk, mod ⁇ i) • a ( ⁇ h fs) ⁇ a H ( ⁇ f s ).
  • p k mod ⁇ here denotes the modified power angle spectrum of the kth user.
  • the described method is characterized in that the entire directional information of the mobile radio channel is used for the beam shaping in the downlink without committing an error due to the duplex frequency, and therefore the same gain in the downlink of cellular mobile radio systems with frequency duplex is possible as in time duplex systems. No assumptions are made about the number of discrete directions of incidence or the small duplex spacing, and therefore the technique described can be used without restrictions. Furthermore, the spatial covariance matrix or the channel im- pulse responses are used for beam shaping of the downlink, which are also required for detection in the uplink and therefore do not have to be calculated separately.
  • the covariance matrices R ⁇ of the downlink (R jc (f s )) for the k-th subscriber are thus obtained, and these are finally obtained in step 60 according to FIG. 5 of the beam shaping, ie the determination of the antenna weights for the downlink.
  • all known algorithms for beam shaping can be used which are based on the knowledge of the spatial covariance matrix.
  • an algorithm is explained as an example, which is a standard algorithm in the literature for calculating the antenna weights in the uplink (see, for example, P. Zetterberg, and B. Ottersten: "The Spectrum Efficiency of a Basestation Antenna Array System for Spatially Selective Transmission ", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44, pp. 651-660, August 1995).
  • Rfc (fg) denotes the covariance matrix of the kth user and Q ] (fg) the covariance matrix of the interference for the kth user at the transmission frequency f s .
  • the weight vector is calculated from this information as the dominant generalized eigenvector of the matrix pair [R ⁇ (f s ), Q ⁇ (fg)].
  • this method maximizes the ratio of received useful interference power ratio SNIR ⁇ .
  • the ratio of generated signal power for the desired user to generated interference power for the other users is maximized. This problem can be represented mathematically as follows:
  • the covariance matrices at the reception frequency are used for detection in the uplink and the frequency-transformed covariance matrices (at the transmission frequency of the base station) are used to calculate the antenna weights for the downlink.
  • the same algorithm for calculating the complex antenna weights for receiving and transmitting with the adaptive antenna 1 is used. Because of this, and because the spatial covariance matrix is generally used for reception in the uplink, this method of beam shaping for the downlink of systems with frequency duplex is very simple, and only the frequency transformation of the spatial covariance matrix is required compared to the uplink, as schematically shown in Fig. 11 is shown at 70.
  • FIG. 11 shows the structure of the signal processor unit 2 for calculating the antenna weights for the adaptive antenna 1, the received signals being indicated schematically at 71.
  • the unit for estimating the upward covariance matrices R ⁇ is illustrated, and the beam shaping unit is shown at 73.
  • the antenna weights determined are designated W ] (f s ) for the downlink and W ] (f E ) for the uplink.

Landscapes

  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Verfahren und Vorrichtung zur Strahlformung für mehrere Antennenelemente (1.1 bis 1.M) enthaltende adaptive Antennengruppen in der Abwärtsstrecke von Frequenzduplexsystemen, wobei für die Antennenelemente (1.1 bis 1.M.) Antennengewichte (WK(fS)) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis von Richtungsinformation der Aufwärtsstrecke ermittelt werden; im Einzelnen werden dabei die Antennengewichte (WK(fS)) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis des Leistungs-Winkelspektrums (APSK) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer (B1 bis BK) ermittelt, wobei das Leistungs-Winkelspektrum (APSK) durch Ausblenden unerwünschter Bereiche modifiziert wird.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Strahlformung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Strahlformung für mehrere Antennenelemente enthaltende adaptive Antennengruppen in der Abwärtsstrecke von Frequenzduplexsystemen, wobei für die Antennenelemente Antennengewichte für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis von Richtungsinformation der Aufwärtsstrecke ermittelt werden.
Weiters bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung zur Strahlformung für mehrere Antennenelemente enthaltende adaptive Antennengruppen in der Abwärtsstrecke von Frequenzduplexsystemen. mit einer Signalprozessoreinheit zum Ermitteln von Antennengewichten für die Antennenelemente für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis von Richtungsinformation der Aufwärtsstrecke .
Es ist bekannt, aus mehreren Einzelantennen bestehende Gruppenantennen in ihrer Richtcharakteristik elektronisch zu ändern, um sie so adaptiv an die jeweilige Kanalsituation optimal anzupassen. Adaptive Antennen wurden zuerst in der Radartechnik eingesetzt, und seit einiger Zeit wird auch ihre Anwendung im Mobilfunk untersucht. Der Einsatz adaptiver Antennen kann dabei zu einer Reduktion der empfangenen Interferenz durch gerichteten Empfang, zu einer Reduktion der erzeugten Interferenz durch gerichtetes Senden und zu einer Reduktion der Zeit- dispersion des Mobilfunkkanals und somit Verringerung der In- tersy bolinterferenz, die die Bitfehlerrate maßgeblich mitbe- sti mt, führen.
Diese Verbesserungen können für einen Kapazitätsgewinn, zur Erhöhung der spektralen Effizienz, zur Verringerung der notwendigen Sendeleistung um den Gewinn der Antennengruppe, für eine bessere Übertragungsqualität (kleinere Bitfehlerrate) , für eine Datenratenerhöhung und für eine Reichweitenerhδhung eingesetzt werden.
Wenn auch nicht alle Vorteile gleichzeitig ausgenützt werden könnten, so könnten doch jeweils einige der oben angeführten Verbesserungen erreicht werden. Ganz wesentlich wäre, dass es mit adaptiven Antennen möglich ist, das zur Verfügung stehende Frequenzspektrum effizienter zu nützen und dabei mit dem selben Frequenzband und der gleichen Anzahl von Basisstationen die Kapazität und somit die mögliche Anzahl der Benutzer in einer Zelle zu erhöhen.
Zellulare Mobilfunknetze sind im Allgemeinen interferenzbegrenzt, d.h. dass die räumliche Wiederverwendung ein und desselben Funkkanals einerseits und die spektrale Effizienz andererseits durch Gleichkanalstδrer limitiert wird. Ein Funkkanal ist durch seine Frequenz und/oder seinen Zeitschlitz (im Zeit- multiplex - TDMA - Time Division Multiple Access) bzw. seinen Code (im Codemultiplex - CDMA - Code Division Multiple Access) festgelegt . Zur Versorgung von mehr als einem Teilnehmer auf einund demselben Funkkanal in TDMA- und FDMA (Frequency Division Multiple Access) -Systemen wurden Verfahren vorgeschlagen, die auf der räumlichen Trennbarkeit und dem richtungsselektiven Empfangen in der Aufwärtsstrecke (Mobilstation sendet, Basisstation empfängt) und des richtungsselektiven Sendens der Teilnehmersignale in der Abwärtsstrecke (Basisstation sendet, Mobilstation empfängt) beruhen (sog. SDMA - Space Division Multiple Access-System; System mit Raumvielfachzugriff) . Das srichtungsselektive Senden/Empfangen kann in CDMA-Systemen auch dazu verwendet werden, um die mögliche Anzahl der Teilnehmer auf einer Frequenz zu erhöhen und damit die spektrale Effizienz und die Kapazität eines zellularen Mobilfunksystemes zu erhöhen. Es wird also bei gleichbleibender Interferenz die mögliche Anzahl der Teilnehmer auf einem Verkehrskanal erhöht, die von der Basisstation mit der linearen, adaptiven Antennengruppe in der Aufwärtsstrecke detektiert und in der Abwärtsstrecke versorgt werden können.
Für die Trennung der Signale der einzelnen Teilnehmer durch Gleichkanalstörunterdrückung und deren Detektion sind drei grundsätzliche Methoden bekannt: (1) Verfahren, die auf der Kenntnis der räumlichen Struktur der Antennengruppe beruhen (sog. spatial-reference Verfahren), vgl. R. Roy und R. Kailath, "ESPRIT - Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques", IEEE Trans. Acoust . , Speech and Signal Processing, Bd. 37, July 1989, S. 984-995 erläutert sind; (2) Verfahren, die auf der Kenntnis einer bekannten Signalfolge beruhen (sog. temporal-reference Verfahren), vgl. in S. Ratnavel, A. Paulraj und A.B. Constantinides, "MMSE Space-Time Equalization for GSM Cellular Systems", Proc. IEEE, Vehicular Technology Conference 1996, VTC96, Atlanta, Georgia, S. 331- 335; und (3) sog. "blinde" Verfahren, die bekannte strukturelle Signaleigenschaften zur Signaltrennung und Detektion verwenden, vgl. in A-J. van der Veen, S. Talwar, A. Paulraj "A Subspace Approach to Blind Space-Time Signal Processing for Wireless Communications Systems", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol.45, No. 1, Jänner 1997, S. 173-190.
Für die Abwärtsstrecke werden verschiedene Methoden verwendet, die auf unterschiedlichen Schätzungen des Mobilfunkkanals aufbauen. Grundsätzlich werden entweder die Einfallsrichtungen der Signale der Mobilstationen (vgl. z.B. US 5 515 378 A oder EP 755 090 A) verwendet, oder es wird die räumliche Kovarianzmatrix (räumliche Korrelationsmatrix) zur Strahlformung verwendet (vgl. US 5 634 199 A) .
Ein schwieriges Problem stellen die unterschiedlichen Trägerfrequenzen in Frequenzduplexsystemen (FDD-Systeme) dar. In FDD-Systemen werden die Signale in der Aufwärts- und in der Abwärtsstrecke auf unterschiedlichen Frequenzen gesendet, und dadurch erfolgt die notwendige Trennung zwischen gesendeten und empfangenen Daten an der Mobil- sowie an der Basisstation. Auf Grund des Frequenzunterschieds ist das Antennenrichtdiagramm bei Verwendung derselben physikalischen Antennengruppe und der selben Antennengewichte (Amplitude und Phase) bei unterschiedlichen Frequenzen unterschiedlich. Deshalb ist es nicht ratsam, die selben Antennengewichte für das Senden und Empfangen an der Basisstation eines zellularen Mobilfunksystems zu verwenden. Die ausschließliche Verwendung der in der Aufwärtsstrecke geschätzten Einfallsrichtung hat mit diesem Frequenzversatz keinerlei Probleme, beschränkt die Strahlformung jedoch auf eine einzelne diskrete Einfallsrichtung, was der physikalischen Natur des Mobilfunkkanals widerspricht und daher zu einem beschränkten Kapazitätsgewinn durch die adaptive Antenne führt. Die Verwendung der räumlichen Kovarianzmatrix der Aufwärtsstrecke bringt jedoch das Problem des Frequenzversatzes mit sich.
Für die Kompensation dieses Frequenzduplexabstandes in der räumlichen Kovarianzmatrix wurden bereits verschiedene Ansätze beschrieben. So wird vorgeschlagen, in der Aufwärtsstrecke die Einfallsrichtung, die Signalleistung und die zugehörige Win- kelaufspreizung (Angular Spread) jedes einzelnen Teilnehmers zu schätzen, vgl. T. Trump und B. Ottersten, "Maximum Likelihood Estimation of Nominal Direction of Arrival and Angular Spread Using an Array of Sensors", Signal Processing, Vol. 50, No. 1-2, April 1996, S. 57-69. Aus dieser Schätzung für die Aufwärtsstrecke wird eine Schätzung der räumlichen Kovarianzmatrix für die Abwärtsstrecke gebildet, vgl. auch P. Zetterberg, "Mobile Cellular Communications with Base Station Antenna Arrays : Spectrum Efficiency, Algorithms and Propagation Models", Dissertation, Royal Institute of Technology, Stockholm, Schweden 1997. Diese Methode funktioniert jedoch nur, wenn jede Mobilstation nur eine einzige nominelle Einfallsrichtung in Bezug auf die Basisstation besitzt. Durch Reflexionen an Bergen in ländlichen Gebieten oder großen Gebäudekomplexen in städtischen Gebieten ist diese Voraussetzung oft nicht erfüllt, und daher ist dann dieser Ansatz nicht anwendbar.
Ein weiterer Vorschlag im Stand der Technik geht dahin, der Basisstation zwei unterschiedliche, mit der verwendeten Wellenlänge skalierte Antennengruppen zum Senden und Empfangen in einem Frequenzduplexsystem zu verwenden, vgl. G.G. Rayleigh, S.N. Diggavi, V.K. Jones und A. Paulraj , "A Blind Adaptive Transmit Antenna Algorithm for Wireless Communication" , Proceedings IEEE International Conference on Communications (ICC'95), IEEE 1995, S.1494-1499, bzw. die entsprechende WO 97/00543 A. Hier müssen jedoch die beiden "angepassten" Antennengruppen sehr exakt gefertigt und kalibriert werden und an exakt der selben Position aufgestellt werden. Außerdem ist eine zweite Antennengruppe notwendig, was die Kosten überproportional erhöht .
Gemäß der bereits erwähnten US 5 634 199 A soll direkt die räumliche Kovarianzmatrix der Abwärtsstrecke durch das Senden von Testsignalen von der Basisstation und das Rücksenden der gemessenen Signale durch die Mobilstation gemessen werden (vgl. auch W096/37975, wo ebenfalls auf das Senden von Testsignalen hingewiesen wird) . Diese Testsignal-Methode benötigt jedoch Systemkapazität für diesen Rückmeldungsprozess und verringert daher die mögliche Kapazitätserhδhung. Weiters müsste der Standard bereits bestehender Mobilfunksysteme geändert werden, da bis jetzt in keinem zellularen Mobilfunksystem eine Rückmeldung der Mobilstation dieser Art vorgesehen ist.
In der US 5 848 060 A wird beschrieben, dass aus den Empfangssignalen der Aufwärtsstrecke deren räumliche Kovarianzmatrix geschätzt wird; die auftretenden relativen Phasen der Matrixelemente werden sodann mit dem Verhältnis der Sendefrequenz zur Empfangsfrequenz (fs/fE) skaliert. Durch die Mehrwegeausbreitung der einzelnen Signale geht jedoch die Frequenz nichtlinear in die Phasenbeziehung der einzelnen Antennenelemente ein. Daher beschränkt sich diese Anwendung auf Fälle mit einer direkten Sichtverbindung zwischen Sender und Empfänger ohne Reflexionen aus unterschiedlichen Richtungen, wie zum Beispiel in der Satellitenkommunikation.
Um eine Kovarianzmatrix für die Abwärtsstrecke zu erhalten, wurde auch vorgeschlagen, eine Rotationsmatrix auf die Kovarianzmatrix der Aufwärtsstrecke anzuwenden, die die Phasen einer aus einer bestimmten Richtung einfallenden Welle mit dem Verhältnis der Sendefrequenz zur Empfängstrequenz fg/fg korrigiert, vgl. die bereits erwähnte Literaturstelle G. G. Rayleigh, S.N. Diggavi, V.K. Jones und A. Paulraj , "A Blind Adaptive Transmit Antenna Algorithm for Wireless Communication" , Proceedings IEEE International Conference on Communications (ICC 95), IEEE 1995, S. 1494-1499. Jedoch wird hier nur genau die Phasenbeziehung einer Einf llsrichtung in Bezug auf die Basisstation richtig korrigiert . Beim Auftreten von mehreren unterschiedlichen Ein- fallsrichtungen versagt diese Methode, und sie ist deshalb auch nur für ländliche Gebiete mit einer dominanten Einfallsrichtung anwendbar.
In der vorstehend angeführten Dissertation von P. Zetterberg, "Mobile Cellular Communications with Base Station Antenna Arrays: Spectrum Efficiency, Algorithms and Propagation Models", Royal Institute of Technology, Stockholm, Schweden 1997, ist auch der Vorschlag enthalten, eine Kompensationsmatrix auf die Kovarianzmatrix der Aufwärtsstrecke anzuwenden. Diese Kompensationsmatrix ist nur für sehr kleine relative Duplexa stände 2 (fg-fE) / (fg+fg) gültig und ist ge ittelt über den ganzen Einsatzwinkelbereich der adaptiven Antenne. Diese Methode korrigiert die Frequenzdifferenz nicht, sondern verringert nur die Abweichung und "verschmiert" dabei die in der Kovarianzmatrix enthaltene räumliche Struktur des Mobilfunkkanals über den gan- zen Winkelbereich. Aus diesem Grund ist diese Methode keinesfalls einsetzbar.
Schließlich wurde bereits vorgeschlagen, die Kovarianzmatrix der Aufwärtsstrecke in Fourierkoeffizienten zu zerlegen und bei der Sendefrequenz wiederherzustellen, vgl. J.M. Goldberg und J.R. Fonollosa, "Downlink beamforming for spatially distributed sources in cellular mobile Communications", Signal Processing Vol.65, No.2, März 1998, S. 181-199. Diese Methode versucht die exakte Phasenbeziehung der einzelnen Signalpfade auf der Sendefrequenz wiederherzustellen, verschmiert aber ebenfalls die räumliche Struktur der Kovarianzmatrix.
Es ist nun Ziel der Erfindung, ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung wie eingangs angegeben vorzusehen, mit dem bzw. mit der in effizienter Weise bei FDD-Systemen eine derartige Strahlformung in der Abwärtsstrecke ermöglicht wird, dass die Interferenzen auch bei den von der Basisstation gesendeten, von den Mobilstationen empfangenen Signalen reduziert werden und eine Erhöhung der Anzahl der versorgbaren Benutzer, d.h. Mobil- Stationen, ermöglicht wird.
Hierzu ist das erfindungsgemäße Verfahren der eingangs angeführten Art dadurch gekennzeichnet, dass die Antennengewichte für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis des Leistungs- WinkelSpektrums der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer ermittelt werden, wobei das Leistungs-Winkelspektrum durch Ausblenden unerwünschter Bereiche modifiziert wird.
In entsprechender Weise ist die erfindungsgemäße Vorrichtung der eingangs erwähnten Art dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit zum Ermitteln der Antennengewichte für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis des Leistungs- WinkelSpektrums der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer unter dessen Modifikation durch Ausblenden unerwünschter Bereiche eingerichtet ist.
Bei der erfindungsgemäßen Technik wird somit zur Strahlformung in der Abwärtsstrecke das Leistungs-Winkelspektrum der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer zu Grunde gelegt, wobei in diesem Leistungs-Winkelspektrum unerwünschte Winkelbereiche ausgeblendet werden, d.h. etwaige Störer werden im Leistungs- Winkelspektrum ausgeblendet, um eine optimale Ausrichtung der Hauptkeule in Richtung des jeweiligen Benutzers zu gewähr- leisten. Es werden also erfindungsgemäß die wichtigen, nützlichen Bereiche des Leistungs-Winkelspektrums extrahiert und der Ermittlung der Antennengewichte für die Strahlformung in der Abwärtsstrecke zu Grunde gelegt. Untersuchungen haben dabei gezeigt, dass es möglich ist, besonders gute Ergebnisse hinsichtlich Störunterdrückung zu erzielen, wenn nur ein dominanter Teil im Leistungs-Winkelspektrum aus diesem heraus"geschnitten" wird.
Dabei ist es vorteilhaft, wenn das Leistungs-Winkelspektrum unter Verwendung einer bekannten Signalfolge des Sendesignals, wie Spreizcode, Mittambel etc., geschätzt wird. Auch ist es von Vorteil, wenn das Leistungs-Winkelspektrum der Aufwärtsstrecke auf Basis der räumlichen Kovarianzmatrizen der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer bzw. gegebenenfalls von Mittelwerten derselben geschätzt wird. Ferner hat es sich als günstig erwiesen, wenn auf Basis des modifizierten Leistungs-Winkelspektrums der einzelnen Benutzer bzw. von dessen Mittelwert die jeweilige räumliche Kovarianzmatrix der Abwärtsstrecke ermittelt wird. Schließlich ist es vorteilhaft, wenn die räumliche Kovarianzmatrix der Abwärtsstrecke bzw. deren Mittelwert zur Berechnung der Antennengewichte für das Senden verwendet wird.
Bevorzugt wird somit eine Strahlformung der räumlichen Eigenschaften des Mobilfunkkanals in Bezug auf die räumliche Kovarianzmatrix vorgenommen, die aus den vier Schritten
- Schätzung der räumlichen Kovarianzmatrix der Aufwärtsstrecke;
- Bestimmung des Leistungs-Winkelspektrums mit Methoden der spektralen Suche auf der Empfangsfrequenz;
- Rekonstruktion der räumlichen Kovarianzmatrix der Abwärtsstrecke unter Verwendung des geschätzten, modifizierten Leistungs-Winkelspektrums auf der Sendefrequenz; und
- Berechnung der Antennengewichte für jeden Benutzer des physikalischen Kanals besteht. Die erfindungsgemäße
Technik ist uneingeschränkt von den Ausbreitungsverhältnissen der elektromagnetischen Wellen anwendbar. Sie unterliegt keinerlei Einschränkungen in Bezug auf eine einzige dominante Einfallsrichtung pro Teilnehmer und ist ohne zusätzlichen Hardwareaufwand einsetzbar. Es gibt keinerlei Annahmen über den - ö -
Frequenzunterschied zwischen Sende- und Empfangsfall, und daher funktioniert die hier beschriebene Technik auch unabhängig vom relativen Duplexabstand. Es werden dabei weder aufwendige iterative Näherungsverfahren noch hochauflösende Richtungs- schätzungsalgorithmen benötigt, so dass eine sehr recheneffiziente Lösung erzielt ist.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Beispielen und unter Bezugnahme auf die Zeichnung noch weiter erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 in einem Schema eine adaptive Antenne mit Strahl- formung in der Abwärtsstrecke;
Fig. 2 schematisch eine lineare Antennengruppe mit einer einfallenden Welle, zur Veranschaulichung von Wegunterschieden;
Fig. 3 schematisch eine Vorrichtung zur Strahlformung, wobei eine Basisstation und mehrere Mobilstationen gezeigt sind;
Fig. 4A ein Antennendiagramm bei einer Aufwärtsstrecken- Frequenz ;
Fig. 4B ein entsprechendes Antennendiagramm bei der Frequenz der Abwärtsstrecke;
Fig. 5 in einem Ablaufdiagramm die Ermittlung der Antennengewichte für die Strahlformung in der Abwärtsstrecke;
Fig. 6 in einem detaillierten Ablaufdiagramm den Vorgang bei der in Fig. 5 gezeigten Frequenztransformation;
Fig. 7 ein Leistungs-Winkelspektrum eines Benutzers zusammen mit "Störern";
Fig. 8 ein zu Fig. 7 gehöriges Antennendiagramm noch vor der Modifikation; die Fig. 9 und 10 den Fig. 7 und 8 entsprechende Diagramme des Leistungs-Winkelspektrums und der Antennencharakteristik, nun jedoch nach dem Ausblenden eines Stδrers; und
Fig. 11 schematisch die Struktur der Signalprozessoreinheit zur Berechnung der Antennengewichte für die Strahlformung.
Die Aufgabe der Strahlformung in der Abwärtsstrecke von zellularen Mobilfunksystemen mit adaptiven Antennen an der Basisstation besteht darin, die Signale der einzelnen Benutzer so von der Basisstation zu senden, dass die meiste Energie vom gewünschten Benutzer empfangen und möglichst wenig Energie zu anderen Benutzern, die dort als Interferenz auftritt, gesendet wird. Eine Strahlungsformung in der Abwärtsstrecke, die diese Anforderungen erfüllt, gewährleistet für jeden Benutzer ein ausreichendes Stδrverhältnis und somit eine ausreichende Über- tragungsqualität (Bitfehlerrate BER) . Um dieses Ziel zu erfüllen, muss man die Hauptkeule des Antennendiagrammes in die Richtung des gewünschten Benutzers und Nullstellen im Antennendiagramm in Richtung jener Benutzer legen, die auf der selben Frequenz versorgt werden. Dieses Prinzip ist in Fig. 1 illustriert.
In Fig. 1 ist im Einzelnen schematisch eine adaptive Antenne 1 mit Strahlformung in der Abwärtsstrecke gezeigt, wobei ein Signalprozessor 2 die einzelnen Antennenelemente 1.1, 1.2 bis l.M mit unterschiedlichen Phasen und Amplituden ansteuert und somit das gewünschte Antennendiagramm 3 bzw. 4 erzeugt. Die Hauptkeulen 5 bzw. 6 des Antennendiagramms 3 bzw. 4 zeigen in Richtung eines jeweiligen Benutzers 7 bzw. 8, wobei Nullstellen 9 bzw. 10 im Antennendiagramm 3 bzw. 4 in Richtung des jeweils anderen Benutzers 8 bzw. 7 zeigen.
Durch die unterschiedliche Gewichtung der einzelnen Elemente der Antennengruppe 1 wird die Form des Antennendiagrammes 3 bzw. 4 festgelegt. Dies wird nachfolgend am Beispiel einer linearen Antennengruppe an Hand der Fig. 2 erklärt. Fig. 2 zeigt dabei schematisch eine aus einer Richtung θ auf die Antennenelemente 1.1, 1.2, 1.3...l.M einfallende Welle.
In Fig. 2 ist ferner mit d der Abstand zwischen den einzelnen Antennenelementen und mit ΔL der Wegunterschied der Welle von einem Antennenelement, z.B. 1.2, zum nächsten Antennenelement, z.B. 1.3, bezeichnet. Der Abstand d liegt dabei beispielsweise in der Größenordnung der Wellenlänge und ist vorzugsweise kleiner als die Wellenlänge (z.B. ungefähr gleich der halben Wellenlänge) .
Der Wegunterschied ΔL der elektromagnetischen Welle von einem Antennenelement zum nächsten entspricht einem Phasenunterschied des Empfangssignals, der wie folgt angeschrieben werden kann
Aφ = 2πd • - ■ sin(f) c
und der von der Wellenlänge des gesendeten Signales abhängt. In dieser Beziehung bezeichnet weiters f die Trägerfrequenz des gesendeten Signals und c die Lichtgeschwindigkeit . Auf Grund dieser Beziehung ergibt sich für die Gruppenantwort der adapti- ven Antenne 1 auf diese einfallende Welle, die auch "Array Steering Vector" a(θ, f) genannt wird,
Wie aus dieser Beziehung ersichtlich, ist die Gruppenantwort der Antennengruppe 1 sowohl von der Einfallsrichtung der Welle als auch von der Trägerfrequenz abhängig.
In zellularen Mobilfunknetzen gibt es nicht nur einen einzigen Ausbreitungspfad, sondern es tritt Mehrwegeausbreitung auf. Das bedeutet, dass mehrere Ausbreitungspfade mit unterschiedlicher Weglänge und unterschiedlichen Richtungen zwischen der Basisstation und der Mobilstation existieren. Systematisch ist diese Mehrwegeausbreitung in Fig. 3 skizziert.
Im Einzelnen ist in Fig. 3 eine Basisstation 11 mit einer adaptiven Antenne 1 mit neun Antennenelementen 1.1...1.9 und mit einer Mehrwegeausbreitung zwischen der Basisstation 11 und Mobilstationen (MS) 7, 8 veranschaulicht, wobei die Mehrwegeausbreitung beispielsweise zufolge von Reflexionen an Gebäuden 12 zustandekommt .
Die einzelnen Signale überlagern sich in der Aufwärtsstrecke an den Antennenelementen 1.1 bis 1.9 der linearen Antennengruppe 1 und in der Abwärtsstrecke an der Antenne des jeweiligen Handys 7 , 8. Ob sich die einzelnen Signale konstruktiv oder destruktiv überlagern, hängt von der Phasenbeziehung der einzelnen Wellen zueinander ab. Da in einem FDD-System für die Aufwärts- und die Abwärtsstrecke unterschiedliche Trägerfrequenzen verwendet werden, ändern sich auch die Phasenbeziehungen der Wellen zueinander. Aus diesem Grund ist der Schwund (die konstruktive und destruktive Überlagerung) in der Aufwärts- und Abwärtsstrecke absolut unkorreliert . Aber nicht nur der Schwund auch das Antennendiagramm verändert sich durch die Frequenzverschiebung. Sowohl die Position der Hauptkeule als auch die Position der Nullstellen und deren Form in der Gruppenrichtcharakteristik ändern sich sehr stark, wie in den Fig. 4A und 4B illustriert ist. Dabei zeigt Fig. 4A ein Antennendiagramm für die Frequenz der Aufwärtsstrecke und Fig. 4B ein entsprechendes Antennendiagramm für die Frequenz der Abwärtsstrecke. Wie aus Fig.4A ersichtlich kommen für einen Benutzer Bl die Signale aus den Richtungen -20° und 40° und für einen Benutzer B2 aus den Richtungen -50° und 10°. Hingegen liegen die Hauptkeulen bei Verwendung der selben Antennengewichte in der Abwärtsstrecke (s. Fig.4B) für den Benutzer Bl bei -18° und 35° und für den Benutzer B2 bei -45° und 8°. (Als Trägerfrequenzen wurden hierbei folgende Werte zugrundegelegt: fE=1920.MHz, fs=2110MHz.)
Wie aus den Fig. 4A und 4B zu ersehen ist, sind sowohl die Nullstellen als auch die Hauptkeulen in ihrer Richtung auf Grund der unterschiedlichen Frequenzen verschoben. Der Einfluss auf die Hauptkeulen ist jedoch nicht so stark, da sie ohnehin sehr breit sind und sich deshalb nur ein um maximal 0,5dB kleinerer Antennengewinn ergibt. Die Nullstellen in Richtung des jeweils anderen Benutzers sind jedoch sehr schmal, und bei Verwendung der selben Antennengewichte für die Abwärtsstrecke wie für die Aufwärtsstrecke wird die erzeugte Störung für den jeweils anderen Benutzer drastisch erhöht. Aus diesem Grund ist es nicht ratsam, die selben Antennengewichte für das Empfangen und für das Senden an der Basisstation 11 zu verwenden.
Wegen der Frequenzverschiebung ist also der Schwund zwischen Sende- und Empfangsfall unkorreliert, und es ergibt sich ein anderes Antennendiagramm bei Verwendung der selben Antennengewichte .
Der unkorrelierte Schwund kann nicht kompensiert werden, da sämtliche Pfadlängen bekannt sein müssten, was unmöglich ist. Mit einer geeigneten Strahlformung kann jedoch der Einfluss der Trägerfrequenz auf das Antennendiagramm kompensiert werden, wodurch in der Folge die für die anderen Benutzer erzeugte Störung verringert und die Übertragungsqualität und Systemkapazität gesteigert wird.
Für diese Signalformung wird in der Basisstation 11 eine Signalprozessoreinheit 2 verwendet, vgl. Fig. 3, die auf Basis der empfangenen Signale für die Ansteuerung der Antennenelemente 1.1 bis l.M Antennengewichte insbesondere auch für die Abwärtsstrecke ermittelt. Dabei werden beispielsweise im Mobilfunksystem K Benutzer Bl bis BK gleichzeitig versorgt, und die Antennengruppe 1 besteht, allgemein formuliert, aus M Antennenelementen 1.1 bis l.M. Die empfangenen Signale werden bei 13 bandbegrenzt (Filterung mit Kanalselektionsfilter) und bei 14 ins Basisband gemischt, bei 15 verstärkt und bei 16 digitalisiert, und in der Signalprozessoreinheit 2 werden die Signale mit Hilfe adaptiver Algorithmen detektiert. In der Abwärtsstrecke werden dann die Signale entsprechend gewichtet, moduliert (bei 14) und von der Antenne 1 abgestrahlt. In Fig. 3 ist dabei schematisch der Signalaustausch zwischen der Basisstation 11 und dem Zugangsnetz 17 ergänzend veranschaulicht.
In Fig. 5 ist ein Ablaufdiagramm gezeigt, dass die Auswertung der EingangsSignale bis hin zur Ermittlung der Antennengewichte für die gewünschte Strahlformung in der Abwärtsstrecke schematisch veranschaulicht.
Wie in Fig. 5 dargestellt, dient eine Matrix X von verrauschten Eingangssignalen mehrerer Gleichkanalsignale als Eingangsdatensatz, der in der Signalprozessoreinheit 2 weiter bearbeitet werden soll . Die Matrix X enthält N Abtastwerte mit kritischer Abtastung (Abtastrate l/T) von K Gleichkanalsignalen, die von den M Einzelelementen der Gruppenantenne 1 abgeleitet sind, sowie Interferenzsignale aus benachbarten Zellen, die dieselben Frequenzen verwenden. Unter Zuhilfenahme einer bekannten Signalfolge Sk (Block 31 in Fig. 5) des gesendeten Signals, mit k=l bis K, wie dem Spreizcode in CDMA-Systemen oder den Prä- oder Mittambeln in TDMA-Systemen, werden nun die Kanalimpulsantworten jedes der K Benutzer Bl bis BK an jedem Antennenelement 1.1 bis l.M im Schritt 30 geschätzt ("Teilnehmererkennung") . Dabei können die Kanalimpulsantworten jedes Teilnehmers Bl bis BK mit an sich bekannten Methoden unabhängig voneinander geschätzt werden (zum Beispiel durch Korrelation mit der bekannten Signalfolge Sj^) oder in einem Schritt alle gleichzeitig (zum Beispiel mit der Methode der kleinsten Fehlerquadrate) .
Mehr im Detail werden die Kanalimpulsantworten aus den empfangenen Daten X und der bekannten Signalfolge Sk geschätzt (Prä-, Mittambel in TDMA, oder Spreizcode in CDMA-Systemen) , wobei das Empfangssignal folgendermaßen dargestellt werden kann:
K
X(t) = ∑hk(t, τ) * Sk(t) + N(t) fc=l darin bezeichnen h^ t.r) und S] (t) die Zeitvariante Impulsantwort zum Zeitpunkt t und das gesendete Signal des k-ten Benutzers; und N(t) bezeichnet den Vektor mit dem thermischen Rauschen an den Antennenelementen 1.1 bis l.M. Die Summation berücksichtigt, dass man die Signale von allen K Benutzern Bl bis BK empfängt. Aus dieser Beziehung kann man nun die Kanalimpulsantworten der Benutzer Bl bis BK schätzen.
In TDMA-Systemen kann man dazu die erwähnten Prä- oder Mittambeln verwenden - entweder für alle Benutzer zugleich (gemeinsame Schätzung) oder für jeden Benutzer separat. Die separate Schätzung kann ebenfalls mit der Methode der kleinsten Fehlerquadrate durchgeführt werden, was in zeitdiskreter Schreibweise wie folgt dargestellt werden kann:
Die gemeinsame Schätzung kann folgendermaßen erfolgen :
8ι 0 Λ 0
[ *ι HK ] = X Sκ 0 . . . 0
0 . . . 0 sκ
Das entspricht einer gemeinsamen Schätzung mit der Methode der kleinsten Fehlerquadrate. Das Bilden der Pseudoinversen einer Matrix wird dabei durch "#" bezeichnet.
In CDMA-Systemen verwendet man das Ausgangssignal eines auf den verwendeten Spreizcode signalangepassten Filters. Dieses signalangepasste Filter ist ein Standardempfängerbestandteil von CDMA-Systemen; eine Beschreibung der entsprechenden Beziehungen für die Schätzung kann sich hier erübrigen.
Die Kanalimpulsantwortmatrizen H^ mit k=l bis K (für die Benutzer Bl bis BK) beinhalten die gesamte benötigte Information für den Strahlformungsprozess . Die Kanalimpulsantwortmatrizen besitzen folgende Struktur
Hk = [hk(0) hk(T) . . . hk((L - l) - T)] ι wobei hk(t) der Vektor der Kanalimpulsantwort zum Zeitpunkt t ist. Bei dieser Darstellung wird angenommen, dass die Kanalimpulsantwort eine Länge von L Abtastwerten besitzt.
Mit Hilfe dieser Kanalimpulsantworten werden nun die räumlichen Kovarianzmatrizen der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer berechnet, s. Schritt 40 in Fig. 5.
Ein Signal, dass aus einer Richtung θ an der Antennengruppe 1 einfällt, ergibt eine Gruppenantwort, die gleich dem bereits erwähnten Array Steering Vector a(θ,f) ist. Die räumliche Kovarianzmatrix R(f) dieses Signals ist in diesem Fall als
R(f) = E{a(θ, f) - aH(θ, f)}
definiert. Normalerweise gibt es viele Ausbreitungspfade mit unterschiedlichen Empfangsleistungen. Aus diesem Grund kann die räumliche Kovarianzmatrix wie folgt dargestellt werden
R{f) = E \ P(θ) - a(θ, f) . aH(θ, f)H dθ
In der Kanalimpulsantwort sind sämtliche Signale mit den Gruppenantworten und den zugehörigen Signalstärken enthalten. Aus diesem Grund und durch das Ersetzen der Erwartungswertbildung durch den zeitlichen Mittelwert (im zeitdiskreten Mittelwert der Abtastwerte) kann man die räumliche Kovarianzmatrix wie folgt darstellen
L
Rk(fE) = ∑hk(l) - h»(l) = Hk - H% mü k = l . . . K .
1=0
Mit dieser Beziehung werden daher die Kovarianzmatrizen der Aufwärtsstrecke der Benutzer Bl bis BK geschätzt. Die räumliche Kovarianzmatrix Rk ist ebenfalls frequenzabhängig. Die räumliche Kovarianzmatrix R^ der Aufwärtsstrecke wird im Allgemeinen zur Berechnung der komplexen Antennengewichte für den Empfang mit adaptiven Antennen verwendet. Die Verwendung dieser Antennengewichte für die Abwärtsstrecke verschiebt aber die Nullstellen, wie bereits erläutert. Aus diesem Grund muss man versuchen, die räumliche Kovarianzmatrix Rj^ von der Empfangsfrequenz fE der Basisstation auf die Sendefrequenz fg zu transformieren, um die Antennengewichte für die Abwärtsstrecke berechnen zu können.
Diese Frequenztransformation ist in Fig. 5 beim Schritt 50 angedeutet, wobei die Frequenztransformation die räumliche Struktur des Mobilfunkkanals, die in der räumlichen Kovarianz- matrix Rk enthalten ist, von der Empfangsfrequenz der Basisstation (Frequenz der Aufwärtsstrecke) fE auf die Sendefrequenz der Basisstation (Frequenz der Abwärtsstrecke) fs transformiert. Diese Technik ist in Fig. 6 genauer gezeigt und wird in der Folge detaillierter beschrieben.
Die geschätzten räumlichen Kovarianzmatrizen R^ der K Benutzer der Abwärtsstrecke werden so gebildet, dass sie hermi- tisch sind. Das bedeutet, dass alle Einfallsrichtungen als voneinander unabhängig angesehen werden. Die Kovarianzmatrizen R^ (fs) bei der Sendefrequenz fg, die am Ende von Schritt 50 erhalten werden, werden dazu verwendet, um die optimalen Antennengewichte für das Senden in der Abwärtsstrecke zu berechnen. Dies wird im Schritt 60 in Fig. 5 durchgeführt. Es können dazu sämtliche Strahlformungsalgorithmen benutzt werden, die auf der Kenntnis der räumlichen Kovarianzmatrix beruhen. Die Signale für die einzelnen Benutzer werden nun mit deren Antennengewichten multipliziert (gewichtet) und von der Basisstation 11 gesendet.
Zur Frequenztransformation (Schritt 50) gemäß Fig. 6 ist im Detail folgendes auszuführen: Wie bereits beschrieben, ist der Schwund (die Phasenbeziehung) der einzelnen Signalpfade in Ab- und Aufwärtsstrecke unkorreliert. Nur die Einfallsrichtungen der einzelnen Teilwellen und deren mittlere Signalstärke (Leistung) sind in der Auf- und Abwärtsstrecke gleich. Zur Strahlformung wird daher das geschätzte Leistungs-Winkelspektrum verwendet, um die räumliche Kovarianzmatrix zu rekonstruieren. Das Leistungs-Winkelspektrum enthält die Leistung, die aus dem jeweiligen Winkelbereich empfangen wird. Genau dieser Parameter ist in Ab- und Aufwärtsstrecke gleich. Aus diesem Grund ist die gesamte Information, die für das Senden in der Abwärtsstrecke genutzt werden kann, in der rekonstruierten Kovarianzmatrix wieder enthalten. Da nur die mittlere Signalstärke gleichbleibt und nicht die momentane, kann eine zeitliche Mittelung inkludiert werden. Die zeitliche Mittelung kann an drei Stellen durchgeführt werden:
(1) Mittelung der Kovarianzmatrizen bei der Empfangsfrequenz
(Aufwärtsstrecke)
(2) Mittelung des Leistungs-Winkelspektrums (nach Schritt 52 in Fig. 6)
(3) Mittelung der Kovarianzmatrizen bei der Sendefrequenz ( Abwärt s s t r e cke )
Wo die Mittelung erfolgt ist im Prinzip egal - es hat sich bei Untersuchungen gezeigt, dass die Mittelung der Kovarianzmatrix bei der Empfängstrequenz besonders gute Ergebnisse liefert.
In Fig. 6 ist die Leistungs-Winkelspektrum-Schätzung bei Block 52 gezeigt, wobei von den Kovarianzmatrizen der Aufwärtsstrecke für den k-ten Benutzer ausgegangen wird. Bei dieser Leistungs-Winkelspektrum-Schätzung können prinzipiell alle an sich bekannten Verfahren der spektralen Suche herangezogen werden.
Das Leistungs-Winkelspektrum APS^ (Azimuthai Power Spectrum) kann durch die Maximum Likelihood Methode (auch Minimum Varianz Methode oder Capon's Methode genannt, gezeigt in D.H. Johnson, D.E. Dudgeon, "Array Signal Processing - Concepts and Techniques", Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs (New Jersey), 533 S.) wie folgt geschätzt werden:
APSk = Pk(θ) = a^(θ, fE) - (Rk(fE))~1 . a(θ, fE) ■
In dieser Beziehung ist a(θ, fE ) der "Array Steering Vector" der Aufwärtsstrecke, der von der Empfangsfrequenz fE, dem Interelementabstand d der linearen Antennengruppe mit M Elementen und der Richtung θ wie folgt abhängig ist:
«(0, /.-•) = [l e j'2πd'I?'sinW ... eJ-2πd.fi.(-W-l).βin(β)1
Das bedeutet, dass bei Kenntnis der Geometrie der gleichförmigen, linearen Antennengruppe 1 (Verhältnis des An- tennenelementabstandes d zur Empfangswellenlänge λE, d.h. d/λE) das Leistungs-Winkelspektrum APS^ jedes der K Benutzer geschätzt wird. Dieser Schritt kann selbstverständlich auch mit anderen, ähnlichen Verfahren der spektralen Suche durchgeführt werden. Das Leistungs-Winkelspektrum APS^- enthält keinerlei Phasenbeziehungen der einzelnen Signalpfade des Mobilfunkkanals zueinander, was weder notwendig noch sinnvoll ist, da durch die unterschiedliche Sende- und Empfängstrequenz in einem Frequenz- duplexsystem der Schwund und die Phasenbeziehungen durch die Mehrwegeausbreitung absolut unkorreliert sind.
In Fig. 7 ist ein Beispiel für ein geschätztes Leistungs- Winkelspektrum APSj eines Benutzers Bk gezeigt, der sich in der Richtung +10° von der Basisstation 11 aus gesehen befindet. Die strichlierte Linie in Fig. 7 skizziert das geschätzte Leistungs- Winkelspektrum einiger Gleichkanalsstδrer, die sich auf -30°, +12° und 50° befinden.
Im Schritt 54 in Fig. 6 werden sodann die dominanten Bereiche des Leistungs-Winkelspektrums APS^ extrahiert. Dabei muss nicht unbedingt das gesamte Leistungs-Winkelspektrum PS^ zur Rekonstruktion der räumlichen Kovarianzmatrix herangezogen werden, sondern es können auch nur jene Winkelbereiche verwendet werden, aus denen der größte Teil der Signale in der Aufwärtsstrecke empfangen wird, wobei daher die Antennenkeulen in diese Winkelbereiche gerichtet werden bzw. in Bezug auf die Interferenz nur in solche Winkelbereiche Nullstellen im Antennendiagramm gelegt werden. Diese Technik, einige Winkelbereiche auszublenden, um z.B. nur Nullstellen in die Richtung der dominanten Stδrer zu legen oder Nullstellen in Richtung jener Störer zu vermeiden, die in ungefähr der selben Richtung liegen wie der gewünschte Benutzer und dadurch das Antennendiagramm negativ beeinflussen, ist beispielhaft in Fig. 8 (in Verbindung mit Fig. 7) sowie in den Fig. 9 und 10 veranschaulicht. Während Fig. 7 das geschätzte Leistungs-Winkelspektrum des gewünschten Benutzers und der Störer zeigt, veranschaulicht Fig. 8 die Antennenrichtcharakteristik zu diesem Szenario.
In Fig. 7 ist ersichtlich, dass ein Störer und der gewünschte Benutzer ungefähr in der selben Richtung (+12° bzw. +10°) liegen. Versucht man die in die Richtung dieses einen Stδ- rers gesendete Energie, der auf +12° von der Basisstation aus gesehen liegt, zu verringern, so zeigt die Hauptkeule nicht exakt in die Richtung des gewünschten Benutzers.
Um diesen Effekt zu unterdrücken, besteht die Möglichkeit, den Anteil des einen Störers im Leistungs-Winkelspektrum zu unterdrücken, und dadurch die Verschiebung der Hauptkeule zu verhindern. Diese Anwendung der Modifikation des Leistungs-Winkelspektrums ist in Fig. 9 dargestellt, und Fig. 10 zeigt das entsprechend modifizierte Antennendiagramm.
Bei der Verwendung des modifizierten Leistungs-Winkelspektrums zur Strahlformung in der Abwärtsstrecke zeigt nun die Hauptkeule im Antennendiagramm (Fig. 10) wieder in Richtung des gewünschten Benutzers (+10°) . Besonders in CDMA-Systemen (die Systeme der 3. Mobilfunkgeneration wie UMTS beruhen alle auf CDMA) mit vielen Benutzern, die auf einem Kanal versorgt werden, kann die Trennbarkeit der Benutzer im Winkel (mehrere Benutzer liegen nicht in der selben Richtung, was einen Mindestabstand der Winkel, in der die Benutzer liegen, bedingt) bei weitem nicht gewährleistet werden. Aus diesem Grund kann der hier dargestellte Fall in CDMA-Systemen häufig auftreten.
Schätzfehler in den Kovarianzmatrizen der Benutzer bzw. der Stδrer verstärken den hier gezeigten Effekt. In real operierenden Systemen ist das eventuelle Ausblenden von bestimmten Bereichen im Leistungs-Winkelspektrum deshalb oft erforderlich.
Danach wird im Schritt 56 von Fig. 6 mit dem geschätzten, modifizierten Leistungs-Winkelspektrum APS^ mocj die räumliche Kovarianzmatrix (Korrelationsmatrix) R]ζ(f ) des Mobilfunkkanals der Abwärtsstrecke der K Benutzer rekonstruiert. Dies geschieht nach folgendem Verfahren:
Rk(fs) = f pk,mod(θ) ■ a(θ, fs) ■ aH(θ, fs) , Je
Das Leistungs-Winkelspektrum kann natürlich nicht kontinuierlich, sondern nur diskret mit einer bestimmten Winkelauflδ- sung bestimmt werden. In ausführlichen Computersimulationen hat sich dabei gezeigt, dass eine Auflösung von rund einem Grad ausreichend ist. Daraus ergibt sich, dass das vorstehende Integral durch eine diskrete Summe mit verhältnismäßig wenig Summanden ersetzt werden kann. Die diskrete Summe sieht folgendermaßen aus :
Rk(fs) = ∑ Pk,mod{θi) • a(θh fs) ■ aH(θ fs) .
pk mod^ bezeichnet hier das modifizierte Leistungs-Winkelspektrum des k-ten Benutzers.
Das beschriebene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass die gesamte Richtungsinformation des Mobilfunkkanals für die Strahlformung in der Abwärtsstrecke genutzt wird, ohne einen Fehler durch die Duplexfrequenz zu begehen, und daher derselbe Gewinn in der Abwärtsstrecke von zellularen Mobilfunksystemen mit Frequenzduplex möglich ist wie in Zeitduplexsystemen. Dabei werden keinerlei Annahmen über die Anzahl von diskreten Einfallsrichtungen oder geringen Duplexabstand verwendet, und daher ist die beschriebene Technik ohne Einschränkungen einsetzbar. Weiters werden die räumliche Kovarianzmatrix bzw. die Kanalim- pulsantworten zur Strahlformung der Abwärtsstrecke verwendet, die auch zur Detektion in der Aufwärtsstrecke benötigt werden und daher nicht extra berechnet werden müssen.
Am Ausgang der Frequenztransformation gemäß Block 50 werden somit die Kovarianzmatrizen R^ der Abwärtsstrecke (Rjc(fs)) für den k-ten Teilnehmer erhalten, und diese werden abschließend im Schritt 60 gemäß Fig. 5 der Strahlformung, d.h. der Ermittlung der Antennengewichte für die Abwärtsstrecke, zu Grunde gelegt. Wie bereits erwähnt, können sämtliche bekannte Algorithmen zur Strahlformung verwendet werden, die auf der Kenntnis der räumlichen Kovarianzmatrix beruhen. Im Folgenden wird als Beispiel ein Algorithmus erläutert, der in der Literatur ein Standardalgorithmus zur Berechnung der Antennengewichte in der Aufwärts- strecke ist (vgl. z.B. P. Zetterberg, und B. Ottersten: "The Spectrum Efficiency of a Basestation Antenna Array System for Spatially Selective Transmission", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44, pp. 651-660, August 1995) .
Kennt man die Kovarianzmatrix der einzelnen Benutzer und der Störer, so kann man aus dieser Information die Antennengewichte berechnen. Rfc(fg) bezeichnet die Kovarianzmatrix des k-ten Benutzers und Q] (fg) die Kovarianzmatrix der Störung für den k- ten Benutzer bei der Sendefrequenz fs. Der Gewichtsvektor wird aus dieser Information als der dominante verallgemeinerte Eigenvektor des Matrixpaares [R^ (fs) , Q^ (fg) ] berechnet. Beim Empfang in der Aufwärtsstrecke maximiert diese Methode das Verhältnis von empfangenem Nutzstδrleistungs-Verhältnis SNIR^. In der Abwärtsstrecke wird das Verhältnis von erzeugter Signalleistung für den gewünschten Benutzer zu erzeugter Interferenzleistung für die anderen Benutzer maximiert. Mathematisch kann man dieses Problem wie folgt darstellen:
Wk f) - %fir> v>ξ(f)Qk{f)v>k{f) . Zur Detektion in der Aufwärtsstrecke verwendet man die Kovarianzmatrizen bei der Empfangsfrequenz und für das Berechnen der Antennengewichte für die Abwärtsstrecke die frequenztransformierten Kovarianzmatrizen (bei der Sendefrequenz der Basisstation) . Es wird jedoch der selbe Algorithmus zur Berechnung der komplexen Antennengewichte für das Empfangen und das Senden mit der adaptiven Antenne 1 verwendet. Aus diesem Grund, und weil die räumliche Kovarianzmatrix für den Empfang in der Aufwärtsstrecke im Allgemeinen verwendet wird, ist dieses Verfahren zur Strahlformung für die Abwärtsstrecke von Systemen mit Frequenzduplex sehr einfach, und man benötigt im Vergleich zur Aufwärtsstrecke nur die Frequenztransformation der räumlichen Kovarianzmatrix zusätzlich, wie schematisch in Fig. 11 bei 70 dargestellt ist.
In Fig. 11 ist dabei ganz allgemein die Struktur der Signalprozessoreinheit 2 zur Berechnung der Antennengewichte für die adaptive Antenne 1 gezeigt, wobei die Empfangssignale bei 71 schematisch angedeutet sind. Bei 72 ist die Einheit zur Schätzung der Aufwarts-Kovarianzmatrizen R^ veranschaulicht, und die Strahlformungseinheit ist bei 73 gezeigt. Die ermittelten Antennengewichte sind mit W] (fs) für die Abwärtsstrecke und mit W] (fE) für die Aufwärtsstrecke bezeichnet.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Strahlformung für mehrere Antennenelemente (1.1 bis l.M) enthaltende adaptive Antennengruppen in der Abwärtsstrecke von Frequenzduplexsystemen, wobei für die Antennenelemente (1.1 bis l.M.) Antennengewichte (W]c(fs)) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis von Richtungsinformation der Aufwärtsstrecke ermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Antennengewichte (Wjc(fs)) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis des Leistungs-Winkelspektrums (APS^) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer (Bl bis BK) ermittelt werden, wobei das Leistungs-Winkelspektrum (APS^) durch Ausblenden unerwünschter Bereiche modifiziert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungs-Winkelspektrum (APS^) unter Verwendung einer bekannten Signalfolge (Sjς) des Sendesignals, wie z.B. Spreizcode oder Mittambel, geschätzt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungs-Winkelspektrum (APS^.) auf Basis der räumlichen Kovarianzmatrizen (R] (fE)) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer (Bl bis BK) geschätzt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungs-Winkelspektrum (APS^) auf Basis von Mittelwerten der räumlichen Kovarianzmatrizen (Rjc(fE)) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer geschätzt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass auf Basis des modifizierten Leistungs-Winkelspektrums (APS^) der einzelnen Benutzer die jeweilige räumliche Kovarianzmatrix (R^(fg)) der Abwärtsstrecke ermittelt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die räumliche Kovarianzmatrix (Rjc(fs)) der Abwärtsstrecke auf Basis des Mittelwerts des modifizierten Leistungs-Winkelspektrums
(APS^) ermittelt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelwert der räumlichen Kovarianzmatrix (R]ζ(fs)) der Abwärtsstrecke zur Berechnung der Antennengewichte (Wjζ(fg)) für das Senden verwendet wird.
8. Vorrichtung zur Strahlformung für mehrere Antennenelemente (1.1 bis l.M) enthaltende adaptive Antennengruppen in der
Abwärtsstrecke von Frequenzduplexsystemen, mit einer Signal- Prozessoreinheit (2) zum Ermitteln von Antennengewichten (Wjc(fs)) für die Antennenelemente (1.1 bis l.M) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis von Richtungsinformation der Aufwärtsstrecke, dadurch gekennzeichnet, dass die Signal- Prozessoreinheit (2) zum Ermitteln der Antennengewichte (W^(fg)) für das Senden in der Abwärtsstrecke auf Basis des Leistungs- Winkelspektrums (APSjζ) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer (Bl bis BK) unter dessen Modifikation durch Ausblenden unerwünschter Bereiche eingerichtet ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) zur Schätzung des Leistungs- Winkelspektrums (APSj--) eine bekannte Signalfolge (S^) des Sendesignals, wie z.B. Spreizcode oder Mittambel, zugeführt erhält .
10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) zur Schätzung des Leistungs- Winkelspektrums (APS^) auf Basis der räumlichen Kovarianzmatrizen (Rj (fE)) der Aufwärtsstrecke der einzelnen Benutzer (Bl bis BK) eingerichtet ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) die Mittelwerte der räumlichen Kovarianzmatrizen (Rκ(fE)) der Aufwärtsstrecke bildet.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) zur Ermittlung der jeweiligen räumlichen Kovarianzmatrix (Rj (fs)) der Abwärtsstrecke auf Basis des modifizierten Leistungs-Winkel- Spektrums (APS^) der einzelnen Benutzer (Bl bis BK) eingerichtet ist .
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) zur Ermittlung der jeweiligen räumlichen Kovarianzmatrix (Rjc(fs)) der Abwärtsstrecke den Mittelwert des modifizierten Leistungs-Winkelspektrums (APSK) bildet .
14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalprozessoreinheit (2) zur Berechnung der Antennengewichte (Wj (fg)) für das Senden den Mittelwert der räumlichen Kovarianzmatrix (R},(fg)) der Abwärtsstrecke bildet.
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