CN1346525A

CN1346525A - 波束形成方法和装置

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Publication number: CN1346525A
Application number: CN00805588A
Authority: CN
Inventors: 厄恩斯特·伯奈克; 克劳斯·休尔
Original assignee: Nokia Networks Oy
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-03-26
Filing date: 2000-03-24
Publication date: 2002-04-24
Also published as: AT407807B; BR0009306A; EP1166393A1; AU3543100A; JP2002540706A; WO2000059072A1; ATA56599A; EP1166393B1; US6606058B1; DE50007073D1

Abstract

自适应天线阵列的波束形成方法和装置,所述自适应天线阵列包括频率双工系统的下行链路中的几个天线单元(1.1～1.M),其中根据上行链路的方向信息,确定下行链路传输的天线单元(1.1～1.M)的天线权重(W_k(f_s));具体地说,根据单个用户(B1～BK)的上行链路的功率角频谱(APS_k),确定用于下行链路传输的天线权重(W_k(f_s)),其中通过掩蔽不合乎需要的区域,修改功率角频谱(APS_k)。

Description

波束形成方法和装置

本发明涉及自适应天线阵列的波束形成方法，所述自适应天线阵列包括频率双工系统的下行链路中的几个天线单元，其中根据上行链路的方向信息，确定用于下行链路传输的天线单元的天线权重。

此外，本发明还涉及用于自适应天线阵列的波束形成装置，所述自适应天线阵列包括频率双工系统的下行链路中的几个天线单元，所述装置包括根据上行链路的方向信息，确定用于下行链路传输的天线单元的天线权重的信号处理部件。

以电子学方法改进由几个单独天线组成的阵列天线的方向特性，以使所述阵列天线以最佳方式自适应于相应的信道状况已为人们所知。自适应天线最初用在雷达技术中，但是自适应天线在移动通信系统中的应用也研究了相当长的一段时间了。自适应天线的使用可降低定向接收引起的接收干扰，降低定向传输产生的干扰，降低移动无线电信道的时间离散，从而降低决定性地共同确定误码率的符号间干扰。

这些改进可用于增大容量，提高频谱效率，降低天线阵列增益所需的传输功率，提高传输质量(降低误码率)，增大数据速率，并扩展作用范围。

虽然不能同时利用所有这些优点，但是在所有情况下，仍然能够实现上面提及的某些改进。从而，对于更高效地利用可用频谱，同时在相同的频带和相同数目的基站的情况下，增大容量，从而增大小区中可能的用户数目来说，借助自适应天线是必不可少的。

一般说来，一方面，移动蜂窝无线通信网在干扰方面，即同一无线电信道的空间使用方面受到限制，另一方面，频谱效率受公用信道干扰的限制。无线电信道由其频率和/或其时隙(在时间多路复用-TDMA-时分多址访问中)或者其代码(在代码多路复用-CDMA-码分多址访问中)确定。在TDMA和FDMA(频分多址访问)系统中，为了使同一个无线电信道支持一个以上的用户，提出了基于空间可分性和上行链路(移动站发射，基站接收)中的选择性方向接收，以及下行链路(基站发射，移动站接收)中用户信号的选择性方向发射的方法(所谓的SDMA-空分多址访问系统)。CDMA系统中的选择性方向发射/接收还可用于增大同一频率下，可能的用户数目，从而提高频谱效率和移动蜂窝无线电系统的容量。从而，在干扰保持不变的情况下，增大了基站通过线性自适应天线阵列可检测的，并可在下行链路中提供的通信信道上的用户的可能数目。

借助公用信道干扰抑制，划分单独用户的信号，并检测所述信号的基本方法已知有三种：(1)以天线阵列的空间结构的知识为基础的方法(所谓的空间比较法)，参见R.Roy和R.Kailrath，“ESPRIT-Estimation ofSignal Parameters via Rotational Invariance Techniques”，IEEE Trans.Acoust.，Speech and Signal Processing，Vol.37，1989年7月，pp.984-995；(2)以已知信号时序的知识为基础的方法(所谓的时序比较法)，参见S.Ratnavel，A.Paulraj和A.B.Constantinides，“MMSE Space-TimeEqualization for GSM Cellular Systems”，Proc.IEEE，VehicularTechnology Conference，1996，VTC96，Atlanta，Georgia，pp.331-335；和(3)把已知的结构信号特性用于信号划分和检测的所谓的“盲(blind)”方法，参见A-J.van der Veen，S.Talwar，A.Paulraj，“A SubspaceApproach to Blind Space-Time Signal Processing for WirelessCommunication Systems”，IEEE Transactions on Signal Processing，Vol.45，No.1，1997年1月，pp.173-190。

基于移动无线电信道的不同估计的各种方法被应用于下行链路。原则上，移动站的信号的入射方向(例如参见，US-5515378A或者EP-755090A)，或者空间协方差矩阵(空间相关矩阵)被用于波束形成(参见US5634199A)。

频率双工系统(FDD系统)中的不同载波频率提出一个难题。在FDD系统中，上行链路和下行链路中的信号均在不同的频率下被传输，从而确保移动站和基站处，传输的数据和接收的数据之间必要的区分。由于频率差异的缘故，如果在不同频率下，使用相同的物理天线阵列和相同的天线权重(幅度和相位)，则天线方向性图将不同。为此，在移动蜂窝通信系统的基站，对于传输和接收使用相同的天线权重是不可取的。把估计的入射方向专用于上行链路中，在频率偏移方面不存在任何问题，但是把波束形成局限于入射的单一离散方向，这与移动无线电信道的物理本性相矛盾，从而导致自适应天线产生的容量增益有效。而使用空间协方差矩阵存在频率偏移的缺陷。

已经提出了用于补偿空间协方差矩阵中的频率双向距离的各种途径。例如，已提议估计上行链路的入射方向，信号功率和每个用户的相关角分散，参见T.Trump和B.Ottersten，“Maximum Likelihood Estimationof Nominal Direction of Arrival and Angular Spread Using an Array ofSensors”，Signal Processing，Vol.50，No.1-2，1996年4月，pp.57-69。根据上行链路的估计，产生下行链路的空间协方差的估计，参见P.Zetterberg，“Mobile Cellular Communications with Base StationAntenna Arrays：Spectrum Efficiency，Algorithms and PropagationModel”，thesis，Royal Institute of Technology，Stockholm，Sweden，1997。但是，只有当相对于基站，每个移动站只具有单个标称入射方向时，该方法才起作用。由于乡村中山脉或者城区内大型综合性建筑物的反射，通常不能满足该条件，从而使该方法变得不适用。

另一种现有提议目的在于在基站中，把随着采用的波长缩放的两个不同天线阵列用于频率双工系统中的传输和接收；参见G.G.Rayleigh，S.N.Diggavi，V.K Jones和A.Paulraj，“A Blind Adaptive TransmitAntenna Algorithm for Wireless Communication”，Proceedings IEEEInternational Conference on Communications(ICC 95)，IEEE 1995，pp.1494-1499，或者对应的WO 97/00543A。但是，在该方法中，必须高度精确地制造和校准所述两个“适应的”天线阵列，并精确地将其布置在相同的位置。此外，需要第二个天线阵列，从而超比例地增大了费用。

根据上面提及的US-5634199A，通过从基站发射测试信号，并由移动站重发测得的信号，测量下行链路的空间协方差矩阵(另外参见WO96/37975，该专利也涉及测试信号的传输)。但是，该测试信号方法需要用于所涉及的反馈过程的系统容量，从而，降低了任何可能的容量增大。另外，必须改变现有的移动蜂窝通信系统的标准，因为在迄今为止的任何移动蜂窝通信系统中，移动蜂窝站都不提供这种反馈。

在US-5848060A中，描述了根据上行链路的接收信号，估计上行链路的空间协方差矩阵；随后使矩阵元素产生的相对相位乘以传输频率与接收频率的比值(f_S/f_E)。但是，由于单个信号的多路传播，频率非线性地进入单个天线单元的相位关系中。于是，这种应用局限于在发射器和接收器之间提供直接可视接触，而不存在来自不同方向，例如在卫星通信中的反射的情况。

为了获得下行链路的协方差矩阵，还建议把旋转矩阵应用于上行链路的协方差矩阵，所述旋转矩阵校正来自于由传输频率与接收频率的比值(f_S/f_E)确定的方向的电波的相位，参见前面提及的文献G.G.Rayleigh，S.N.Diggavi，V.K Jones和A.Paulraj，“A Blind Adaptive TransmitAntenna Algorithm for Wireless Communication”，Proceedings IEEEInternational Conference on Communications(ICC 95)，IEEE 1995，pp.1494-1499。然而，在该方法中，只有相对于基站的入射方向的相位关系被正确地校正。如果存在几个不同的入射方向，则该方法将失败，因此该方法只适用于具有主要入射方向的乡村。

上面提及的P.Zetterberg的论文，“Mobile Cellular Communicationswith Base Station Antenna Arrays：Spectrum Efficiency，Algorithms andPropagation Models”，thesis，Royal Institute of Technology，Stockholm，Sweden，1997也包含一种把补偿矩阵应用于上行链路的协方差矩阵的提议。该补偿矩阵只适用于非常小的相对双重距离2(f_S-f_E)/f_S+f_E，并且在自适应天线的捻向角的整个区域中求其平均值。该方法并不校正频率差异，而只是降低偏差，从而在整个角度区域中，使协方差矩阵中所含的移动无线电信道的空间结构变得模糊不清。因此，该方法根本不可应用。

最后，提出了利用傅里叶系数分解上行链路的协方差矩阵，并在传输频率下恢复所述协方差矩阵，参见J.M.Goldberg和J.R.Fonollosa，“Downlink beamforming for spatially distributed sources in mobilecellular communications”，Signal Processing，Vol.65，No.2，1998年3月，pp.181-199。该方法试图在传输频率下恢复单个信号通路的准确相位关系，但是同样使协方差矩阵的空间结构变得模糊不清。

因此，本发明的目的是提供最初定义的那种方法和装置，所述方法和装置能够有效地在FDD系统的下行链路中实现这种波束形成，从而可降低基站发出的信号，以及移动站接收的信号的干扰，并可增大用户，即移动站的数目。

为此，根据本发明的方法的特征在于根据单个用户的上行链路的功率角频谱，确定下行链路传输的天线权重，其中通过掩蔽不合乎需要的区域，修改功率角频谱。

相应地，根据本发明的装置的特征在于信号处理部件被布置成通过掩蔽不合乎需要的区域，修改单个用户的上行链路的功率角频谱，根据所述功率角频谱，确定下行链路传输的天线权重。

这样，在根据本发明的技术中，下行链路波形成以在从单个用户的上行链路的功率角频谱中滤出不需要的角度区域，即，在所述功率角频谱中屏蔽可能的干扰的情况下的所述功率角频谱为基础，以便确保主波辩在相应用户的方向上的最佳定向。从而，根据本发明，功率角频谱的重要并且有用的区域被抽取，并被用作确定下行链路波束形成的天线权重的基础。研究表明，如果只从功率角频谱中去掉所述功率角频谱的一个主要部分，则可获得非常好的干扰抑制结果。

在这种情况下，最好利用传输信号的已知信号时序，例如扩展码，中同步码(midamble)等估计功率角频谱。另外，最好根据单个用户的上行链路的协方差矩阵，或者可选地，所述协方差矩阵的平均值，估计上行链路的功率角频谱。另外，已证明根据单个用户的功率角频谱，或者其平均值，确定下行链路的相应空间协方差矩阵是有益的。最后，最好使用下行链路的空间协方差矩阵，或者其平均值计算用于传输的天线权重。

这样，可更适宜地实现相对于空间协方差矩阵的移动无线电信道的空间性质的波束形成，所述方法包括下述四个步骤：

-估计上行链路的空间协方差矩阵；

-在接收频率下，借助频谱搜索方法，确定功率角频谱；

-利用传输频率下，估计的改进功率角频谱，重建下行链路的空间协方差矩阵；及

-计算物理信道的各个用户的天线权重。

本发明的技术不受电磁波的传播条件的限制。就每个用户的单个主入射方向而论，本发明没有任何限制，并可在不添加硬件设备的情况下实现。不存在关于发射情况和接收情况之间的频率差异的任何假设，于是，这里描述的技术也将独立于相对双重距离发挥作用。这种情况下，既不需要麻烦的迭代近似程序，也不需要高分辨率的方向估计算法，从而提供了一种计算效率非常高的解决方案。

下面，将参考附图，更详细地举例说明本发明，其中：

图1是下行链路波束形成情况下的自适应天线的示意图；

图2示意地表示了具有图解说明路径差异的入射波的线性天线阵列；

图3示意地表示了波束形成装置，图中表示了一个基站和几个移动站；

图4A表示了上行链路频率下的天线方向图；

图4B表示了下行链路频率下的相应天线方向图；

图5是图解说明确定下行链路波束形成的天线权重的流程图；

图6是详细说明图5中表示的频率变换中的程序的流程图；

图7表示了具有“干扰源”的用户的功率角频谱；

图8是修改前的和图7相关的天线方向图；

图9和10是在掩蔽干扰源之后，分别对应于图7和8的功率角频谱图和天线特性曲线图；

图11示意地表示了用于计算波束形成的天线权重的信号处理部件的结构。

包括位于基站的自适应天线的移动蜂窝通信系统的下行链路中的波束形成的任务在于以大多数能量将被所希望的用户接收，并且尽可能少的能量将被传输给其它用户的方式，从基站发出单个用户的信号，在所述其它用户处，所述信号以干扰的形式出现。满足这种要求的下行链路波束形成为每个用户确保足够高的干扰比，从而确保足够高的传输质量(误码率BER)。为了实现这一目的，天线方向图的主波瓣必须布置在所需用户的方向上，并且天线方向图中的零系数必须布置在同一频率下被接入的那些用户的方向上。图1中图解说明了该原理。

图1示意地描述了下行链路形束形成情况下的自适应天线1，信号处理器2在不同的相位和幅度下触发单个天线单元1.1，1.2～1.M，从而分别产生所需的天线方向图3或4。天线方向图3或4的主波瓣5或6分别定向于用户7或8的方向上，天线方向图3或4中的零系数9和10分别定向于相应另一用户8或7的方向上。

以天线阵列1的单个振子的不同加权的函数形式，分别确定天线方向图3和4的形式。下面将参考图2，以线性天线阵列为例，对此进行说明。图2示意地表示了从方向θ到达天线单元1.1，1.2，1.3…1.M的电磁波。

另外，图2还表示了单个天线单元之间的距离d，以及从一个天线单元，例如1.2到依次相邻的天线单元，例如1.3的电波传播路径差ΔL。距离d的数值相当于，例如波长，并且最好小于波长(例如约为波长的一半)。

天线单元与相邻天线单元的电磁波传播路径差ΔL对应于接收信号的相差，接收信号的相差可如下表示为：

并且取决于传输信号的波长。该关系式中，f表示传输信号的载波频率，c表示光速。从该关系式得到自适应天线对入射波的阵列响应，所述阵列响应也被称为阵列导引矢量a(θ，f)：

a (θ, f) = [1 e^{j \cdot 2 πd \cdot \frac{f}{c} \cdot \sin \cdot (θ)} . . . e^{f \cdot 2 πd \cdot \frac{f}{c} \cdot (M - 1) \cdot \sin (θ)}]

从该关系式中可看出，天线阵列1的阵列响应是入射波方向和载波频率的函数。

移动蜂窝通信网不但包括单一的传播路径，而且包括多路传播。这意味着在基站和移动站之间存在具有不同波长和不同方向的几个传播路径。图3中示意地简述了这种多路传播。

具体地说，图3描述了包括自适应天线1的基站11和基站11与移动站(MS)7，8之间的多路传播，所述自适应天线1包括9个天线单元1.1…1.9，所述多路传播由，例如建筑物上的反射引起。

在上行链路中，单个的信号迭加在线性天线阵列1的天线单元1.1-1.9上，在下行链路中，单个的信号迭加在相应的蜂窝电话7，8上。单个信号迭加是建设性的，还是破坏性的，这取决于单个电磁波的相互相位关系。由于在FDD系统中，上行链路和下行链路使用不同的载波频率，因此电磁波的相互相位关系也将发生改变。因此，上行链路和下行链路中的衰减(建设性的和破坏性的迭加)完全无关。然而，由于频率漂移的原因，不仅衰减发生变化，而且天线方向图也发生变化。如图4A和4B所示，主波瓣的位置和零系数的位置，以及它们在阵列方向特征曲线中的形式都发生很大的变化。图4A表示了上行链路频率的天线方向图，图4B表示了下行链路频率的相应天线方向图。从图4A可看出，用户B1的信号来自于方向-20°～40°，用户B2的信号来自于-50°～10°。相反，当在下行链路中使用相同的天线权重时(参考图4B)，用户B1的主波瓣位于-18°～35°之间，用户B2的主波瓣位于-45°～8°之间。(下述数值已被用作载波频率：f_E＝1920MHz，f_S＝2110MHz)。

从图4A和4B可看出，由于不同频率的缘故，零系数和主瓣波的方向都发生了移动。但是，对主波辩的影响不是很强，因为无论如何，主波瓣都非常宽，从而只会产生比最大值小0.5dB的天线增益。但是，沿相应另一用户方向的零系数非常窄，当把用于上行链路的相同天线权重用于下行链路时，对于相应的另一用户来说，所产生的干扰将显著增大。因此，在基站11，接收和传输使用相同的天线权重是不明智的。

由于频移的缘故，传输和接收之间的衰减也相互无关，并且当使用相同的天线权重时，将产生另一天线方向图。

相互无关的衰减是不能补偿的，因为必须知道所有的路径长度，而这是不可能的。但是，借助适当的波束形成，可补偿载波频率对天线方向图的影响，其结果是使相对于其它用户产生的干扰被降低，传输质量和系统容量得到提高。

在基站11中，信号处理部件2用于形成该信号，参见图3，所述信号处理部件2根据接收的信号确定天线权重，以触发天线单元1.1～1.M，尤其是为于下行链路触发天线单元1.1～1.M。这种情况下，用户B1～BK被同时接入，例如移动无线电通信系统K中，天线阵列1按照常规的方式由M个天线单元1.1～1.M组成。在13对接收的信号进行频带限制(借助信道选择滤波器滤波)，并在14，把接收的信号混频到基带中，并在15放大接收的信号并使之数字化，并且在信号处理部件2中，借助自适应算法，检测所述信号。在下行链路中，随后相应地对信号加权，调制(在14)，并从天线1播送出去。图3还示意地表示了基站11和接入网17之间的信号交换。

图5是示意说明就确定下行链路中所需波束形成的天线权重来说的输入信号的评估的流程图。

如图5中所示，几个同信道信号的噪声输入信号的矩阵X用作输入数据集，所述输入数据集将在信号处理部件2中被进一步处理。矩阵X含有通过对源于阵列天线1的M个单个振子的K个同信道信号，以及来自于使用相同频率的相邻小区的干扰信号进行临界抽样(抽样速率1/T)，得到的N个样本值。通过采用传输信号的已知信号时序S_k(图5的方框31)，k＝1～K，例如CDMA系统中的扩展码，或者TDMA系统中的前同步码或中中同步码，随后在步骤30中，估计在各个天线单元1.1～1.M上，所述K个用户B1～BK中的每个用户的信道脉冲响应。这种情况下，可借助已知的方法(例如，借助与已知的信号时序S_k的相关性)，相互独立地估计各个用户B1～BK的信道脉冲响应，或者在一个步骤中同时估计所有用户B1～BK的信道脉冲响应(例如，借助最小误差平方法)。

更具体地说，根据接收的数据X和已知的信号时序S_k(TDMA系统中的前同步码或中同步码，或者CDMA系统中的扩展码)，估计信道脉冲响应，从而接收信号可表示为：

X (t) = Σ_{k = 1}^{K} h_{k} (t, τ) * S_{k} (t) + N (t)

这里hk(t，τ)和S_k(t)表示时间t时的时变脉冲响应和第k个用户的传输信号；N(t)表示具有天线单元1.1～1.M上的热噪声的矢量。该求和认为所有K个用户B1～BK的信号都被接收。随后，可根据该关系式估计用户B1～BK的信道脉冲响应。

在TDMA系统中，上面提及的前同步码或中同步码可用于此目的-或者同时用于所有的用户(联合估计)或者单独用于各个用户。类似地，可借助最小误差平方法，实现单独的估计，按照时间离散表达方式，可如下表示所述单独估计：

可如下所示实现联合估计：

这对应于使用最小误差平方法的联合估计。矩阵的伪-逆预解矩阵的形成用“#”表示。

在CDMA系统中，将采用信号适应于使用的扩展码的滤波器的输出信号。这种信号适应滤波器是CDMA系统的标准接收组件；这里可省略对用于估计的适当关系式的描述。

信道脉冲响应矩阵H_k，k＝1～K(用户B1～BK)含有波束形成过程所需的所有信息。信道脉冲响应矩阵具有下述结构：

H_k＝[h_k(0)h_k(T)...h_k((L-1)·T]

这里h_k(t)是时间t时的信道脉冲响应。在该表达式中，假定信道脉冲响应具有长度为L的样本值。

之后，借助这些信道脉冲响应，计算各个用户的上行链路的空间协方差矩阵，参见图5中步骤40。

从方向θ到达天线阵列1的信号产生等于前面已提及的阵列导引矢量a(θ，f)的阵列响应。在这种情况下，该信号的空间协方差矩阵R(f)被定义为：

R(f)＝E{a(θ，f)·a^H(θ，f)}

通常，存在具有不同接收性能的多个传播路径。为此，空间协方差矩阵可如下表示为：

R (f) = {{&Integral;}_{θ = - π}^{π} P (θ) \cdot a (θ, f) \cdot a^{H} {(θ, f)}^{H} \cdot dθ}

信道脉冲响应包含含有阵列响应和相关信号强度的所有信号。出于这个原因，并且通过用临时平均值(样本值的时间离散平均值)代替预期的数值形成，空间协方差矩阵可如下表示为：

R_{k} (f_{E}) = Σ_{l = 0}^{L} h_{k} (l) {\cdot h}_{k}^{H} (l) = H_{k} \cdot H_{k}^{H},

其中k＝1...K

于是借助该关系式，估计用户B1～BK的上行链路的协方差矩阵。空间协方差矩阵R_k也与频率有关。通常，上行链路的空间协方差矩阵R_k被用于借助自适应天线计算接收的复数天线权重。但是，如前所述，下行链路的这些天线权重的使用会移动零系数。为此，必须设法把空间协方差矩阵R_k从基站的接收频率f_E变换为传输频率f_S，以便能够计算下行链路的天线权重。

图5中在步骤50指出了这种频率变换。这种频率变换把包含在空间协方差矩阵R_k中的移动无线电信道的空间结构从基站的接收频率(上行链路频率)f_E变换为基站的传输频率(上行链路频率)f_S。图6中更详细地表示了这种技术，下面将对这种技术进行更详细的说明。

以与外部隔绝的形式形成下行链路的K个用户的估计空间协方差矩阵R_k。这意味着所有入射方向被看作相互独立。在步骤50结束时获得的传输频率f_S下的协方差矩阵R_k(f_S)被用于计算下行链路传输的最佳天线权重。这在图5的步骤60中实现。基于空间协方差矩阵的知识的所有波束形成算法都可用于该用途。随后基站11发射用于各个用户的信号，并且所述各个信号被乘以(加权)它们的天线权重。

下面将结合根据图6的频率变换(步骤50)进行说明：如前所述，在下行链路和上行链路中，各个信号路径的衰减(相位关系)互不相关。在上行链路和下行链路中，只有各个分波的入射方向及它们的平均信号强度(功率)相等。于是，估计的功率角频谱被用于波束形成，以便重建空间协方差矩阵。功率角频谱含有从相应的角度区接收的功率。在上行链路和下行链路中，该参数都相同是完全正确的。为此，可用于下行链路传输的所有信息再次包含在重建的协方差矩阵中。由于只有平均信号强度保持不变，而不是瞬时信号强度保持不变，因此可包括按时间求平均值。可在三个时刻进行按时间求平均值：

(1)接收频率(上行链路)下，协方差矩阵的平均值确定

(2)功率角频谱的平均值确定(图6中的步骤52之后)

(3)传输频率(下行链路)下，协方差矩阵的平均值确定。

原则上，在何处确定平均值无关紧要，但是研究表明在接收频率下，协方差矩阵的平均值确定产生特别好的结果。

图6在方框52图解说明了功率角频谱，借此与第k个用户的上行链路的协方差矩阵R_k(f_E)不一致。基本上，在功率角频谱估计中，可采用已知的任何频谱搜索方法。

可如下所述，通过应用最大似然法(也称为最小方差法或Capon法，所述方法公开于D.H.Johnson，D.E.Dugeon，“Array SignalProcessing-Concepts and Techniques”，Prentice Hall，Inc.，EnglewoodCliffs(New Jersey)，533页)：

{APS}_{k} = P_{k} (θ) = \frac{1}{a^{H} (θ, f_{E}) \cdot {(R_{k} (f_{E}))}^{- 1} \cdot a (θ, f_{E})}

在该关系式中，a(θ，f_E)是上行链路的阵列导引矢量，它是接收频率f_E，具有M个振子的线性天线阵列的振子间距离d，以及方向θ的函数，如下所述：

α ({θ, f}_{E}) = [1 e^{j \cdot 2 πd \cdot \frac{f_{E}}{c} \sin (θ)} {. . . e}^{j \cdot 2 πd \cdot \frac{f_{E}}{c} \cdot (M - 1) \cdot \sin (θ)}]

这意味着，当知道均匀的线性天线阵列的几何形状(天线单元距离d与接收波长λ_E的比值，即d/λ_E)时，可估计K个用户中各个用户的功率角频谱APS_k。应明白也可借助其它类似的频谱搜索方法实现该步骤。APS_k不包含移动无线电信道的各个信号路径的任何相互相位关系，所述相互相位关系既不必要，又不合理，因为由于在频率双工系统中占优势的不同发射和接收频率的缘故，考虑到多路传播，衰减和相位关系是完全互不相关的。

图7描述了从基站11看来，处于+10°方向的用户Bk的估计功率角频谱APS_k的一个例子。图7中的虚线表示位于-30°，+12°和50°的某些同信道干扰源的估计功率角频谱。

随后在图6的步骤54中，抽取功率角频谱APS_k的主要区域。这种情况下，完全不必把整个功率角频谱APS_k用于重建空间协方差矩阵，相反，在上行链路中可以只使用从其接收绝大部分信号的那些角度区，从而随后使天线主波瓣指向这些角度区，并且就干扰而论，只在这样的角度区中划出天线方向图中的零系数。图8(结合图7)，以及图9和10中举例说明了这种掩蔽一些角度区，以便，例如只把零系数放置在主干扰源的方向上，或者避免与所需用户近似同方向，从而将对天线方向图产生负面影响的那些干扰源的方向上的零系数。图7图解说明了所需用户的估计功率角频谱，而图8图解说明了这种情况下的天线方向性特征曲线。

从图7可看出，干扰源和所需的用户显然位于近似相同的方向上(分别位于+12°和+10°的方向上)。如果试图降低沿位于+12°方向的干扰源的方向发送的能量，从基站看来，主波瓣将不再准确地指向所需用户的方向。

为了抑制这种影响，可抑制功率角频谱中所述一个干扰源的那部分功率角频谱，从而防止主波瓣移动。图9中图解说明了改进的功率角频谱的这种应用，图10图解说明了相应修改的天线方向图。

当把改进的功率角频谱用于下行链路波束形成时，天线方向图(图10)中的主波瓣将再次显示在所需用户的方向上(+10°)。尤其是在包括在一个信道上接入的大量用户的CDMA系统中(类似于UMTS的第三代移动通信系统都基于CDMA)，根本不能保护用户的角度可分性(几个用户并不位于相同的方向上，从而必须使用户所处的角度的距离达到最小)。因此，在CDMA系统中，可能频繁发生这里所描述的情况。

用户或干扰源的协方差矩阵中的估计误差将分别放大这里所描述的效果。于是，在实际操作系统中，经常需要最终掩蔽在功率角频谱中的确定区域。

之后，在图6的步骤56中，借助估计的改进功率角频谱APS_k，mod，重建K个用户的下行链路的移动无线电信道的空间协方差矩阵(相关矩阵)R_k(f_S)。根据下述程序实现这一点：

R_{k} (f_{S}) = \underset{θ}{&Integral;} P_{k, \mod} (θ) \cdot a (θ, f_{S}) \cdot a^{H} (θ, f_{S})

自然地，可以不连续地确定功率角频谱，而只是以规定的角度分辨率不连续地确定功率角频谱。大量的计算机模拟已证明约1度的分辨率就足够了。因此可用包括较少数目的被加数的离散和代替上面陈述的积分。该离散和如下所示：

R_{k} (f_{S}) = \underset{θ_{i}}{Σ} P_{k, \mod} (θ_{i}) \cdot a (θ_{i}, f_{S}) \cdot a^{H} (θ_{i}, f_{S})

P_k，mod(θ)表示第k个用户的改进功率角频谱。

所述方法的特征在于移动无线电信道的任意方向信息被用于下行链路波束形成，而不会由于双工频率的缘故产生误差，从而能够在频率双工的情况下，在移动蜂窝通信系统的下行链路中，实现和时间双工系统中相同的增益。这时，不使用任何与离散入射方向的数目或者轻微双重距离的任何假设，从而所述技术切实可用，不存在任何限制。此外，空间协方差矩阵和上行链路检测所需的信道脉冲响应也被用于下行链路波束形成，于是，不必单独计算空间协方差矩阵和所述信道脉冲响应。

从而在根据方框图50的频率变换输出端，获得第k个用户的下行链路(R_k(f_S))的协方差矩阵R_k，并且这些协方差矩阵最终在根据图5的步骤60中，被用作波束形成的基础，即用于确定下行链路天线权重。如前所述，基于空间协方差矩阵的知识的任何已知算法都可用于波束形成。下面，说明一种算法的一个例子，所述算法是文献中用于计算上行链路天线权重的标准算法(例如，参见P.Zetterberg和B.Ottersten：“用于空间选择传输的基站天线阵列系统的频谱效率”，IEEE Transactions onVehicular Technology，Vol.44，pp.651-660，1995年8月)。

如果已知各个用户和干扰源的协方差矩阵，则可根据这些信息计算天线权重。R_k(f_S)表示第k个用户的协方差矩阵，Q_k(f_S)表示传输频率f_S下，相对于第k个用户的干扰的协方差矩阵。根据这些信息，以矩阵对[R_k(f_S)，Q_k(f_S)]的主要广义特征向量的形式，计算权重矢量。上行链路中当接收时，该方法使接收的信噪比SNIRk的比值达到最大。在下行链路中，使相对于所需用户产生的信号功率与相对于其它用户产生的干扰功率的比值达到最大。数学上，该问题可如下表示为：

w_{k} (f) = \max_{w_{k} (f)} \frac{w_{k}^{H} (f) R_{k} (f) w_{k} (f)}{w_{k}^{H} (f) Q_{k} (f) w_{k} (f)}

频率变换后的协方差矩阵(基站的发射频率下)用于上行链路检测接收频率下的协方差矩阵，并用于下行链路权重的计算。然而，相同的算法被用于计借助自适应天线算接收和发射的复数天线权重。出于这种原因，并且由于空间协方差矩阵通常用于上行链路接收，因此包括频率双工的系统的下行链路的这种波束形成方法非常简单，和上行链路相比，只需要增加空间协方差矩阵的频率变换，如图11中70示意表示的那样。

图11描述了用于计算自适应天线1的天线权重的信号处理器2的结构，接收信号被示意地表示为71。用于估计上行链路协方差矩阵R_k的部件被表示为72，波束形成部件被表示为73。对于下行链路来说，所确定的天线权重由W_k(f_S)表示，对于上行链路来说，所确定的天线权重由W_k(f_E)表示。

Claims

1.自适应天线阵列的波束形成方法，所述自适应天线阵列包括频率双工系统的下行链路中的几个天线单元(1.1～1.M)，其中根据上行链路的方向信息，确定下行链路传输的天线单元(1.1～1.M)的天线权重(W_k(f_S))，其特征在于根据单个用户(B1～BK)的上行链路的功率角频谱(APS_k)，确定下行链路传输的天线权重(W_k(f_S))，其中通过掩蔽不合乎需要的区域，修改功率角频谱(APS_k)。

2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于通过利用传输信号的已知信号时序，例如扩展码或中同步码，估计功率角频谱(APS_k)。

3.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于根据单个用户(B1～BK)的上行链路的空间协方差矩阵((R_k(f_E))，估计功率角频谱(APS_k)。

4.按照权利要求3所述的方法，其特征在于根据单个用户(B1～BK)的上行链路的空间协方差矩阵((R_k(f_E))的平均值，估计功率角频谱(APS_k)。

5.按照权利要求1-4任一所述的方法，其特征在于根据单个用户的改进的功率角频谱(APS_k)，确定下行链路的相应空间协方差矩阵((R_k(f_S))。

6.按照权利要求5所述的方法，其特征在于根据改进的功率角频谱(APS_k)的平均值，确定下行链路的空间协方差矩阵((R_k(f_S))。

7.按照权利要求5所述的方法，其特征在于下行链路的空间协方差矩阵(R_k(f_S))的平均值被用于计算用于传输的天线权重((W_k(f_S))。

8.自适应天线阵列的波束形成装置，所述自适应天线阵列包括频率双工系统的下行链路中的几个天线单元(1.1～1.M)，所述波束形成装置包括用于根据上行链路的方向信息，确定下行链路传输的天线单元(1.1～1.M)的天线权重(W_k(f_S))的信号处理部件(2)，其特征在于所述信号处理器(2)被布置成通过掩蔽不合乎需要的区域，修改单个用户(B1～BK)的上行链路的功率角频谱(APS_k)，根据所述功率角频谱(APS_k)，确定下行链路传输的天线权重(W_k(f_S))。

9.按照权利要求8所述的装置，其特征在于把传输信号的已知信号时序(S_k)，例如扩展码或中同步码，提供给信号处理部件(2)，以便估计功率角频谱(APS_k)。

10.按照权利要求8或9所述的装置，其特征在于信号处理部件(2)被布置成根据单个用户(B1～BK)的上行链路的空间协方差矩阵((R_k(f_S))，估计功率角频谱(APS_k)。

11.按照权利要求10所述的装置，其特征在于信号处理部件(2)产生上行链路的空间协方差矩阵((R_k(f_S))的平均值。

12.按照权利要求8-11任一所述的装置，其特征在于信号处理部件(2)被布置成根据单个用户(B1～BK)的改进的功率角频谱(APS_k)，确定下行链路的相应空间协方差矩阵((R_k(f_S))。

13.按照权利要求12所述的装置，其特征在于信号处理部件(2)产生改进的功率角频谱(APS_k)的平均值，以便确定下行链路的相应空间协方差矩阵((R_k(f_S))。

14.按照权利要求12所述的装置，其特征在于信号处理装置(2)产生下行链路的空间协方差矩阵(R_k(f_S))的平均值，以便计算用于传输的天线权重((W_k(f_S))。