EP0988700A1 - Integrierte schaltungsanordnung - Google Patents

Integrierte schaltungsanordnung

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Publication number
EP0988700A1
EP0988700A1 EP98934878A EP98934878A EP0988700A1 EP 0988700 A1 EP0988700 A1 EP 0988700A1 EP 98934878 A EP98934878 A EP 98934878A EP 98934878 A EP98934878 A EP 98934878A EP 0988700 A1 EP0988700 A1 EP 0988700A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
component
controllable
resistor
integrated circuit
current source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP98934878A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Reinhard Schmid
Marten Swart
Reinhard Hamperl
Arnulf Pietsch
Hendrik Boezen
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Siemens AG
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Siemens AG
Publication of EP0988700A1 publication Critical patent/EP0988700A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/003—Changing the DC level

Definitions

  • the invention relates to an integrated circuit arrangement for converting an input signal with a first DC component and an AC component into an output signal with a fixed second DC component and an AC component, as well as a circuit device with such an integrated circuit arrangement and a control method for operating such an integrated circuit arrangement.
  • the information to be transmitted by the signal is usually contained in the AC component. If the alternating component shows only slight changes in level and therefore the signal has to be subjected to an amplification before it is evaluated, the alternating component can possibly be canceled when the signal is amplified: If the level of the alternating component is low compared to the level of the direct component, the amplifier operates in its saturation range due to the high DC component level. As a result, the alternating component can no longer be recognized at the output of the amplifier.
  • a known circuit arrangement that removes signals from their low-frequency components and thus also from their DC components is a high-pass filter.
  • Such a high-pass filter preferably contains a resistor and a capacitor, the dimensions of which determine a cutoff frequency for the filter, which is decisive for the attenuation of the signal components with a frequency below the cutoff frequency.
  • the capacitor may have to have a large capacitance.
  • a capacitor with a large capacitance cannot be integrated due to the technology.
  • the object of the invention is therefore to provide an integrated circuit arrangement for converting an input signal with a first DC component and an AC component into an output signal with a fixed second DC component and an AC component, and a circuit device with such an integrated circuit arrangement and a control method for operating such an integrated component Circuit arrangement.
  • the integrated circuit arrangement has a series connection between terminals of a power supply and a powerless controllable resistor and a controllable current source.
  • a series connection of an energy storage element and a controllable switch is arranged parallel to the controllable resistor, that is to say between the terminal of the energy supply connected to the resistor and the connection point between the resistor and the current source.
  • the connection point between the energy storage element and the controllable switch is connected to a control input of the controllable resistor.
  • the controllable current source the input signal
  • the output signal is tapped at the connection point between the controllable resistor and the controllable current source.
  • this integrable circuit arrangement allows the input signal to be converted with the first DC component and the AC component in an output signal with a fixed second DC component and the AC component.
  • the components of this circuit arrangement can all be integrated.
  • Subclaims 2 to 4 relate to an advantageous selection of components of the integrated circuit arrangement.
  • a capacitor As an energy storage element, its capacity is dimensioned so small that it can be integrated without any problems.
  • the capacitor has e.g. a capacity of a few nanofarads.
  • Claim 5 is directed to an advantageous use of the integrated circuit arrangement in a circuit device in which the controllable current source has a de oduction device for phase demodulation of a phase-modulated signal.
  • controllable switch in a first step is opened by a control circuit before the same controllable switch is closed again in a second step.
  • Claims 7 and 8, which are dependent on claim 6, are designed to use the integrated circuit arrangement according to the invention in particular to convert input signals which have a variable direct component which is low in frequency to the frequency of the alternating component, into an output signal having a fixed direct component and an alternating component.
  • Figure 1 A circuit diagram of an integrated according to the invention
  • Circuit arrangement, Figure 2 and Figure 3 Exemplary input and associated output signals of the circuit arrangement of Figure 1, and
  • Figure 4 A block diagram of a control device according to the invention containing the integrated circuit arrangement according to the invention.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of the circuit arrangement according to the invention.
  • a controllable current source 2 is on the one hand electrically connected to the minus terminal (-) of an energy supply Uba, on the other hand to a first connection point S1.
  • the first connection point S1 is connected to a second connection point S2 via a switch 13 which can be controlled by a control circuit 3, and on the other hand via a controllable resistor 11 in the form of a p-channel field effect transistor with a plus terminal (+) of the energy supply U Ba t •
  • the second circuit point S2 is connected to the plus terminal (+) via an energy storage element 12 designed as a capacitor.
  • the second connection point S2 is also electrically connected to a control input / gate G of the controllable resistor 11. Drain D of controllable resistor 11 is connected to first connection point S1, source S to plus terminal (+).
  • the controllable current source 2 supplies an input signal E designed as a current signal, which is fed into the first connection point S1.
  • the input signal E usually has a DC component G E and an AC component W E.
  • the controllable switch 13 is closed, ie switched on. As a result of the current change at the capacitor 12 caused by the closing of the switch 13, the capacitor 12 begins to recharge.
  • the level at the second connection point S2 changes during the charging process, as a result of which the resistance value of the controllable resistor 11 changes.
  • the voltage drop Ur across the capacitor 12 corresponds to the voltage drop U w across the controllable resistor 11, the voltage drop U w across the controllable resistor 11 being the product of the resistance value of the controllable resistor 11 and him flowing current E is determined.
  • the current E can during this short
  • controllable switch 13 is opened, i. H. not switched on.
  • the controllable resistor 11 is designed to be controllable without power, so that the level at the second connection point S2 is maintained for a long time even after the switch 13 has been opened in order to permanently set the resistor 11.
  • Bipolar transistors as controllable resistors 11 are unsuitable for this application, since after opening the controllable switch 13 the capacitor 12 has been discharged by a base current flow. After opening S1 of switch 13, first connection point S1 has the same potential as second connection point S2.
  • the closing time of the controllable switch 13 is to be dimensioned such that the above-described equilibrium state can be established in each case.
  • the level at the first connection point S1 which corresponds to a DC component G A of an output signal A, which can be tapped at the first connection point S1 with reference to the plus or Mmus terminal (+, -), is given a predetermined input signal / Stream E essentially through the Dimensioning of the controllable resistor 11, in particular its threshold voltage determined.
  • an input signal E with, in particular, a high DC component G E compared to an additive AC component W E with a low level can be converted into an output signal A with a second DC component G A with a low level and an AC component W A.
  • This does not require any energy storage elements, in particular capacitors with large capacities that cannot be integrated. All components of the integrated circuit, such as energy storage element 12, controllable switch 13 and controllable resistor 11, can be integrated with little effort.
  • an input signal E described above can in particular be converted into an output signal A, which is preferably amplified in the following in order to make the small level changes of the alternating component W A easier to evaluate, without the amplifier being affected by an excessively large direct component G A is operated in its saturation range.
  • Figure 2 shows symbolically the input signal E as a current signal (I) with a DC component G E and an AC component W E and the output signal A which can be tapped at the first circuit point S1 as a voltage signal (U) with a second fixed DC component G A and an AC component W A , the corresponds in frequency and phase to the alternating component W E of the input signal.
  • the voltage signal (U) identifies the voltage between connection point S1 and plus terminal (+).
  • FIG. 3 shows qualitatively a corresponding input signal E and an associated output signal A, the input signal E in addition to its higher-frequency AC component W E having a DC component G E that fluctuates and closes at a low frequency has a level G E1 at early times and a level G E : at late times.
  • the controllable switch 13 is closed at a time t 1 at which the input signal E has the first DC component G Ei , so that a defined level G A which can be tapped off at the first connection point S1 is set for this DC component G E.
  • the controllable switch 13 is then opened again at the time t2, so that this level G A is set permanently.
  • the voltage signal (U) in turn identifies the voltage between the connection point S1 and the plus terminal (+).
  • input signals E with an alternating component W E which contains messages or information to be transmitted, and with a low-frequency, slowly changing direct component G E can thus be converted into an output signal A.
  • an alternating component W A and a constant, fixed direct component G A provided that the controlled closing and opening of the controllable switch 13 and thus the setting of the controllable resistor 11 is repeated.
  • Such a setting of the controllable resistor 11 is preferably repeated periodically at fixed time intervals, the frequency of the setting processes being greater, in particular more than twice as large as the frequency of the change in the direct component G E in the input signal E.
  • FIG. 4 shows a circuit device with a controlled current source 2 and the integrated circuit arrangement 1 according to the invention.
  • the controlled current source 2 is in particular designed as a demodulation device 21 for a phase-modulated signal M.
  • the demodulation device 21 contains a multiplier 211 and a low-pass filter 212.
  • the modulated signal M is multiplied in the multiplier 211 by the associated carrier signal T, so that a useful signal N is present at the output of the multiplier 211:
  • the useful signal N contains, in an additively superimposed manner, a DC component, a carrier oscillation component and a low-frequency signal component.
  • the basic phase between carrier signal T and modulated signal M cannot be set to a predetermined value. This phase shift caused by external influences is reflected in the useful signal N as a non-predeterminable DC component.
  • This DC component can be very large compared to the level changes of the low-frequency signal component that carries the actual information, so that the following required amplification can lead to the amplifier being operated in the saturation range and no useful signal being able to be detected.
  • the low-pass filter 212 removes the carrier oscillation T in the useful signal N, but not the low-frequency signal component, which is referred to below as an alternating component of the useful signal N.
  • a symmetrical input signal E with an unpredictable DC component G E and the high-frequency AC component W E is present at the inputs of the integrated circuit arrangement 1.
  • the preceding signals and circuit devices are of course also aligned for symmetrical operation.
  • the two paths of the input signal each drive a field effect transistor 22 of the integrated circuit arrangement 1.
  • the n-channel field effect transistors 22 are each connected to ground, on the one hand, to a circuit arrangement according to FIG.
  • each branch of the input signal E is applied to the associated first connection point S1 of the respective circuit arrangement via the field effect transistors.
  • the controllable resistors 11 and capacitors 12 of the circuit arrangements according to FIG. 1 are dimensioned such that the same level is provided for tapping at the same input current at the connection point S1.
  • the output signal A is thus also symmetrical, based on a fixed DC component G A.
  • the supply potential V can correspond to the ground potential.
  • the field effect transistors 11 which have been p-type so far according to FIGS. 1 and 3 are to be n-type, and the field-effect transistors 22 which have hitherto been n-type are p-type.
  • the polarities of the capacitors 12 must also be changed accordingly.

Landscapes

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Abstract

Integrierte Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines Eingangssignals (E) mit einem ersten Gleichanteil (GE) und einem Wechselanteil (WE) in ein Ausgangssignal (A) mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil (GA) und einem Wechselanteil (WA), bei der ein sich durch das Strom-Eingangssignal (E) steuerbarer Widerstand (11) derart eingestellt ist, dass der Spannungsabfall am Widerstand (11) konstant bleibt, und damit ein Ausgangssignal (A) mit festgelegtem Gleichanteil (GA) abgreifbar ist.

Description

Beschreibung
Integrierte Schaltungsanordnung
Die Erfindung betrifft eine integrierte Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines Eingangssignals mit einem ersten Gleichanteil und einem Wechselanteil in ein Ausgangssignal mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil und einem Wechselanteil sowie eine Schaltungseinrichtung mit einer solchen integrierten Schaltungsanordnung und ein Steuerverfahren zum Betreiben einer solchen integrierten Schaltungsanordnung.
Bei einem elektrischen Signal mit einem Gleichanteil und einem Wechselanteil ist die durch das Signal zu übertragende Information meist im Wechselanteil enthalten. Weist der Wechselanteil nur geringe Pegeländerungen auf und muß deshalb das Signal vor seiner Auswertung einer Verstärkung unterzogen werden, so kann bei der Verstärkung des Signals der Wechselanteil ggf ausgelöscht werden: Ist der Pegel des Wechselan- teils gering im Vergleich zum Pegel des Gleichanteils, so wird der Verstärker aufgrund des hohen Gleichanteilpegels in seinem Sättigungsbereich betrieben. Als Folge kann am Ausgang des Verstärkers der Wechselanteil nicht mehr erkannt werden.
Aus diesem Grunde soll der Gleichanteil eines solchen Signals entweder vollständig entfernt oder auf einen festgelegten, geringen Pegel gesetzt werden. Eine bekannte Schaltungsanordnung, die Signale von ihren niederfrequenten Anteilen und damit auch von ihrem Gleichanteil entfernt, ist ein Hochpaßfil- ter. Ein solches Hochpaßfilter enthält vorzugsweise einen Widerstand und einen Kondensator, deren Bemessungen eine Grenzfrequenz für das Filter bestimmen, welche maßgebend ist für die Dämpfung der Signalanteile mit einer Frequenz unterhalb der Grenzfrequenz. Abhängig von der erforderlichen Grenzfrequenz muß der Kondensator ggf eine große Kapazität aufweisen. Ein Kondensator mit großer Kapazität kann jedoch technologiebedingt nicht integriert werden.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine integrierte Schaltunganordnung zum Umsetzen eines Eingangssignals mit einem ersten Gleichanteil und einem Wechselanteil in ein Ausgangssignal mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil und einem Wechselanteil zu schaffen sowie eine Schaltungseinrichtung mit einer solchen integrierten Schaltungsanordnung und ein Steuerverfahren zum Betrieb einer solchen integrierten Schaltungsanordnung .
Der die Vorrichtung betreffende Teil der Erfindungsaufgabe wird gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1.
Die integrierte Schaltungsanordnung weist zwischen Klemmen einer Energieversorgung eine Reihenschaltung aus einem lei- stungslos steuerbaren Widerstand und einer steuerbaren Stromquelle auf. Parallel zum steuerbaren Widerstand, also zwischen der mit dem Widerstand verbundenen Klemme der Energieversorgung und dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und der Stromquelle ist eine Reihenschaltung aus einem Ener- giespeicherelement und einem steuerbaren Schalter angeordnet. Dder Verbindungspunkt zwischen dem Energiespeicherelement und dem steuerbarem Schalter mit einem Steuereingang des steuerbaren Widerstands verbunden. Die steuerbare Stromquelle das Eingangssignal Das Ausgangssignal wird am Verbindungspunkt zwischen dem steuerbaren Widerstand und der steuerbaren Stromquelle abgegriffen.
Diese integrierbare Schaltungsanordnung erlaubt mit einer geringen Anzahl von Bauelementen das Umsetzen des Eingangs- Signals mit dem ersten Gleichanteil und dem Wechselanteil in ein Ausgangssignal mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil und dem Wechselanteil. Die Bauelemente dieser Schaltungsanordnung sind allesamt integrierbar.
Die Unteransprüche 2 bis 4 betreffen eine vorteilhafte Auswahl von Bauelementen der integrierten Schaltungsanordnung. Bei Verwendung eines Kondensators als Energiespeicherelement ist dessen Kapazität derart gering bemessen, daß er problemlos integriert werden kann. Der Kondensator weist z.B. eine Kapazität von einigen Nanofarad auf.
Anspruch 5 ist auf eine vorteilhafte Verwendung der integrierten Schaltungsanordnung in einer Schaltungseinrichtung ausgerichtet, bei der die steuerbare Stromquelle eine De odu- lationseinrichtung zur Phasendemodulation eines phasenmodulierten Signals aufweist.
Der das Steuerverfahren betreffende Teil der Erfindungsaufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 6 gelöst. Dabei wird insbesondere in einem ersten Schritt der steuerbare Schalter veranlaßt durch eine Steuerschaltung geöffnet, bevor in einem zweiten Schritt selbiger steuerbare Schalter wieder geschlossen wird.
Die von Anspruch 6 abhängigen Ansprüche 7 und 8 sind darauf ausgerichtet, mit der erfindungsgemäßen integrierten Schaltungsanordnung insbesondere Eingangssignale, die einen variablen, im Vergleich zur Frequenz des Wechselanteils niederfrequenten Gleichanteil aufweisen, in ein Ausgangssignal mit ei- nem festgelegten Gleichanteil und einem Wechselanteil umzusetzen.
Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: Figur 1: Ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen integrierten
Schaltungsanordnung, Figur 2 und Figur 3: Beispielhafte Eingangs- und zugehörige Ausgangssignale der erfindungsgemäßen Schaltungsan- Ordnung nach Figur 1, und
Figur 4 : Ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Steuereinrichtung enthaltend die erfindungsgemäße integrierte Schaltungsanordnung.
Figur 1 zeigt ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Eine steuerbare Stromquelle 2 ist zum einen elektrisch leitend mit der Minus Klemme (-) einer Energieversorgung Uba verbunden, zum anderen mit einem ersten Verbindungspunkt Sl. Der erste Verbindungspunkt Sl ist zum anderen über einen durch eine Steuerschaltung 3 steuerbaren Schalter 13 mit einem zweiten Verbindungspunkt S2 verbunden, zum anderen über einen steuerbaren Widerstand 11 in Form eines p- Kanal-Feldeffekttransistors mit einer Plus-Klemme (+) der Energieversorgung UBat • Der zweite Schaltungspunkt S2 ist über ein als Kondensator ausgebildetes Energiespeicherelement 12 mit der Plus-Klemme (+) verbunden. Der zweite Verbindungspunkt S2 ist ferner elektrisch mit einem Steuereingang/Gate G des steuerbaren Widerstands 11 verbunden. Drain D des steuerbaren Widerstands 11 ist mit dem ersten Verbindungspunkt Sl verbunden, Source S mit der Plus-Klemme (+) .
Wirkungsweise und Steuerverfahren der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind im folgenden erläutert. Die steuerbare Stromquelle 2 liefert ein als Stromsignal ausgebildetes Eingangssignal E, das in den ersten Verbindungspunkt Sl eingespeist wird. Das Eingangssignal E weist gewöhnlich einen Gleichanteil GE und einen Wechselanteil WE auf. Der steuerbare Schalter 13 wird geschlossen, d. h. leitend geschaltet. In Folge der durch das Schließen des Schalters 13 verursachten Stromänderung am Kondensator 12 beginnt der Kondensator 12 sich aufzuladen. Wahrend des Aufladevorgangs ändert sich der Pegel am zweiten Verbindungspunkt S2, wodurch sich der Widerstandswert des steuerbaren Widerstandes 11 ändert. Nach kurzer Zeit - üblicherweise einige Nanosekunden - stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein: Der Spannungsabfall Ur am Kondensator 12 entspricht dem Spannungsabfall Uw am steuerbaren Widerstand 11, wobei der Spannungsabfall Uw am steuerbaren Widerstand 11 durch das Produkt aus Widerstandswert des steuerbaren Widerstandes 11 und ihn durchfließenden Strom E be- stimmt ist. Der Strom E kann wahrend dieser kurzen
„Einschwingphase" gewohlich als Gleichstrom GE behandelt werden.
Hat sich ein solcher Gleichgewichtszustand eingestellt, wird der steuerbare Schalter 13 geöffnet, d. h. nicht leitend geschaltet. Der steuerbare Widerstand 11 ist leistungslos steuerbar ausgelegt, so daß der Pegel am zweiten Verbindungspunkt S2 auch nach dem Offnen des Schalters 13 über lange Zeit aufrechterhalten wird, um den Widerstand 11 dauerhaft emzustel- len. Bipolartransistoren als steuerbare Widerstände 11 sind für diese Anwendung ungeeignet, da sich nach dem Offnen des steuerbaren Schalters 13 der Kondensator 12 durch einen Ba- sisstromfluß entladen wurde. Der erste Verbindungspunkt Sl weist nach dem Offnen Sl des Schalters 13 das gleiche Poten- tial wie der zweite Verbindungspunkt S2 auf.
Die Schließdauer der steuerbaren Schalters 13 ist derart zu bemessen, daß sich m jedem Fall vorbeschriebener Gleichgewichtszustand einstellen kann. Der sich am ersten Verbm- dungspunkt Sl einstellende Pegel, der einem Gleichanteil GA eines Ausgangssignals A entspricht, das bezogen auf die Plusoder Mmus-Klemme (+,-) am ersten Verbmdungspunkt Sl insbesondere als Spannungssignal abgegriffen werden kann, ist bei vorgegebenem Emgangssignal/Strom E im wesentlichen durch die Bemessung des steuerbaren Widerstands 11, insbesondere seiner Einsatzspannung bestimmt.
Durch die erfindungsgemäße integrierte Schaltungsanordnung kann also ein Eingangssignal E mit insbesondere einem hohen Gleichanteil GE im Vergleich zu einem dazu additiven Wechselanteil WE mit geringem Pegel in ein Ausgangssignal A mit einem zweiten Gleichanteil GA mit geringem Pegel und einem Wechselanteil WA umgesetzt werden. Dazu sind keine Energie- speicherelemente, insbesondere Kondensatoren mit großen und damit nicht integrierbaren Kapazitäten erforderlich. Alle Bauelemente der integrierten Schaltung, wie Energiespeicherelement 12, steuerbarer Schalter 13 und steuerbarer Widerstand 11 sind aufwandsarm integrierbar. Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann also insbesondere ein oben beschriebenes Eingangssignal E in ein Ausgangssignal A umgesetzt werden, welches vorzugsweise im folgenden verstärkt wird, um die geringen Pegeländerungen des Wechselanteils WA besser auswertbar zu gestalten, ohne daß der Verstärker durch einen allzu großen Gleichanteil GA in seinem Sättigungsbereich betrieben wird.
Figur 2 zeigt symbolisch das Eingangssignal E als Stromsignal (I) mit einem Gleichanteil GE und einem Wechselanteil WE und das am ersten Schaltungspunkt Sl abgreifbare Ausgangssignal A als Spannungssignal (U) mit einem zweiten festgelegten Gleichanteil GA und einem Wechselanteil WA, der in Frequenz und Phase dem Wechselanteil WE des Eingangssignals entspricht. Das Spannungssignal (U) kennzeichnet dabei die Span- nung zwischen Verbindungspunkt Sl und Plus-Klemme (+) .
Figur 3 zeigt qualitativ ein entsprechendes Eingangssignal E und ein zugehöriges Ausgangssignal A, wobei das Eingangssignal E neben seinem höherfrequenten Wechselanteil WE einen Gleichanteil GE aufweist, der niederfrequent schwankt und zu frühen Zeitpunkten einen Pegel GE1, zu späten Zeitpunkten einen Pegel GE: aufweist. Bei einem solchen Eingangssignal E wird zu einem Zeitpunkt tl, zu dem das Eingangssignal E den ersten Gleichanteil GEi aufweist, der steuerbare Schalter 13 geschlossen, so daß sich für diesen Gleichanteil GE ein definierter, am ersten Verbindungspunkt Sl abgreifbarer Pegel GA einstellt. Daraufhin wird zum Zeitpunkt t2 der steuerbare Schalter 13 wieder geöffnet, so daß dieser Pegel GA dauerhaft eingestellt ist. Das Spannungssignal (U) kennzeichnet dabei wiederum die Spannung zwischen Verbindungspunkt Sl und Plus- Klemme (+) .
Ändert sich der Gleichanteil GE im Eingangssignal E, so ändert sich infolge des Ohm' sehen Gesetzes auch der Gleichan- teil GA im Ausgangssignal A. Ein erneutes Schließen und darauffolgendes Öffnen des steuerbaren Schalters 13 ist erforderlich, um den geänderten Bedingungen Rechnung zu tragen: Weist das Eingangssignal E im folgenden also einen anderen, gemäß Figur 3 geringeren Gleichanteil GE2 auf, so wird zum Zeitpunkt t3 wiederum der steuerbare Schalter 13 geschlossen, so daß sich vorbeschriebener Gleichgewichtszustand einstellt, nun aber mit einem sich unterscheidenden, insbesondere größeren Widerstandswert am steuerbaren Widerstand 11. Der geringere Stromgleichanteil GE2 im Eingangssignal E ergibt multi- pliziert mit dem nun eingestellten Widerstand des steuerbaren Widerstands 11 einen Spannungsgleichanteil GA im Ausgangssignal A, der gleich ist dem ersten Gleichanteil GA im Aus- gangssignal bei höherem Stromgleichanteil GEι im Eingangssignal E und daraufhin sich einstellendem niedrigerem Wider- stand.
Damit können insbesondere Eingangssignale E mit einem Wechselanteil WE, der zu übertragende Nachrichten bzw. Information enthält, und mit einem niederfrequenten, sich langsam ändern- den Gleichanteil GE umgesetzt werden in ein Ausgangssignal A mit einem Wechselanteil WA und einem gleichbleibenden, festgelegten Gleichanteil GA, sofern das gesteuerte Schließen und Öffnen des steuerbaren Schalters 13 und damit das Einstellen des steuerbaren Widerstands 11 wiederholt wird. Vorzugsweise wird ein derartiges Einstellen des steuerbaren Widerstands 11 periodisch in festgelegten zeitlichen Abständen wiederholt, wobei die Frequenz der Einstellvorgänge größer ist, insbesondere mehr als doppelt so groß als die Frequenz der Änderung des Gleichanteils GE im Eingangssignal E.
Figur 4 zeigt eine Schaltungseinrichtung mit einer gesteuerten Stromquelle 2 und der erfindungsgemäßen integrierten Schaltungsanordnung 1. Die gesteuerte Stromquelle 2 ist dabei insbesondere als Demodulationseinrichtung 21 für ein phasen- moduliertes Signal M ausgebildet. Die Demodulationseinrichtung 21 enthält dabei einen Multiplizierer 211 und ein Tiefpaßfilter 212.
Das modulierte Signal M wird im Multiplikator 211 mit dem zu- gehörigen Trägersignal T multipliziert, so daß ein Nutzsignal N am Ausgang des Multiplikators 211 anliegt: Das Nutzsignal N enthält additiv überlagert einen Gleichanteil, einen Trägerschwingungsanteile und einen niederfrequenten Signalanteil. Die Grundphase zwischen Trägersignal T und moduliertem Signal M kann nicht auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden. Dieser durch äußere Einflüsse hervorgerufene Phasenversatz schlägt sich im Nutzsignal N als nicht vorherbestimmbarer Gleichanteil nieder. Dieser Gleichanteil kann im Vergleich zu den Pegeländerungen des niederfrequenten Signalanteils, der die eigentliche Information trägt, sehr groß sein, so daß folgende erforderliche Verstärkung dahin führen kann, daß der Verstärker im Sättigungsbereich betrieben wird und keinerlei Nutzsignal erkannt werden kann. Das Tiefpaßfilter 212 entfernt die Tragerschwingung T im Nutzsignal N, nicht jedoch den niederfrequenten Signalanteil, der im folgenden als Wechselanteil des Nutzsignals N bezeichnet ist. An den Eingängen der integrierten Schaltungsanord- nung 1 liegt gemäß Figur 4 ein symmetrisches Eingangssignal E mit einem nicht vorhersagbaren Gleichanteil GE und dem hoher- frequenten Wechselanteil WE an. Natürlich sind bei symmetrischer Signalausbildung auch die vorangegangenen Signale und Schaltungseinrichtungen f r symmetrischen Betrieb ausgerich- tet. Die beiden Pfade des Eingangssignals steuern jeweils einen Feldeffekttransistor 22 der integrierten Schaltungsanordnung 1 an. Die n-Kanal-Feldeffekttransistoren 22 sind jeweils zum einen mit Masse, zum anderen mit je einer erfmdungsgema- ßen Schaltungsanordnung nach Figur 1 verbunden, so daß über die Feldeffekttransistoren jeder Zweig des Eingangssignals E an dem zugehörigen ersten Verbindungspunkt Sl der jeweiligen Schaltungsanordnung anliegt. Die steuerbaren Widerstände 11 und Kondensatoren 12 der Schaltungsanordnungen nach Figur 1 sind so bemessen, daß bei gleichem Eingangsstrom im Verbm- dungspunkt Sl der gleiche Pegel zum Abgriff bereitgestellt wird. Das Ausgangssignal A ist damit ebenfalls symmetrisch, bezogen auf einen festgelegten Gleichanteil GA.
Es versteht sich, daß zahlreiche Abänderungen möglich sind: So kann beispielsweise das Versorgungspotential V dem Masse- potential entsprechen. Dazu sind die bislang gemäß der Figuren 1 und 3 p-leitenden Feldeffekttransistoren 11 n-leitend auszubilden, die bislang n-leitend ausgebildeten Feldeffekttransistoren 22 p-leitend. Die Polaritäten der Konden- satoren 12 sind ebenfalls entsprechend zu andern.

Claims

Patentansprüche
1. Integrierte Schaltungsanordnung,
- zum Umsetzen eines Eingangssignals (E) mit einem ersten Gleichanteil (GE) und einem Wechselanteil (WE) in ein Ausgangssignal (A) mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil (GA) und einem Wechselanteil (WA) ,
- bei der zwischen Klemmen (+,-) einer Energieversorgung (UBat) eine Reihenschaltung aus einem leistungslos steuerbaren Widerstand (11) und einer steuerbaren Stromquelle (2) angeordnet ist,
- bei der parallel zum steuerbaren Widerstand (11) eine Reihenschaltung aus einem Energiespeicherelement (12) und einem steuerbaren Schalter (13) angeordnet ist, - bei der der Verbindungspunkt (S2) zwischen dem Energiespeicherelement (12) und dem steuerbaren Schalter (13) mit einem Steuereingang (G) des steuerbaren Widerstands (11) verbunden ist,
- bei der die steuerbare Stromquelle (2) das Eingangssignal (E) liefert und das Ausgangssignal (A) am Verbindungspunkt
(Sl) zwischen dem steuerbaren Widerstand (11) und der steuerbaren Stromquelle (2) abgegriffen wird.
2. Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der der steuerbare Widerstand (11) als Feldeffekttransistor ausgebildet ist.
3. Integrierte Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei der das Energiespeicherelement (12) als Konden- sator ausgebildet ist.
. Integrierte Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die steuerbare Stromquelle als Fel- deffekttransitor (22) ausgebildet ist.
5. Schaltungseinrichtung mit einer integrierten Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die steuerbare Stromquelle (2) eine Demodulationseinrichtung (21) zur Phasendemodulation eines phasenmodulierten Signals (M) aufweist.
6. Steuerverfahren für eine integrierte Schaltungsanordnung,
- zum Umsetzen eines Eingangssignals (E) mit einem ersten Gleichanteil (GE) und einem Wechselanteil (WE) in ein Aus- gangssignal (A) mit einem festgelegten zweiten Gleichanteil (GA) und einem Wechselanteil (WA) ,
- wobei zwischen Klemmen (+,-) einer Energieversorgung (UBat) eine Reihenschaltung aus einem leistungslos steuerbaren Widerstand (11) und einer steuerbaren Stromquelle (2) ange- ordnet ist, parallel zum steuerbaren Widerstand (11) eine Reihenschaltung aus einem Energiespeicherelement (12) und einem steuerbaren Schalter (13) angeordnet ist, der Verbindungspunkt (S2) zwischen dem Energiespeicherelement (12) und dem steuerbarem Schalter (13) mit einem Steuereingang (G) des steuerbaren Widerstands (11) verbunden ist, und die steuerbare Stromquelle (2) das Eingangssignal (E) liefert und das Ausgangssignal (A) am Verbindungspunkt (Sl) zwischen dem steuerbaren Widerstand (11) und der steuerbaren Stromquelle (2) abgegriffen wird - bei dem in einem ersten Schritt (tl) der steuerbare Schalter (13) veranlaßt durch eine Steuerschaltung (3) geöffnet wird, und
- bei dem in einem zweiten Schritt (t2) der steuerbare Schalter (13) veranlaßt durch die Steuerschaltung (3) geschlos- sen wird.
7. Steuerverfahren nach Anspruch 6, bei dem der erste und der zweite Schritt (tl,t2) wiederholt werden.
8. Steuerverfahren nach Anspruch 7, bei dem der erste und der zweite Schritt (tl,t2) in festgelegten zeitlichen Abständen wiederholt werden.
EP98934878A 1997-06-09 1998-06-09 Integrierte schaltungsanordnung Withdrawn EP0988700A1 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19724217 1997-06-09
DE19724217 1997-06-09
PCT/DE1998/001571 WO1998057431A1 (de) 1997-06-09 1998-06-09 Integrierte schaltungsanordnung

Publications (1)

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