EP0860762A2 - Schaltungsanordnung und Verfahren zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung - Google Patents

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EP0860762A2
EP0860762A2 EP98101782A EP98101782A EP0860762A2 EP 0860762 A2 EP0860762 A2 EP 0860762A2 EP 98101782 A EP98101782 A EP 98101782A EP 98101782 A EP98101782 A EP 98101782A EP 0860762 A2 EP0860762 A2 EP 0860762A2
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EP
European Patent Office
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voltage
input
batt
output
supply voltage
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP98101782A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0860762A3 (de
Inventor
Günter Fendt
Norbert Müller
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Conti Temic Microelectronic GmbH
Original Assignee
Temic Telefunken Microelectronic GmbH
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Filing date
Publication date
Priority claimed from DE1997107422 external-priority patent/DE19707422C1/de
Priority claimed from DE1997107423 external-priority patent/DE19707423C1/de
Application filed by Temic Telefunken Microelectronic GmbH filed Critical Temic Telefunken Microelectronic GmbH
Publication of EP0860762A2 publication Critical patent/EP0860762A2/de
Publication of EP0860762A3 publication Critical patent/EP0860762A3/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
    • G05F1/465—Internal voltage generators for integrated circuits, e.g. step down generators
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/18—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using Zener diodes
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F5/00—Systems for regulating electric variables by detecting deviations in the electric input to the system and thereby controlling a device within the system to obtain a regulated output

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for generating a DC supply voltage as a function of an input DC voltage according to the preamble of claim 1 and a Method for generating a DC supply voltage for a signal generator unit according to claim 7.
  • Such circuit arrangements are used to e.g. Sensors with downstream signaling unit with a voltage that is designed so that fluctuations in the DC input voltage Functionality of the unit to be supplied is not endangered. It has The voltage difference with which the Supply voltage for the consumer below the input voltage is, as shown in Figure 1, up to a first value of the input voltage to keep to a first, constant value and from one certain value of the input voltage to a second larger value to keep constant. In the intermediate transition area, in Normal operation, the supply voltage remains constant and is regardless of the input voltage.
  • DE 41 31 170 A teaches a device in which means a Zener diode (Z diode) and a comparator and a controllable Current source a supply voltage is generated, which is in Intervals changes depending on the input voltage.
  • Z diode Zener diode
  • a comparator a comparator
  • a controllable Current source a supply voltage is generated, which is in Intervals changes depending on the input voltage.
  • This arrangement also proves due to its complexity, especially the controllable power source, as too complex and expensive.
  • the supply voltage is a non-constant DC input voltage, for example a battery, won and for the Signaling unit provided.
  • a preferred area of application for such methods is the coupling of decentralized sensor systems with central control electronics in motor vehicles, where the outsourced sensors and the associated signal generator units no longer directly from the vehicle electrical system voltage, but instead indirectly supplied by the central control unit using a current interface will.
  • the changes in current are made by the central control unit of the power supply line to the outsourced signal generator unit.
  • the object of the invention is to produce a circuit arrangement specify a DC supply voltage with that described above DC supply voltage curve as a function of the DC input voltage can be achieved in a simple manner.
  • the task is furthermore, a method for generating a DC supply voltage to show for a signaling unit in which fluctuations in DC input voltage largely does not transmit the current signal hinder.
  • the task is through the features of claim 1 for the Circuit arrangement and solved by claim 7 for the method.
  • the circuit arrangement generates the desired profile of the DC supply voltage depending on the input DC voltage by means of a surprisingly simple circuit arrangement based on two zener diode arrays.
  • Advantageous developments of the invention are described in claims 2 to 6. These describe in particular the dimensioning of the individual components.
  • the control loop tracking according to claim 5 enables a non-reactive Current decoupling of the circuit arrangement.
  • a DC supply voltage is provided, which over a Control circuit the DC supply voltage at the connection to the signal generator unit tracks the generated DC supply voltage without retroactive effect.
  • Three connected input voltage intervals are preferred distinguished.
  • the DC supply voltage of the input DC voltage is increased by one constant first amount reduced tracking, resulting in an emergency operation the signaling unit is guaranteed and also the Evaluation circuit can evaluate the signals of the signal generator unit, too if these are reduced.
  • a subsequent second Voltage interval becomes the supply voltage with a constant nominal amount provided. This means that voltage compensation takes place for the normal operating state. However, if the DC input voltage exceeds this second voltage interval, follows DC supply voltage reduced by a second constant amount the input DC voltage.
  • the inventive solution also ensures outside the compensated voltage range in normal operation defined states on the signaling unit and thus a the best possible maintenance of the operation of the signaling unit and the evaluation circuit, for example in the event of input voltage fluctuations.
  • This Methods so advantageous for signal transmission by means of the signal stream can be extremely simple and effective through the circuit arrangement Realize according to one of claims 1 to 5, and in principle also other circuit arrangements, such as from the not yet disclosed Patent application DE 196 07 802 (EP 0 793 159) for generating the three Voltage intervals can be used.
  • This circuitry then need to proceed according to the characteristics of claim 7 in the control loop, the output voltage at the connection to the signal generator unit (Sat) of the generated DC supply voltage tracks and ensures freedom of feedback.
  • FIG. 1 shows the three voltage intervals I 1 , I 2 , I 3 of the input DC voltage U batt and the assigned supply voltage U out on the output side.
  • the first interval I 1 the DC supply voltage of the input DC voltage U batt is tracked reduced by a constant first amount ⁇ U 1 in this area.
  • the supply voltage U out is maintained at the desired nominal voltage Unom.
  • an output voltage U out is generated in the voltage interval I 3 , which follows the input voltage U batt reduced by a second constant amount ⁇ U 2 .
  • the possible circuitry implementation is explained in more detail in connection with FIGS. 3 and 5.
  • FIG. 1 first generates the DC supply voltage U z from the DC input voltage, while the control circuit 2 produces the output voltage U out at the connection to the unit to be supplied (for example a signal transmitter unit (Sat), see exemplary embodiment according to FIG 3) the DC supply voltage U z generated by the circuit arrangement 1 leads to.
  • a signal transmitter unit see exemplary embodiment according to FIG 3
  • the current pulses I signal generated by the signal transmitter unit Sat in the exemplary embodiment explained in more detail in FIG. 3 do not lead to fluctuations in the applied output voltage U out , since the interposed control circuit 2 immediately compensates for this, without having any effect on the circuit arrangement 1.
  • Figures 3 and 5 show the input with the non-compensated, non-constant input DC voltage U Batt , for example a connection to a car battery.
  • I 1 there is a first current path I 1 and a second current path I 2 parallel to it.
  • I 1 a number n of diodes D 1 ... D n connected in series are arranged poled in the forward direction, the number n of diodes D determining the first constant amount ⁇ U 1 .
  • these are connected to ground via a first resistor R 1 , so that a diode current is created which is so large that the diodes D 1 ...
  • the last diode in FIG. 3 D 2 , in FIG. 5 D n
  • the last diode is connected to the output of the DC supply voltage U z via a second, high-resistance resistor R 2 .
  • the output of the DC supply voltage U z is connected to ground via a third resistor R 3 and a second Z-diode arrangement Z 2 in series therewith.
  • the Zener voltage of the Z 2 is the DC supply voltage U z is reduced by the voltage drop U D via the diodes D 1 ... D n constant for the input DC voltage U Batt tracked until reaching. If the input DC voltage U Batt now exceeds the value of Z 2 , the second Zener diode Z 2 becomes conductive. The current through the diodes D 1 ... D n can thus flow to ground both via the resistor R 1 and in parallel to it through the series arrangement of R 2 , R 3 and Z 2 .
  • a voltage divider is formed from the resistors R 2 and R 3 , with R 2 being chosen to be higher by a factor of 100 than R 3 by a factor of 100, so that a change in voltage of the input DC voltage U Batt is smaller by a factor of 100 and is therefore not detectable by D 1. .D n works. Compensation for the DC input voltage changes, e.g. the battery voltage fluctuations, is achieved. However, if the input DC voltage U Batt exceeds a value which is around UZ 2 plus UZ 1 , the first Zener diode Z 1 in the second current path I 2 also becomes conductive. This bridges the diodes and the resistor R 2 . The voltage divider between R 2 and R 3 is eliminated.
  • the DC supply voltage U z now follows in a second constant amount ⁇ U 2 of the input DC voltage U Batt , the second amount ⁇ U 2 being largely determined by the voltage UZ 1 .
  • the Zener diode arrangements Z 1 and Z 2 can be implemented both simple Z diodes and temperature compensated Zener diode arrangements, for example by connecting them in series with temperature compensating diodes with correspondingly different temperature coefficients.
  • the desired dependency of the DC supply voltage U z on the applied DC input voltage U batt arises .
  • this embodiment of the circuit arrangement according to FIG. 5 can also be used advantageously for other uses than that shown in FIG. 3, that is to say without a signal transmitter unit for current signaling and an associated evaluation circuit or the control circuit 2, due to its simplicity.
  • circuit arrangement discussed 1 shows the overall arrangement according to FIG. 3, this shows the preferred use the circuit arrangement for the voltage supply of a signal generator unit Sat, which is controlled via a control circuit 2.
  • a control circuit 2 instead of the particularly preferred embodiment of the circuit arrangement 5 could in principle also be another suitable one Circuit arrangement, for example in DE 196 07 802 (EP 0 793 159) described, can be arranged before the control loop 2, the design 5 already described Has advantages.
  • the control circuit 2 compares the output voltage U out with the DC supply voltage U z present on the input side.
  • the signal transmitter unit Sat has a closed-circuit current path I R and a signal current path I signal . As is known, this can be achieved, for example, by switchable signal loads.
  • the evaluation circuit I mess is arranged between the control circuit 2 and the recompensated input of the circuit arrangement 1 which is at U batt and is formed via a current mirror, formed from the transistors T 2 and T 3 , as well as the resistors RM 1 and RM 2 and a constant current source the signal sent by the transmitter unit satellite signal current I evaluates signal by a comparator K 2 compares the voltage drops across the resistors RM 1 and RM 2 and the output signal S passes to further processing, for example to a microprocessor.
  • the control circuit 2 is formed from a comparator K 1 , at the output of which there is the resistor R K and the transistor T K , the transistor T K being connected as a series transistor with the base to the comparator K 1 and with the emitter to the signaling unit Sat.
  • the DC supply voltage U z generated by the circuit arrangement 1 is compared in the comparator K 1 with U out and U out is readjusted accordingly.
  • the current pulses I signal in the amount of 40 mA for signal transmission, which are considerable in this exemplary embodiment, act, decoupled by the control circuit 2, not on the supply voltage-generating circuit arrangement 1.
  • the current pulses I signal are conducted quasi unaffected by the transistor TK to the current measuring evaluation circuit I mess and recognized there.
  • the voltage across the evaluation circuit I mess is the difference between the DC input voltage U Batt and the output voltage U out at the signal generator unit Sat and the voltage drop across the transistor TK.
  • the difference is limited by the method used and is therefore approximately between the amounts ⁇ U 1 and ⁇ U 2 .
  • the functioning of the evaluation circuit I measurement is thus ensured by the circuit 1 and the control circuit 2, even if the DC input voltage U Batt strongly deviates from the desired nominal voltage Unom.
  • FIG. 4 shows the functional curves of characteristic quantities in the circuit arrangement shown in FIG. 3.
  • Figure 4a shows the current pulses I signal plus the constant quiescent current I r .
  • Diagram 4b shows the output voltage U out at the signal transmitter unit Sat.
  • the output voltage U out has extremely short excursions in the edge moments of the signal current I signal , but is immediately returned to the set operating point by the control circuit 2 by the base current in control circuit 2 responding ( see Fig. 4d).
  • the signal arrives unadulterated at the output S of the evaluation circuit I mess (cf. FIG. 4c).

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Abstract

Die Erfindung lehrt eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung in Abhängigkeit von einer - nicht konstanten Eingangsgleichspannung in drei Spannungsintervallen, wobei im mittleren Spannungsintervall die Versorgungsspannung auf einem konstanten Nennbetrag gehalten und in den beiden anderen Spannungsintervallen zur Aufrechterhaltung von Notfunktionen die Versorgungsspannung um konstante Differenzbeträge reduziert wird, indem mittels einer Diodenanordnung der erste Differenzbetrag, mittels einer ersten Zenerdiodenanordnung die Konstanthaltung und mittels einer zweiten Zenerdiodenanordnung eine Überbrückung der Diodenanordnung realisiert wird. Außerdem wird ein Verfahren zum Erzeugen einer Ausgangsspannung für eine Stromimpulse aufgeprägte Signalgebereinheit beschrieben, das eine derartige Versorgungsspannung über einen Regelkreis zuführt. Zur Durchführung des Verfahrens eignet sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besonders gut. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung in Abhängigkeit von einer Eingangsgleichspannung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie ein Verfahren zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung für eine Signalgebereinheit gemäß dem Anspruch 7.
Derartige Schaltungsanordnungen werden verwendet, um z.B. Sensoren mit nachgeordneter Signalgebereinheit mit einer Spannung zu versorgen, die so ausgestaltet ist, daß Schwankungen der Eingangsgleichspannung die Funktionsfähigkeit der zu versorgenden Einheit nicht gefährdet. Es hat sich dabei als vorteilhaft herausgestellt, die Spannungsdifferenz, mit dem die Versorgungsspannung für den Verbraucher unter der Eingangsspannung liegt, wie in der Figur 1 dargestellt, bis zu einem ersten Wert der Eingangsspannung auf einen ersten, konstanten Wert zu halten und ab einem bestimmten Wert der Eingangsspannung auf einen zweiten größeren Wert konstant zu halten. Im dazwischen liegenden Übergangsbereich, im Normalbetrieb, bleibt die Versorgungsspannung konstant und ist unabhängig von der Eingangsspannung.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist der Patentschrift DE 25 33 199 C3 zu entnehmen. Diese Schaltungsanordnung erzeugt den beschriebenen Verlauf der Versorgungsspannung in Abhängigkeit von der Eingangsspannung über eine komplexe Transistorschaltung, deren Realisierung aufwendig und mit erheblichen Kosten verbunden ist.
Darüber hinaus lehrt die DE 41 31 170 A eine Vorrichtung, bei der mittels einer Zener-Diode (Z-Diode) und eines Komparators sowie einer steuerbaren Stromquelle eine Versorgungsspannung erzeugt wird, welche sich in Intervallen in Abhängigkeit von der anliegenden Eingangsspannung ändert. Auch diese Anordnung erweist sich aufgrund ihrer Komplexität, insbesondere der steuerbaren Stromquelle, als zu aufwendig und kostspielig.
Des weiteren sind im Stand der Technik weitere Schaltungsanordnungen zur Spannungsstabilisierung mit einer Z-Diode bekannt (vergleiche Tietze/Schenk: Halbleiterschaltungstechnik, 10. Auflage 1993, Seite 555 ff.).
Aus dem oben genannten Stand der Technik sind auch Verfahren zum Erzeugen einer solchen Versorgungsgleichspannung zu entnehmen.
Die Versorgungsspannung wird dabei aus einer nicht konstanten Eingangsgleichspannung, beispielsweise einer Batterie, gewonnen und für die Signalgebereinheit bereitgestellt. Die Signalübertragung von der Signalgebereinheit zu einer Auswerteschaltung erfolgt dabei durch der Versorgungsspannung aufgeprägte Stromimpulse, die für die Signalgebereinheit erforderliche Versorgungsgleichspannung wird vorzugsweise auf einen konstanten Nennbetrag gehalten, welcher eine sichere Signalübertragung und Signalwiedererkennung gewährleistet und außerdem für der Signalgebereinheit nachgeordnete Schaltungselemente, beispielsweise Sensoren, erforderlich ist.
Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet solcher Verfahren ist die Kopplung von dezentralen Sensorsystemen mit einer zentralen Steuerelektronik in Kraftfahrzeugen, wo die ausgelagerten Sensoren und die zugehörigen Signalgebereinheiten nicht mehr direkt von der Bordnetzspannung, sondern indirekt vom Zentralsteuergerät mittels einer Stromschnittstelle versorgt werden. Dabei werden vom Zentralsteuergerät die Stromänderungen auf der Energieversorgungsleitung zur ausgelagerten Signalgebereinheit ausgewertet.
Aufgrund der ohmschen und kapazitiven Anteile der Sensor- und Signalgebereinheit sowie der elektrischen Leitungen wirkt sich jede Spannungsänderung im Zentralsteuergerät als eine Stromänderung aus, die die aufgeprägten Stromimpulse stört. Die Signalauswertung ist somit besonders störanfällig gegenüber Versorgungsspannungsschwankungen.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung anzugeben, mit der der oben beschriebene Verlauf der Versorgungsgleichspannung in Abhängigkeit der Eingangsgleichspannung auf einfache Weise erzielt werden kann. Aufgabe ist es weiterhin, ein Verfahren zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung für eine Signalgebereinheit aufzuzeigen, bei dem Schwankungen der Eingangsgleichspannung die Stromsignalübertragung weitgehend nicht behindern.
Die Aufgabe ist durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 für die Schaltungsanordnung sowie durch den Anspruch 7 für das Verfahren gelöst.
Die Schaltungsanordnung erzeugt den gewünschten Verlauf der Versorgungsgleichspannung in Abhängigkeit von der Eingangsgleichspannung mittels einer überraschend einfachen Schaltungsanordnung, basierend auf zwei Z-Diodenanordnungen. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung werden in den Patentansprüchen 2 bis 6 beschrieben. Diese beschreiben insbesondere die Dimensionierung der einzelnen Bauelemente. Die Regelkreisnachführung gemäß Patentanspruch 5 ermöglicht eine rückwirkungsfreie Stromentkopplung der Schaltungsanordnung.
Die in dieser Schaltungsanordnung auf so vorteilhafte und einfache Weise umgesetzte rückkopplungsfreie Nachführung der Versorgungsspannung ist für ein Verfahren zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung für eine Signalgebereinheit äußerst vorteilhaft einsetzbar.
Es wird in Abhängigkeit von der Eingangsgleichspannung in mehreren Intervallen eine Versorgungsgleichspannung bereitgestellt, die über einen Regelkreis die Versorgungsgleichspannung am Anschluß zur Signalgebereinheit der erzeugten Versorgungsgleichspannung rückwirkungsfrei nachführt. Dabei werden vorzugsweise drei zusammenhängende Eingangsspannungsintervalle unterschieden. In einem ersten Spannungsintervall wird die Versorgungsgleichspannung der Eingangsgleichspannung um einen konstanten ersten Betrag reduziert nachgeführt, wodurch ein Notbetrieb der Signalgebereinheit gewährleistet wird und außerdem die Auswerteschaltung die Signale der Signalgebereinheit auswerten kann, auch wenn diese reduziert sind. In einem sich anschließenden zweiten Spannungsintervall wird die Versorgungsgleichspannung mit einem konstanten Nennbetrag bereitgestellt. Das heißt, es erfolgt eine Spannungskompensation für den Normalbetriebszustand. Falls jedoch die Eingangsgleichspannung dieses zweite Spannungsintervall überschreitet, folgt die Versorgungsgleichspannung reduziert um einen zweiten konstanten Betrag der Eingangsgleichspannung. Die erfinderische Lösung gewährleistet auch außerhalb des im Normalbetrieb anliegenden kompensierten Spannungsbereichs definierte Zustände an der Signalgebereinheit und somit eine bestmögliche Aufrechterhaltung des Betriebs der Signalgebereinheit sowie der Auswerteschaltung bspw. bei Eingangsspannungsschwankungen. Dieses für die Signalübertragung mittels des Signalstroms so vorteilhafte Verfahren läßt sich überaus einfach und wirksam durch die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 realisieren, wobei grundsätzlich auch andere Schaltungsanordnungen, wie aus der noch nicht offengelegten Patentanmeldung DE 196 07 802 (EP 0 793 159) zur Erzeugung der drei Spannungsintervalle eingesetzt werden können. Diese Schaltungsanordnungen müssen dann für das Verfahren entsprechend der Merkmale des Anspruchs 7 in den Regelkreis eingeordnet werden, der die Ausgangsspannung am Anschluß zur Signalgebereinheit (Sat) der erzeugten Versorgungsgleichspannung nachführt und für die Rückwirkungsfreiheit sorgt.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen und Figuren näher erläutert. Es zeigt:
Figur 1:
die Versorgungsspannung in Abhängigkeit der anliegenden Eingangsgleichspannung,
Figur 2
ein Blockschaltbild des Verfahrens,
Figur 3
Blockschaltbild der Gesamtanordnung aus der Schaltungsanordnung zum Erzeugen der Versorgungsgleichspannung, dem Regelkreis, der Signalgebereinheit und der zugeordneten Auswerteschaltung
Figur 4a
Stromimpulse der Signalgebereinheit
Figur 4b
Spannung an der Signalgebereinheit
Figur 4c
Ausgangspegel der Auswerteschaltung
Figur 4d
Basisstrom des Längstransistors im Regelkreis
Figur 5
Detailansicht der Schaltungsanordnung zum Erzeugen der Versorgungsgleichspannung aus der Eingangsgleichspannung
Figur 1 zeigt die drei Spannungsintervalle I1, I2, I3 der Eingangsgleichspannung Ubatt sowie die zugeordnete ausgangsseitige Versorgungsspannung Uout. Wie im ersten Intervall I1 zu erkennen, wird in diesem Bereich die Versorgungsgleichspannung der Eingangsgleichspannung Ubatt um einen konstanten ersten Betrag ΔU1 reduziert nachgeführt. Im Intervall I2, dem Normalbetrieb, wird die Versorgungsspannung Uout auf der gewünschten Nennspannung Unenn gehalten. Überschreitet jedoch die Eingangsspannung Ubatt dieses zweite Spannungsintervall I2, wird im Spannungsintervall I3 eine Ausgangsspannung Uout erzeugt, die reduziert um einen zweiten konstanten Betrag ΔU2 der Eingangsspannung Ubatt folgt. Die mögliche schaltungstechnische Umsetzung wird im Zusammenhangmit den Figuren 3 und 5 noch näher erläutert.
Figur 2 zeigt nun ein Blockschaltbild des Verfahrens. Die Eingangsgleichspannung Ubatt kann über die Grenzen des Intervalls I1 hinaus schwanken, beispielsweise bei einer Batterie durch Temperatureinflüsse oder andere Lastelemente. Die Schaltungsanordnung 1 erzeugt, wie in Fig. 1 skizziert, aus der Eingangsgleichspannung zunächst die Versorgungsgleichspannung Uz , während der Regelkreis 2 die Ausgangsspannung Uout am Anschluß zu der zu versorgenden Einheit (bspw. eine Signalgebereinheit (Sat), vgl. Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3) der von der Schaltungsanordnung 1 erzeugten Versorgungsgleichspannung Uz nach führt.
Die in dem in Fig. 3 noch näher erläuterten Ausführungsbeispiel von der Signalgebereinheit Sat erzeugten Stromimpulse Isignal führen nicht zu Schwankungen der anliegenden Ausgangsspannung Uout, da der zwischengeschaltene Regelkreis 2 diese sofort kompensiert, und zwar ohne Rückwirkung auf die Schaltungsanordnung 1.
Figur 3 zeigt Blockschaltbild der Gesamtanordnung aus:
  • Schaltungsanordnung zum Erzeugen der Versorgungsgleichspannung 1,
  • dem Regelkreis 2
  • der Signalgebereinheit Sat und
  • der zugeordneten Auswerteschaltung (Imess).
Da die Schaltungsanordnung zum Erzeugen der Versorgungsgleichspannung 1 in Figur 5 nochmals im Detail gezeigt wird, diser Teil für beide Figuren zusammen beschrieben werden.
Figuren 3 und 5 zeigen den Eingang mit der nichtkompensierten, nichtkonstanten Eingangsgleichspannung UBatt, beispielsweise ein Anschluß zu einer Autobatterie. Ausgehend von der Eingangsgleichspannung UBatt befinden sich ein erster Strompfad I1 sowie parallel zu diesem ein zweiter Strompfad I2. In I1 ist eine Anzahl n seriell geschalteter Dioden D1...Dn in Durchlaßrichtung gepolt angeordnet, wobei die Anzahl n der Dioden D den ersten konstanten Betrag ΔU1 bestimmt. Um einen Spannungsabfall über den Dioden D1...Dn sicherzustellen, sind diese über einen ersten Widerstand R1 auf Masse geschaltet, so daß ein Diodenstrom entsteht, der so groß ist, daß die Dioden D1...Dn in den Durchlaßbereich gesteuert werden. Andererseits ist die letzte Diode (in Fig. 3 D2 , in Fig. 5 Dn) über einen zweiten, hochohmigen Widerstand R2 auf den Ausgang der Versorgungsgleichspannung Uz geschaltet. Parallel zu der Anordnung im ersten Strompfad I1 befindet sich ein Strompfad I2, der ausgehend von der Eingangsgleichspannung UBatt eine Z-Diode Z1 zum Ausgang Uz hin aufweist. Des weiteren ist der Ausgang der Versorgungsgleichspannung Uz über einen dritten Widerstand R3 und in Reihe dazu eine zweite Z-Diodenanordnung Z2 auf Masse geschaltet.
Der in Fig. 1 bereits gezeigte Verlauf der Versorgungsgleichspannung Uz ergibt sich dabei schaltungstechnisch wie nachfolgend dargestellt:
Im ersten Spannungsintervall I1 der Eingangsgleichspannung UBatt wird bis zum Erreichen der Zenerspannung der Z2 die Versorgungsgleichspannung Uz reduziert um den Spannungsabfall UD über den Dioden D1...Dn konstant zur Eingangsgleichspannung UBatt nachgeführt. Übersteigt nun die Eingangsgleichspannung UBatt den Wert von Z2, wird die zweite Zenerdiode Z2 leitend. Der Strom durch die Dioden D1...Dn kann somit sowohl über den Widerstand R1 als auch parallel zu diesem durch die Reihenanordnung von R2, R3 und Z2 nach Masse fließen. Es entsteht ein Spannungsteiler aus den Widerständen R2 und R3, wobei R2 gegenüber R3 um den Faktor 100 hochohmiger gewählt wurde, so daß eine Spannungsänderung der Eingangsgleichspannung UBatt um den Faktor 100 kleiner und somit nicht nachweisbar auf die D1...Dn wirkt. Es wird eine Kompensation der Eingangsgleichspannungsänderungen, bspw.der Batteriespannungsschwankungen erreicht. Überschreitet die Eingangsgleichspannung UBatt jedoch einen Wert, der rund UZ2 plus UZ1 ist, wird auch die erste Zenerdiode Z1 im zweiten Strompfad I2 leitend. Damit werden die Dioden sowie der Widerstand R2 überbrückt. Der Spannungsteiler zwischen R2 und R3 ist aufgehoben. Die Versorgungsgleichspannung Uz folgt nun in einen zweiten konstanten Betrag ΔU2 der Eingangsgleichspannung UBatt, wobei der zweite Betrag ΔU2 weitgehend von der Spannung UZ1 bestimmt wird. Die Zenerdiodenanordnungen Z1 und Z2 können dabei sowohl einfache Z-Dioden als auch temperaturkompensierte Zenerdiodenanordnungen, beispielsweise durch Reihenschaltung mit temperaturkompensierenden Dioden mit entsprechend anderem Temperaturkoeffizienten realisiert werden. Es entsteht die gewünschte Abhängigkeit der Versorgungsgleichspannung Uz von der anliegenden Eingangsgleichspannung Ubatt. Selbstverständlich kann diese Ausgestaltung der Schaltungsanordnung gemäß Figur 5 auch für andere Verwendungen als die in Fig. 3 gezeigte, also ohne Signalgebereinheit zur Stromsignalisierung sowie zugehörige Auswerteschaltung bzw. den Regelkreis 2 aufgrund ihrer Einfachheit vorteilhaft eingesetzt werden.
Betrachtet man nun aus gehend von der diskutierten Schaltungsanordnung 1 die Gesamtanordnung gemäß Fig. 3, so zeigt diese die bevorzugte Verwendung der Schaltungsanordnung zur Spannungsversorgung einer Signalgebereinheit Sat, wobei diese über einen Regelkreis 2 angesteuert wird. Anstelle der besonders bevorzugten Ausgestaltung der Schaltungsanordnung 1 gemäß Fig. 5 könnte grundsätzlich auch eine andere geeignte Schaltungsanordnung, bspw. die in der DE 196 07 802 (EP 0 793 159) beschriebene, vor den Regelkreis 2 angeordnet werden, wobei die Ausgestaltung der Schaltungsanordnung 1 gemäß Fig. 5 die bereits beschriebenen Vorteile aufweist.
Der Regelkreis 2 gleicht unabhängig von der Ausgestaltung der Schaltungsanordnung 1 die Ausgangsspannung Uout mit der eingangsseitig anliegenden Versorgungsgleichspannung Uz ab. Die Signalgebereinheit Sat weist einerseits einen Ruhestrompfad IR, andererseits einen Signalstrompfad Isignal auf. Bekanntlich kann dies bspw. durch schaltbare Signallasten erreicht werden. Eingangsseitig ist zwischen dem Regelkreis 2 und dem umkompensierten, auf Ubatt liegenden Eingang der Schaltungsanordnung 1 die Auswerteschaltung Imess angeordnet, die über einen Stromspiegel, gebildet aus den Transistoren T2 und T3, sowie den Widerständen RM1 und RM2 sowie einer Konstantstromquelle den von der Signalgebereinheit Sat gesandten Signalstrom Isignal auswertet, indem ein Komparator K2 die Spannungsabfälle über den Widerständen RM1 und RM2 vergleicht und das Ausgangssignal S zur weiteren Verarbeitung beispielsweise an einen Mikroprozessor leitet. Der Regelkreis 2 wird gebildet aus einem Komparator K1, an dessen Ausgang sich der Widerstand RK und der Transistor TK befindet, wobei der Transistor TK als Längstransistor mit der Basis zum Komparator K1 und mit dem Emitter zur Signalgebereinheit Sat geschaltet ist. Die von der Schaltungsanordnung 1 erzeugte Versorgungsgleichspannung Uz wird im Komparator K1 mit Uout verglichen und Uout entsprechend nachgesteuert.
Die in diesem Ausführungsbeispiel erheblichen Stromimpulse Isignal in Höhe von 40 mA zur Signalübertragung wirken faktisch, entkoppelt durch den Regelkreis 2, nicht auf die versorgungsspannungserzeugende Schaltungsanordnung 1. Die Stromimpulse Isignal werden quasi unbeeinflußt durch den Transistor TK zur den Strom messenden Auswerteschaltung Imess geleitet und dort erkannt. Die Spannung über der Auswerteschaltung Imess ergibt sich dabei als Differenzbetrag zwischen der Eingangsgleichspannung UBatt und der Ausgangsspannung Uout an der Signalgebereinheit Sat sowie den Spannungsabfall über dem Transistor TK. Die Differenz ist durch das verwendete Verfahren begrenzt und liegt damit in etwa zwischen den Beträgen ΔU1 und ΔU2 . Die Funktionsfähigkeit der Auswerteschaltung IMess ist somit durch die Schaltungsanordnung 1 und den Regelkreis 2 sichergestellt, auch wenn die Eingangsgleichspannung UBatt stark von der gewünschten Nennspannung Unenn abweicht.
Figur 4 zeigt die Funktionsverläufe von charakteristischen Größen in der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung. So zeigt Figur 4a die Stromimpulse Isignal zuzüglich dem konstanten Ruhestrom Ir. Diagramm 4b zeigt die Ausgangsspannung Uout an der Signalgebereinheit Sat. Die Ausgangsspannung Uout weist extrem kurze Ausschläge in den Flankenmomenten des Signalstroms Isignal auf, wird jedoch vom Regelkreis 2 sofort wieder auf den eingestellten Betriebspunkt zurückgeführt, indem der Basisstrom im Regelkreis 2 anspricht (vgl. Fig. 4d). Am Ausgang S der Auswerteschaltung Imess kommt das Signal unverfälscht an (vgl. Fig. 4c).

Claims (8)

  1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Versorgungsgleichspannung (Uz) an einem Ausgang in Abhängigkeit von einer eingangsseitig anliegenden, nicht konstanten Eingangsgleichspannung (Ubatt),
    i1) bei der in einem ersten Spannungsintervall (I1) die Eingangsgleichspannung (UBatt) um einen konstanten ersten Betrag (ΔU1) reduziert übertragen,
    i2) in einem sich anschließenden zweiten Spannungsintervall (I2) die Versorgungsgleichspannung (Uz) konstant (Unenn) gehalten wird und,
    i3) falls die Eingangsgleichspannung (UBatt) dieses zweite Spannungsintervall (I2) überschreitet, die ausgangsseitige Versorgungsgleichspannung (Uz) um einen zweiten konstanten Betrag (ΔU2) der Eingangsgleichspannung (UBatt) folgt,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    a) ausgehend von der Eingangsgleichspannung (UBatt) in einem ersten Strompfad sich in Durchlaßrichtung gepolt eine Anzahl (n) seriell geschalteter Dioden (D1...Dn) befinden, die einerseits über einen ersten Widerstand (R1) auf Masse und andererseits über einen zweiten, hochohmigen Widerstand (R2) an den Ausgang der Versorgungsgleichspannung (Uz) geschaltet sind,
    b) parallel zu dem ersten Strompfad ein zweiter Strompfad von der Eingangsgleichspannung (UBatt) aus über eine erste Zener-Diodenanordnung (Z1) auf den Ausgang geschaltet ist und
    c) der Ausgang der Versorgungsgleichspannung (Uz) über einen dritten Widerstand (R3) und in Reihe dazu eine zweite Zener-Diodenanordnung (Z2) auf Masse geschaltet ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Betrag (ΔU1) der Reduzierung der Ausgangs- gegenüber der Eingangsgleichspannung (UBatt) durch die Anzahl der Dioden sowie die Zenerspannungen der ersten und zweiten Zenerdiodenanordnung (Z1, Z2) bestimmt wird.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zenerspannung der zweiten Zenerdiodenanordnung (Z2) die Grenze zwischen erstem und zweitem Spannungsintervall (I1/I2) bestimmt.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zenerspannung der ersten Zenerdiodenanordnung (Z1) größer als die Zenerspannung der zweiten Zenerdiodenanordnung (Z2) ist und die obere Grenze des zweiten Spannungsintervalls (I2) bestimmt.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der voranstehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang der Schaltungsanordnung (1) zur zu versorgenden Einheit (SAT) hin ein Regelkreis (2) angefügt ,wird, derart, daß die von dem Regelkreis (2) erzeugte Ausgangsspannung (Uout) für die zu versorgende Einheit (SAT) der Versorgungsspannung (Uz) nachgeführt wird.
  6. Verwendung der Schaltungsanordnung nach einem der voranstehenden Patentansprüche zur Versorgung von Sensoreinheiten in Kraftfahrzeugen.
  7. Verfahren zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (Uout) für eine Signalgebereinheit (Sat), bei der die Ausgangsspannung (Uout) aus einer nicht konstanten Eingangsgleichspannung (UBatt) gewonnen und für die Signalgebereinheit (Sat) vorzugsweise mit einem konstanten Nennbetrag (Unenn) bereitgestellt wird,
    wobei die Signalgebereinheit (Sat) durch der Ausgangsspannung (Uout) aufgeprägte Stromimpulse (Isignal) Signale an eine Auswerteschaltung (Imess) überträgt, wobei
    i) eine Versorgungsgleichspannung (Uz) in Abhängigkeit von der Eingangsgleichspannung (UBatt) in vorzugsweise drei zusammenhängenden Eingangsspannungsintervallen (I1, I2, I3) unterschiedlich bereitgestellt wird derart, daß
    i1) die Eingangsgleichspannung (UBatt) in einem ersten Spannungsintervall (I1) um einen konstanten ersten Betrag (ΔU1) reduziert übertragen wird,
    i2) in einem sich anschließenden zweiten Spannungsintervall (I2) die Versorgungsgleichspannung (Uz) mit einem konstanten Nennbetrag (Unenn) bereitstellt wird und,
    i3) falls die Eingangsspannung (UBatt) dieses zweite Spannungsintervall (I2) überschreitet, Versorgungsgleichspannung (Uz) reduziert um einen zweiten konstanten Betrag (ΔU2) der Eingangsspannung folgt,
    und
    b) ein Regelkreis (2) die Ausgangsspannung (Uout) am Ausgang zur Signalgebereinheit (Sat) der erzeugten Versorgungsgleichspannung (Uz) nachführt.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Versorgungsgleichspannung ( Uz) eine Schaltungsanordnung (1) nach einem der voranstehenden Patentansprüche 1 bis 5 verwendet wird.
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