EP0779768A2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe - Google Patents

Verfahren und Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe Download PDF

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EP0779768A2
EP0779768A2 EP96118851A EP96118851A EP0779768A2 EP 0779768 A2 EP0779768 A2 EP 0779768A2 EP 96118851 A EP96118851 A EP 96118851A EP 96118851 A EP96118851 A EP 96118851A EP 0779768 A2 EP0779768 A2 EP 0779768A2
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EP
European Patent Office
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circuit
clock generator
current
load current
phase
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EP96118851A
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EP0779768A3 (de
EP0779768B1 (de
Inventor
Klaus Fischer
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
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    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp

Definitions

  • the invention relates to a method and a circuit arrangement for operating a discharge lamp according to the preamble of claims 1 and 2 or according to claim 11.
  • the mains voltage is rectified and smoothed in lamp ballasts for the high-frequency operation of low-pressure discharge lamps.
  • This DC voltage is usually converted into a high-frequency AC voltage using an inverter, which is preferably designed as a half-bridge arrangement, and is used to supply the lamp with electrical energy via a series resonant circuit arrangement.
  • the switching elements are to be supplied with a drive power in time with the switching frequency.
  • free-floating circuit concepts are usually used almost exclusively, which either control separate switching elements (in particular transistors) of the inverter or the half bridge or separate current transformers (saturation current transformers or as transformers with a defined air gap) or secondary windings on the lamp choke with signal-converting ones Provide networks for each half-bridge switch.
  • "Free swinging" in this context means that the control power for the switching elements of the inverter is taken directly from the load circuit.
  • Previously known embodiments for externally controlled half-bridges with integrated control use oscillators, which usually switch the switching elements (usually voltage-controlled transistors such as FET transistors (field effect transistor) or IGBT transistors (insulated gate bipolar transistor)) of the inverter via drivers with a fixed, unregulated frequency. and switch off.
  • switching elements usually voltage-controlled transistors such as FET transistors (field effect transistor) or IGBT transistors (insulated gate bipolar transistor)
  • the frequency of the inverter must be selected in accordance with the quality curve of the load circuit so that it lies within a certain frequency range. If the frequency of the inverter is above the upper limit of this frequency range, the current flowing in the load circuit is not sufficient to heat the lamp filaments to a temperature at which they are able to emit, given a fixed preheating duration. If the frequency of the inverter is below the lower limit of this frequency range, the voltage applied to the capacitor (C5) connected in parallel to the lamp (cf.EL in FIG. 1) will be greater than a maximum value defined by the lamp (EL), resulting in the lamp igniting prematurely follows.
  • the quality curve of the load circuit depends on the frequency-determining and usually tolerant components in the load circuit (choke L2, capacitors C5 and C6) as well as the damping in the load circuit caused by ohmic resistances (mainly spiral resistances and effective resistance of choke L2).
  • a fixed control frequency of the oscillator in previously known embodiments is specified with components that are also subject to tolerance.
  • An improved preheating could be achieved in that the frequency of the inverter is reduced during the preheating so that the current in the load circuit remains almost constant during the entire preheating phase. However, this is not possible with a fixed oscillator frequency.
  • the object of the invention is to provide a method and a circuit arrangement of the type mentioned at the outset, which enable adequate preheating of the lamp filaments when the switching elements of the inverter are externally controlled.
  • the invention has a number of advantages.
  • a first practically important advantage is the simple circuitry feasibility. All control functions can be implemented in an integrated circuit.
  • the functions required by the proposed method can be implemented in terms of circuitry in such a way that only relatively inexpensive resistors are required for external circuitry of this integrated circuit for setting operating parameters.
  • a second important advantage of the proposed method is that a majority of the functions to be implemented in terms of circuitry in a circuit arrangement can be used in all operating phases of the lamp, and therefore only the parameters typical of the operating phase are specified for each phase.
  • a further advantageous embodiment of the method according to the invention is characterized in that each individual period of the current in the load circuit is regulated to a predefinable setpoint in each operating phase.
  • the inverter in order to regulate the period of the current in the load circuit, the actual value of the current-time area of a half oscillation or an oscillation of the load current is recorded and that this area with the target value of the current-time area of a half oscillation or a vibration of the load current in the current operating phase is compared. If the actual and target values match, the inverter is activated in such a way that a switching element that has just been activated (for example T2) is deactivated and a switching element that is not currently activated (for example T1) is activated. As a control criterion, it is sufficient to exceed the actual value above the setpoint to change the state of the inverter. By recording the actual current-time area and comparing it with a target current-time area, the currently activated switching element is automatically deactivated at the point in time required to fulfill the control target, based on the time profile of the current in the load circuit.
  • a predeterminable dead time is realized between the deactivation of the switching element that is currently activated and the activation of the switching element that is not currently activated.
  • This dead time enables the switching elements to be relieved, e.g. by connecting at least one capacitor in parallel to at least one of the two switching elements. This limits the voltage gradient dU (t) / dt occurring at the half-bridge center (connection 9 in FIG. 1) when the half-bridge is switched.
  • Neither of the two half-bridge switching elements is activated in the time in which these capacitance (s) are recharged by the energy stored in the choke (L2), starting with the deactivation of the currently activated switching element.
  • a third time-constant setpoint value of the load current is formed for a predeterminable third period.
  • a second time-variable setpoint is formed in a second period of the start-up phase, which is continuously converted from the third time-constant setpoint into the second time-constant setpoint.
  • the continuous transfer of the third setpoint to the second setpoint achieves a continuous transition from the actual value, which corresponds to the third setpoint, to the actual value, which corresponds to the second setpoint, and is barely perceptible to the observer of the discharge lamp.
  • the exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention for operating a discharge lamp EL shown in FIG. 1 has a fuse SI on the input side in a feed line, which is followed by a rectifier BR. Its output is bridged by a smoothing capacitor C1.
  • the downstream inductor L1 and the capacitor C2 form a radio interference suppression element.
  • a circuit component IC which can be constructed as shown in FIG. 2, is a control circuit for driving a transistor T1 (base or gate electrode connection 10 of the control circuit IC) and a transistor T2 (base or gate electrode at the connection) 8 of the control circuit IC). Both transistors T1 and T2 form a half-bridge arrangement or an inverter. Resistors R3, R4, R5 and R6 are connected on the one hand to connections 2 to 5 and on the other hand to connection 6. With the resistor R3 a setpoint (SW1, Figure 4a) of the load current in the preheating phase and With resistor R4, a setpoint (SW3, FIG. 4a) of the load current is formed in the normal operating phase. A dead time is programmed with the resistor R5, which delays the switching on of the one transistor after the switching off of the other transistor. Their function is described with reference to Figure 2.
  • a capacitor C7 is used to smooth the voltage supply for the circuit component IC.
  • this capacitor is charged via the resistor R1 by drawing energy from the network.
  • resistor R1 In order to minimize losses in the resistor R1, it is chosen to have a very high resistance.
  • a larger current than the current that can be supplied via R1 is required.
  • the circuit component IC is therefore supplied with energy from the load circuit in time with the inverter.
  • the capacitor C4 is connected between the half-bridge center (IC connection 9) on the one hand and the junction point of two diodes D2 and D3 on the other.
  • capacitor C4 is charged to the voltage at C2 minus the voltage at capacitor C7. If T1 is now deactivated, C4 is discharged by the energy stored in the choke L2 via the load circuit (L2, EL / C5, C6 and R2) and the diode D3. This process limits the voltage gradient dU (t) / dt at the half-bridge center (IC connection 9) and the switching losses in T1. While T2 is activated, C4 remains discharged. If T2 is now deactivated, C4 is charged by the energy stored in the choke L2 via the diodes D2, the capacitor C7 and the load circuit (L2, EL / C5, C6 and R2). This charging current leads to a charging of C7, the voltage gradient dU (t) / dt at the half-bridge center (IC connection 9) and the switching losses in T2 are limited in an analogous manner as described above.
  • the voltage on capacitor C7 can be limited by designing diode D3 as a zener diode. C7 can only be charged as long as the voltage at C7 plus the forward voltage of diode D2 is less than the Zener voltage of diode D3.
  • Another way of limiting the voltage at C7 is to implement a zener diode in the circuit component IC with the cathode at connection 1 and the anode at connection 6.
  • a capacitor C3 connected to the terminal 9 of the circuit IC is charged to the voltage of C7 when the transistor T2 is activated (bootstrap level consisting of D1 and C3).
  • the load circuit with the discharge lamp EL is connected to terminals 9 and 6 of the circuit IC; this consists of a series circuit of the inductor L2, the discharge lamp EL with the capacitor C5 connected in parallel, a capacitor C6 and a (shunt) resistor R2 which is connected between the connections 6 and 7 of the control circuit IC. Resistor R2 detects the current flowing in the load circuit; the detected current value is fed to the control circuit IC at terminal 7, which processes this current value further, as will be described.
  • the frequency f res1 of the first pole point (preheating phase TV and ignition phase TZ in FIG. 4) is therefore greater than the frequency f res2 of the second pole point (start-up phase TA and normal operation TN in FIG. 4), since C6 is larger than the series circuit comprising C5 and C6 .
  • the period of the load current in the preheating phase TV and in the ignition phase TZ is thus shorter than the period of the load current in the start-up phase and in normal operation.
  • FIG. 2 shows a functional block diagram of an embodiment of the control circuit IC shown in FIG. 1. Individual or all of the function blocks shown in FIG. 2 can be implemented as an integrated circuit.
  • the control circuit IC has an input stage ES on the input side (connection 7).
  • the input stage ES is connected to a current regulator circuit SR via its first input SRE1.
  • the current regulator circuit SR is also connected via a second input SRE2 to a current setpoint generation circuit SWE and via a third input SRE3 and an output SRA1 to an output stage AS.
  • the current setpoint generation circuit SWE is connected to a counter Z via a first input SWEE1 and to a D / A converter DAW via a second input SWEE2. Furthermore, the resistors R3 and R4 are connected to two further inputs SWEE3 and SWEE4 of the current setpoint generating circuit SWE, which are also terminals 2 and 3 of the control circuit IC.
  • a setpoint value SW1 that is constant over time (FIG. 4a) is realized with R3 and a setpoint value SW5 that is constant over time (FIG. 4a) is realized with R4.
  • a clock generator TG is connected to an ignition detection circuit ZE via an input TGE1; it is also connected to the counter Z via a first output TGA1 and to the ignition detection circuit ZE via a second output TGA2.
  • the resistor R6 is connected to an input TGE2, which is also terminal 5 of the control circuit IC.
  • the ignition detection circuit ZE is connected to the clock generator TG via an input ZEE1 and to the output stage via a second input ZEE2 AS and connected to the counter Z via a third input ZEE3 and a third output ZEA3.
  • the ignition detection circuit ZE is connected to the clock generator TG via a first output ZEA1 and to the output stage AS via a second output ZEA2.
  • the counter Z is connected to the undervoltage protection circuit USS via a first input ZE1, to the clock generator TG via a second input ZE2 and to the ignition detection circuit ZE via a third input ZE3 and a first output ZA1.
  • the counter Z is connected via a second output ZA2 to the current setpoint generation circuit SWE and via a third output ZA3 to the D / A converter DAW.
  • the output stage AS is connected via a first input ASE1 to the undervoltage protection circuit USS, via a second input ASE2 to the current regulator circuit SR and via a third input ASE3 to the ignition detection circuit ZE.
  • the output stage AS is connected via a first output ASA1 to a dead time element TZG and to the ignition detection circuit ZE; it is connected to the current regulator circuit SR via a second output ASA2.
  • the dead time element TZG is connected via an input TZGE1 to the output stage AS, via a first output TZGA1 with a first driver TT1 of the first transistor T1 (FIG. 1) and via a second output TZGA2 with a second driver TT2 of the second transistor T2 (FIG. 1) connected.
  • the resistor R5 is connected to an input TZGE2, which is also a terminal 4 of the control circuit IC.
  • the first driver TT1 of the first transistor T1 (FIG. 1) and the second driver TT2 of the second transistor T2 (FIG. 1) are connected via inputs TT1E1 and TT2E1 connected to the dead time element TZG.
  • the first driver TT1 is supplied via the IC connection 1 or VS with a reference potential at the IC connection 6 or GND with the energy required to control the transistor T1.
  • the second driver TT2 with the bootstrap stage, which is formed by the capacitor C3 and the diode D1, via the IC connection 11 or BOOT with a reference potential at the IC connection 9 or OUT with that for controlling the transistor T2 required energy supplied.
  • the first driver TT1 controls the first transistor T1 (FIG. 1) via its output TT1A1 (also IC connection 10 of the control circuit IC) and the second driver TT2 controls the second transistor via its output TT2A1 (simultaneously IC connection 8 of the control circuit IC) T2 ( Figure 1).
  • a reference voltage circuit REF provides the individual circuit components within the control circuit IC with a reference signal which has a high degree of accuracy and is ideally independent of all environmental conditions. For this purpose, it is connected to the IC connection 6 or GND and the IC connection 1 or VS, which is connected to the capacitor C7 (FIG. 1).
  • An undervoltage protection circuit USS evaluates the level of the supply voltage at IC connection 1 (FIG. 1) or VS. If this voltage is below a predeterminable value, the output stage AS is blocked by a corresponding signal via its input ASE1 and set to a defined initial state. At the same time, the counter Z is reset to its defined initial counting state by the undervoltage protection circuit USS via the counter input ZE1 when the voltage mentioned is below the predeterminable value.
  • an integrator in the current regulator circuit SR is set to a defined starting value and the half-bridge transistor T1 is set at a sufficiently high supply voltage at the IC connection 1 (FIG. 1) or VS for control by the undervoltage protection circuit USS via the output stage AS switched on, which switches the load circuit to the rectified and smoothed mains voltage.
  • the integrator's output voltage can decrease from a high start level ("down-integration" of the load current) or increase from a low start value ("up-integration").
  • down-integration of the load current
  • up-integration a low start value
  • a comparator of the current regulator circuit SR delivers a pulse-shaped signal at the output SRA1 (FIG. 4f), which is passed on to the output stage AS.
  • the half-bridge transistor T1 which is switched on is switched off and the transistor T2 which is switched off at this point in time is switched on after a dead time t T (FIG. 4, lines e1 and e2) realized by the dead time element TZG.
  • t T dead time
  • the integrator starts integrating the resonance current again until its output voltage and the setpoint match again, the transistor T2 is switched off and the dead time expires again before T1 is switched on again and thus the cycle for the next and all subsequent oscillations of the load current is continued.
  • This self-oscillating sequence has the advantage that there is no need for an oscillator to excite the series resonant circuit in the control.
  • the input stage ES amplifies this voltage drop and processes it, for example, so that each half-wave of the load current can be processed individually by the current regulator circuit SR connected downstream of the input stage ES.
  • the current regulator circuit SR consists of an integrator (not shown in FIG. 2) and a comparator (not shown in FIG. 2).
  • R int and C int denote a resistance and a capacitance, respectively, which are required to implement an integration function in SR in terms of circuitry.
  • the comparator compares the output voltage U int of the integrator with set values (SW1, SW2 (t), SW3, SW4 (t), SW5 in FIG. 4) of the load current which are generated by the current setpoint generation circuit SWE and which are supplied to the current regulator circuit SR via their input SRE2.
  • the current setpoint generation circuit SWE In the preheating phase TV (FIG. 4), the current setpoint generation circuit SWE generates a first time-constant setpoint SW1 (FIG. 4a) of the load current, which corresponds to the actual value of the preheating current desired in the preheating phase.
  • the current setpoint generation circuit SWE In the ignition phase TZ (FIG. 4), the current setpoint generation circuit SWE generates a time-variable setpoint SW2 (t) of the load current, which setpoint is led from the first time-constant setpoint SW1 of the load current to a predefinable value (for example SW2max in FIG. 4a).
  • the current setpoint generation circuit SWE In a first part TA1 of the start-up phase TA, the current setpoint generation circuit SWE generates a second time-constant setpoint SW3 of the load current, which setpoint corresponds to a desired actual value of the load current in the first part TA1 of the start-up phase TA.
  • the current setpoint generation circuit SWE In a subsequent second part TA2 of the start-up phase TA, the current setpoint generation circuit SWE generates a second time-variable setpoint SW4 (t) of the load current, which setpoint is led from the setpoint SW3 of the load current to a setpoint SW5 of the load current in the normal operating phase TN.
  • the current setpoint generation circuit SWE In the normal operating phase TN, the current setpoint generation circuit SWE generates the third time-constant setpoint SW5 of the load current, which setpoint corresponds to a desired actual value of the load current in the normal operating phase TN.
  • the current setpoint generation circuit SWE is controlled both by output signals of the counter Z (via the input SWEE1) and by output signals of the D / A converter DAW (via the input SWEE2).
  • the current setpoint generation circuit SWE generates the setpoint corresponding to the respective operating phase for the current-time area of a half-wave of the current I L in the load circuit. Via its input SWEE1, the current setpoint generation circuit SWE receives the information from the output ZA2 of the counter Z (FIG. 4h) whether the overall arrangement is in the preheating phase TV or in the ignition phase TZ (lamp EL does not burn) or in the start-up phase TA or normal operating phase TN (Lamp EL is on).
  • a time-constant setpoint that can be specified via an external resistor (R3, R4) is generated (see FIG. 4a: SW1 and SW5). If the D / A converter DAW now supplies an analog signal to the current setpoint generation circuit SWE via the input SWEE2, the time-constant setpoint SW1 (defined by R3, preheating / ignition phase) or that is determined depending on the state of the input signal at the input SWEE1 other time constant setpoint SW5 (defined by R4, start-up / normal operating phase) changed in accordance with the time profile and the size of the analog signal at the input SWEE2 of the current setpoint generation circuit SWE. This forms a first time-variable setpoint SW2 (t), a third time-constant setpoint SW3 and a second time-variable setpoint SW4 (t).
  • the comparator of the current regulator circuit SR always delivers a switching pulse (FIG. 4f) to the output stage AS via the SR output SRA1 when the integrated current-current time domain is a target current-time domain and thus the corresponding output voltage U int of the current regulator circuit integrator exceeds the respective setpoint (SW1, SW2 (t), SW3, SW4 (t), SW5).
  • the integrator of the current regulator circuit SR is set to its initial state via its third input SRE3, which is connected to the output ASA2 of the output stage AS, in order to carry out the next integration process for the next one Half wave of the load current I L to begin.
  • the clock generator TG consists of a timing element, which defines a period t TG , after the expiration of which a time-limited output pulse (FIG. 4c) is generated at the clock generator output TGA2, and one Feedback network, which ensures that the period expires again after the generation of this output pulse.
  • the period t TG can be specified with the external resistor R6 (FIG. 1).
  • the clock generator TG has a control input TGE1 in order to be able to use it as a time measuring element: If a control signal is applied to this control input TGE1, the timing element - as long as the control signal is present - is put into the state in which it is in free-swinging operation at the beginning of everyone Period of oscillation.
  • the clock generator TG always delivers switching pulses (FIG. 4d) when its timing element is reset by its feedback network after a period t TG has elapsed to the state corresponding to the beginning of a period t TG .
  • the switching signals which set the timing element of the clock generator in its initial state are made available and are fed to the counter Z. Does the clock generator TG in the ignition phase TZ as a time measuring element, no signals are first generated at the output TGA2, switching signals are passed on to the counter Z via the output TGA1 with the frequency corresponding to the inverter frequency. In free-running mode TV, TA and TN, the clock generator TG generates signals of the same and same frequency at both outputs TGA1 and TGA2.
  • a pulse (FIG. 4d) is generated at the output TGA2 of the clock generator in the ignition phase (the ZE to be described is activated) if the duration between two successive switching pulses at the control input TGE1 of the clock generator is greater than the period by the timing element defined period t TG of the natural oscillation frequency f TG of the clock generator.
  • the counter Z is set to a defined initial count state by the undervoltage protection circuit USS via its input ZE1. Starting from this initial counting state, the counter Z counts the switching signals supplied by the clock generator TG via its input ZE2. When a predeterminable count is reached, which takes place after the desired duration TV (FIG. 4) of the preheating phase, the counter Z activates the ignition detection circuit ZE via its output ZA1, with which the ignition phase begins.
  • the end of the ignition phase is indicated to the counter Z via the counter input ZE3.
  • the counter Z indicates the ignition phase via the state of the signal available at the counter output ZA1.
  • the counter Z indicates via the state of the signal available at output ZA2 whether the overall arrangement is in the preheating / ignition phase TV / TZ (lamp does not burn) or in the start-up / normal operating phase TA / TN (lamp burns) .
  • the counter Z provides certain individual sequences of predeterminable, consecutive count values (i.e. e.g. the counter readings 298 to 450), which are converted in the D / A converter DAW into analog signals corresponding to the current counter reading.
  • These analog, time-varying signals enable the continuous changes in the setpoints SW2 (t) and SW4 (t) for the current-time area of a current half-wave in the load circuit, that of the current regulator circuit SR in the ignition phase TZ and in the part TA2 (FIG. 4) Start-up phase TA can be specified.
  • the D / A converter DAW converts the counter readings transferred to it from the counter Z into analog signals. If no counter readings are made available at the output ZA3 of the counter Z, DAW does not supply a signal to the current setpoint generation circuit SWE.
  • the output stage AS controls the downstream dead time element TZG with a binary signal such that after each switching signal that occurs at one of its inputs ASE2 (connected to the current regulator circuit SR) or ASE3 (connected to the ignition detection circuit ZE), this binary output signal ASA1 changes its state changes (function of a toggle flip-flop).
  • the output stage can be brought into a defined state by the undervoltage protection circuit USS via input ASE1.
  • the dead time element TZG is acted upon by the output stage AS with a binary signal which indicates the state of the half-bridge (T1, T2 in FIG. 1). If the state of this signal changes at the output ASA1 of the output stage or at the input TZGE1 of the dead time element TZG, the dead time element TZG immediately deactivates the driver that has just been activated (eg TT1) and activates the last inactive driver (for example TT2) after the dead time t T which can be predetermined by an external resistor R5 (FIG. 4e, 4e1, 4e2).
  • Two power drivers TT1, TT2 amplify the control signals of the dead time element TZG and control the half-bridge transistors T1, T2 (FIG. 1) directly via the IC connections 8 or LVG (low voltage gate) and 10 or HVG (high voltage gate).
  • the ignition detection circuit ZE works as a switching device for signal paths: If the counter Z indicates the start of the ignition phase TZ by a signal at its output ZA1 of the ignition detection circuit ZE (FIG. 4g), this applies the clock generator output TGA2 to the input ASE3 of the output stage AS and the output ASA1 the output stage AS to the clock generator input TGE1.
  • ZE thus enables signal paths from AS to TG, whereby the timing element of TG is set by control pulses from AS to its state corresponding to the start of a period of the timing element (connection path between ZEE2 and ZEA1) and the output stage AS has a control pulse from its input ASE3 Output TGA2 of the TG is fed (connection path between ZEE1 and ZEA2).
  • the clock generator TG can determine the state of the output stage AS after the period t TG impressed in the timing element change and thus indicate the ignition to the counter Z via its input ZE3, whereby the current setpoint generation circuit SWE sets the setpoint to the value SW3 corresponding to the start-up phase TA.
  • control device IC The functions implemented by the control device IC shown in FIG. 2 can also be implemented by a differently structured control device, in particular also by a microprocessor.
  • FIG. 3 shows a schematic image of the frequency range of the working range of the overall arrangement.
  • the frequency range in which the inverter operates is indicated on the abscissa and the current I L in the load circuit or the voltage U L across the discharge lamp EL is indicated on the ordinate.
  • the upper limit f TVmax for the inverter frequency f Inv during the preheating phase TV is given by the fact that for a given preheating time TV a minimum preheating current I L for the lamp filaments used is not may be fallen below, otherwise the filaments are not sufficiently emissive.
  • the lower limit f TVmin for the inverter frequency f Inv during the preheating phase TV is given by the fact that the voltage U L across the lamp EL on the capacitor C5 (FIG. 1) during the preheating phase of the filaments must not exceed a maximum value defined by the lamp because otherwise ignition may occur before the preheating process (early ignition).
  • the frequency f Inv f TV of the inverter and thus the load current I L regulated so that it almost corresponds to the lower limit f TVmin of the frequency range.
  • This ensures optimal preheating of the filaments in a very short time.
  • this offers the further advantage that the decrease in the quality of the load circuit (and thus the current decreasing at a constant frequency) following the heating of the filaments can be reacted in such a way that by a regulated decrease in the inverter frequency f Inv the voltage across the lamp and the current through the filaments remains almost constant during preheating.
  • the load circuit has a significantly lower natural resonance frequency at and after the ignition compared to the natural resonance frequency before the ignition.
  • this frequency jump is recognized, the duration which elapses to reach a desired current time area through the actual current time area being compared with the period t TG of a clock generator.
  • the frequency f TG (FIG. 3) of the clock generator is selected according to the invention in such a way that it is smaller than the pole position frequency f res1 and larger than the pole position frequency f res2 .
  • the frequency f TG of the clock generator TG is lower than the inverter frequency f Inv as long as the lamp has not ignited.
  • the time interval in which the actual current-time area is integrated in the current regulator circuit SR to the value corresponding to the desired value is longer than the period t TG of the clock generator TG. This means that the frequency t TG of the clock generator TG after the ignition is greater than the inverter frequency f Inv .
  • the inverter frequency f Inv is regulated such that the desired load current I L is set when the quality of the load circuit G2 is given and the lamp is ignited.
  • f TA is the inverter frequency f Inv in the start-up phase
  • f TN is the inverter frequency f Inv in the normal operating phase.
  • Figure 4 shows a) the time course of the load current setpoints, b) the output voltage of the timing element of the clock generator TG, c) the voltage at the output TGA1 of the clock generator TG, d) the voltage at the output TGA2 of the clock generator TG, e) the voltage at the output ASA1 the output stage AS, e1) the voltage at the output TT1A1 of the driver TT1, e2) the voltage at the output TT2A1 of the driver TT2, f) the voltage at the output SRA1 of the current regulator circuit SR, g) the voltage at the output ZA1 of the counter Z, and h ) the voltage at the output ZA2 of the counter Z.
  • the voltage curves mentioned are shown for the preheating phase TV, the ignition phase TZ with the ignition point t Z , the start-up phase TA and for normal operation TN.
  • SW1 increases until the ignition is recognized (time t ZE ).
  • SW3 is formed in period TA1.
  • the setpoint SW4 (t) is formed in the period TA2 as a function of the analog signals formed by DAW.
  • the setpoint SW5 is formed in the period TN.
  • FIG. 4b shows the profile of the output voltage of the timing element of the clock generator TG.
  • the clock generator works in free-running mode with the period t TG .
  • the timer becomes the first and every further occurrence of a signal at the output SRA1 of the current regulator SR set in its initial state and thereby synchronized with the frequency f Inv of the inverter. If no signal occurs at the output SRA1 due to the ignition of the lamp within the period t TG , the ignition of the lamp which occurred at the time t Z is thus recognized and the ignition phase is ended.
  • FIG. 4c shows the signals at the output TGA1 of the clock generator TG.
  • a switching pulse occurs whenever the timing element of the clock generator is set to its initial state (FIG. 4b).
  • the frequency of the switching pulses at TGA1 corresponds to the inverter frequency f Inv (synchronized operation), except for the ignition phase of the frequency f TG of the free-running clock generator.
  • FIG. 4d shows the signals at the output TGA2 of the clock generator TG.
  • a switching pulse only occurs when the timing element of the clock generator is set to its initial state by the feedback network at the end of its period t TG (FIG. 4b). No switching pulses occur during the ignition phase TZ, as long as the timer is reset by the signals at the input TGE1 before the period t TG has expired.
  • Figure 4e shows the output signal ASA1 of the output stage AS.
  • the two half-bridge switching elements T1, T2 are activated.
  • a dead time t T begins, after which the previously inactive switching element is activated.
  • FIG. 4f shows the signals at the output SRA1 of the current regulator circuit SR.
  • a switching pulse always occurs when the detected actual current time area becomes larger than the specified target current time area.
  • the switching pulses cause a change in state of the output stage AS or the signal ASA1 (FIG. 4e).
  • no switching pulse occurs at the output SRA1 within a period t TG of the clock generator TG.
  • Figure 4g shows the output signal ZA1 of the counter Z, which indicates the ignition phase TZ, for example by a signal "1".
  • Figure 4h shows the output signal ZA2 of the counter Z, which indicates the burning of the lamp EL (start-up phase TA and normal operating phase TN), for example by a signal "1".

Abstract

In der Vorheizphase wird der Istwert des Laststroms erfaßt, ein erster zeitlich konstanter Sollwert des Laststroms gebildet, welcher einem gewünschten Istwert eines Laststroms in der Vorheizphase entspricht, einen Taktgenerator aktiviert, der mit einer Frequenz freiläuft, die kleiner ist als die Polstellenfrequenz des Lastkreises bei nicht gezündeter Lampe und die größer ist als die Polstellenfrequenz des Lastkreises bei gezündeter Lampe. Die Vorheizphase wird nach Ablauf eines ersten vorgebbaren Zeitraums beendet. In der Zündphase wird der Istwert des Laststroms im Lastkreis erfaßt, ein zeitlich variabler Sollwert des Laststroms gebildet, der Taktgenerator mit der Frequenz eines Inverters synchronisiert. Die Zündphase wird beendet, sobald der Sollwert des Laststroms einen Wert erreicht, bei dem eine Einschaltdauer eines Halbbrückenschaltelements größer wird als die Periodendauer des freilaufenden Taktgenerators. Im Normalbetrieb wird der Istwert des Laststroms erfaßt und ein zweiter zeitlich konstanter Sollwert des Laststroms gebildet, welcher Sollwert einem gewünschten Istwert des Laststroms im Normalbetrieb entspricht. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 2 bzw. nach Anspruch 11.
  • In Lampenvorschaltgeräten zum hochfrequenten Betrieb von Niederdruckentladungslampen wird die Netzspannung gleichgerichtet und geglättet. Diese Gleichspannung wird üblicherweise mit einem Inverter, der vorzugsweise als Halbbrückenanordnung ausgestaltet ist, in eine hochfrequente Wechselspannung umgewandelt, mit der über eine Serienschwingkreisanordnung die Lampe mit elektrischer Energie versorgt wird.
  • Bei derartigen Schaltungen sind die Schaltelemente mit einer Ansteuerleistung im Takt der Schaltfrequenz zu versorgen.
  • Im Leistungsbereich bis 25W werden zur Zeit üblicherweise fast ausschließlich sogenannte freischwingende Schaltungskonzepte eingesetzt, die zur Steuerung von Schaltelementen (insbes. Transistoren) des Inverters bzw. der Halbbrücke entweder separate Stromwandler (Sättigungsstromwandler oder als Übertrager mit definiertem Luftspalt) oder Sekundärwicklungen auf der Lampendrossel mit signalumformenden Netzwerken für jeden Halbbrückenschalter vorsehen. "Freischwingend" bedeutet in diesem Zusammenhang, daß die Ansteuerleistung für die Schaltelemente des Inverters unmittelbar aus dem Lastkreis entnommen wird.
  • Diese freischwingenden Schaltungskonzepte haben jedoch den Nachteil, daß Verluste in den Ansteuerschaltungen (Sättigungsstromwandler, Sekundärwicklungen auf der Lampendrossel mit signalumformenden Netzwerken) den Wirkungsgrad der Gesamtanordnung beeinträchtigen und daß eine relativ hohe Anzahl von Bauteilen (Ansteuerschaltungsbauteile) benötigt wird.
  • Fortschritte in der Halbleitertechnik ermöglichen integrierte Schaltungs- bzw. Ansteuerkonzepte, bei denen die Steuerung der beiden Halbbrückentransistoren in einem integrierten Schaltkreis implementiert werden kann. Die Ansteuerleistung für die Transistoren wird durch Treiber zur Verfügung gestellt, die durch digitale Signale gesteuert werden. Diese Schaltungskonzepte werden mit dem Begriff "fremdgesteuert" bezeichnet.
  • Bisher bekannte Ausführungsformen für fremdgesteuerte Halbbrücken mit integrierter Ansteuerung verwenden Oszillatoren, die üblicherweise mit einer fest eingestellten, ungeregelten Frequenz die Schaltelemente (üblicherweise spannungsgesteuerte Transistoren wie FET-Transistoren (Feldeffekttransistor) oder IGBT-Transistoren (Insulated Gate Bipolar Transistor) des Inverters über Treiber ein- und ausschalten.
  • Mit solchen Lösungen, bei denen nur eine Oszillatorfrequenz vorgegeben werden kann, ist jedoch ohne ein die Eigenresonanzfrequenz des Lastkreises variierendes Bauelement (z.B. Kaltleiter parallel zu einem Teil oder der ganzen lampenparallelen Kapazität (C5 in Figur 1), vgl. EP 0 185 179 B1) die Vorheizung der Lampenwendeln nahezu unmöglich.
  • Mit dazu alternativen Lösungen, bei denen zur Realisierung einer Vorheizung eine oder mehrere weitere feste Oszillatorfrequenzen vorgegeben werden, kann jedoch aus den im folgenden erläuterten Gründen eine optimale Vorheizung der Lampenwendeln vor der Zündung der Lampe nicht erreicht werden.
  • Zur Vorheizung der Wendein ist die Frequenz des Inverters entsprechend dem Güteverlauf des Lastkreises so zu wählen, daß sie innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs liegt. Liegt die Frequenz des Inverters oberhalb der oberen Grenze dieses Frequenzbereichs, so reicht bei einer fest vorgegebenen Vorheizdauer der im Lastkreis fließende Strom nicht aus, die Lampenwendeln auf eine Temperatur aufzuheizen, bei der sie emmissionsfähig sind. Liegt die Frequenz des Inverters unterhalb der unteren Grenze dieses Frequenzbereichs, wird die am zur Lampe (vgl. EL in Figur 1) parallel geschalteten Kondensator (C5) anliegende Spannung größer als ein durch die Lampe (EL) definierter Höchstwert, woraus eine Frühzündung der Lampe folgt.
  • Der Güteverlauf des Lastkreises hängt ab von den frequenzbestimmenden und üblicherweise toleranzbehafteten Bauteilen im Lastkreis (Drossel L2, Kondensatoren C5 und C6) sowie der durch ohmsche Widerstände (hauptsächlich Wendelwiderstände sowie Wirkwiderstand der Drossel L2) hervorgerufenen Dämpfung im Lastkreis.
  • Eine feste Steuerfrequenz des Oszillators bei bisher bekannten Ausführungsformen wird mit ebenfalls toleranzbehafteten Bauteilen vorgegeben.
  • Ohne einen Abgleich der Oszillatorfrequenz auf den aktuell in einem Vorschaltgerät vorliegenden Lastkreisgüteverlauf kann bei Zugrundelegung üblicher Toleranzen der elektronischen Bauteile des Lastkreises die erforderliche Frequenz zur Vorheizung nicht sicher realisiert werden. Ein individueller Abgleich jedes Vorschaltgeräts in der Produktion ist jedoch aus Kostengründen kaum realisierbar. Da im zeitlichen Verlauf der Vorheizung der Widerstand der Wendeln durch ihre Erwärmung zunimmt, steigt auch die Dämpfung im Lastkreis an. Bleibt nun die Oszillatorfrequenz im Verlauf der Vorheizung konstant, nimmt der Strom im Lastkreis entsprechend der Abnahme der Güte des Lastkreises ab.
  • Eine verbesserte Vorheizung könnte dadurch realisiert werden, daß die Frequenz des Inverters während der Vorheizung so erniedrigt wird, daß der Strom im Lastkreis während der gesamten Vorheizphase nahezu konstant bleibt. Dies ist jedoch mit einer fest implementierten Oszillatorfrequenz nicht möglich.
  • Ein weiterer Nachteil der bekannten Lösungen mit einer einzigen festen Betriebsfrequenz des Inverters ergibt sich aus folgender Überlegung: Die Polstelle des Lastkreises, die durch f res1 = 1 2 π· L2 · C5 · C6 C5 + C6
    Figure imgb0001
     gegeben ist, muß einen Wert aufweisen, der es ermöglicht, mit der gleichen Oszillatorfrequenz, mit der der Inverter während dem normalen Lampenbetrieb arbeitet, eine ausreichende Spannung über dem der Lampe parallel geschalteten Kondensator (C5 in Figur 1) zu erzeugen. Damit hat der Kondensator (C5) eine unüblich hohe Kapazität aufzuweisen mit der Folge, daß während dem normalen Lampenbetrieb ein hoher Strom in den Lampenwendeln fließt. Abgesehen davon, daß ein Kondensator mit der genannten hohen Kapazität vorzusehen ist, besteht ein weiterer Nachteil darin, daß die Wendein übermäßig belastet werden und der Gesamtwirkungsgrad der Anordnung sinkt.
  • Ausgehend von diesem Stand liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die bei einer Fremdsteuerung der Schaltelemente des Inverters eine ausreichende Vorheizung der Lampenwendeln ermöglichen.
  • Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren und durch eine Schaltungsanordnung gelöst, die in den Ansprüchen definiert sind.
  • Die Erfindung ist mit einer Mehrzahl von Vorteilen verbunden.
  • Ein erster praktisch wichtiger Vorteil besteht in der einfachen schaltungstechnischen Realisierbarkeit. Alle Steuerfunktionen lassen sich in einer integrierten Schaltung realisieren. Die durch das vorgeschlagene Verfahren benötigten Funktionen können schaltungstechnisch so ausgeführt werden, daß zur externen Beschaltung dieser integrierten Schaltung zur Betriebsparametereinstellung nur relativ preisgünstige Widerstände erforderlich sind.
  • Ein zweiter wichtiger Vorteil des vorgeschlagenen Verfahrens liegt darin, daß eine Mehrzahl der schaltungstechnisch in einer Schaltungsanordnung zu realisierenden Funktionen in allen Betriebsphasen der Lampe verwendet werden können und deshalb nur die betriebsphasentypischen Parameter für jede Phase vorzugegeben sind.
  • Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Betriebsphase jede einzelne Periodendauer des Stroms im Lastkreis auf einen vorgebbaren Sollwert geregelt wird. Damit wird ein einfaches, robustes und weitgehend nicht toleranzbehaftetes Regelprinzip geschaffen, da anstelle sonst verwendeter toleranzbehafteter Regelkennlinien nur einfache Vergleichsfunktionen benötigt werden.
  • In diesem Zusammenhang ist in vorteilhafter Weise vorgesehen, daß positive und negative Halbwellen des Stroms im Lastkreis auf denselben Sollwert geregelt werden. Durch die Vorgabe des gleichen Sollwerts für positive und negative Halbwellen des Laststroms ist inhärent gewährleistet, daß sich Toleranzen bei der Sollwertbildung in gleichem Maße bei positiven wie bei negativen Halbwellen des Laststroms auswirken und dadurch das Verhältnis zwischen den Tastverhältnissen der beiden Halbbrückenschaltelemente (Transistoren T1, T2) konstant bleibt. Dieser Vorteil wird durch den weiteren Vorteil ergänzt, daß die Bildung eines Sollwerts schaltungstechnisch einfacher als die Erzeugung zweier getrennter Sollwerte für positive und negative Laststromhalbwellen ist.
  • In diesem Zusammenhang ist vorgesehen, daß zur Regelung der Periodendauer des Stroms im Lastkreis der Istwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung bzw. einer Schwingung des Laststroms erfaßt wird und daß diese Fläche mit dem Sollwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung bzw. einer Schwingung des Laststroms in der jeweils aktuellen Betriebsphase verglichen wird. Bei Übereinstimmen von Ist- und Sollwert wird der Inverter in der Weise angesteuert, daß ein gerade aktiviertes Schaltelement (z.B. T2) deaktiviert wird und ein gerade nicht aktviviertes Schaltelement (z.B. T1) aktiviert wird. Dabei reicht als Regelkriterium das Überschreiten des Istwerts über den Sollwert aus, um den Zustand des Inverters zu verändern. Durch die Erfassung der Ist-Strom-Zeit-Fläche und dem Vergleich mit einer Soll-Strom-Zeit-Fläche ergibt sich automatisch ein Deaktivieren des aktuell aktivierten Schaltelements zu dem zur Erfüllung des Regelziels erforderlichen Zeitpunkt bezogen auf den zeitlichen Verlauf des Stroms im Lastkreis.
  • In diesem Zusammenhang ist weiterhin vorgesehen, daß zwischen dem Deaktivieren des gerade aktivierten Schaltelements und dem Aktivieren des gerade nicht aktivierten Schaltelements eine vorgebbare Totzeit realisiert wird. Diese Totzeit ermöglicht die Schaltentlastung der Schaltelemente z.B. durch Parallelschalten mindestens einer Kapazität zu mindestens einem der beiden Schaltelemente. Hierdurch wird der am Halbbrückenmittelpunkt (Anschluß 9 in Figur 1) beim Umschalten der Halbbrücke auftretende Spannungsgradient dU(t)/dt begrenzt. In der Zeit, in der diese Kapazität(en) beginnend mit dem Deaktivieren des aktuell aktivierten Schaltelements durch die in der Drossel (L2) eingespeicherte Energie umgeladen werden, ist keines der beiden Halbbrückenschaltelemente aktiviert.
  • Erfindungsgemäß kann in diesem Zusammenhang weiterhin vorgesehen sein, daß in einem ersten Zeitraum einer Anlaufphase unmittelbar nach der Beendigung der Zündphase ein dritter zeitlich konstanter Sollwert des Laststroms für einen vorgebbaren dritten Zeitraum gebildet wird. Durch die Vorgabe des dritten Sollwertes nach Beendigung der Zündphase kann für einen vorgebbaren Zeitraum der Lastkreis mit einem erhöhten Strom beaufschlagt werden. Damit wird ein beschleunigtes Anlaufverhalten der Lampe und damit ein schnelleres Erreichen des Nennlichtstroms erzielt.
  • In diesem Zusammenhang ist weiterhin vorgesehen, daß in einem zweiten Zeitraum der Anlaufphase ein zweiter zeitlich variabler Sollwert gebildet wird, der ausgehend von dem dritten zeitlich konstanten Sollwert kontinuierlich in den zweiten zeitlich konstanten Sollwert übergeführt wird. Durch das kontinuierliche Überführen des dritten Sollwerts auf den zweiten Sollwert wird ein kontinuierlicher und damit für den Betrachter der Entladungslampe kaum wahrnehmbarer Übergang von dem Istwert, der dem dritten Sollwert entspricht, auf den Istwert, der dem zweiten Sollwert entspricht, erreicht.
  • Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung beschrieben.
  • Es zeigt
    • Figur 1
    eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
    Figur 2
    ein Funktions-Blockschaltbild einer Steuerschaltung in der Schaltungsanordnung nach Figur 1;
    Figur 3
    ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen Steuerfrequenz, mit der der Inverter angesteuert wird, und Eigenresonanzfrequenz des Lastkreises vor und nach der Zündung der Lampe darstellt; und
    Figur 4
    schematisch den zeitlichen Verlauf der Ausgangssignale ausgewählter Schaltungskomponenten der Schaltung nach Figur 1 bzw. Figur 2.
  • Das in Figur 1 dargestellte Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe EL weist eingangsseitig in einer Zuleitung eine Sicherung SI auf, der ein Gleichrichter BR nachgeschaltet ist. Dessen Ausgang ist durch einen Glättungskondensator C1 überbrückt. Die nachgeschaltete Induktivität L1 und der Kondensator C2 bilden ein Funkentstörungsglied.
  • Eine Schaltungskomponente IC, die wie in Figur 2 dargestellt aufgebaut sein kann, ist eine Steuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistors T1 (Basis- bzw. Gate-Elektrode Anschluß 10 der Steuerschaltung IC) und eines Transistors T2 (Basis- bzw. Gate-Elektrode am Anschluß 8 der Steuerschaltung IC). Beide Transistoren T1 und T2 bilden eine Halbbrückenanordnung bzw. einen Inverter. Widerstände R3, R4, R5 und R6 sind einerseits an die Anschlüsse 2 bis 5 und andererseits an den Anschluß 6 geschaltet. Mit dem Widerstand R3 wird ein Sollwert (SW1, Figur 4a) des Laststroms in der Vorheizphase und mit Widerstand R4 wird ein Sollwert (SW3, Figur 4a) des Laststroms in der Normalbetriebsphase gebildet. Mit dem Widerstand R5 wird eine Totzeit programmiert, die das Einschalten des einen Transistors nach dem Ausschalten des anderen Transistors verzögert. Deren Funktion wird anhand von Figur 2 beschrieben.
  • Ein Kondensator C7 dient zur Glättung der Spannungsversorgung für die Schaltungskomponente IC. Bei Inbetriebnahme der in Figur 1 gezeigten Gesamtanordnung wird dieser Kondensator über den Widerstand R1 durch Energieentnahme aus dem Netz aufgeladen. Um Verluste in dem Widerstand R1 zu minimieren, wird dieser sehr hochohmig gewählt. Für eine ausreichende Spannungsversorgung der Schaltungskomponente IC ist jedoch ein größerer Strom als der über R1 zuführbare Strom erforderlich. Im Betrieb der Gesamtanordnung wird die Schaltungskomponente IC deshalb im Takt des Inverters mit Energie aus dem Lastkreis versorgt. Dazu, sowie zur Schaltentlastung der beiden Schaltelemente T1 und T2 ist der Kondensator C4 zwischen dem Halbbrückenmittelpunkt (IC-Anschluß 9) einerseits und den Verknüpfungspunkt zweier Dioden D2 und D3 andererseits geschaltet.
  • Ist T1 aktiviert, so ist der Kondensator C4 auf die Spannung an C2 abzüglich der Spannung am Kondensator C7 aufgeladen. Wird nun T1 deaktiviert, wird C4 durch die in der Drossel L2 eingespeicherte Energie über den Lastkreis (L2, EL/C5, C6 und R2) und die Diode D3 entladen. Durch diesen Vorgang wird der Spannungsgradient dU(t)/dt am Halbbrückenmittelpunkt (IC-Anschluß 9) und die Schaltverluste in T1 begrenzt. Während T2 aktiviert ist, bleibt C4 entladen. Wird nun T2 deaktiviert, wird C4 durch die in der Drossel L2 eingespeicherte Energie über die Dioden D2, den Kondensator C7 und den Lastkreis (L2, EL/ C5, C6 und R2) geladen. Dieser Ladestrom führt zu einer Aufladung von C7, der Spannungsgradient dU(t)/dt am Halbbrückenmittelpunkt (IC-Anschluß 9) und die Schaltverluste in T2 werden in analoger Weise wie oben beschrieben begrenzt.
  • Eine Begrenzung für die Spannung am Kondensator C7 kann wie in Figur 1 gezeigt dadurch erfolgen, daß die Diode D3 als Zenerdiode ausgeführt wird. Eine Aufladung von C7 kann nur solange erfolgen, wie die Spannung an C7 zuzüglich der Flußspannung der Diode D2 kleiner als die Zenerspannung der Diode D3 ist.
  • Eine weitere Möglichkeit zur Begrenzung der Spannung an C7 ist die Implementierung einer Zenerdiode in der Schaltungskomponente IC mit der Kathode am Anschluß 1 sowie der Anode am Anschluß 6.
  • Über die Diode D1, die innerhalb (zwischen den Anschlüssen 1 und 11) der Schaltung IC oder außerhalb der Schaltung IC angeordnet sein kann, wird ein mit dem Anschluß 9 der Schaltung IC verbundener Kondensator C3 auf die Spannung von C7 aufgeladen, wenn der Transistor T2 aktiviert ist (bootstrap-Stufe bestehend aus D1 und C3).
  • An Anschlüssen 9 und 6 der Schaltung IC ist der Lastkreis mit der Entladungslampe EL angeschaltet; dieser besteht aus einer Serienschaltung der Drossel L2, der Entladungslampe EL mit dem parallelgeschalteten Kondensator C5, einem Kondensator C6 und einem (Shunt-)Widerstand R2, der zwischen die Anschlüsse 6 und 7 der Steuerschaltung IC geschaltet ist. Der Widerstand R2 erfaßt den im Lastkreis fließenden Strom; der erfaßte Stromwert wird der Steuerschaltung IC am Anschluß 7 zugeführt, die diesen Stromwert weiterverarbeitet, wie noch beschrieben wird.
  • Vor der Zündung der Lampe EL, also in der Vorheizphase und in der Zündphase, hat der Lastkreis eine erste Polstelle mit der Frequenz fres1, die durch die Formel f res1 = 1 2 π· L2 · C5 · C6 C5 + C6
    Figure imgb0002
     gegeben ist.
  • Mit der Zündung der Entladungslampe ergibt sich sprungartig eine zweite Polstelle mit der Frequenz fres2, die näherungsweise durch die Formel f res2 = 1 2 π· L2 · C6
    Figure imgb0003
     gegeben ist, da nun die lampenparallele Kapazität (C5 in Figur 1) durch die Lampe nahezu kurzgeschlossen wird.
  • Die Frequenz fres1 der ersten Polstelle (Vorheizphase TV und Zündphase TZ in Figur 4) ist also größer als die Frequenz fres2 der zweiten Polstelle (Anlaufphase TA und Normalbetrieb TN in Figur 4), da C6 größer ist als die Serienschaltung aus C5 und C6. Damit ist die Periodendauer des Laststroms in der Vorheizphase TV und in der Zündphase TZ kleiner als die Periodendauer des Laststroms in der Anlaufphase und im Normalbetrieb.
  • Figur 2 zeigt ein Funktions-Blockschaltbild einer Ausführungsform der in Figur 1 dargestellten Steuerschaltung IC. Einzelne oder alle der in Figur 2 dargestellten Funktionsblöcke können als integrierte Schaltung realisiert sein.
    • Aufbau der Steuerschaltung IC
  • Im folgenden wird der Aufbau eines Ausführungsbeispiels der Steuerschaltung IC beschrieben:
  • Die Steuerschaltung IC weist eingangsseitig (Anschluß 7) eine Eingangsstufe ES auf. Die Eingangsstufe ES ist mit einer Stromreglerschaltung SR über deren ersten Eingang SRE1 verbunden. Die Stromreglerschaltung SR ist weiterhin über einen zweiten Eingang SRE2 mit einer Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE und über einen dritten Eingang SRE3 sowie einen Ausgang SRA1 mit einer Ausgangsstufe AS verbunden.
  • Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE ist über einen ersten Eingang SWEE1 mit einem Zähler Z und über einen zweiten Eingang SWEE2 mit einem D/A-Wandler DAW verbunden. Weiterhin sind an zwei weiteren Eingänge SWEE3 und SWEE4 der Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE, die zugleich Anschlüsse 2 und 3 der Steuerschaltung IC sind, die Widerstände R3 und R4 angeschaltet. Mit R3 wird ein zeitlich konstanter Sollwert SW1 (Figur 4a) und mit R4 wird ein zeitlich konstanter Sollwert SW5 (Figur 4a) realisiert.
  • Ein Taktgenerator TG ist über einen Eingang TGE1 mit einer Zünderkennungsschaltung ZE verbunden; er ist weiterhin über einen ersten Ausgang TGA1 mit dem Zähler Z und über einen zweiten Ausgang TGA2 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. An einen Eingang TGE2, der zugleich Anschluß 5 der Steuerschaltung IC ist, ist der Widerstand R6 geschaltet.
  • Die Zünderkennungsschaltung ZE ist über einen Eingang ZEE1 mit dem Taktgenerator TG, über einen zweiten Eingang ZEE2 mit der Ausgangsstufe AS und über einen dritten Eingang ZEE3 sowie einen dritten Ausgang ZEA3 mit dem Zähler Z verbunden. Die Zünderkennungsschaltung ZE ist über einen ersten Ausgang ZEA1 mit dem Taktgenerator TG und über einen zweiten Ausgang ZEA2 mit der Ausgangsstufe AS verbunden.
  • Der Zähler Z ist über einen ersten Eingang ZE1 mit der Unterspannungsschutzschaltung USS, über einen zweiten Eingang ZE2 mit dem Taktgenerator TG und über einen dritten Eingang ZE3 sowie einen ersten Ausgang ZA1 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. Der Zähler Z ist über einen zweiten Ausgang ZA2 mit der Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE und über einen dritten Ausgang ZA3 mit dem D/A-Wandler DAW verbunden.
  • Die Ausgangsstufe AS ist über einen ersten Eingang ASE1 mit der Unterspannungsschutzschaltung USS, über einen zweiten Eingang ASE2 mit der Stromreglerschaltung SR und über einen dritten Eingang ASE3 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. Die Ausgangsstufe AS ist über einen ersten Ausgang ASA1 mit einem Totzeitglied TZG sowie mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden; sie ist über einen zweiten Ausgang ASA2 mit der Stromreglerschaltung SR verbunden.
  • Das Totzeitglied TZG ist über einen Eingang TZGE1 mit der Ausgangsstufe AS, über einen ersten Ausgang TZGA1 mit einem ersten Treiber TT1 des ersten Transistors T1 (Figur 1) und über einen zweiten Ausgang TZGA2 mit einem zweiten Treiber TT2 des zweiten Transistors T2 (Figur 1) verbunden. An einen Eingang TZGE2, der zugleich ein Anschluß 4 der Steuerschaltung IC ist, ist der Widerstand R5 geschaltet.
  • Der erste Treiber TT1 des ersten Transistors T1 (Figur 1) und der zweite Treiber TT2 des zweiten Transistors T2 (Figur 1) sind über Eingänge TT1E1 und TT2E1 mit dem Totzeitglied TZG verbunden. Der erste Treiber TT1 wird über den IC-Anschluß 1 bzw. VS mit einem Bezugspotential am IC-Anschluß 6 bzw. GND mit der zum Steuern des Transistors T1 erforderlichen Energie versorgt. Der zweite Treiber TT2 wird mit der Bootstrap-Stufe, die durch den Kondensator C3 und die Diode D1 gebildet ist, über den IC-Anschluß 11 bzw. BOOT mit einem Bezugspotential am IC-Anschluß 9 bzw. OUT mit der zum Steuern des Transistors T2 erforderlichen Energie versorgt.
  • Der erste Treiber TT1 steuert über seinen Ausgang TT1A1 (zugleich IC-Anschluß 10 der Steuerschaltung IC) den ersten Transistor T1 (Figur 1) und der zweite Treiber TT2 steuert über seinen Ausgang TT2A1 (zugleich IC-Anschluß 8 der Steuerschaltung IC) den zweiten Transistor T2 (Figur 1).
  • Eine Referenzspannungschaltung REF stellt den einzelnen Schaltungskomponenten innerhalb der Steuerschaltung IC ein Referenzsignal zur Verfügung, das eine hohe Genauigkeit aufweist und idealerweise unabhängig von sämtlichen Umgebungsbedingungen ist. Sie ist zu diesem Zweck mit dem IC-Anschluß 6 bzw. GND und dem IC-Anschluß 1 bzw. VS, der an den Kondensator C7 (Figur 1) geschaltet ist, verbunden.
  • Eine Unterspannungsschutzschaltung USS wertet die Höhe der Versorgungsspannung am IC-Anschluß 1 (Figur 1) bzw. VS aus. Liegt diese Spannung unter einem vorgebbaren Wert, so wird die Ausgangsstufe AS über ein entsprechendes Signal über ihren Eingang ASE1 gesperrt und in einen definierten Anfangszustand gesetzt. Gleichzeitig wird der Zähler Z, wenn die genannte Spannung unter dem vorgebbaren Wert liegt, durch die Unterspannungsschutzschaltung USS über den Zählereingang ZE1 in seinen definierten Anfangszählzustand zurückgesetzt.
    • Funktionsweise der Steuerschaltung IC
  • Im folgenden wird die Funktionsweise des vorstehenden Ausführungsbeispiels der Steuerschaltung IC beschrieben:
  • Beim Anlegen der Netzspannung an die Gesamtanordnung wird bei ausreichend hoher Versorgungsspannung am IC-Anschluß 1 (Figur 1) bzw. VS für die Steuerung durch die Unterspannungsschutzschaltung USS über die Ausgangsstufe AS ein Integrator in der Stromreglerschaltung SR auf einen definierten Startwert gesetzt und der Halbbrückentransistor T1 eingeschaltet, der den Lastkreis an die gleichgerichtete und geglättete Netzspannung schaltet.
  • Dadurch beginnt im Lastkreis ein Stromfluß durch die Lampendrossel L2, den Kondensator C5, die beiden Wendeln der Lampe, den Kondensator C6 sowie den Widerstand R2, der aufgrund der resonanten Struktur des Lastkreises sinusförmig aufschwingt.
  • Am Ausgang des Integrators der Stromreglerschaltung SR ergibt sich nun eine cosinusförmig verlaufende Spannung, die sich ausgehend von einem fest definierten Anfangswert dem durch die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE gebildeten Sollwert im zeitlichen Verlauf der ersten Halbwelle des Laststroms im Lastkreis annähert.
  • Dabei kann die Ausgangsspannung des Integrators von einem hohen Startpegel aus sinken ("Abintegration" des Laststroms) oder von einem niedrigen Startwert aus zunehmen ("Aufintegration"). Im folgenden wird nur beispielhaft von einer Aufintegration ausgegangen.
  • Erreicht die Ausgangsspannung des Integrators den Sollwert, liefert ein Vergleicher der Stromreglerschaltung SR am Ausgang SRA1 ein impulsförmiges Signal (Figur 4f), das an die Ausgangsstufe AS weitergeleitet wird. Dies hat zur Folge, daß der eingeschaltete Halbbrückentransistor T1 ausgeschaltet wird und der zu diesem Zeitpunkt ausgeschaltete Transistor T2 nach einer von dem Totzeitglied TZG realisierten Totzeit tT (Figur 4, Zeilen e1 und e2) eingeschaltet wird. Während dieser Totzeit tT wird gleichzeitig der Integrator auf seinen Anfangswert zurückgesetzt. Nach Ablauf der Totzeit tT beginnt zeitgleich mit dem Einschalten des Transistors T2 der Integrator wieder mit der Integration des Resonanzstroms, bis seine Ausgangsspannung und der Sollwert wieder übereinstimmen, der Transistor T2 ausgeschaltet wird und die Totzeit abermals abläuft, bevor wieder T1 eingeschaltet wird und somit der Zyklus für die nächste und alle folgenden Schwingungen des Laststroms fortgesetzt wird.
  • Dieser selbstschwingende Ablauf bietet den Vorteil, daß kein Oszillator zur Anregung des Serienschwingkreises in der Steuerung vorhanden sein muß.
  • Die Istwert-Erfassung des Stroms IL im Lastkreis (Figur 1), und damit dessen Frequenz erfolgt in allen Betriebsphasen der Lampe mittels des Shuntwiderstandes R2, wobei der Spannungsabfall UShunt an diesem Widerstand der Eingangsstufe ES zugeführt wird.
  • Die Eingangsstufe ES verstärkt diesen Spannungsabfall und verarbeitet ihn beispielsweise so, daß jede Halbwelle des Laststroms einzeln von der der Eingangsstufe ES nachgeschalteten Stromreglerschaltung SR verarbeitet werden kann.
  • Die Stromreglerschaltung SR besteht aus einem in Figur 2 nicht dargestellten Integrator und aus einem in Figur 2 nicht dargestellten Vergleicher.
  • Der Integrator integriert das Ausgangssignal der Eingangsstufe ES, das am Eingang SRE1 übernommen wird, ausgehend von einer festen, vorgebbaren Anfangsspannung Uint(t=0) gemäß U int = 1 R int · C int · t =0 t = t Ende U Shunt ( t )· dt
    Figure imgb0004
     (t = 0, wenn T1 bzw. T2 eingeschaltet werden;
    t = t Ende , wenn T1 bzw. T2 ausgeschaltet werden)
    auf. In dieser Formel bezeichnen Rint und Cint einen Widerstand bzw. eine Kapazität, die zur schaltungstechnischen Realisierung einer Integrationsfunktion in SR erforderlich sind.
  • Der Vergleicher vergleicht die Ausgangsspannung Uint des Integrators mit von der Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE gebildeten Sollwerten (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5 in Figur 4) des Laststroms, die der Stromreglerschaltung SR über ihren Eingang SRE2 zugeführt werden.
  • Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE erzeugt in der Vorheizphase TV (Figur 4) einen ersten zeitlich konstanten Sollwert SW1 (Figur 4a) des Laststroms, der dem in der Vorheizphase gewünschten Istwert des Vorheizstroms entspricht.
  • In der Zündphase TZ (Figur 4) erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE einen zeitlich variablen Sollwert SW2(t) des Laststroms, welcher Sollwert ausgehend von dem ersten zeitlich konstanten Sollwert SW1 des Laststroms auf einen vorgebbaren Wert (z.B. SW2max in Figur 4a) geführt wird.
  • In einem ersten Teil TA1 der Anlaufphase TA erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE einen zweiten zeitlich konstanten Sollwert SW3 des Laststroms, welcher Sollwert einem gewünschten Istwert des Laststroms im ersten Teil TA1 der Anlaufphase TA entspricht.
  • In einem daran anschließenden zweiten Teil TA2 der Anlaufphase TA erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE einen zweiten zeitlich variablen Sollwert SW4(t) des Laststroms, welcher Sollwert ausgehend vom Sollwert SW3 des Laststroms auf einen Sollwert SW5 des Laststroms in der Normalbetriebsphase TN geführt wird.
  • In der Normalbetriebsphase TN erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE den dritten zeitlich konstanten Sollwert SW5 des Laststroms, welcher Sollwert einem gewünschten Istwert des Laststroms in der Normalbetriebsphase TN entspricht.
  • Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE wird sowohl von Ausgangssignalen des Zählers Z (über den Eingang SWEE1) als auch von Ausgangssignalen des D/A-Wandlers DAW (über den Eingang SWEE2) gesteuert.
  • Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE erzeugt wie bereits erwähnt den der jeweiligen Betriebsphase entsprechenden Sollwert für die Strom-Zeit-Fläche einer Halbwelle des Stroms IL im Lastkreis. Über ihren Eingang SWEE1 erhält die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE vom Ausgang ZA2 des Zählers Z (Figur 4h) die Information, ob sich die Gesamtanordnung in der Vorheizphase TV bzw. in der Zündphase TZ (Lampe EL brennt nicht) oder in der Anlaufphase TA bzw. Normalbetriebsphase TN (Lampe EL brennt) befindet.
  • Für beide Phasengruppen (1: Lampe brennt nicht; 2: Lampe brennt) wird ein über jeweils einen externen Widerstand (R3, R4) vorgebbarer zeitlich konstanter Sollwert (vgl. Figur 4a: SW1 bzw. SW5) erzeugt. Liefert nun der D/A-Wandler DAW ein analoges Signal über den Eingang SWEE2 an die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE, so wird in Abhängigkeit vom Zustand des Eingangssignals an dem Eingang SWEE1 der eine zeitkonstante Sollwert SW1 (definiert durch R3, Vorheiz-/Zündphase) oder der andere zeitkonstante Sollwert SW5 (definiert durch R4, Anlauf-/Normalbetriebsphase) entsprechend dem zeitlichen Verlauf und der Größe des analogen Signals an dem Eingang SWEE2 der Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE verändert. Damit wird ein erster zeitlich variabler Sollwert SW2(t), ein dritter zeitlich konstanter Sollwert SW3 und ein zweiter zeitlich variabler Sollwert SW4(t) gebildet.
  • Der Vergleicher der Stromreglerschaltung SR liefert über den SR-Ausgang SRA1 immer dann einen Schaltimpuls (Figur 4f) an die Ausgangsstufe AS, wenn die aufintegrierte Ist-Strom-Zeitfläche eine Soll-Strom-Zeitfläche und damit die entsprechende Ausgangsspannung Uint des Stromreglerschaltungs-Integrators den jeweiligen Sollwert (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5) überschreitet.
  • Weiterhin wird während jeder Totzeit tT (Figur 4e1, 4e2) des Totzeitglieds TZG der Integrator der Stromreglerschaltung SR über deren dritten Eingang SRE3, der mit dem Ausgang ASA2 der Ausgangsstufe AS verbunden ist, in seinen Anfangszustand gesetzt, um den nächsten Aufintegriervorgang für die nächste Halbwelle des Laststroms IL zu beginnen.
  • Der Taktgenerator TG besteht aus einem Zeitglied, das eine Periodendauer tTG definiert, nach deren Ablauf ein zeitlich begrenzter Ausgangsimpuls (Figur 4c) am Taktgeneratorausgang TGA2 erzeugt wird, und aus einem Rückkopplungsnetzwerk, das gewährleistet, daß die Periodendauer nach der Erzeugung dieses Ausgangsimpulses erneut abläuft. Der sich dadurch ergebende freilaufende Multivibrator schwingt mit der Eigenschwingungsfrequenz f TG = 1 t TG .
    Figure imgb0005
  • Die Periodendauer tTG ist mit dem externen Widerstand R6 (Figur 1) vorgebbar.
  • Der Taktgenerator TG weist einen Steuereingang TGE1 auf, um ihn als Zeitmeßglied verwenden zu können: Wird ein Steuersignal an diesen Steuereingang TGE1 gelegt, wird das Zeitglied - solange das Steuersignal anliegt - in denjenigen Zustand versetzt, in dem es sich im freischwingenden Betrieb zu Anfang jeder Schwingungsperiode befindet.
  • Damit ist es mit dem Taktgenerator möglich, unabhängig vom momentanen Zustand seines Zeitglieds den Beginn einer Periodendauer einer von der Eigenschwingungsfrequenz fTG abweichenden Schwingungsfrequenz vorzugeben.
  • Am Ausgang TGA2 liefert der Taktgenerator TG immer dann Schaltimpulse (Figur 4d), wenn sein Zeitglied durch sein Rückkopplungsnetzwerk nach Ablauf einer Periodendauer tTG in den dem Anfang einer Periodendauer tTG entsprechenden Zustand zurückgesetzt wird.
  • Am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG werden die Schaltsignale, die das Zeitglied des Taktgenerators in seinen Anfangszustand versetzen, zur Verfügung gestellt und dem Zähler Z zugeführt. Arbeitet der Taktgenerator TG in der Zündphase TZ als Zeitmeßglied, werden am Ausgang TGA2 zuerst keine Signale erzeugt, über den Ausgang TGA1 werden Schaltsignale mit der der Inverterfrequenz entsprechenden Frequenz an den Zähler Z weitergegeben. Im freilaufenden Betrieb TV, TA und TN erzeugt der Taktgenerator TG an beiden Ausgängen TGA1 und TGA2 zeitgleiche und gleichfrequente Signale.
  • An dem Ausgang TGA2 des Taktgenerators wird in der Zündphase (die noch zu beschreibende ZE ist aktiviert) genau dann ein Impuls (Figur 4d) erzeugt, wenn die Dauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltimpulsen am Steuereingang TGE1 des Taktgenerators größer ist als die Periodendauer der durch das Zeitglied definierten Periodendauer tTG der Eigenschwingungsfrequenz fTG des Taktgenerators.
  • Der Zähler Z wird über seinen Eingang ZE1 von der Unterspannungsschutzschaltung USS in einen definierten Anfangszählzustand gesetzt. Ausgehend von diesem Anfangszählzustand zählt der Zähler Z die über seinen Eingang ZE2 vom Taktgenerator TG zugeführten Schaltsignale. Beim Erreichen eines vorgebbaren Zählstandes, der nach der gewünschten Dauer TV (Figur 4) der Vorheizphase erfolgt, aktiviert der Zähler Z über seinen Ausgang ZA1 die Zünderkennungsschaltung ZE, womit die Zündphase beginnt.
  • Über den Zählereingang ZE3 wird dem Zähler Z das Ende der Zündphase angezeigt.
  • Über den Zustand des am Zählerausgang ZA1 zur Verfügung stehenden Signals zeigt der Zähler Z die Zündphase an. Über den Zustand des am Ausgang ZA2 zur Verfügung stehenden Signals zeigt der Zähler Z an, ob sich die Gesamtanordnung in der Vorheiz-/Zündphase TV/TZ (Lampe brennt nicht) oder in der Anlauf-/Normalbetriebsphase TA/TN (Lampe brennt) befindet.
  • An seinem Ausgang ZA3 stellt der Zähler Z bestimmte Einzelsequenzen vorgebbarer, aufeinanderfolgender Zählwerte (d.h. z.B. die Zählerstände 298 bis 450) zur Verfügung, die in dem D/A-Wandler DAW in analoge, dem aktuellen Zählerstand entsprechende Signale umgewandelt werden. Diese analogen, zeitveränderlichen Signale ermöglichen die zeitkontinuierlichen Veränderungen der Sollwerte SW2(t) und SW4(t) für die Strom-Zeit-Fläche einer Stromhalbwelle im Lastkreis, die der Stromreglerschaltung SR in der Zündphase TZ und in dem Teil TA2 (Figur 4) der Anlaufphase TA vorgegeben werden.
  • Der D/A-Wandler DAW wandelt die ihm vom Zähler Z übergebenen Zählerstände in analoge Signale um. Werden keine Zählerstände am Ausgang ZA3 des Zählers Z zur Verfügung gestellt, liefert DAW kein Signal an die Stromsollwerterzeugungschaltung SWE.
  • Die Ausgangsstufe AS steuert das nachgeschaltete Totzeitglied TZG mit einem binären Signal so an, daß nach jedem Schaltsignal, das an einem ihrer Eingänge ASE2 (verbunden mit der Stromreglerschaltung SR) oder ASE3 (verbunden mit der Zünderkennungsschaltung ZE) auftretenden Schaltsignal dieses binäre Ausgangssignal ASA1 seinen Zustand wechselt (Funktion eines Toggle-Flip-Flops). Über den Eingang ASE1 kann die Ausgangsstufe durch die Unterspannungsschutzschaltung USS in einen definierten Zustand gebracht werden.
  • Das Totzeitglied TZG wird von der Ausgangsstufe AS mit einem binären Signal beaufschlagt, das den Zustand der Halbbrücke (T1, T2 in Figur 1) anzeigt. Wechselt der Zustand dieses Signals am Ausgang ASA1 der Ausgangsstufe bzw. am Eingang TZGE1 des Totzeitglieds TZG, so deaktiviert das Totzeitglied TZG ohne Verzögerung den gerade aktivierten Treiber (z.B. TT1) und aktiviert nach Ablauf der durch einen externen Widerstand R5 vorgebbaren Totzeit tT den zuletzt inaktiven Treiber (z.B. TT2) (Figur 4e, 4e1, 4e2).
  • Zwei Leistungstreiber TT1, TT2 verstärken die Steuersignale des Totzeitglieds TZG und steuern direkt über die IC-Anschlüsse 8 bzw. LVG (Low Voltage Gate) und 10 bzw. HVG (High Voltage Gate) die Halbbrückentransistoren T1, T2 (Figur 1) an.
  • Die Zünderkennungsschaltung ZE arbeitet als Durchschalteinrichtung für Signalpfade: Zeigt der Zähler Z durch ein Signal an seinem Ausgang ZA1 der Zünderkennungsschaltung ZE den Beginn der Zündphase TZ an (Figur 4g), legt diese den Taktgeneratorausgang TGA2 an den Eingang ASE3 der Ausgangsstufe AS und den Ausgang ASA1 der Ausgangsstufe AS an den Taktgeneratoreingang TGE1.
  • ZE schaltet also Signalwege von AS zu TG frei, wobei das Zeitglied von TG durch Steuerimpulse von AS in seinen dem Beginn einer Periodendauer des Zeitglieds entsprechenden Zustand gesetzt wird (Verbindungspfad zwischen ZEE2 und ZEA1) und wobei der Ausgangsstufe AS an ihrem Eingang ASE3 ein Steuerimpuls vom Ausgang TGA2 des TG zugeführt wird (Verbindungspfad zwischen ZEE1 und ZEA2).
  • Dadurch ist es möglich, daß die Ausgangsstufe AS in der Zündphase den Taktgeneratorausgang TGA1 mit der Frequenz des Inverters synchronisiert, wobei am Taktgeneratorausgang TGA2 solange kein Schaltimpuls auftritt, wie die durch die Stromreglerschaltung SR definierte Inverterfrequenz fInv (Figur 3) größer ist als die Frequenz fTG des freilaufenden Taktgenerators TG.
  • Während der Zündphase TZ kann der Taktgenerator TG nach Ablauf der im Zeitglied eingeprägten Periodendauer tTG den Zustand der Ausgangsstufe AS ändern und damit dem Zähler Z über dessen Eingang ZE3 die Zündung anzeigen, wodurch die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE den Sollwert auf den der Anlaufphase TA entsprechenden Wert SW3 setzt.
  • Dies ist genau dann der Fall, wenn die Zeitdauer zwischen 2 Schaltimpulsen des SR während der Zündphase größer als die Periodendauer tTG des TG ist.
  • Die von der in Figur 2 dargestellten Steuereinrichtung IC realisierten Funktionen können auch von einer anders strukturierten Steuereinrichtung, insbesondere auch von einem Mikroprozessor realisiert werden.
  • In Figur 3 wird ein schematisches Bild des Frequenzbereichs des Arbeitsbereiches der Gesamtanordnung gezeigt. An der Abszisse ist der Frequenzbereich, in dem der Inverter arbeitet, angegeben und an der Ordinate ist der Strom IL im Lastkreis bzw. die Spannung UL über der Entladungslampe EL angegeben.
  • Figur 3 zeigt zwei Güteverläufe:
    • 1. Den Güteverlauf G1 des Lastkreises vor der Zündung der Lampe mit der Polstelle fres1 mit dem zugehörigen Frequenzbereich fTVmin ≤ fInv ≤ fTVmax, der durch die Anforderungen an die Vorheizung der Wendeln der Lampe gegeben ist.
    • 2. Den Güteverlauf G2 des Lastkreises mit gezündeter Lampe mit der Polstelle fres2.
  • Die obere Grenze fTVmax für die Inverterfrequenz fInv während der Vorheizungsphase TV ist dadurch gegeben, daß bei einer gegebenen Vorheizdauer TV ein für die eingesetzten Lampenwendeln minimaler Vorheizstrom IL nicht unterschritten werden darf, da sonst die Wendeln nicht ausreichend emissionsfähig sind.
  • Die untere Grenze fTVmin für die Inverterfrequenz fInv während der Vorheizungsphase TV ist dadurch gegeben, daß die Spannung UL über der Lampe EL am Kondensator C5 (Figur 1) während der Vorheizphase der Wendeln einen durch die Lampe definierten Höchstwert nicht überschreiten darf, weil es sonst zu eher Zündung vor Ablauf der Vorheizung kommen kann (Frühzündung).
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe EL wird die Frequenz f Inv = f TV
    Figure imgb0006
     des Inverters und damit des Laststroms IL so geregelt, daß sie mit der unteren Grenze fTVmin des Frequenzbereichs nahezu übereinstimmt. Dadurch wird eine optimale Vorheizung der Wendeln in sehr kurzer Zeit erreicht. Neben diesem signifikanten Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens bietet dieses den weiteren Vorteil, daß auf die der Erwärmung der Wendeln folgende Abnahme der Güte des Lastkreises (und damit des bei konstanter Frequenz abnehmenden Stroms) in der Weise reagiert werden kann, daß durch eine geregelte Abnahme der Inverterfrequenz fInv die Spannung über der Lampe und der Strom durch die Wendeln während der Vorheizung nahezu konstant bleibt.
  • Am Ende der Vorheizphase TV wird die Frequenz f Inv = f TZ (t)
    Figure imgb0007
     des Inverters so reduziert, daß sie sich der Polstelle fres1 des Lastkreises nähert und dadurch eine zur Zündung der Lampe ausreichende Spannung UL über der Lampe (EL/C5) generiert wird.
  • Wie bereits beschrieben, springt im Augenblick der Zündung der Lampe EL die Polstelle des Lastkreises auf den Wert fres2, da nun die lampenparallele Kapazität (C5 in Figur 1) durch die Lampe nahezu kurzgeschlossen wird.
  • Der Lastkreis hat bei und nach der Zündung eine deutlich niedrigere Eigenresonanzfrequenz verglichen mit der Eigenresonanzfrequenz vor der Zündung.
  • Bei der erfindungsgemäßen Zünderkennung wird dieser Frequenzsprung erkannt, wobei die Dauer, die zum Erreichen einer Soll-Strom-Zeitfläche durch die Ist-Strom-Zeitfläche verstreicht, mit der Periodendauer tTG eines Taktgenerators verglichen wird.
  • Die Frequenz fTG (Figur 3) des Taktgenerators wird erfindungsgemäß so gewählt, daß sie kleiner als die Polstellenfrequenz fres1 und größer als die Polstellenfrequenz fres2 ist.
  • Während der Vorheizung ist die Frequenz fTG des Taktgenerators TG erfindungsgemäß solange kleiner als die Inverterfrequenz fInv, solange die Lampe nicht gezündet hat.
  • Nach der Zündung der Lampe EL ist erfindungsgemäß das Zeitintervall, in dem in der Stromreglerschaltung SR die Ist-Strom-Zeit-Fläche auf den dem Sollwert entsprechenden Wert aufintegriert wird, länger als die Periodendauer tTG des Taktgenerators TG. Das heißt, daß die Frequenz tTG des Taktgenerators TG nach der Zündung größer als die Inverterfrequenz fInv ist.
  • In der Anlaufphase TA und in der Normalbetriebsphase TN wird die Inverterfrequenz fInv so geregelt, daß sich bei einem aktuellen gegebenen Güteverlauf G2 des Lastkreises bei gezündeter Lampe der gewünschte Laststrom IL einstellt. fTA ist die Inverterfrequenz fInv in der Anlaufphase und fTN ist die Inverterfrequenz fInv in der Normalbetriebsphase. Bei dem kontinuierlichen Übergang von der Anlaufphase in die Normalbetriebsphase steigt die Inverterfrequenz fInv entsprechend der Abnahme des Sollwerts SW4 (t) von f Inv = f TA
    Figure imgb0008
     auf f Inv = f TN
    Figure imgb0009
    .
  • Figur 4 zeigt a) den zeitlichen Verlauf der Laststromsollwerte, b) die Ausgangsspannung des Zeitgliedes des Taktgenerators TG, c) die Spannung am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG, d) die Spannung am Ausgang TGA2 des Taktgenerators TG, e) die Spannung am Ausgang ASA1 der Ausgangsstufe AS, e1) die Spannung am Ausgang TT1A1 des Treibers TT1, e2) die Spannung am Ausgang TT2A1 des Treibers TT2, f) die Spannung am Ausgang SRA1 der Stromreglerschaltung SR, g) die Spannung am Ausgang ZA1 des Zählers Z, und h) die Spannung am Ausgang ZA2 des Zählers Z.
  • Die genannten Spannungsverläufe werden für die Vorheizphase TV, die Zündphase TZ mit dem Zündzeitpunkt tZ, der Anlaufphase TA und für den Normalbetrieb TN dargestellt.
  • In Figur 4a ist die Entwicklung der Sollwerte SW1, SW2(t), SW3, SW4(t) und SW5 dargestellt. Der Wert SW2(t) steigt, bis die Zündung erkannt wird (Zeitpunkt tZE). Im Zeitraum TA1 wird SW3 gebildet. Im Anschluß daran (wenn der Zähler einen bestimmten Zählstand erreicht hat) wird im Zeitraum TA2 der Sollwert SW4(t) in Abhängigkeit der von DAW gebildeten Analogsignale gebildet. Schließlich wird im Anschluß daran (wenn der Zähler einen weiteren bestimmten Zählstand erreicht hat) im Zeitraum TN der Sollwert SW5 gebildet.
  • In Figur 4b ist der Verlauf der Ausgangsspannung des Zeitglieds des Taktgenerators TG dargestellt. In den Zeiträumen TV, TA (TA1 und TA2) und TN arbeitet der Taktgenerator im freischwingenden Betrieb mit der Periodendauer tTG. Ab dem Beginn der Zündphase TZ wird das Zeitglied beim ersten und jedem weiteren Auftreten eines Signals am Ausgang SRA1 des Stromreglers SR in seinen Anfangszustand versetzt und dadurch mit der Frequenz fInv des Inverters synchronisiert. Tritt am Ausgang SRA1, bedingt durch die Zündung der Lampe, kein Signal innerhalb der Periodendauer tTG auf, wird damit die zum Zeitpunkt tZ erfolgte Zündung der Lampe erkannt und die Zündphase beendet.
  • In Figur 4c sind die Signale am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt immer dann auf, wenn das Zeitglied des Taktgenerators in seinen Anfangszustand gesetzt wird (Figur 4b). Während der Zündphase TZ entspricht die Frequenz der Schaltimpulse an TGA1 der Inverterfrequenz fInv (synchronisierter Betrieb), außer der Zündphase der Frequenz fTG des freischwingenden Taktgenerators.
  • In Figur 4d sind die Signale am Ausgang TGA2 des Taktgenerators TG dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt nur dann auf, wenn das Zeitglied des Taktgenerators durch das Rückkopplungsnetzwerk am Ende seiner Periodendauer tTG in seinen Anfangszustand gesetzt wird (Figur 4b). Während der Zündphase TZ treten keine Schaltimpulse auf, solange das Zeitglied durch die Signale am Eingang TGE1 vor Ablauf der Periodendauer tTG zurückgesetzt wird.
  • Figur 4e zeigt das Ausgangssignal ASA1 der Ausgangsstufe AS. In Abhängigkeit des Werts des Ausgangssignals werden, wie in Figuren 4e1 und 4e2 gezeigt, die beiden Halbbrückenschaltelemente T1, T2 angesteuert. Unmittelbar nach jedem Zustandswechsel, bei dem ein aktiviertes Schaltelement deaktiviert wird, beginnt eine Totzeit tT, nach deren Ablauf das vorher inaktive Schaltelement aktiviert wird.
  • In Figur 4f sind die Signale am Ausgang SRA1 der Stromreglerschaltung SR dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt immer dann auf, wenn die erfaßte Ist-Strom-Zeitfläche größer wird als die vorgegebene Soll-Strom-Zeitfläche. Die Schaltimpulse bewirken einen Zustandswechsel der Ausgangsstufe AS bzw. des Signals ASA1 (Figur 4e). Unmittelbar nach dem Zündzeitpunkt tZ tritt innerhalb einer Periodendauer tTG des Taktgenerators TG kein Schaltimpuls am Ausgang SRA1 auf.
  • Figur 4g zeigt das Ausgangssignal ZA1 des Zählers Z, welches die Zündphase TZ beispielsweise durch ein Signal "1" anzeigt.
  • Figur 4h zeigt das Ausgangssignal ZA2 des Zählers Z, welches das Brennen der Lampe EL (Anlaufphase TA und Normalbetriebsphase TN) beispielsweise durch ein Signal "1" anzeigt.

Claims (30)

  1. Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe (EL), mit einem Lastkreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelgeschalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das einen im Lastkreis fließenden Laststrom (IL) erfaßt, und mit einem Inverter, der als Halbbrückenanordnung mit zwei Schaltelementen (T1, T2) ausgeführt sein kann, die mit einer Frequenz (fInv) des Inverters fremdgesteuert werden,
    dadurch gekennzeichnet, daß folgende Verfahrensschritte durchgeführt werden
    - in der Vorheizphase (TV)
    - Erfassen des Istwerts des Laststroms (IL);
    - Bilden eines ersten zeitlich konstanten Sollwerts (SW1) des Laststroms (IL), welcher einem gewünschten Istwert eines Laststroms in der Vorheizphase entspricht;
    - Aktivieren eines Taktgenerators (TG), der mit einer Frequenz (fTG) freiläuft, die kleiner ist als die Polstellenfrequenz (fres1) des Lastkreises bei nicht gezündeter Lampe und die größer ist als die Polstellenfrequenz (fres2) des Lastkreises bei gezündeter Lampe;
    - Beenden der Vorheizphase nach Ablauf eines ersten vorgebbaren Zeitraums (TV);
    - in der Zündphase (TZ)
    - Erfassen des Istwerts des Laststroms (IL) im Lastkreis;
    - Bilden eines zeitlich variablen Sollwerts (SW2(t)) des Laststroms, welcher Sollwert (SW2(t)) ausgehend von dem zeitlich konstanten Sollwert (SW1) des Laststroms (IL) auf einen vorgebbaren Wert (SW2max) geführt wird;
    - Synchronisieren des Taktgenerators (TG) mit der Frequenz (fInv) des Inverters;
    - Beenden der Zündphase, sobald der Sollwert des Laststroms (IL) einen Wert erreicht, bei dem eine Einschaltdauer eines Halbbrückenschaltelements größer wird als die Periodendauer ( t TG = 1/f TG
    Figure imgb0010
    ) des freilaufenden Taktgenerators (TG),
    - im Normalbetrieb (TN)
    - Erfassen des Istwerts des Laststroms (IL); und
    - Bilden eines zweiten zeitlich konstanten Sollwerts (SW5) des Laststrom, welcher Sollwert (SW5) einem gewünschten Istwert des Laststroms im Normalbetrieb entspricht.
  2. Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe (EL), mit einem Lastkreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelgeschalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das einen im Lastkreis fließenden Laststrom (IL) erfaßt, und mit einem Inverter, der als Halbbrückenanordnung mit zwei Schaltelementen (T1, T2) ausgeführt sein kann, die mit einer Frequenz (fInv) des Inverters fremdgesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Betriebsphase der Lampe jede einzelne Halbperiodendauer des Laststroms auf einen vorgebbaren Sollwert geregelt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß positive und negative Halbwellen des Laststroms (IL) auf denselben Sollwert geregelt werden.
  4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Regelung der Periodendauer des Laststroms der Istwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung oder einer Vollschwingung des Laststroms erfaßt wird und daß diese Fläche mit dem Sollwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung oder einer Vollschwingung des Laststroms in der jeweils aktuellen Betriebsphase verglichen wird, daß bei Übereinstimmen von Ist- und Sollwert des Laststroms der Inverter in der Weise angesteuert wird, daß ein gerade aktiviertes Schaltelement (T2) deaktiviert wird und ein gerade nicht aktiviertes Schaltelement (T1) aktiviert wird.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Deaktivieren des gerade aktivierten Schaltelements (T2) und dem Aktivieren des gerade nicht aktivierten Schaltelements (T1) eine vorgebbare Totzeit (tT, Figur 4e) realisiert wird.
  6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in einem ersten Zeitraum (TA1) einer Anlaufphase (TA) unmittelbar nach Beendigung der Zündphase ein dritter zeitlich konstanter Sollwert (SW3, Fig. 4a) des Laststroms gebildet wird.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in einem zweiten Zeitraum (TA2) der Anlaufphase (TA) ein zweiter zeitlich variabler Sollwert (SW4(t)) gebildet wird, der ausgehend von dem dritten zeitlich konstanten Sollwert (SW3) kontinuierlich in den zweiten zeitlich konstanten Sollwert (SW5) übergeführt wird.
  8. Verfahren nach Anspruch 1 und 2.
  9. Verfahren nach Anspruch 8 und einem der Ansprüche 3 bis 7.
  10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Entladungslampe (EL), einen Lastkreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelgeschalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das den Laststrom erfaßt, sowie einen Inverter, der als Halbbrückenanordnung mit fremdgesteuerten Schaltelementen (T1, T2) ausgebildet ist, und einen Taktgenerator (TG) aufweist.
  12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (IC) zur Ansteuerung der fremdgesteuerten Schaltelemente (T1, T2), wobei Betriebsparameter der Steuerschaltung (IC) durch Widerstände (R3, R4, R5, R6) vorgebbar sind.
  13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) den Taktgenerator (TG), eine Zünderkennungsschaltung (ZE) und einen Zähler (Z) aufweist.
  14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) eine Stromsollwerterzeugungsschaltung (SWE) aufweist.
  15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) eine Stromreglerschaltung (SR) aufweist.
  16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) ein Totzeitglied (TZG) und einen ersten und einen zweiten Treiber (TT1, TT2) für die fremdgesteuerten Schaltelemente (T1, T2) aufweist.
  17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) als integrierte Schaltung realisiert ist.
  18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) ein die Periodendauer (tTG) seiner Eigenschwingungsfrequenz (fTG) definierendes Zeitglied aufweist und in der Weise ausgestaltet ist, daß er bei einem Zurücksetzen des Zeitglieds in den Zustand, den es zu Beginn einer Periodendauer hat, dem Zähler (Z) einen Impuls zur Verfügung stellt.
  19. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) mit dem Zähler (Z) verbunden ist, der Ausgangssignale des Taktgenerators (TG) zählt und der bei Erreichen vorgebbarer Zählwerte Signale bildet, die zur Bildung der Sollwerte (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5) des Laststroms verwendet werden.
  20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale betriebsphasenindividuell sind.
  21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) einen Steuereingang (TGE1) aufweist, mit dem unabhängig vom momentanen Zustand seines Zeitglieds der Beginn jeder Periodendauer einer von der Eigenschwingungsfrequenz (fTG) abweichenden Schwingungsfrequenz vorgegeben wird.
  22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Zünderkennungsschaltung (ZE) durch den Zähler (Z) beim Erreichen eines vorgebbaren Zählerstandes, der den Beginn der Zündphase (TZ) anzeigt, aktiviert wird.
  23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Zünderkennungsschaltung (ZE) Signalwege (ASA1 - TGE1; TGA2 - ASE3) von einer Ausgangsstufe (AS) zum Taktgenerator (TG) in der Weise freischaltet, daß das Zeitglied des Taktgenerators (TG) durch Steuerimpulse der Ausgangsstufe (AS) in seinen dem Beginn einer Periodendauer des Zeitglieds entsprechenden Zustand gesetzt wird, und daß ein Steuerimpuls an einem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) der Ausgangsstufe (AS) zugeführt wird.
  24. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß an einem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) in der Zündphase (TZ) genau dann ein Impuls erzeugt wird, wenn die Dauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltimpulsen am Steuereingang (TGE1) des Taktgenerators (TG) größer ist als die Periodendauer (tTG) der durch das Zeitglied definierten Periodendauer der Eigenschwingungsfrequenz (fTG) des Taktgenerators (TG).
  25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß beim erstmaligen Auftreten eines Schaltimpulses an dem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) in der Zündphase (TZ) die Zünderkennungsschaltung (ZE) deaktiviert und die Zündphase beendet wird.
  26. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündphase (TZ) spätestens bei Erreichen eines vorgebbaren Zählerstandes des Zählers (Z) beendet wird.
  27. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß Sollwerte für Strom-Zeit-Flächen des Laststroms (IL) für die Betriebsphasen, in denen die Lampe brennt, und die Betriebsphasen vor der Zündung der Lampe getrennt über jeweils einen Widerstand (R3; R4) einstellbar sind.
  28. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Totzeit (tT; Fig. 4e, 4e1, 4e2) des Totzeitgliedes (TZG) durch einen Widerstand (R5) einstellbar ist.
  29. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (fTG), mit der der Taktgenerator (TG) schwingt, über einen Widerstand (R6) einstellbar ist.
  30. Verwendung einer Steuerschaltung (IC) für eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 10.
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