EP0395776A1 - Elektronisches Vorschaltgerät - Google Patents

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EP0395776A1
EP0395776A1 EP89107955A EP89107955A EP0395776A1 EP 0395776 A1 EP0395776 A1 EP 0395776A1 EP 89107955 A EP89107955 A EP 89107955A EP 89107955 A EP89107955 A EP 89107955A EP 0395776 A1 EP0395776 A1 EP 0395776A1
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EP
European Patent Office
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capacitor
voltage
inverter
rectifier
circuit
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EP89107955A
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Peter Krummel
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Siemens AG
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Siemens AG
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Publication date
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Priority to ES89107955T priority patent/ES2049772T3/es
Priority to JP2111898A priority patent/JP2690382B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters

Definitions

  • the invention relates to an electronic ballast for fluorescent lamps with an inverter in the form of a switch and capacitor branches existing bridge arrangement in which the inverter on the input side, the mains AC voltage supplied via a rectifier circuit and the output side at least one load circuit consisting of the series connection of a throttle with the parallel circuit from a firing capacitor and a fluorescent tube, in which the rectifier circuit further comprises a rectifier on the output side is connected via at least one diode rectified for the rectified mains alternating current in the forward direction diode connected to the output of the rectifier circuit forming the charging capacitor and in which between the common Connecting point of rectifier and diode and that output side connection of the inverter, the load circuit and electrically effective r bridge capacitor are connected together, a sine correction capacitor is provided.
  • the sinusoidal correction capacitor serves for the prescribed sinusoidal form of the power consumed by the ballast during operation.
  • the ballast receives a constant energy from the mains.
  • This requires a strong dependence of the effective operating voltages of changes in the mains voltage and / or the load supplied by the inverter.
  • This dependence requires internally not only a design of the DC supply voltage for the inverter supporting electrolytic capacitor for a higher voltage value but also makes special measures for monitoring this DC voltage required. If the monitoring detects that the internal DC voltage is too high, it either switches off the entire ballast or shuts down the sine correction function caused by the sine correction capacitor. Both measures are associated with serious operational disadvantages.
  • the fluorescent lamp goes out, in the second case, the prescribed current consumption from the mains is no longer present, resulting in impermissible harmonics and a power factor deterioration.
  • the invention has for its object to provide for an electronic ballast of the kind mentioned in the introduction a further solution that prevents the described operational disadvantages with changes in the AC mains voltage and / or the load of the load circuit with the aid of simple circuitry measures.
  • the circuit for a known electronic ballast consists of an inverter WR, the AC line voltage un via a rectifier circuit GS is supplied on the input side.
  • the inverter WR consists of a switch bridge arrangement, each having a switch SH and SL in two branches and a capacitor CH and CH 'in two branches.
  • the output of the inverter WR is given by the common connection points on the one hand of the two switches SH, SL and on the other hand, the capacitors CH, CH ', on which the load circuit LA is turned on.
  • the load circuit LA in turn consists of the series connection of the inductor L with the parallel circuit of the ignition capacitor CZ and the fluorescent tube LL.
  • the switches SH and SL are switched on and off in the change of a non-specified high-frequency oscillation which controls them. In this way, the load circuit is acted upon in the rhythm of the high-frequency oscillation with a rectangular alternating voltage whose amplitude is determined by the voltage applied to the inverter input charging capacitor voltage UE.
  • the rectifier circuit GS has on the input side a rectifier GL for a full-wave rectification whose output terminals are each connected via a poled in the direction of the rectified AC diode DK and DK 'to the charging capacitor CEL, which supports the rectified AC line voltage and at the same time the output of the rectifier circuit GS represents.
  • the inverter WR In order for the inverter WR to draw a current from the network which has the required sinusoidal shape during operation, the common connection point between an output terminal of the rectifier GL and a diode DK or DK 'on the one hand and the common connection point through the capacitors CH, CH 'given common connection point of the capacitive switch branches of the switch bridge arrangement of the inverter WR, a sine correction capacitor CS or CS' is provided.
  • the inverter WR has the freewheeling diodes DFL and DFH, which are still required for proper switch operation, in parallel with the switches SL and SH implemented by power transistors.
  • this known circuit has the property that the inverter WR receives a constant energy from the grid, as long as the switching frequency of its switches SH and SL does not change. This results in a strong dependence of the circuit of mains voltage changes and / or changes in the load of the load circuit LA. With decreasing AC voltage or decreasing load of the load circuit thus increases the charging capacitor voltage UE very quickly beyond an allowable limit, resulting in protective measures that have already described serious operating disadvantages.
  • the known circuit of Fig. 1, which shows a symmetrical structure, can be, without their function undergoes a change, thereby simplify that on the one hand to the diode DK 'and the sine correction capacitor CS' is omitted.
  • the two capacitors CH and CH ' are in parallel with each other in their electrical effectiveness, on the capacitor CH' while doubling the capacitance value of the capacitor CH in the following electrically effective bridge capacitor CH called, be waived.
  • Such a simplified inverter circuit shows the preferred embodiment of an electronic ballast according to the invention in Fig. 2.
  • the circuit of the inverter In contrast to the inverter WR according to FIG. 1, WR is now supplemented by the series connection of two clamping diodes DBL and DBH, which are connected in parallel with the charge capacitor voltage at the charging capacitor CEL in the opposite polarity. Their common connection point is at the same time the load circuit LA and the electrically effective bridge capacitor CH common output side connection of the inverter WR.
  • the electrically effective bridge capacitor CH represents the half-bridge capacitor of the switch bridge arrangement.
  • clamp diodes DBH and DBL By the clamp diodes DBH and DBL is ensured that when occurring mains voltage fluctuations and / or changes in the load of the load circuit LA on the one hand, the reference potential GND and on the other hand, the DC link potential UZW and thus the charging capacitor voltage US are kept largely stable. A shutdown of the complete device or a paralysis of the sine correction function to protect against excessive overvoltages is therefore no longer necessary.
  • the preferred circuit of the electronic ballast circuit of FIG. 2 differs from the known circuit of FIG. 1 further characterized in that provided in the connection path between the one output side terminal of the rectifier GL and the common connection point of diode DK and sine correction capacitor CS, a charging choke LK is and that in addition the AC line voltage un the rectifier circuit GS is supplied via a harmonic filter FE.
  • the inductance of the charging inductor LK is dimensioned for a value at which the charging inductor LK is fully reloaded in the rhythm of the high-frequency oscillation for the control of the switches SH and SL only at low values of the instantaneous mains alternating current, ie in the region of its zero crossings.
  • a corresponding time diagram of the charging inductor current ilk is shown in FIG. 3.
  • the inductance of the charging inductor LK must be chosen to be relatively large. With a small inductance, the harmonic content of the mains current can indeed be reduced, however then a greater effort in the field of harmonic filter FE required to ensure the requirements of a sufficient radio interference suppression.
  • the high-frequency current modulation remains within small limits, so that the effort for the harmonic filter FE, as indicated in Fig. 2, can be limited to a two windings having choke and a capacitor.
  • the inductance of the charge inductor LK can basically be varied within wide limits, without the limiting effect of the clamp diodes DBH and DBL being impaired as a result.
  • the electrically effective bridge capacitor CH has a value at which its charging voltage largely follows the high-frequency load circuit current. Furthermore, it is expedient, the capacity of the sine correction capacitor CS much larger than the capacitance of the electrically effective bridge capacitor CH to choose.
  • the capacitance ratio of sine correction capacitor CS to the electrically effective bridge capacitor CH Expediently has a value between 1.5 and 4, preferably the value 2.
  • FIGS. 4 to 7 For a better understanding of the operation of the circuit of FIG. 2, this circuit is shown once again in FIGS. 4 to 7, together with the main occurring during a mains half-wave currents as a function of the different switch positions of the switches SL and SH within a period of high-frequency , the switch controlling oscillator oscillation.
  • a switching period has four switching phases to be distinguished from one another.
  • the switching phase 1 in which the switch SL is closed and the switch SH is opened, is shown in FIG. 4.
  • the following second switching phase is shown in FIG. 5, in which both switches SH and SL are open.
  • the Switch SL is opened and the switch SH is closed and in the fourth switching phase shown in FIG. 7, in turn, according to the second switching phase according to FIG. 5, both switches SH and SL are opened.
  • the DC link potential UZW is equal to the bridge capacitor voltage UH, that the sine correction capacitor CS uncharged and the electrically effective bridge capacitor CH , in the following short half-bridge capacitor CH called, is charged.
  • the charge choke LK should have a charge and the choke L of the load circuit no charge.
  • the switch SL now opens, the inductor L of the load circuit charged in the first switching phase discharges via the clamp diode current IB1 flowing through the clamp diode DBL and via the sinusoidal correction capacitor CS flowing current ik, which takes its way through the freewheeling diode DFH and also flows through the charging choke LK, which now discharges.
  • the sum current flowing through the load circuit from the clamp diode current ib1 and the sine correction capacitor current ik goes to zero.
  • the half-bridge capacitor becomes CH and the inductor L is charged by the bridge capacitor current ih2 and the sine correction capacitor current ik2.
  • the sine correction capacitor current ik2 the sine correction capacitor CS is also charged.
  • a third current namely the bridge capacitor current ih1 begins to flow.
  • the sinusoidal correction capacitor current ik2 stops flowing and thus stops the charging of the sine correction capacitor CS.
  • the diode DK which becomes transparent as soon as UK + UH UE, causes the sinusoidal correction capacitor current ik1 to flow.
  • the sine correction capacitor current ik1 and the bridge capacitor current ih2 close over the load circuit and cause a further charging of the inductor L.
  • the sine correction capacitor C3 is discharged through the now flowing sine correction capacitor current ik1.
  • the charging choke LK is partially discharged.
  • the bridge capacitor current ih2 charges the bridge capacitor CH further on. As soon as the bridge capacitor voltage UH becomes larger than the charging capacitor voltage UE, the clamp diode current ibh starts to flow. In this way, a transfer of the sine correction capacitor CS is prevented in the opposite direction, ie its charge assumes the value zero.
  • the switch SH then opens again according to the fourth switching phase according to FIG. 7, then the inductor L of the load circuit discharges via the clamp diode current ibh, which continues to flow.
  • the charging choke LK discharges partially via the charging choke current ilk, whose circuit closes via the charging capacitor CEL.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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  • Interface Circuits In Exchanges (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Bei elektronischen Vorschaltgeräten mit Wechselrichtern, denen die Netzwechselspannung über eine Gleichrichterspannung zugeführt wird, wird von wenigstens einem zusätzlichen Sinus-Korrekturkondensator Gebrauch gemacht. Bekannte Schaltungen dieser Art zeigen eine hohe Abhängigkeit der Ladekondensatorspannung in Abhängigkeit von Netzwechselspannungsänderungen und/oder Änderungen der Last des Lastkreises, die gravierende Betriebsnachteile mit sich bringen. Es wird vorgeschlagen, diese Abhängigkeit der Ladekondensatorspannung von Netzwechselspannungsänderungen und/oder Laständerungen dadurch wesentlich zu verringern, daß den Wechselrichtereingang zwei in Serie geschaltete, gegensinnig zur gleichgerichteten Wechselspannung (UN) gepolte Klammerdioden (DBL, DBH) parallel geschaltet sind, deren gemeinsamer Verbindungspunkt ebenfalls der dem Lastkreis (LA) und dem elektrisch wirksamen Brückenkondensator (CH) gemeinsame ausgangsseitige Abschluß des Wechselrichters (WR) ist.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltge­rät für Leuchtstofflampen mit einem Wechselrichter in Gestalt einer aus Schalter- und Kondensatorzweigen bestehenden Brücken­anordnung, bei dem dem Wechselrichter eingangsseitig die Netz­wechselspannung über eine Gleichrichterschaltung zugeführt und ausgangsseitig wenigstens ein Lastkreis, bestehend aus der Reihenschaltung einer Drossel mit der Parallelschaltung aus einem Zündkondensator und einer Leuchtstoffröhre, angeschaltet ist, bei dem ferner die Gleichrichterschaltung eingangsseitig einen Gleichrichter aufweist, der ausgangsseitig über wenig­stens eine für den gleichgerichteten Netzwechselstrom in Durch­laßrichtung gepolte Diode mit dem den Ausgang der Gleichrich­terschaltung bildenden Ladekondensator in Verbindung steht und bei dem zwischen dem gemeinsamen Verbindungspunkt von Gleich­richter und Diode und demjenigen ausgangsseitigen Anschluß des Wechselsrichters, dem Lastkreis und elektrisch wirksamer Brückenkondensator gemeinsam angeschaltet sind, ein Sinus-Kor­rekturkondensator vorgesehen ist.
    • Zugrunde liegender Stand der Technik
  • Ein elektronisches Vorschaltgerät dieser Art ist beispielsweise in der Literaturstelle DE 33 19 739 Al bekannt. Der Sinus-Kor­rekturkondensator dient dabei der vorgeschriebenen Sinusform des im Betrieb vom Vorschaltgerät aus dem Netz aufgenommenen Stromes. Solange sich die Schaltfrequenz des Wechselrichters nicht ändert, nimmt das Vorschaltgerät eine konstante Energie aus dem Netz auf. Dies bedingt eine starke Abhängigkeit der wirksamen Betriebsspannungen von Änderungen der Netzspannung und/oder der vom Wechselrichter gespeisten Last. Diese Abhän­gigkeit erfordert geräteintern nicht nur eine Auslegung des die Versorgungs-Gleichspannung für den Wechselrichter stützenden Elektrolytkondensators für einen höheren Spannungwert sondern macht auch besondere Maßnahmen zur Überwachung dieser Gleich­spannung erforderlich. Erkennt die Überwachung eine zu hohe in­terne Gleichspannung, so schaltet sie entweder das ganze Vor­schaltgerät ab oder legt die durch den Sinus-Korrekturkondensa­tor bewirkte Sinus-Korrekturfunktion lahm. Mit beiden Maßnahmen sind gravierende Betriebsnachteile verbunden. In dem einen Falle erlischt die Leuchtstofflampe, im zweiten Falle ist die vorschriftsmäßige Stromaufnahme aus dem Netz nicht mehr gege­ben, was zu unzulässigen Oberschwingungen und einer Leistungs­faktorverschlechterung führt.
    • Offenbarung der Erfindung.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein elektroni­sches Vorschaltgerät der einleitend erwähnte Art eine weitere Lösung anzugeben, die mit Hilfe einfacher schaltungstechnischer Maßnahmen die geschilderten Betriebsnachteile bei Änderungen der Netzwechselspannung und/oder der Last des Lastkreises unterbindet.
  • Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Patentan­spruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
  • Zweckmäßige Ausgestaltungen des Gegenstandes nach dem Patent­anspruch 1 sind in den weiteren Patentansprüchen 2 bis 7 ange­geben.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung
  • In der Zeichnung bedeuten die der näheren Erläuterung der Erfindung dienenden Figuren
    • Fig. 1 eine bekannte Ausführungsform eines von Sinus-Korrektur­kondensatoren Gebrauch machenden elektronischen Vor­schaltgerätes,
    • Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform des elektronischen Vor­schaltgerätes nach der Erfindung,
    • Fig. 3 ein Zeitdiagramm des Stroms durch die Ladedrossel der Gleichrichterschaltung des Vorschaltgerätes nach Fig. 2,
    • Figuren 4 - 7 die Schaltung nach Fig. 2 mit hierin eingezeich­neten Strömen bei den verschiedenen Schaltphasen des Wechselrichters.
    Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
  • Die Schaltung für ein bekanntes elektronisches Vorschaltgerät nach Fig. 1 besteht aus einem Wechselrichter WR, dem die Netz­wechselspannung un über eine Gleichrichterschaltung GS eingangs­seitig zugeführt ist. Der Wechselrichter WR besteht aus einer Schalterbrückenanordnung, die in zwei Zweigen jeweils einen Schalter SH und SL und in zwei Zweigen einen Kondensator CH und CH′ aufweisen. Der Ausgang des Wechselrichters WR ist durch die gemeinsamen Verbindungspunkte einerseits der beiden Schalter SH, SL und andererseits der Kondensatoren CH, CH′ gegeben, an dem der Lastkreis LA angeschaltet ist. Der Lastkreis LA besteht seinerseits aus der Reihenschaltung der Drossel L mit der Parallelschaltung aus dem Zündkondensator CZ und der Leucht­stoffröhre LL. Die Schalter SH und SL werden im Wechsel einer sie steuernden, nicht angegebenen Hochfrequenzschwingung auf- und zugesteuert. Auf diese Weise wird der Lastkreis im Rhythmus der Hochfrequenzschwingung mit einer rechteckigen Wechselspan­nung beaufschlagt, deren Amplitude durch die am Wechselrichter­eingang anliegende Ladekondensatorspannung UE bestimmt ist.
  • Die Gleichrichterschaltung GS weist eingangsseitig einen Gleichrichter GL für eine Doppelweggleichrichtung auf, dessen Ausgangsanschlüsse jeweils über eine in Richtung des gleichge­richteten Wechselstroms gepolte Diode DK bzw. DK′ mit dem Lade­kondensator CEL verbunden sind, der die gleichgerichtete Netz­wechselspannung stützt und zugleich den Ausgang der Gleichrich­ terschaltung GS darstellt. Damit der Wechselrichter WR im Betrieb einen Strom aus dem Netz entnimmt, der die geforderte Sinusform aufweist, ist zwischen dem gemeinsamen Verbindungs­punkt eines ausgangsseitigen Anschlusses des Gleichrichters GL und einer Diode DK bzw. DK′ einerseits und dem gemeinsamen Verbindungspunkt, der durch die Kondensatoren CH, CH′ gegebenen gemeinsamen Verbindungspunkt der kapazitiven Schalterzweige der Schalterbrückenanordnung des Wechselrichters WR ein Sinus-Kor­rekturkondensator CS bzw. CS′ vorgesehen. Weiterhin weist der Wechselrichter WR die für den einwandfreien Schalterbetrieb noch erforderlichen Freilaufdioden DFL und DFH parallel den durch Leistungstransistoren verwirklichten Schaltern SL und SH auf.
  • Wie bereits darauf hingewiesen worden ist, hat diese bekannte Schaltung die Eigenschaft, daß der Wechselrichter WR aus dem Netz eine konstante Energie aufnimmt, solange sich die Schalt­frequenz seiner Schalter SH und SL nicht ändert. Daraus resul­tiert eine starke Abhängigkeit der Schaltung von Netzspannungs­änderungen und/oder Änderungen der Last des Lastkreises LA. Bei abnehmender Wechselspannung oder abnehmender Last des Lastkrei­ses erhöht sich somit die Ladekondensatorspannung UE sehr rasch über einen zulässigen Grenzwert hinaus, was Schutzmaßnahmen be­dingt, die die bereits geschilderten gravierenden Betriebsnach­teile aufweisen.
  • Die bekannte Schaltung nach Fig. 1, die einen symmetrischen Aufbau zeigt, läßt sich, ohne daß ihre Funktion eine Änderung erfährt, dadurch vereinfachen, daß einerseits auf die Diode DK′ und den Sinus-Korrekturkondensator CS′ verzichtet wird. In gleicher Weise kann, da die beiden Kondensatoren CH und CH′ in ihrer elektrischen Wirksamkeit einander parallel liegen, auf den Kondensator CH′ bei gleichzeitiger Verdoppelung des Kapazi­tätswertes des Kondensators CH im folgenden elektrisch wirk­samer Brückenkondensator CH genannt, verzichtet werden.
  • Eine solche vereinfachte Wechselrichterschaltung zeigt die be­vorzugte Ausführungsform eines elektronischen Vorschaltgerätes nach der Erfindung in Fig. 2. Die Schaltung des Wechselrichters WR ist im Unterschied zum Wechselrichter WR nach Fig. 1 nunmehr durch die Reihenschaltung zweier Klammerdioden DBL und DBH ergänzt, die bei gegensinniger Polung zur Ladekondensatorspan­nung am Ladekondensator CEL, diesem parallel angeschaltet sind. Dabei ist ihr gemeinsamer Verbindungspunkt zugleich der dem Lastkreis LA und dem elektrisch wirksamen Brückenkondensator CH gemeinsamer ausgangsseitiger Anschluß des Wechselrichters WR. Der elektrisch wirksame Brückenkondensator CH stellt dabei den Halbbrückenkondensator der Schalterbrückenanordnung dar.
  • Durch die Klammerdioden DBH und DBL wird dafür gesorgt, daß bei auftretenden Netzspannungsschwankungen und/oder Änderungen der Last des Lastkreises LA einerseits das Bezugspotential GND und andererseits das Zwischenkreispotential UZW und damit die Lade­kondensatorspannung US weitestgehend stabil gehalten werden. Ein Abschalten des kompletten Gerätes oder aber ein Lahmlegen der Sinus-Korrekturfunktion zum Schutz vor unzulässigen Überspannun­gen ist daher nicht mehr erforderlich.
  • Die bevorzugte Schaltung des elektronischen Vorschaltkreises nach Fig. 2 unterscheidet sich von der bekannten Schaltung nach Fig. 1 weiterhin dadurch, daß im Verbindungsweg zwischen dem einen ausgangsseitigen Anschluß des Gleichrichters GL und dem gemeinsamen Verbindungspunkt von Diode DK und Sinus-Korrektur­kondensator CS eine Ladedrossel LK vorgesehen ist und daß da­rüber hinaus die Netzwechselspannung un der Gleichrichterschal­tung GS über ein Oberwellenfilter FE zugeführt wird.
  • Zweckmäßig ist die Induktivität der Ladedrossel LK für einen Wert bemessen, bei dem die Ladedrossel LK im Rhythmus der Hochfrequenzschwingung für die Steuerung der Schalter SH und SL nur bei kleinen Werten des augenblicklichen Netzwechselstromes, also im Bereich seiner Nulldurchgänge, voll umgeladen wird. Ein entsprechendes Zeitdiagramm des Ladedrosselstromes ilk zeigt Fig. 3. Die Induktivität der Ladedrossel LK muß hierzu relativ groß gewählt werden. Bei kleiner Induktivität läßt sich zwar der Oberschwingungsanteil des Netzstromes verringern jedoch wird dann ein größerer Aufwand im Bereich des Oberwellenfilters FE erforderlich, um die Forderungen an eine ausreichende Funk­entstörung zu gewährleisten. Bei der angegebenen Bemessung der Induktivität der Ladedrossel LK bleibt die hochfrequente Strom­modulation noch in kleinen Grenzen, so daß der Aufwand für das Oberwellenfilter FE, wie in Fig. 2 angedeutet ist, sich auf eine zwei Wicklungen aufweisende Drossel und einen Kondensator be­schränken läßt.
  • Der Vollständigkeit halber soll aber nicht unerwähnt bleiben, daß die Induktivität der Ladedrossel LK grundsätzlich in weiten Grenzen variiert werden kann, ohne daß hierdurch die Begrenzer­wirkung der Klammerdioden DBH und DBL eine Beeinträchtigung er­fährt.
  • Für eine optimale Begrenzerfunktion der Klammerdioden DBH und DBL ist es wesentlich, daß der elektrisch wirksame Brückenkon­densator CH einen Wert hat, bei dem seine Ladespannung dem hoch­frequenten Lastkreisstrom weitgehend folgt. Weiterhin ist es zweckmäßig, die Kapazität des Sinus-Korrekturkondensators CS wesentlich größer als die Kapazität des elektrisch wirksamen Brückenkondensators CH zu wählen. Das Kapazitätsverhältnis von Sinus-Korrekturkondensator CS zum elektrisch wirksamen Brücken­kondensator CH hat zweckmäßig einen Wert zwischen 1,5 und 4, vorzugsweise den Wert 2.
  • Zum besseren Verständnis der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 2 ist diese Schaltung in den Fig. 4 bis 7 noch einmal dargestellt und zwar zusammen mit den wichtigsten während einer Netzspannungshalbwelle auftretenden Strömen in Abhängigkeit der unterschiedlichen Schalterstellungen der Schalter SL und SH innerhalb einer Periode der hochfrequenten, die Schalter steu­ernden Oszillatorschwingung. Eine solche Schaltperiode weist vier voneinander zu unterscheidende Schaltphasen auf. Die Schaltphase 1, bei der der Schalter SL geschlossen und der Schalter SH geöffnet ist, ist in Fig. 4 dargestellt. Die fol­gende zweite Schaltphase zeigt Fig. 5, bei der beide Schalter SH und SL geöffnet sind. In der dritten Schaltphase ist der Schalter SL geöffnet und der Schalter SH geschlossen und in der vierten, in Fig. 7 dargestellten Schaltphase sind wiederum ent­sprechend der zweiten Schaltphase nach Fig. 5 beide Schalter SH und SL geöffnet.
  • Die in den Fig. 4 - 7 beschriebenen Ströme gelten natürlich nur für einen bestimmten momentanen Wert der Netzwechselspannung un. Nur der Vollständigkeit halber sei erwähnt, daß im Nulldurch­gang der Netzwechselspannung un weder über die Ladedrossel LK noch über den Sinus-Korrekturkondensator CS Strom fließt. Der Betriebsstrom für die Leuchtstoffröhre LL im Lastkreis wird ausschließlich dem Ladekondensator CEL und dem Brückenkondensa­tor CH entnommen.
  • In allen Figuren 4 bis 7 sind neben der Ladekondensatorspannung UE weitere Spannungen eingetragen und zwar sind die gleichge­richtete Netzwechselspannung UN am Ausgang des Gleichrichters, und die korrigierte gleichgerichtete Netzwechselspannung UK am gemeinsamen Verbindungspunkt der Ladedrossel LK und der Diode DK gegen das Bezugspotential GND angegeben. Weiterhin sind noch die Brückenkondensatorspannung UH am elektrisch wirksamen Brückenkondensator CH, die Sinus-Korrekturkondensatorspannung US am Sinus-Korrekturkondensator CS und die Wechselrichterspannung UW vom gemeinsamen Verbindungspunkt der Schalter SH und SL gegen das Bezugspotential GND angegeben.
  • Bei der in Fig. 4 dargestellten ersten Schaltphase sei angenom­men, daß im Zeitpunkt des Schließens des Schalters SL das Zwi­schenkreispotential UZW gleich der Brückenkondensatorspannung UH ist, daß der Sinus-Korrekturkondensator CS ungeladen und der elektrisch wirksame Brückenkondensator CH, im folgenden kurz Halbbrückenkondensator CH genannt, aufgeladen ist. Die Ladedros­sel LK soll eine Ladung und die Drossel L des Lastkreises keine Ladung aufweisen.
  • Mit dem Schließen des Schalters SL wird nun der Halbbrückenkon­densator CH durch den Strom ih über den Lastkreis und den Schal­ter SL entladen. Zugleich wird der Sinus-Korrekturkondensator CS durch den Strom ik aufgeladen, der auch durch die Ladedrossel LK fließt und diese entläd. Die Ladedrossel LK entläd sich in den Sinus-Korrekturkondensator CS so lange, bis die korrigierte gleichgerichtete Netzwechselspannung UK kleiner wird als die gleichgerichtete Netzwechselspannung UN. Anschließend wird die Ladedrossel LK aufgeladen, bis der Halbbrückenkondensator CH voll entladen ist. Nunmehr setzt der Strom ibl durch die Klammerdiode DBL ein, dessen Stromkreis sich ebenfalls über den Schalter SL schließt. Dieser Strom sorgt dafür, daß sich der Halbbrückenkondensator CH nicht in Gegenrichtung aufladen kann. Zugleich wird der Sinus-Korrekturkondensator CS über die Lade­drossel LK weiter aufgeladen, bis die korrigierte gleichgerich­tete Netzwechselspannung UK größer wird als die gleichgerichtete Netzwechselspannung UN.
  • Wenn sich nunmehr, wie das die zweite Schaltphase nach Fig. 5 zeigt, der Schalter SL öffnet, entläd sich die in der ersten Schaltphase aufgeladene Drossel L des Lastkreises einerseits über den die Klammerdiode DBL durchfließenden Klammerdioden­strom ib1 und andererseits über den durch den Sinus-Korrektur­kondensator CS fließenden Strom ik, der hierbei seinen Weg über die Freilaufdiode DFH nimmt und auch die Ladedrossel LK durch­fließt, die sich nunmehr entläd. Der den Lastkreis durchflie­ßende Summenstrom aus dem Klammerdiodenstrom ib1 und dem Sinus-­Korrekturkondensatorstrom ik geht dabei gegen den Wert Null.
  • Sobald nunmehr entsprechend der dritten Schaltphase nach Fig. 6 der Schalter SH schließt, wird der Halbbrückenkondensator CH und die Drossel L durch den Brückenkondensatorstrom ih2 und den Sinus-Korrekturkondensatorstrom ik2 aufgeladen. Durch den Sinus-­Korrekturkondensatorstrom ik2 wird der Sinus-Korrekturkondensa­tor CS ebenfalls aufgeladen.
  • Sobald der Halbbrückenkondensator CH soweit aufgeladen ist, daß die Summe aus der Sinus-Korrekturkondensatorspannung US und der Brückenkondensatorspannung UH größer als die Ladekondensator­spannung UE wird, beginnt ein dritter Strom, nämlich der Brückenkondensatorstrom ih1 zu fließen.
  • Zugleich hört der Sinus-Korrekturkondensatorstrom ik2 auf zu fließen und beendet damit die Aufladung des Sinus-Korrekturkon­densators CS.
  • Die Diode DK, die durchlässig wird, sobald UK + UH UE werden, bewirkt das Fließen des Sinus-Korrekturkondensatorstromes ik1. Der Sinus-Korrekturkondensatorstrom ik1 und der Brückenkonden­satorstrom ih2 schließen sich über den Lastkreis und bewirken eine weitere Aufladung der Drossel L. Der Sinus-Korrekturkonden­sator C3 wird durch den nunmehr fließenden Sinus-Korrekturkon­densatorstrom ik1 entladen. Zugleich wird auch die Ladedrossel LK teilweise entladen.
  • Der Brückenkondensatorstrom ih2 läd den Brückenkondensator CH weiter auf. Sobald die Brückenkondensatorspannung UH größer als die Ladekondensatorspannung UE wird, beginnt der Klammerdioden­strom ibh zu fließen. Auf diese Weise wird eine Umladung des Sinus-Korrekturkondensators CS in entgegengesetzte Richtung unterbunden, d.h. seine Ladung nimmt den Wert Null an.
  • Öffnet nun der Schalter SH wiederum entsprechend der vierten Schaltphase nach Fig. 7, dann entläd sich die Drossel L des Lastkreises über den weiterhin fließenden Klammerdioden­strom ibh. Die Ladedrossel LK entläd sich dabei teilweise über den Ladedrosselstrom ilk, dessen Stromkreis sich über den Ladekondensator CEL schließt.
  • Ein neuer Zyklus beginnt nun mit dem erneuten Schließen des Schalters SL entsprechend der ersten Schaltphase nach Fig. 4, die bereits erläutert worden ist.

Claims (7)

1. Elektronisches Vorschaltgerät für Leuchtstofflampen mit einem Wechselrichter in Gestalt einer aus Schalter- und Kon­densatorzweigen bestehenden Brückenanordnung, bei dem dem Wechselrichter eingangsseitig die Netzwechselspannung über eine Gleichrichterschaltung zugeführt und ausgangsseitig wenigstens ein Lastkreis, bestehend aus der Reihenschaltung einer Drossel mit der Parallelschaltung aus einem Zündkondensator und einer Leuchtstoffröhre angeschaltet ist, bei dem ferner die Gleich­richterschaltung eingangsseitig einen Gleichrichter aufweist, der ausgangsseitig über wenigstens eine für den gleichgerich­teten Netzwechselstrom in Durchlaßrichtung gepolten Diode mit dem den Ausgang der Gleichrichterschaltung bildenden Ladekon­densator in Verbindung steht und bei dem zwischen dem gemein­samen Verbindungspunkt von Gleichrichter und Diode und demjeni­gen ausgangsseitigen Anschluß des Wechselrichters, dem Last­kreis und elektrisch wirksamer Brückenkondensator gemeinsam angeschaltet sind, ein Sinus-Korrekturkondensator vorgesehen ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Wechselrichtereingang zwei in Serie geschaltete, gegen­sinnig zur gleichgerichteten Netzwechselspannung (UN) gepolte Klammerdioden (DBL,DBW) parallel geschaltet sind, deren gemein­samer Verbindungspunkt ebenfalls der dem Lastkreis (LA) und dem elektrisch wirksamen Brückenkondensator (CH/CH′,CH) gemein­same ausgangsseitige Anschluß des Wechselrichters (WR) ist.
2. Elektrisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Gleichrichter (GL) der Gleichrichterschaltung (GS) aus­gangsseitig über eine Ladedrossel (LK) an den gemeinsamen Verbindungspunkt von Diode (DK) und Sinus-Korrekturkondensator (CS) angeschaltet ist.
3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 und 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Ladedrossel (LK) so groß gewählt ist, daß sie sich im Rhythmus der hochfrequenten Schaltfrequenz des Wechselrichters (WR) nur im Bereich der Nulldurchgänge des Netzwechselstromes voll umläd.
4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Gleichrichterschaltung (GS) ein Oberwellenfilter (FE) vorgeschaltet ist.
5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Größe des elektrisch wirksamen Brückenkondensators (CH) der Kondensatorzweige der Wechselrichter-Brückenanordnung einen Wert hat, bei dem seine Ladespannung dem hochfrequenten Last­kreisstrom weitgehend folgt.
6. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Kapazität des elektrisch wirksamen Brückenkondensators (CH) der Kondensatorzweige der Wechselrichter-Brückenanordnung wesentlich kleiner als die Kapazität des Sinus-Korrekturkonden­sators (CS) ist.
7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß daß das Kapazitätsverhältnis von Sinus-Korrekturkondensator (CS) zu elektrisch wirksamen Brückenkondensator (CH) einen Wert zwischen 1,5 und 4, vorzugsweise den Wert 2 hat.
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