JP2690382B2 - 蛍光ランプ用の電子式補助装置 - Google Patents
蛍光ランプ用の電子式補助装置Info
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Mechanical Treatment Of Semiconductor (AREA)
- Glass Compositions (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 特許請求の範囲第１項に示された上位概念に示された
電子式補助装置に関する。
電子式補助装置に関する。
従来の技術 この種の電子式補助装置は例えばドイツ連邦共和国第
‐Al-3319739号公報に示されている。この場合、正弦波
補正コンデンサは、補助装置の作動中に電源から取り込
まれる電流の前述の正弦波に用いられる。インバータの
スイッチング周波が変化しない限り補助装置は一定のエ
ネルギーを電源から取り込む。このことは実効作動電圧
の、電源電圧の変化に対する著しい依存性をおよび／ま
たはインバータから給電される負荷に対する依存性を前
提とする。この依存性はスイッチング装置内部におい
て、インバータに対する給電直流電圧を補助する、比較
的高い電圧値用の電解コンデンサの設計を要求するだけ
でなく、この直流電圧の監視用の特別の構成も必要とす
る。監視装置が高すぎる内部の直流電圧を検出すると、
この監視装置は補助装置全体を遮断するか、または正弦
波補正コンデンサにより生ぜしめられる正弦波補正作用
を無効化する。両方の構成には重大な作動上の欠点が伴
う。第１の場合は蛍光ランプが消光することであり、第
２の場合は電源からの規定通りの電流消費（電流取り込
み）がもはや行われ得ず、そのため許容できない高周波
振動及び力率劣化が生ずるようになる。
‐Al-3319739号公報に示されている。この場合、正弦波
補正コンデンサは、補助装置の作動中に電源から取り込
まれる電流の前述の正弦波に用いられる。インバータの
スイッチング周波が変化しない限り補助装置は一定のエ
ネルギーを電源から取り込む。このことは実効作動電圧
の、電源電圧の変化に対する著しい依存性をおよび／ま
たはインバータから給電される負荷に対する依存性を前
提とする。この依存性はスイッチング装置内部におい
て、インバータに対する給電直流電圧を補助する、比較
的高い電圧値用の電解コンデンサの設計を要求するだけ
でなく、この直流電圧の監視用の特別の構成も必要とす
る。監視装置が高すぎる内部の直流電圧を検出すると、
この監視装置は補助装置全体を遮断するか、または正弦
波補正コンデンサにより生ぜしめられる正弦波補正作用
を無効化する。両方の構成には重大な作動上の欠点が伴
う。第１の場合は蛍光ランプが消光することであり、第
２の場合は電源からの規定通りの電流消費（電流取り込
み）がもはや行われ得ず、そのため許容できない高周波
振動及び力率劣化が生ずるようになる。
発明が解決すべき問題点 本発明の課題は、導入部に述べた形式の電子式補助装
置に対して、簡単な回路技術を用いて、電源交流電圧の
変化の場合のおよび／または回路の負荷の変化の場合の
前述の作動の欠点を除去するための別の解決手段を提供
することである。
置に対して、簡単な回路技術を用いて、電源交流電圧の
変化の場合のおよび／または回路の負荷の変化の場合の
前述の作動の欠点を除去するための別の解決手段を提供
することである。
問題点を解決するための手段 前記課題は請求項１の特徴部分に示された構成により
解決されている。
解決されている。
請求項１に示された本発明を、請求項２から請求項６
に示された様に構成することができる。
に示された様に構成することができる。
実施例の説明 次に本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図に示されている公知の電子式補助装置はインバ
ータWRから構成されている。このインバータには電源交
流電圧Unが整流回路GSを介して入力側に導かれる。イン
バータWRはスイッチブリッジ装置から構成されている。
このブリッジ装置は２つの分岐中にそれぞれ１つのスイ
ッチSHとSLを有し、さらに２つの分岐中にコンデンサCH
とCH′を有する。インバータの出力側は、一方では両方
のスイッチSH,SLの共通の接続点により、および他方で
はコンデンサCH,CH′の共通の接続点により、与えられ
ている。この接続点に負荷回路LAが接続されている。こ
の負荷回路LAは一方ではチョークコイルＬと、点弧コン
デンサCZおよび蛍光管LLから成る並列接続体との直列接
続体から構成されている。スイッチSHおよびSLは、これ
らのスイッチを制御する図示されていない高周波振動の
交番的変化によりオン・オフ制御される。このようにし
て負荷回路は高周波振動のタイミングで長方形の交番電
圧が加えられる。この交番電圧の振幅はインバータの入
力側に加えられる充電コンデンサ電圧UEにより定められ
る。
ータWRから構成されている。このインバータには電源交
流電圧Unが整流回路GSを介して入力側に導かれる。イン
バータWRはスイッチブリッジ装置から構成されている。
このブリッジ装置は２つの分岐中にそれぞれ１つのスイ
ッチSHとSLを有し、さらに２つの分岐中にコンデンサCH
とCH′を有する。インバータの出力側は、一方では両方
のスイッチSH,SLの共通の接続点により、および他方で
はコンデンサCH,CH′の共通の接続点により、与えられ
ている。この接続点に負荷回路LAが接続されている。こ
の負荷回路LAは一方ではチョークコイルＬと、点弧コン
デンサCZおよび蛍光管LLから成る並列接続体との直列接
続体から構成されている。スイッチSHおよびSLは、これ
らのスイッチを制御する図示されていない高周波振動の
交番的変化によりオン・オフ制御される。このようにし
て負荷回路は高周波振動のタイミングで長方形の交番電
圧が加えられる。この交番電圧の振幅はインバータの入
力側に加えられる充電コンデンサ電圧UEにより定められ
る。
整流回路GSは入力側において両波整流用の整流器GLを
有する。この整流器の出力端子はそれぞれ整流された交
流電流の方向に極性づけられたダイオードDKまたはDK′
を介して、充電コンデンサCELと接続されている。この
充電コンデンサは整流された電源交流電圧を維持し、同
時に整流回路GSの出力側を形成する。インバータWRが作
動中に電源から、要求された正弦波を有する電流を取り
出せるようにするために、整流器GLの出力側端子とダイ
オードDKまたはDK′との共通の接続点と、インバータWR
のスイッチブリッジ装置の容量性のスイッチ分岐のコン
デンサCH,CH′の共通の接続点との間に、それぞれ１つ
の正弦波補正コンデンサCSないしCS′が設けられてい
る。さらにインバータWRは、申し分のないスイッチ作動
に対してさらに必要とされるフリーホイールダイオード
DFLおよびDFHを有し、こられはパワートランジスタによ
り実現されるスイッチSLおよびSHに並列に接続されてい
る。
有する。この整流器の出力端子はそれぞれ整流された交
流電流の方向に極性づけられたダイオードDKまたはDK′
を介して、充電コンデンサCELと接続されている。この
充電コンデンサは整流された電源交流電圧を維持し、同
時に整流回路GSの出力側を形成する。インバータWRが作
動中に電源から、要求された正弦波を有する電流を取り
出せるようにするために、整流器GLの出力側端子とダイ
オードDKまたはDK′との共通の接続点と、インバータWR
のスイッチブリッジ装置の容量性のスイッチ分岐のコン
デンサCH,CH′の共通の接続点との間に、それぞれ１つ
の正弦波補正コンデンサCSないしCS′が設けられてい
る。さらにインバータWRは、申し分のないスイッチ作動
に対してさらに必要とされるフリーホイールダイオード
DFLおよびDFHを有し、こられはパワートランジスタによ
り実現されるスイッチSLおよびSHに並列に接続されてい
る。
前述のようにこの公知の回路は、インバータのスイッ
チSHおよびSLのスイッチング周波数が変化しない限り、
インバータが電源から一定のエネルギーを取り出すよう
にした特性を有する。その結果、この回路は電源電圧変
化におよびまたは負荷回路LAの負荷に著しく依存する。
交流電圧が減少する場合または負荷回路の負荷が減少す
る場合に、充電コンデンサ電圧UEは著しく迅速に許容限
界値を上回り、このことが前述の重大な作動上の欠点を
有する保護構成に制限を与える。
チSHおよびSLのスイッチング周波数が変化しない限り、
インバータが電源から一定のエネルギーを取り出すよう
にした特性を有する。その結果、この回路は電源電圧変
化におよびまたは負荷回路LAの負荷に著しく依存する。
交流電圧が減少する場合または負荷回路の負荷が減少す
る場合に、充電コンデンサ電圧UEは著しく迅速に許容限
界値を上回り、このことが前述の重大な作動上の欠点を
有する保護構成に制限を与える。
本発明により、対称的な構成を有する第１図の公知の
回路を、その機能を変化させることなく、ダイオードD
K′と正弦波補正コンデンサCS′とを省略することによ
り、簡単化することができる。両方のコンデンサCHおよ
びCH′はそれらの電気的な実効作用が並列に設けられて
いるため、コンデンサCHの容量値を同時に２倍にした場
合はコンデンサCH′も同様に省略される。CHは以下では
電気的な実効ブリッジコンデンサCHと称する。
回路を、その機能を変化させることなく、ダイオードD
K′と正弦波補正コンデンサCS′とを省略することによ
り、簡単化することができる。両方のコンデンサCHおよ
びCH′はそれらの電気的な実効作用が並列に設けられて
いるため、コンデンサCHの容量値を同時に２倍にした場
合はコンデンサCH′も同様に省略される。CHは以下では
電気的な実効ブリッジコンデンサCHと称する。
この種の簡単化されたインバータ回路を、第２図にお
ける本発明の電子式補助装置の有利な実施例が示す。こ
のインバータWRの回路は第１図のインバータWRとは異な
り、さらに２つのクランプダイオードDBLおよびDBHの直
列接続体により補完されている。これらのダイオード
は、充電コンデンサCELにおける充電コンデンサ電圧に
対して互いに逆方向の極性でこの充電コンデンサに並列
に接続されている。ダイオードの共通の接続点は同時
に、負荷回路LAおよび電気的実効ブリッジコンデンサCH
に共通のインバータWRの出力側端子である。電気的実効
ブリッジコンデンサCHはスイッチブリッジ装置のハーフ
ブリッジコンデンサを形成する。
ける本発明の電子式補助装置の有利な実施例が示す。こ
のインバータWRの回路は第１図のインバータWRとは異な
り、さらに２つのクランプダイオードDBLおよびDBHの直
列接続体により補完されている。これらのダイオード
は、充電コンデンサCELにおける充電コンデンサ電圧に
対して互いに逆方向の極性でこの充電コンデンサに並列
に接続されている。ダイオードの共通の接続点は同時
に、負荷回路LAおよび電気的実効ブリッジコンデンサCH
に共通のインバータWRの出力側端子である。電気的実効
ブリッジコンデンサCHはスイッチブリッジ装置のハーフ
ブリッジコンデンサを形成する。
クランプダイオードDBH及びDBLにより次のことが配慮
されている。即ち電源電圧変動が生じた場合に、または
負荷回路LAの負荷の変化が生じた場合に、一方では基準
電位GNDが、他方では中間回路電位UZWが即ち充電コンデ
ンサ電圧USが、実質的に安定に維持されるように、配慮
される。そのためこの補助装置全体の遮断は、または許
容されない過電圧からの正弦波補正機能の停止は、もは
や必要とされない。
されている。即ち電源電圧変動が生じた場合に、または
負荷回路LAの負荷の変化が生じた場合に、一方では基準
電位GNDが、他方では中間回路電位UZWが即ち充電コンデ
ンサ電圧USが、実質的に安定に維持されるように、配慮
される。そのためこの補助装置全体の遮断は、または許
容されない過電圧からの正弦波補正機能の停止は、もは
や必要とされない。
第２図に示された電子式補助装置の有利な回路は、第
１図の公知の回路とはさらに次の点で異なる。即ち整流
器GLの一方の出力側端子と、ダイオードDKおよび正弦波
補正コンデンサCSとの共通の接続点との間の接続路に、
充電チョークコイルが設けられていること、およびさら
に整流回路GSの電源交流電圧Unが高周波フィルタFEを介
して案内されることである。
１図の公知の回路とはさらに次の点で異なる。即ち整流
器GLの一方の出力側端子と、ダイオードDKおよび正弦波
補正コンデンサCSとの共通の接続点との間の接続路に、
充電チョークコイルが設けられていること、およびさら
に整流回路GSの電源交流電圧Unが高周波フィルタFEを介
して案内されることである。
充電チョークコイルLKのインダクタンスを次の値に選
定すると好適である。即ち充電チョークコイルLKをスイ
ッチSHおよびSLの制御のための高周波振動のタイミング
で、瞬時の電源交流電流の値が小さい時にだけ即ちこの
交流電流のゼロ点通過の領域において、完全に電荷の入
れ替えが行われるように選定すると好適である。充電チ
ョークコイル電流ilkの相応の時間ダイヤグラム図を第
３図が示す。この目的で充電チョークコイルLKのインダ
クタンスは著しく大きく選定する必要がある。インダク
タンスが小さい場合は電源電流の高周波振動成分は低減
されるが、しかし十分な無線障害除去に対する要求を充
足するためには、高周波フィルタFEの領域においてより
多くのコストが必要とされる。充電チョークコイルLKの
インダクタンス値が所定のように選定されると、高周波
の電流変調はまだ小さい限界内に維持される。その結
果、高周波フィルタFEは第２図に示されている様に、２
つの巻線を有する１つのチョークコイルと１つのコンデ
ンサに制限することができる。
定すると好適である。即ち充電チョークコイルLKをスイ
ッチSHおよびSLの制御のための高周波振動のタイミング
で、瞬時の電源交流電流の値が小さい時にだけ即ちこの
交流電流のゼロ点通過の領域において、完全に電荷の入
れ替えが行われるように選定すると好適である。充電チ
ョークコイル電流ilkの相応の時間ダイヤグラム図を第
３図が示す。この目的で充電チョークコイルLKのインダ
クタンスは著しく大きく選定する必要がある。インダク
タンスが小さい場合は電源電流の高周波振動成分は低減
されるが、しかし十分な無線障害除去に対する要求を充
足するためには、高周波フィルタFEの領域においてより
多くのコストが必要とされる。充電チョークコイルLKの
インダクタンス値が所定のように選定されると、高周波
の電流変調はまだ小さい限界内に維持される。その結
果、高周波フィルタFEは第２図に示されている様に、２
つの巻線を有する１つのチョークコイルと１つのコンデ
ンサに制限することができる。
動作完全性の目的で、充電チョークコイルLKのインダ
クタンスは基本的に広い限界内で変化することができる
が、この変化によりクランプダイオードDBHとDBLの制限
作用が低下をこうむることができないということを、付
言しておく。
クタンスは基本的に広い限界内で変化することができる
が、この変化によりクランプダイオードDBHとDBLの制限
作用が低下をこうむることができないということを、付
言しておく。
クランプダイオードDBHとDBLの最適な制限作用のため
には電気的実効ブリッジコンデンサCHは、その充電電圧
が高周波の負荷電流に実質的に追従する値を有するよう
にすることが、重要である。さらに、正弦波補正コンデ
ンサCSの容量を電気的実効ブリッジコンデンサCHの容量
よりも著しく大きく選定すると好適である。正弦波補正
コンデンサCSと電気的実効ブリッジコンデンサCHとの容
量比は、1.5から４の間の値を例えば値２を有するよう
にすると、好適である。
には電気的実効ブリッジコンデンサCHは、その充電電圧
が高周波の負荷電流に実質的に追従する値を有するよう
にすることが、重要である。さらに、正弦波補正コンデ
ンサCSの容量を電気的実効ブリッジコンデンサCHの容量
よりも著しく大きく選定すると好適である。正弦波補正
コンデンサCSと電気的実効ブリッジコンデンサCHとの容
量比は、1.5から４の間の値を例えば値２を有するよう
にすると、好適である。
第２図の回路の動作を一層よく理解するために、この
回路を第４図から第７図においてそれぞれもう一度示し
て、かつ電源電圧半波の間中に現れる、スイッチSL,SH
を制御する高周波の発振器振動の１周期内に現れるスイ
ッチSLとSHの異なるスイッチング位置に依存する電流と
関連づけて説明する。この種のスイッチング周期は互い
に区別されるべき４つのスイッチング時相を有する。こ
の電子式補助装置の機能のために重要な電流は、スイッ
チSHとスイッチSLのいずれが閉じられている時にだけ流
れるようにし、他方、両方とも開いている短時間の第２
（第５図）および第４（第７図）の切り換え時相中は流
れないようにされる。ハーフブリッジコンデンサは、両
方のスイッチSHとSLによるハーフブリッジ装置の切り換
え作用のタイミングで充電および放電がなされる。
回路を第４図から第７図においてそれぞれもう一度示し
て、かつ電源電圧半波の間中に現れる、スイッチSL,SH
を制御する高周波の発振器振動の１周期内に現れるスイ
ッチSLとSHの異なるスイッチング位置に依存する電流と
関連づけて説明する。この種のスイッチング周期は互い
に区別されるべき４つのスイッチング時相を有する。こ
の電子式補助装置の機能のために重要な電流は、スイッ
チSHとスイッチSLのいずれが閉じられている時にだけ流
れるようにし、他方、両方とも開いている短時間の第２
（第５図）および第４（第７図）の切り換え時相中は流
れないようにされる。ハーフブリッジコンデンサは、両
方のスイッチSHとSLによるハーフブリッジ装置の切り換
え作用のタイミングで充電および放電がなされる。
スイッチSLが閉じられスイッチSHが開かれている第１
のスイッチング時相が第４図に示されている。両方のス
イッチSHおよびSLが開かれている後続の第２の時相が第
５図に示されている。第３のスイッチング時相において
はスイッチSLは開かれスイッチSHは閉じられており、第
７図に示されている第４のスイッチング時相においては
再び第５図の第２スイッチング時相に示されている様
に、両方のスイッチSHおよびSLが開かれている。
のスイッチング時相が第４図に示されている。両方のス
イッチSHおよびSLが開かれている後続の第２の時相が第
５図に示されている。第３のスイッチング時相において
はスイッチSLは開かれスイッチSHは閉じられており、第
７図に示されている第４のスイッチング時相においては
再び第５図の第２スイッチング時相に示されている様
に、両方のスイッチSHおよびSLが開かれている。
第４図〜第７図に示されている電流は当然、電源交流
電圧Unの所定の瞬時値に対してだけあてはまる。完全を
期するためにだけ付言すると、電源交流電圧Unのゼロ通
過点においては、充電チョークコイルLKを介しても正弦
波補正コンデンサCSを介しても電流が流れないことであ
る。負荷回路における蛍光管LLに対する作動電流は、充
電コンデンサCELおよび電気的に作用するブリッジコン
デンサCHだけから取り出される。
電圧Unの所定の瞬時値に対してだけあてはまる。完全を
期するためにだけ付言すると、電源交流電圧Unのゼロ通
過点においては、充電チョークコイルLKを介しても正弦
波補正コンデンサCSを介しても電流が流れないことであ
る。負荷回路における蛍光管LLに対する作動電流は、充
電コンデンサCELおよび電気的に作用するブリッジコン
デンサCHだけから取り出される。
第４図〜第７図の全部において充電コンデンサ電圧UE
のほかに別の電圧が記入されている、即ち整流器の出力
側における整流された電源電圧Unと、充電チョークコイ
ルLKとダイオードDKの共通の接続点の、補正され整流さ
れた、基準電位GNDに対する電源交流電圧UKが記入され
ている。さらに電気的実効ブリッジコンデンサCHにおけ
るブリッジコンデンサ電圧UH、正弦波補正コンデンサCS
における正弦波補正コンデンサ電圧USおよび、スイッチ
SHとSLとの共通の接続点から基準電位GNDに対するイン
バータ電圧UWが示されている。
のほかに別の電圧が記入されている、即ち整流器の出力
側における整流された電源電圧Unと、充電チョークコイ
ルLKとダイオードDKの共通の接続点の、補正され整流さ
れた、基準電位GNDに対する電源交流電圧UKが記入され
ている。さらに電気的実効ブリッジコンデンサCHにおけ
るブリッジコンデンサ電圧UH、正弦波補正コンデンサCS
における正弦波補正コンデンサ電圧USおよび、スイッチ
SHとSLとの共通の接続点から基準電位GNDに対するイン
バータ電圧UWが示されている。
第４図において、充電コンデンサ電圧UEはできるだけ
一定に維持する必要がある。その目的は負荷回路におけ
る方形波交流電圧の振幅を一定に維持するためである。
この第４図に示されている第１のスイッチング時相の場
合に前提とされていることは、スイッチSLの閉じる時点
において中間回路電位UZWがブリッジコンデンサ電圧UH
に等しいこと、および正弦波補正コンデンサCSは充電さ
れず、電気的実効ブリッジコンデンサCH−以下、ハーフ
ブリッジコンデンサCHと称する−は充電されることであ
る。充電チョークコイルLKは電荷を有するようにし、負
荷回路のチョークコイルＬは電荷を有しないようにされ
る。
一定に維持する必要がある。その目的は負荷回路におけ
る方形波交流電圧の振幅を一定に維持するためである。
この第４図に示されている第１のスイッチング時相の場
合に前提とされていることは、スイッチSLの閉じる時点
において中間回路電位UZWがブリッジコンデンサ電圧UH
に等しいこと、および正弦波補正コンデンサCSは充電さ
れず、電気的実効ブリッジコンデンサCH−以下、ハーフ
ブリッジコンデンサCHと称する−は充電されることであ
る。充電チョークコイルLKは電荷を有するようにし、負
荷回路のチョークコイルＬは電荷を有しないようにされ
る。
スイッチSLの閉成によりハーフブリッジコンデンサCH
は、負荷回路およびスイッチSLを介して電流ihで放電さ
れる。同時に正弦波補正コンデンサCSがikにより充電さ
れる。この電流は充電チョークコイルLKの中も流れてこ
のチョークコイルを放電させる。充電チョークコイルLK
は正弦波補正コンデンサCSの中へ、補正され整流された
電源交流電圧UKが整流された電源交流電圧UNよりも小さ
くなるまで、放電する。続いて充電チョークコイルLK
は、ハーフブリッジコンデンサCHが完全に放電されるま
で、充電される。次に電流iblがクランプダイオードの
中を流れる。この場合この電流の電流回路もスイッチSL
を介して閉じられる。この電流の作用は、ハーフブリッ
ジコンデンサCHが再び充電されないようにすることであ
る。換言すれば、ハーフブリッジコンデンサCHに並列に
設けられているクランプダイオードDBLは、これが導通
状態へ切り換えられると、直ちにそれらの端子点間に、
したがってこのコンデンサの端子点間にも、このクラン
プダイオードの順方向電圧に相応する低い電位が維持さ
れる。そのためこのコンデンサは、その放電電流の方向
とは反対の方向の電流により充電できなくなる。同時に
正弦波補正コンデンサCSが充電チョークコイルLKを介し
て、補正され整流された電源交流電圧UKが整流された電
源交流電圧UNよりも大きくなるまで、さらに充電され
る。
は、負荷回路およびスイッチSLを介して電流ihで放電さ
れる。同時に正弦波補正コンデンサCSがikにより充電さ
れる。この電流は充電チョークコイルLKの中も流れてこ
のチョークコイルを放電させる。充電チョークコイルLK
は正弦波補正コンデンサCSの中へ、補正され整流された
電源交流電圧UKが整流された電源交流電圧UNよりも小さ
くなるまで、放電する。続いて充電チョークコイルLK
は、ハーフブリッジコンデンサCHが完全に放電されるま
で、充電される。次に電流iblがクランプダイオードの
中を流れる。この場合この電流の電流回路もスイッチSL
を介して閉じられる。この電流の作用は、ハーフブリッ
ジコンデンサCHが再び充電されないようにすることであ
る。換言すれば、ハーフブリッジコンデンサCHに並列に
設けられているクランプダイオードDBLは、これが導通
状態へ切り換えられると、直ちにそれらの端子点間に、
したがってこのコンデンサの端子点間にも、このクラン
プダイオードの順方向電圧に相応する低い電位が維持さ
れる。そのためこのコンデンサは、その放電電流の方向
とは反対の方向の電流により充電できなくなる。同時に
正弦波補正コンデンサCSが充電チョークコイルLKを介し
て、補正され整流された電源交流電圧UKが整流された電
源交流電圧UNよりも大きくなるまで、さらに充電され
る。
次に第５図に示されている第２スイッチング時相の様
にスイッチSLが開かれると、第１のスイッチング時相に
おいて充電された負荷回路のチョークコイルＬは、一方
ではクランプダイオードDBLを流れるクランプダイオー
ド電流iblを介して、他方では正弦波補正コンデンサCS
を流れる電流ikを介して、放電される。この場合この電
流ikはその電流路をフリーホイールダイオードDFHを介
して形成し、さらに充電チョークコイルLKの中も流れ
る。そのため充電チョークコイルは放電される。負荷回
路を流れる、クランプダイオード電流iblと正弦波補正
コンデンサ電流ikから成る和電流は値ゼロへ向かう。ハ
ーフブリッジコンデンサは、両方のスイッチSHとSLの開
かれているこの短い第２のスイッチング時相中は充電さ
れない。
にスイッチSLが開かれると、第１のスイッチング時相に
おいて充電された負荷回路のチョークコイルＬは、一方
ではクランプダイオードDBLを流れるクランプダイオー
ド電流iblを介して、他方では正弦波補正コンデンサCS
を流れる電流ikを介して、放電される。この場合この電
流ikはその電流路をフリーホイールダイオードDFHを介
して形成し、さらに充電チョークコイルLKの中も流れ
る。そのため充電チョークコイルは放電される。負荷回
路を流れる、クランプダイオード電流iblと正弦波補正
コンデンサ電流ikから成る和電流は値ゼロへ向かう。ハ
ーフブリッジコンデンサは、両方のスイッチSHとSLの開
かれているこの短い第２のスイッチング時相中は充電さ
れない。
次に第６図に示されている第３スイッチング時相にお
いて、スイッチSHが閉じると、ハーフブリッジコンデン
サCHおよびチョークコイルＬが、ブリッジコンデンサ電
流ih2と正弦波補正コンデンサ電流ik2により充電され
る。正弦波補正コンデンサ電流ik2により正弦波補正コ
ンデンサCSも充電される。
いて、スイッチSHが閉じると、ハーフブリッジコンデン
サCHおよびチョークコイルＬが、ブリッジコンデンサ電
流ih2と正弦波補正コンデンサ電流ik2により充電され
る。正弦波補正コンデンサ電流ik2により正弦波補正コ
ンデンサCSも充電される。
ハーフブリッジコンデンサCHが、正弦波補正コンデン
サ電圧USとブリッジコンデンサ電圧UHとの和が充電コン
デンサ電圧UEよりも高くなるまで充電されると、第３の
電流が即ちブリッジコンデンサ電流ihlが流れ始める。
サ電圧USとブリッジコンデンサ電圧UHとの和が充電コン
デンサ電圧UEよりも高くなるまで充電されると、第３の
電流が即ちブリッジコンデンサ電流ihlが流れ始める。
同時に正弦波補正コンデンサ電流ik2が流れなくなり
そのため正弦波補正コンデンサCSの充電が終了する。
そのため正弦波補正コンデンサCSの充電が終了する。
ダイオードDKはUK＋UHがUEになると直ちに導通され
て、このダイオードDKが正弦波補正コンデンサ電流ikl
を流させる。正弦波補正コンデンサ電流iklとブリッジ
コンデンサ電流ih2が負荷回路を介してループを形成し
て、チョークコイルＬの再度の充電を行わせる。正弦波
補正コンデンサCSは、流れるようになった正弦波補正コ
ンデンサ電流iklにより放電される。同時に充電チョー
クコイルLKも部分的に放電される。
て、このダイオードDKが正弦波補正コンデンサ電流ikl
を流させる。正弦波補正コンデンサ電流iklとブリッジ
コンデンサ電流ih2が負荷回路を介してループを形成し
て、チョークコイルＬの再度の充電を行わせる。正弦波
補正コンデンサCSは、流れるようになった正弦波補正コ
ンデンサ電流iklにより放電される。同時に充電チョー
クコイルLKも部分的に放電される。
ブリッジコンデンサ電流ih2はブリッジコンデンサCH
をさらに充電する。ブリッジコンデンサ電圧UHが充電コ
ンデンサ電圧UEよりも大きくなると、クランプダイオー
ド電流ibhが流れ始める。このようにして正弦波補正コ
ンデンサCSの逆方向への電荷の入れ替えが遮断される、
即ちその電荷が値ゼロを有するようになる。
をさらに充電する。ブリッジコンデンサ電圧UHが充電コ
ンデンサ電圧UEよりも大きくなると、クランプダイオー
ド電流ibhが流れ始める。このようにして正弦波補正コ
ンデンサCSの逆方向への電荷の入れ替えが遮断される、
即ちその電荷が値ゼロを有するようになる。
スイッチSHが再び第７図に示した第４のスイッチング
時相に応じて開かれると、負荷回路のチョークコイルＬ
は、以後に流れるクランプダイオード電流ibhを介して
放電される。この場合、充電チョークコイルLKは部分的
に充電チョークコイル電流ilkを介して放電される。こ
の場合この充電チョークコイル電流の電流回路は充電コ
ンデンサCELを介してループを形成する。
時相に応じて開かれると、負荷回路のチョークコイルＬ
は、以後に流れるクランプダイオード電流ibhを介して
放電される。この場合、充電チョークコイルLKは部分的
に充電チョークコイル電流ilkを介して放電される。こ
の場合この充電チョークコイル電流の電流回路は充電コ
ンデンサCELを介してループを形成する。
新たなサイクルがスイッチSLの新たな閉成により、前
述の第４図に示した第１のスイッチング時相に示した様
に、開始される。
述の第４図に示した第１のスイッチング時相に示した様
に、開始される。
発明の効果 本発明により、電源交流電圧が変化しても、または負
荷回路の負荷が変化しても蛍光ランプの消光されない、
かつ許容できない高調波の生じない電子式補助装置が提
供される。
荷回路の負荷が変化しても蛍光ランプの消光されない、
かつ許容できない高調波の生じない電子式補助装置が提
供される。
次にその理由を説明する。
正弦波補正コンデンサCSの役割は、整流された交流電
圧UNの高調波に起因する瞬時値の偏差をチョークコイル
LKと共働して補正して、、これにより、できるだけ高調
波のない補正された交流電圧UKを発生することである。
このための補償電流は充電チョークコイルLKと正弦波補
正コンデンサCSとの間を、整流された交流電圧の、整流
されて補正された交流電圧UKの瞬時値からの偏差の方向
に応じて、正弦波の半波の歪みを補正する目的で流れ
る。換言すれば整流された補正電圧のUNの、整流されて
補正された電源交流電圧UKからの正の偏差および負の偏
差に応じて、補償電流が流れる。充電チョークコイルLK
と正弦波補正コンデンサCSとの共働により、“過電圧”
の際に生ずる充電チョークコイルLKの付加的な電荷は、
充電コンデンサCELをさらに充電することなく、この短
時間持続する状態は正弦波補正コンデンサを充電させ
る。相応の“不足電圧”の際は逆のことが当てはまる。
整流された電源交流電圧の正弦波補正のこの種の機能
は、ドイツ連邦共和国特許第‐A1-3319739号公報に示さ
れている。本願の場合はこの公知技術をさらに発展させ
てこの回路を簡単化して、唯１つの正弦波補正コンデン
サCSと唯１つのハーフブリッジコンデンサCHを使用し、
さらに２つの互いに直列に接続されたクランプダイオー
ドDBH,DBLを設けたのである。この構成により公知装置
における２つのコンデンサおよびその配置に伴う公知の
回路の作動の欠点が回避されている。その理由はクラン
プダイオードがコンデンサCSとCHの電荷反転を阻止し、
かつ電源からのエネルギー取り出しを制限するからであ
る。その結果、中間円電圧Uzwが、負荷へのエネルギー
消費の際に許容できない位に高い値を取ることができな
くなる。
圧UNの高調波に起因する瞬時値の偏差をチョークコイル
LKと共働して補正して、、これにより、できるだけ高調
波のない補正された交流電圧UKを発生することである。
このための補償電流は充電チョークコイルLKと正弦波補
正コンデンサCSとの間を、整流された交流電圧の、整流
されて補正された交流電圧UKの瞬時値からの偏差の方向
に応じて、正弦波の半波の歪みを補正する目的で流れ
る。換言すれば整流された補正電圧のUNの、整流されて
補正された電源交流電圧UKからの正の偏差および負の偏
差に応じて、補償電流が流れる。充電チョークコイルLK
と正弦波補正コンデンサCSとの共働により、“過電圧”
の際に生ずる充電チョークコイルLKの付加的な電荷は、
充電コンデンサCELをさらに充電することなく、この短
時間持続する状態は正弦波補正コンデンサを充電させ
る。相応の“不足電圧”の際は逆のことが当てはまる。
整流された電源交流電圧の正弦波補正のこの種の機能
は、ドイツ連邦共和国特許第‐A1-3319739号公報に示さ
れている。本願の場合はこの公知技術をさらに発展させ
てこの回路を簡単化して、唯１つの正弦波補正コンデン
サCSと唯１つのハーフブリッジコンデンサCHを使用し、
さらに２つの互いに直列に接続されたクランプダイオー
ドDBH,DBLを設けたのである。この構成により公知装置
における２つのコンデンサおよびその配置に伴う公知の
回路の作動の欠点が回避されている。その理由はクラン
プダイオードがコンデンサCSとCHの電荷反転を阻止し、
かつ電源からのエネルギー取り出しを制限するからであ
る。その結果、中間円電圧Uzwが、負荷へのエネルギー
消費の際に許容できない位に高い値を取ることができな
くなる。
第１図は正弦波補正コンデンサを用いた電子式補助装置
の公知の実施例の配線図、第２図は本発明の電子式補助
装置の有利な実施例の配線図、第３図は第２図に示した
補助装置の整流回路の充電チョークコイルを流れる電流
の時間ダイヤグラム図、第４図、第５図、第６図、第７
図は、第２図の回路中に、インバータの異なるスイッチ
ング時相の場合の電流を記入した回路図を示す。 WR……インバータ、Un……電源交流電圧、GS……整流回
路、SH,SL……スイッチ、CH,CH′……コンデンサ、LA…
…負荷回路、Ｌ……チョークコイル、CZ……点弧コンデ
ンサ、LL……蛍光管、UE……充電コンデンサ電圧、DK,D
K′……ダイオード、充電コンデンサCEL、CH……ブリッ
ジコンデンサ、CS′……正弦波補正コンデンサ、GND…
…基準電位、UZW……中間回路電位
の公知の実施例の配線図、第２図は本発明の電子式補助
装置の有利な実施例の配線図、第３図は第２図に示した
補助装置の整流回路の充電チョークコイルを流れる電流
の時間ダイヤグラム図、第４図、第５図、第６図、第７
図は、第２図の回路中に、インバータの異なるスイッチ
ング時相の場合の電流を記入した回路図を示す。 WR……インバータ、Un……電源交流電圧、GS……整流回
路、SH,SL……スイッチ、CH,CH′……コンデンサ、LA…
…負荷回路、Ｌ……チョークコイル、CZ……点弧コンデ
ンサ、LL……蛍光管、UE……充電コンデンサ電圧、DK,D
K′……ダイオード、充電コンデンサCEL、CH……ブリッ
ジコンデンサ、CS′……正弦波補正コンデンサ、GND…
…基準電位、UZW……中間回路電位
Claims (6)
- 【請求項１】蛍光ランプ用の電子式補助装置であって、
該補助装置は電源交流電圧（Un）から給電される整流回
路（GS）を備え、該整流回路は整流ブリッジ（GL）およ
び、該整流ブリッジのプラス極に接続されている充電チ
ョークコイル（LK）および、該充電チョークコイルに直
列に接続され、整流される交流電流に対して順方向に極
性づけられている結合ダイオード（DK）ならびに整流回
路の両方の出力側に並列に接続されている充電コンデン
サ（CEL）を有し、さらに前記の補助回路はハーフブリ
ッジ構成の高周波のインバータ（WR）を備え、該インバ
ータにおいて、整流回路（GS）の２つの出力側の一方と
インバータの第１出力側との間にそれぞれ択一選択的に
制御可能な半導体スイッチ（SH,SL）が設けられてお
り、該半導体スイッチには、当該半導体スイッチに対し
てそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオード
（DFH乃至DFL）が接続されており、さらに少なくとも１
つの負荷回路（LA）が設けられており、該負荷回路は、
並列に接続されている点弧コンデンサ（CZ）を有する蛍
光ランプ（LL）と該蛍光ランプに直列に接続されている
ランプチョークコイル（Ｌ）から成り、該ランプチョー
クコイルはインバータの第１出力側に接続されており、
蛍光ランプの他方の端子はインバータの第２出力側に接
続されている形式の蛍光ランプ用の電子式補助装置にお
いて、 インバータ（WR）において、２つの直列に接続されたク
ランプダイオード（DBH,DBL）が整流回路（GS）の出力
側の間に、整流される交流電圧とは逆の方向の極性で接
続されており、前記の両クランプダイオードの共通の接
続点がインバータの第２出力側を形成し、さらにインバ
ータ（WR）において整流回路（GS）の、アース電位に置
かれている方の出力側とインバータの第２出力側との間
にハーフブリッジコンデンサ（▲▼）が設けられて
おり、さらにインバータ（WR）において正弦波補正コン
デンサ（CS）が設けられており、該補正コンデンサは一
方では整流回路の前記の充電チョークコイルと結合ダイ
オードとの接続点に接続されており、他方ではインバー
タの第２出力側と接続されていることを特徴とする、蛍
光ランプ用の電子式補助装置。 - 【請求項２】充電チョークコイル（LK）が、インバータ
（WR）の高周波のスイッチング周波のタイミングで、電
源交流電流のゼロ通過点の領域においてのみ、完全に電
荷の入れ替えをするように、前記の充電チョークコイル
（LK）の値の大きさが選定されている、請求項１記載の
電子式補助装置。 - 【請求項３】整流回路（GS）に高周波フィルタ（FE）が
前置接続されている、請求項１または２記載の電子式補
助装置。 - 【請求項４】インバータ（WR）のブリッジコンデンサ
（▲▼）の大きさは、該コンデンサの充電電圧が高
周波の負荷回路電流に実質的に追従するような値を有す
る、請求項１から３までのいずれか１項記載の電子式補
助装置。 - 【請求項５】インバータ（WR）のブリッジコンデンサの
容量が正弦波補正コンデンサ（CS）の容量よりも小さ
い、請求項４記載の電子式補助装置。 - 【請求項６】正弦波補正コンデンサ（CS）とブリッジコ
ンデンサ（▲▼）との容量比が、1.5から４までの
間の値たとえば値２を有する、請求項５記載の電子式補
助装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP89107955A EP0395776B1 (de) | 1989-05-02 | 1989-05-02 | Elektronisches Vorschaltgerät |
| DE89107955.0 | 1989-05-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02304896A JPH02304896A (ja) | 1990-12-18 |
| JP2690382B2 true JP2690382B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=8201316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2111898A Expired - Fee Related JP2690382B2 (ja) | 1989-05-02 | 1990-05-01 | 蛍光ランプ用の電子式補助装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0395776B1 (ja) |
| JP (1) | JP2690382B2 (ja) |
| AT (1) | ATE102428T1 (ja) |
| DE (1) | DE58907116D1 (ja) |
| ES (1) | ES2049772T3 (ja) |
| HK (1) | HK123195A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| CA2056010C (en) * | 1990-11-27 | 1997-05-27 | Minoru Maehara | Inverter device for stable, high power-factor input current supply |
| US5408403A (en) * | 1992-08-25 | 1995-04-18 | General Electric Company | Power supply circuit with power factor correction |
| DE4237262A1 (de) * | 1992-11-04 | 1994-05-05 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb eines Verbrauchers |
| DE4238409A1 (de) * | 1992-11-13 | 1994-05-19 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen |
| ES2108201T3 (es) * | 1993-01-12 | 1997-12-16 | Philips Electronics Nv | Circuito de balasto. |
| EP0606665B1 (en) * | 1993-01-12 | 1997-08-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| CN1050493C (zh) * | 1993-01-16 | 2000-03-15 | 浙江照明电器总公司 | 带有异常状态保护器高功率因数电子灯 |
| CN1049553C (zh) * | 1993-01-30 | 2000-02-16 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 镇流电路 |
| CN1054726C (zh) * | 1993-01-30 | 2000-07-19 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 镇流电路 |
| US6037722A (en) | 1994-09-30 | 2000-03-14 | Pacific Scientific | Dimmable ballast apparatus and method for controlling power delivered to a fluorescent lamp |
| US5821699A (en) | 1994-09-30 | 1998-10-13 | Pacific Scientific | Ballast circuit for fluorescent lamps |
| US5691606A (en) | 1994-09-30 | 1997-11-25 | Pacific Scientific Company | Ballast circuit for fluorescent lamp |
| EP0757420B1 (de) | 1995-08-04 | 2000-11-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Elektronisches Vorschaltgerät mit Einschaltstrombegrenzung und/oder Überspannungsschutz |
| IE970157A1 (en) * | 1996-03-06 | 1997-09-10 | Tecninter Ireland Limited | An electronic ballast for a compact fluorescent lamp |
| US5925986A (en) | 1996-05-09 | 1999-07-20 | Pacific Scientific Company | Method and apparatus for controlling power delivered to a fluorescent lamp |
| CN1113583C (zh) * | 1996-09-24 | 2003-07-02 | 马士科技有限公司 | 荧光灯电子镇流器 |
| US5866993A (en) | 1996-11-14 | 1999-02-02 | Pacific Scientific Company | Three-way dimming ballast circuit with passive power factor correction |
| US5798617A (en) | 1996-12-18 | 1998-08-25 | Pacific Scientific Company | Magnetic feedback ballast circuit for fluorescent lamp |
| US6107753A (en) * | 1998-12-18 | 2000-08-22 | Philips Electronics North America Corporation | Radio frequency electronic ballast with integrated power factor correction stage |
| CN2515919Y (zh) * | 2001-12-05 | 2002-10-09 | 马士科技有限公司 | 可与可控硅调相调光器配合使用的可调光荧光灯装置 |
| US7122972B2 (en) * | 2003-11-10 | 2006-10-17 | University Of Hong Kong | Dimmable ballast with resistive input and low electromagnetic interference |
| EP2104402A1 (en) * | 2008-03-17 | 2009-09-23 | Chuan Shih Industrial Co., Ldt. | Electronic ballast for fluorescent lamps |
Family Cites Families (5)
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|---|---|---|---|---|
| US4511823A (en) * | 1982-06-01 | 1985-04-16 | Eaton William L | Reduction of harmonics in gas discharge lamp ballasts |
| JPS59128128A (ja) * | 1983-01-13 | 1984-07-24 | Matsushita Electric Works Ltd | 積載方法 |
| NZ209570A (en) * | 1983-09-19 | 1988-03-30 | Minitronics Pty Ltd | Switching regulator |
| EP0205287B1 (en) * | 1985-06-04 | 1989-12-06 | Thorn Emi Lighting (Nz) Limited | Improvements in or relating to switched mode power supplies |
| EP0307065A3 (en) * | 1987-09-09 | 1989-08-30 | Plaser Light Corp. | Driving of discharge lamp |
-
1989
- 1989-05-02 AT AT89107955T patent/ATE102428T1/de not_active IP Right Cessation
- 1989-05-02 EP EP89107955A patent/EP0395776B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-02 ES ES89107955T patent/ES2049772T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-02 DE DE89107955T patent/DE58907116D1/de not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-05-01 JP JP2111898A patent/JP2690382B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-07-27 HK HK123195A patent/HK123195A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| DE58907116D1 (de) | 1994-04-07 |
| EP0395776A1 (de) | 1990-11-07 |
| ATE102428T1 (de) | 1994-03-15 |
| HK123195A (en) | 1995-08-04 |
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| ES2049772T3 (es) | 1994-05-01 |
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