EP0280909A1 - Schaltungsanordnung zum Erkennen von Schwingungen - Google Patents

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EP0280909A1
EP0280909A1 EP88101634A EP88101634A EP0280909A1 EP 0280909 A1 EP0280909 A1 EP 0280909A1 EP 88101634 A EP88101634 A EP 88101634A EP 88101634 A EP88101634 A EP 88101634A EP 0280909 A1 EP0280909 A1 EP 0280909A1
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EP
European Patent Office
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signals
signal
threshold value
comparator
circuit arrangement
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EP88101634A
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Jürgen Dipl.-Ing. Wagner (FH)
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/45—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of patent claim 1.
  • Circuits have recently been developed (for example by RIM-Elektronik, Kunststoff, and US Pat. No. 4,232,192) which recognize vibrations as such and then suppress them.
  • Such circuits tap the useful signal between the input converter and a power amplifier connected upstream of the output converter and amplify it by means of an additional amplifier.
  • the amplified signal is compared in a comparator stage with a threshold voltage and fed into a phase locked loop (so-called phase locked loop or PLL for short).
  • An input signal is evaluated as a vibration if it exceeds an amplitude threshold specified by a comparator.
  • the PLL is activated when all thresholds are exceeded.
  • the PLL then "searches" for the frequency of the overshoot tion signal and outputs a suppression signal to a notch filter upstream of the power amplifier, which suppresses the frequency range of the overshoot signal.
  • the object of the present invention is to construct a vibration detection circuit which only emits a vibration detection signal when the input signal has been assessed as positive in a plurality of test processes, so that incorrect evaluations in the vibration detection circuit are avoided.
  • the vibration detection circuit comprises elements which test the useful signal with regard to three vibration characteristics. Since vibrations are long-lasting AC voltages with a large amplitude and relatively high frequency, the vibration detection circuit checks the amplitude size of the input signals, the time interval between individual signal swings (frequency) and the duration of a series of successive signal swings (group length).
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement comprising the invention, which can be installed, for example, in a hearing aid. It comprises a microphone 1 as an acoustic input converter, which converts acoustic input signals SE, SR into electrical signals SO, an acoustic output converter 2 (which is designed either as a loudspeaker or, especially in the case of hearing aids, as a so-called receiver), a power amplifier 3 connected upstream of the output converter 2 and a vibration suppressing circuit 4.
  • a microphone 1 as an acoustic input converter, which converts acoustic input signals SE, SR into electrical signals SO
  • an acoustic output converter 2 which is designed either as a loudspeaker or, especially in the case of hearing aids, as a so-called receiver
  • a power amplifier 3 connected upstream of the output converter 2 and a vibration suppressing circuit 4.
  • the vibration suppression circuit 4 is designed as an electrical feedback circuit. It suppresses electrical signals that are generated due to acoustic feedback effects and that usually lead to undamped vibrations in the circuit.
  • the feedback effect is indicated in FIG. 1 with a dashed arrow line between acoustic output transducer 2 and microphone 1.
  • An acoustic useful signal SE together with an acoustic feedback signal SR is converted into a corresponding electrical signal S0 in the microphone 1.
  • the output signal S5 of the vibration suppression circuit 4 is subtracted from this signal S0 in a subtractor 5 from the signal S0.
  • the remaining signal S1 is amplified in a non-inverting power amplifier 3 to a signal S2.
  • the signal S2 is converted back into an acoustic signal SA in the output converter 2.
  • the signal S2 is fed to the vibration suppression circuit 4 as an input signal.
  • the vibration suppression circuit 4 consists, functionally broken down, of a vibration detection circuit 6 according to the present invention, a vibration frequency search circuit 7 and an influencing circuit 8.
  • the input signal S2 is passed to the vibration detection circuit 6. It is also fed to the influencing circuit 8.
  • the vibration detection circuit 6 it is checked whether the signal S2 contains a vibration based on acoustic feedback effects. If an oscillation is present, an oscillation detection signal S3 is emitted.
  • the signal S3 sets the oscillation frequency search circuit 7 into operation, a sequence of signals S4 being emitted by the oscillation frequency search circuit 7 until the oscillation detection signal S3 at the output of the oscillation detection circuit 6 disappears.
  • the Vibration detection signal S3 pending signal S4 at the output of the oscillation frequency search circuit 7 is held by the search circuit 7 until a new oscillation occurs.
  • the signals S4 control the influencing circuit 8 in the sense that frequency ranges, which are to be assigned to a detected oscillation, are largely suppressed in the entire captured frequency spectrum of the signal S0 by means of a filter.
  • the output signal S5 of the influencing circuit 8 is the output signal of the vibration suppression circuit 4.
  • FIG. 2 shows a vibration detection circuit 6 designed according to the invention and implemented with analog components. Since vibrations are long-lasting AC voltages with a large amplitude and relatively high frequency, the vibration detection circuit 6 checks the input signal S2 for these properties. In a first stage, the amplitude of the input signal S2 is compared with a first threshold value UT1 by means of a first comparator 9. If the amplitude of S2 exceeds the threshold value UT1, an exceeding signal S21 is produced which is designed as a square wave voltage with time intervals t0 to t n . (The signals S2 and S21 as well as the further evaluation signals S22, S23, S24, which are processed and passed on by the vibration detection circuit 6, are shown in the pulse diagram of FIG. 3).
  • the subsequent stage comprises, as the first comparator, an RC element with an ohmic resistor 10, diode 10 ⁇ and capacitor 11 and a second comparator 12.
  • the capacitor 11 is quickly charged by the exceeding signal S21 via the diode 10 ⁇ and with a predetermined time constant via the resistor 10 unload. This charge and discharge signal is identified in FIGS. 2 and 3 by S22.
  • the time constant together with the threshold value UT2 of the second comparator 12, determines a first time interval TI1, which defines the minimum frequency to which the vibration detection circuit 6 responds. Will one selected small time constant, then the vibration detection circuit 6 responds essentially only to high-frequency signals. With low-frequency signals, the capacitor 11 has sufficient time to discharge below the threshold value UT2 of the second comparator 12. These low-frequency signals are therefore not detected. This ensures that the oscillation detection circuit 6 only reacts to signals that result from acoustic feedback effects, while portions of the useful signal (eg voice signal) that occur periodically at a lower frequency are not taken into account.
  • overrun signals S23 are released to a second comparator 13 to 16.
  • the overshoot duration signals S23 are square-wave voltages which have the same duration as the threshold value overshoots of the charge and discharge signals S22.
  • the overshoot duration signals S23 thus reflect how long a large, high-frequency input signal lasts (T1).
  • the second comparison element comprises a diode 13, an RC element 14, 15 and a third comparator 16. With the overshoot signal S23, the capacitor 15 is charged via the resistor 14. Resistor 14 and capacitor 15 are dimensioned so that the charging time constant is large, e.g. 0.5 to 2 seconds.
  • the capacitor 15 If the overshoot time signal S23 drops only briefly, the capacitor 15 is immediately completely discharged via the diode 13. However, if the overrun duration signal S23 lasts longer than a predetermined second time interval TI2, the capacitor 15 charges up to such an extent that the voltage exceeds the threshold value UT3 of the subsequent third comparator 16. In this case, the input signal S2 fulfills all vibration detection criteria and the signal S3 emitted by the comparator 16 is regarded as a vibration detection signal.
  • FIG. 4 shows an oscillation frequency search circuit 7.
  • the oscillation frequency search circuit 7 is between oscillations Detection circuit 6 and influencing circuit 8 arranged and controls the influencing circuit 8 such that detected vibrations are suppressed.
  • a first device 17 of the search circuit 7 generates digital frequency-determining signals S33 and is controlled by the vibration detection signals S3.
  • the main component of the first device 17 is a counting device 18, which comprises a counter 19, a counting direction switch 20 and a reset element 21, also called "power-on reset".
  • the first device 17 includes an oscillator 22 and an associated AND gate 23.
  • the counter 19 also serves as a holding device for the frequencies of the detected vibration, as will be explained in more detail below.
  • the reset element 21 ensures that the output signals S32 on all four output lines of the counter 19 are in the zero state (also referred to as the “low” state).
  • This 0000 value is digitally incremented by one each time a step pulse S31 ("high” state) is registered at the input of the counter 19. After all four output lines have been switched to "high”, the original zero state is restored at the next step pulse S31 and the step sequence is repeated.
  • a pulse S31 is only generated if a vibration detection pulse S3 is present at the AND gate 23 connected upstream of the counter 19. If this is the case, then the pulses S31 'generated by means of oscillator 22 are forwarded as step pulses S31. The oscillator 22 therefore determines the speed at which the counter 19 is advanced.
  • the counter 19 continues to switch the output pulses S32 until the vibration detection signal S3 disappears. (Signal S3 disappears when the oscillation has been suppressed by the influencing circuit 8). When signal S3 disappears, counter 19 receives no further pulses S31 and remains in the set state until a new one Vibration detection signal S3 occurs.
  • the counter 19 thus stores the set state and therefore, together with the AND gate 23, serves as a holding device for holding the frequency of the detected vibration at the influencing circuit 8. It is advantageous in this respect to design the oscillation frequency search circuit 7 as a holding device, since the vibration suppression circuit 4 does not drift can and a return of the suppressed vibration is avoided.
  • the first device 17 also includes a counting direction switch 20 at the output of the counter 19. This has the effect that a sudden change in the digital frequency-determining signals S33 from 111 to 000 is avoided by counting down every second sequence by inversion of the output pulses S32 from 111 to 000 becomes. This is advantageous in that the filter arranged in the influencing circuit 8 for suppressing the oscillation frequency when the counting direction is reversed does not jump from one end to the other end of the frequency spectrum, but instead moves back and forth in the frequency spectrum.
  • a second device 24 of the oscillation frequency search circuit 7 samples the frequency-determining signals S33 of the first device 17 (output of the counting direction switch 20) and controls the influencing circuit 8 via the control signals S4.
  • a decoder 25 transmits the eight signal possibilities arriving via three lines to eight different lines. These eight control signals S4 control the influencing circuit 8 in the sense that they determine which frequency range in the controllable frequency spectrum is filtered by the influencing circuit 8.
  • the decoder 25 controls the influencing circuit 8 by means of a discretely variable resistor 26.
  • the resistance values of the resistors 28 are preferably selected such that the influencing circuit 8 drives eight adjacent frequency ranges within the band 1 kHz to infinity. It is also advantageous if at least one transistor-resistor combination makes it possible to control a frequency range above the acoustic limit of human hearing, so that only this range is filtered after the device is switched on and before an oscillation occurs.
  • the influencing circuit 8 also comprises further ohmic resistors 30, capacitors 31 and an amplifier 32, which are arranged in the form of a bandpass filter.
  • a bandpass filter is e.g. known from the book "Semiconductor Circuit Technology” by Tietze and Schenk (Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, 7th edition (1985), pages 419-421). Since the bandpass filter is designed as a negative feedback of the power amplifier 3, the circuit 8 simulates a notch filter, which forms a suction circuit at the resonance frequency. The bandwidth and gain of the filter are independent of the discretely variable resistor 26. The resonance frequency can thus be varied by changing the resistance values in the resistor 26 without influencing the bandwidth or amplification.
  • the output resistor 33 determines the weight of the feedback S5 on the subtractor 5 (see FIG. 1).
  • the circuit 8 could be designed as a CR high-pass filter, phase shifter, phase switch or gain reducer.
  • Figure 6 shows e.g. a variant 6 ⁇ of the oscillation detection circuit 6 and a variant 7 ⁇ of the oscillation frequency search circuit 7.
  • the second comparator 13 to 16 of the oscillation detection circuit 6 is replaced by a digital arrangement which comprises an inverter 34, a digital counter 35 and an AND gate 36.
  • the input signal is checked in the same way as in the exemplary embodiment corresponding to FIG. 2 according to the vibration characteristics "large amplitude" and "high frequencies".
  • an overshoot signal S23 is processed digitally in order to determine whether the large, high-frequency input signal is long-lasting.
  • the counter 35 has two signal inputs: an input for the overshoot signal S21 and a reset input which, together with the inverter 34, continuously resets the counter 35 to the zero state, except when an overshoot signal S23 occurs.
  • the counter 35 counts the overshoot signals S21. After a certain number of exceeding signals S21 has occurred, the input signal is regarded as a recognized oscillation.
  • the counter 35 then generates, together with the AND gate 36, vibration detection signals S3.
  • These vibration detection signals S3 are indexing pulses and can be given directly to the counter 19 of the search circuit 7 ⁇ . This circuit variant therefore does not require an oscillator 22 in the oscillation frequency search circuit.
  • FIG. 7 shows a further modification of the circuits in FIGS. 2 and 4, in which the first and second comparison elements (10 to 12, 13 to 16) are replaced by digital arrangements.
  • the counter 37 is reset to a 000 level each time an exceeding signal S21 occurs. This process corresponds to a rapid charging of the capacitor 11 in the analog variant of FIG. 2.
  • the counter 37 the output Q of which is in the "low” state, begins in the direction of a second one To count the counter reading at a speed predetermined by the oscillator 38. This counting process corresponds to the discharge of the capacitor 11 in the analog variant.
  • the "low" state at the output Q of the counter 37 is converted by means of an inverter 39 into a "high” state at the input of the AND gate 40, as a result of which the indexing pulses of the oscillator 38 are passed on. If a further exceeding signal S21 arrives before the counter 37 reaches its second counter reading, the output Q of the counter 37 remains at “low”. However, when the counter 37 reaches the second counter reading, the output Q of the counter 37 is switched to "high” and the AND gate 40 blocks the switching pulses of the oscillator 38. Reaching the second counter reading corresponds to discharging the capacitor 11 up to the threshold value UT2 in Figure 3.
  • the counter 35 measures, according to the second comparator 13 to 16 of the analog variant, the time period T ° of a series of successive exceeding signals S21.
  • This counter 35 is only reset to a 000 state if there is no exceeding signal S21 at the AND gate 41: as soon as an exceeding signal S21 occurs, both inputs of the AND gate 41 are switched to a "high” state, which is what Reset input of counter 35 results in a "low” state.
  • the counter 35 counts by means of switching pulses from the oscillator 38 until the exceeding signals S21 disappear or until a predetermined, very high counter reading is reached. The very high meter reading is comparable to the slow charging of the capacitor 15 up to a threshold value UT3 in the analog variant. Vibration detection signals S3 are generated by counter 35 as in the modification described above (see FIG. 6).

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Abstract

Ein eintreffendes Nutzsignal wird geprüft, ob es eine durch akustische Rückkopplungen verursachte Schwingung enthält. Die Schwingungserkennungsschaltung (6) umfaßt dazu am Eingang einen Schwellwertkomparator (9) zum Bewerten der Amplitude der Eingangssignale (S2), ein nachgeschaltetes erstes Vergleichsglied (10 bis 12) zum Erfassen der Zeitabstände (t0 bis tn) zwischen einzelnen Signalen und am Ausgang der Schwingungserkennungsschaltung (6) ein zweites Vergleichsglied (13 bis 16) zum Erfassen der Zeitdauer (T1) einer Signalgruppe, wenn eine Reihe Eingangssignale (S2) dicht aufeinanderfolgen. Bei positiver Bewertung wird ein Schwingungserkennungssignal (S3) erzeugt.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Bei elektronischen Geräten, die ein Mikrofon und einen Laut­sprecher in unmittelbarer Nähe zueinander umfassen, besteht häufig die Gefahr von akustischen Rückkopplungseffekten. Ins­besondere bei Hörgeräten, deren Schallwandler (Mikrofon und Hörer) nur gering voneinander entfernt sind, treten durch die­ses Phänomen Töne, z.B. Pfeifen, auf, die störend sind.
  • Man bemühte sich früher, speziell bei Hörgeräten, hauptsächlich durch Verengung des Hörkanals und Herstellung von schallisolie­renden Otoplastiken, die Schwinganfälligkeit zu reduzieren. Elektrische Gegenmaßnahmen beschnitten oder verschoben allen­falls das Frequenzband, anstatt am Schwingungssignal selbst anzugreifen.
  • In jüngster Zeit sind Schaltungen entwickelt worden (z.B. Firma RIM-Elektronik, München, und US-PS 4,232,192), die Schwingungen als solche erkennen und sie daraufhin unterdrücken. Solche Schaltungen greifen das Nutzsignal zwischen Eingangswandler und einem den Ausgangswandler vorgeschalteten Endverstärker ab und verstärken es mittels eines zusätzlichen Verstärkers. Das ver­stärkte Signal wird in einer Komparatorstufe mit einer Schwel­lenspannung verglichen und in einen Phasenregelkreis (sogenann­ter Phase-Locked-Loop oder abgekürzt PLL) eingespeist. Ein Ein­gangssignal wird als Schwingung bewertet, wenn es eine mittels Komparator vorgegebene Amplitudenschwelle überschreitet. Bei sämtlichen Schwellenüberschreitungen wird der PLL eingeschal­tet. Der PLL "sucht" daraufhin die Frequenz des Überschrei­ tungssignals und gibt ein Unterdrückungssignal an ein dem End­verstärker vorgeschaltetes Notch-Filter, das den Frequenzbe­reich des Überschreitungssignals unterdrückt.
  • Es überschreiten jedoch nicht nur Schwingungen die vorgegebene Amplitudenschwelle. Eine Vielzahl an Nutzsignalen, z.B. Sprach­signalen, können hohe Amplituden aufweisen. Es ist daher von Vorteil, weitere Schwingungsmerkmale zu bewerten, um eine Schwingung als solche zu erkennen.
  • Ein anderer Ansatzpunkt wurde bei der US-PS 4,091,236 und der FR-A 23 70 276 (= DE-PS 27 47 821) gewählt. Hier wird eine Periodenkonstanz des Eingangssignals als Erkennungskriterium verwendet. Da jedoch auch viele Nutzsignale konstante Perioden aufweisen, ist auch diese Lösung nicht zufriedenstellend.
  • Aufgabe vorliegender Erfindung ist es, eine Schwingungserken­nungsschaltung aufzubauen, die ein Schwingungserkennungssignal erst dann abgibt, wenn das Eingangssignal bei einer Mehrzahl von Prüfvorgängen als positiv bewertet worden ist, so daß Fehl­bewertungen in der Schwingungserkennungsschaltung vermieden werden.
  • Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
  • Gemäß der Erfindung umfaßt die Schwingungserkennungsschaltung Glieder, die das Nutzsignal im Hinblick auf drei Schwingungs­merkmale prüfen. Da Schwingungen langanhaltende Wechselspan­nungen mit großer Amplitude und relativ hoher Frequenz sind, prüft die Schwingungserkennungsschaltung die Amplitudengröße der Eingangssignale, den Zeitabstand zwischen einzelnen Signal­ausschlägen (Frequenz) und die Zeitdauer einer Reihe aufeinan­derfolgender Signalausschläge (Gruppenlänge).
  • Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nach­folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung und in Verbindung mit den weiteren Unteransprüchen.
  • Es zeigen:
    • Figur 1 ein Prinzipschaltbild einer schallverarbeitenden Ein­richtung, insbesondere eines Hörgerätes, mit einer entspre­ chend der Erfindung ausgebildeten Schaltungsanordnung zum Un­terdrücken von Schwingungen aufgrund von akustischen Rückkopp­lungseffekten,
    • Figur 2 eine erfindungsgemäß ausgebildete Schwingungserken­nungsschaltung, die eine auf akustischen Rückkopplungseffekten beruhende Schwingung im Nutzsignal als solche erkennt,
    • Figur 3 ein Pulsdiagramm der in der Schwingungserkennungsschal­tung verarbeiteten Signale,
    • Figur 4 eine der Schwingungserkennungsschaltung nachgeschaltete Schwingungsfrequenzsuchschaltung,
    • Figur 5 eine von der Schwingungsfrequenzsuchschaltung gesteuer­te Beeinflussungsschaltung, die hier z.B. als Notchfilter aus­gebildet ist,
    • Figur 6 eine Schwingungserkennungsschaltung mit zugeordneter Schwingungsfrequenzsuchschaltung, wobei Erkennungsimpulse mit­tels eines Zählers erzeugt werden (Modifikation der Anordnung der Figuren 2 und 4),
    • Figur 7 eine digital ausgebildete Schwingungserkennungsschal­tung mit zugeordneter Schwingungsfrequenzsuchschaltung (Modi­fikation der Anordnung der Figuren 2 und 4).
  • Figur 1 zeigt eine die Erfindung umfassende Schaltungsanord­nung, die z.B. in ein Hörgerät eingebaut werden kann. Sie um­faßt ein Mikrofon 1 als akustischen Eingangswandler, das aku­stische Eingangssignale SE, SR in elektrische Signale SO um­wandelt, einen akustischen Ausgangswandler 2 (der entweder als Lautsprecher oder, speziell bei Hörgeräten, als sogenannter Hörer ausgebildet ist), einen dem Ausgangswandler 2 vorgeschal­teten Endverstärker 3 und eine Schwingungsunterdrückungsschal­tung 4.
  • Die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 ist als elektrische Rückkopplungsschaltung ausgebildet. Sie unterdrückt elektrische Signale, die aufgrund akustischer Rückkoppelungseffekte erzeugt werden, und die in der Regel zu ungedämpften Schwingungen in der Schaltung führen. Der Rückkopplungseffekt ist in der Fig. 1 mit einer gestrichelten Pfeillinie zwischen akustischem Aus­gangswandler 2 und Mikrofon 1 angedeutet.
  • Ein akustisches Nutzsignal SE zusammen mit einem akustischen Rückkopplungssignal SR wird im Mikrofon 1 in ein entsprechendes elektrisches Signal S0 umgewandelt. Von diesem Signal S0 wird das Ausgangssignal S5 der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 in einem Subtrahierglied 5 vom Signal S0 subtrahiert. Das ver­bleibende Signal S1 wird in einem nicht-invertierenden Endver­stärker 3 zu einem Signal S2 verstärkt. Das Signal S2 wird im Ausgangswandler 2 wieder in ein akustisches Signal SA umgewan­delt. Zugleich wird das Signal S2 als Eingangssignal der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 zugeführt.
  • Die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 besteht, funktionell zerlegt, aus einer Schwingungserkennungsschaltung 6 gemäß vor­liegender Erfindung, einer Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 und einer Beeinflussungsschaltung 8. In der Schwingungsunter­drückungsschaltung 4 wird das Eingangssignal S2 zur Schwingungs­erkennungsschaltung 6 geleitet. Es wird außerdem der Beeinflus­sungsschaltung 8 zugeführt. In der Schwingungserkennungsschal­tung 6 wird geprüft, ob das Signal S2 eine auf akustischen Rück­koppelungseffekten beruhende Schwingung enthält. Falls eine Schwingung vorhanden ist, wird ein Schwingungserkennungssignal S3 abgegeben. Das Signal S3 setzt die Schwingungsfrequenzsuch­schaltung 7 in Betrieb, wobei eine Folge von Signalen S4 von der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 so lange abgegeben wird, bis das Schwingungserkennungssignal S3 am Ausgang der Schwingungs­erkennungsschaltung 6 verschwindet. Das beim Verschwinden des Schwingungserkennungssignals S3 am Ausgang der Schwingungsfre­quenzsuchschaltung 7 anstehende Signal S4 wird von der Such­schaltung 7 festgehalten, bis eine neue Schwingung auftritt. Die Signale S4 steuern die Beeinflussungsschaltung 8 in dem Sinne, daß mittels eines Filters Frequenzbereiche, die einer erkannten Schwingung zuzuordnen sind, im gesamten eingefangenen Frequenzspektrum des Signals S0 weitgehend unterdrückt werden. Das Ausgangssignal S5 der Beeinflussungsschaltung 8 ist, wie zuvor schon erwähnt, das Ausgangssignal der Schwingungsunter­drückungsschaltung 4.
  • Die Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäß ausgebildete und mit analogen Bauteilen realisierte Schwingungserkennungsschaltung 6. Da Schwingungen lang anhaltende Wechselspannungen mit großer Amplitude und relativ hoher Frequenz sind, prüft die Schwin­gungserkennungsschaltung 6 das Eingangssignal S2 auf diese Eigenschaften. In einer ersten Stufe wird mittels eines ersten Komparators 9 die Amplitude des Eingangssignals S2 mit einem ersten Schwellwert UT1 verglichen. Falls die Amplitude von S2 den Schwellwert UT1 überschreitet, wird ein als Rechteckspan­nung mit Zeitabständen t₀ bis tn ausgebildetes Überschreitungs­signal S21 erzeugt. (Die Signale S2 und S21 sowie die weiteren Bewertungssignale S22, S23, S24, die von der Schwingungserken­nungsschaltung 6 verarbeitet und weitergegeben werden, sind im Pulsdiagramm der Figur 3 dargestellt).
  • Die darauffolgende Stufe umfaßt als erstes Vergleichsglied ein RC-Glied mit ohmschem Widerstand 10, Diode 10ʹ und Kondensator 11 und einen zweiten Komparator 12. Der Kondensator 11 wird vom Überschreitungssignal S21 über die Diode 10ʹ schnell aufgeladen und mit einer vorgegebenen Zeitkonstante über den Widerstand 10 wieder entladen. Dieses Auf- und Entladesignal ist in den Figu­ren 2 und 3 mit S22 gekennzeichnet. Die Zeitkonstante bestimmt zusammen mit dem Schwellwert UT2 des zweiten Komparators 12 ein erstes Zeitintervall TI1, das die Mindestfrequenz, auf die die Schwingungserkennungsschaltung 6 anspricht, festlegt. Wird eine kleine Zeitkonstante gewählt, dann spricht die Schwingungser­kennungsschaltung 6 im wesentlichen nur auf hochfrequente Si­gnale an. Bei niederfrequenten Signalen hat der Kondensator 11 genügend Zeit, sich bis unter den Schwellwert UT2 des zweiten Komparators 12 zu entladen. Diese niederfrequenten Signale werden also nicht erfaßt. Dadurch wird sichergestellt, daß also die Schwingungserkennungsschaltung 6 nur auf solche Signale reagiert, die von akustischen Rückkopplungseffekten herrühren, während periodisch mit niedrigerer Frequenz auftretende Anteile im Nutzsignal (z.B. Sprachsignal) unberücksichtigt bleiben.
  • Wurden die Schwingungskriterien "große Amplituden" und "hohe Frequenzen" in den ersten beiden Stufen erfüllt, werden Über­schreitungsdauersignale S23 an ein zweites Vergleichsglied 13 bis 16 freigegeben. Die Überschreitungsdauersignale S23 sind Rechteckspannungen, die den Schwellwert-Überschreitungen der Auf- und Entladesignale S22 in ihrer Dauer gleichen. Die Über­schreitungsdauersignale S23 spiegeln also wider, wie lange ein großes, hochfrequentes Eingangssignal anhält (T1). Das zweite Vergleichsglied umfaßt eine Diode 13, ein RC-Glied 14, 15 und einen dritten Komparator 16. Mit dem Überschreitungsdauersignal S23 wird über den Widerstand 14 der Kondensator 15 aufgeladen. Widerstand 14 und Kondensator 15 sind so dimensioniert, daß die Aufladezeitkonstante groß, z.B. 0,5 bis 2 Sekunden, ist. Fällt das Überschreitungsdauersignal S23 auch nur kurzzeitig ab, wird der Kondensator 15 sofort über die Diode 13 vollständig entla­den. Hält das Überschreitungsdauersignal S23 jedoch länger als ein vorgegebenes zweites Zeitintervall TI2 an, so lädt sich der Kondensator 15 so weit auf, daß die Spannung den Schwellenwert UT3 des nachfolgenden dritten Komparators 16 überschreitet. In diesem Fall erfüllt das Eingangssignal S2 alle Schwingungser­kennungskriterien und das vom Komparator 16 abgegebene Signal S3 gilt als Schwingungserkennungssignal.
  • Figur 4 zeigt eine Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7. Die Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 ist zwischen Schwingungs­ erkennungsschaltung 6 und Beeinflussungsschaltung 8 angeordnet und steuert die Beeinflussungsschaltung 8 derart, daß erkannte Schwingungen unterdrückt werden. Eine erste Einrichtung 17 der Suchschaltung 7 erzeugt digitale frequenzbestimmende Signale S33 und wird von den Schwingungserkennungssignalen S3 gesteuert. Hauptbestandteil der ersten Einrichtung 17 ist eine Zählvor­richtung 18, die einen Zähler 19, einen Zählrichtungsumschalter 20 und ein Rücksetzglied 21, auch "power-on reset" genannt, um­faßt. Außerdem umfaßt die erste Einrichtung 17 einen Oszillator 22 und ein zugeordnetes UND-Gatter 23. Der Zähler 19 dient gleichzeitig als Festhalteeinrichtung für die Frequenzen der erkannten Schwingung, wie im nachfolgenden noch näher erläu­tert wird.
  • Beim Einschalten des Gerätes sorgt das Rücksetzglied 21 dafür, daß die Ausgangssignale S32 an allen vier Ausgangsleitungen des Zählers 19 im Null-Zustand (auch als "low"-Zustand bezeichnet) sind. Dieser 0000-Wert wird digital jeweils um eins fortgeschal­tet, jedes Mal, wenn ein Fortschaltimpuls S31 ("high"-Zustand) am Eingang des Zählers 19 registriert wird. Nachdem alle vier Ausgangsleitungen auf "high" geschaltet worden sind, wird beim nächsten Fortschaltimpuls S31 der ursprüngliche Null-Zustand wieder hergestellt und die Fortschaltfolge wiederholt. Ein Puls S31 wird jedoch nur erzeugt, falls ein Schwingungserkennungs­impuls S3 am dem Zähler 19 vorgeschalteten UND-Gatter 23 an­liegt. Ist dies der Fall, dann werden die mittels Oszillator 22 erzeugten Impulse S31' als Fortschaltimpulse S31 weitergeleitet. Der Oszillator 22 bestimmt daher die Geschwindigkeit, mit der der Zähler 19 fortgeschaltet wird.
  • Der Zähler 19 schaltet also so lange die Ausgangsimpulse S32 fort, bis das Schwingungserkennungssignal S3 verschwindet. (Signal S3 verschwindet, wenn die Schwingung durch die Beein­flussungsschaltung 8 unterdrückt worden ist). Beim Verschwin­den des Signals S3 erhält der Zähler 19 keine weiteren Impulse S31 und bleibt im eingestellten Zustand stehen, bis ein neues Schwingungserkennungssignal S3 auftritt. Der Zähler 19 spei­chert also den eingestellten Zustand und dient daher zusammen mit dem UND-Gatter 23 als Festhalteeinrichtung zum Festhalten der Frequenz der erkannten Schwingung an der Beeinflussungs­schaltung 8. Es ist insofern vorteilhaft, die Schwingungsfre­quenzsuchschaltung 7 als Festhalteeinrichtung auszubilden, da die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 nicht driften kann und eine Wiederkehr der unterdrückten Schwingung vermieden wird.
  • Die erste Einrichtung 17 umfaßt außerdem am Ausgang des Zählers 19 einen Zählrichtungsumschalter 20. Dieser bewirkt, daß bei den digitalen frequenzbestimmenden Signalen S33 eine sprung­artige Veränderung von 111 auf 000 vermieden wird, indem jede zweite Folge durch Inversion der Ausgangsimpulse S32 rückwärts von 111 zu 000 heruntergezählt wird. Dies ist insofern vorteil­haft, als das in der Beeinflussungsschaltung 8 angeordnete Fil­ter zur Unterdrückung der Schwingungsfrequenz bei Zählrich­tungsumkehr nicht von einem zum anderen Ende des Frequenzspek­trums springt, sondern stattdessen im Frequenzspektrum hin und her wandert.
  • Eine zweite Einrichtung 24 der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 tastet die freuenzbestimmenden Signale S33 der ersten Einrich­tung 17 (Ausgang des Zählrichtungsumschalters 20) ab und steuert die Beeinflussungsschaltung 8 über die Steuerungssignale S4. Ein Decoder 25 überträgt dazu die über drei Leitungen eintref­fenden acht Signalmöglichkeiten auf acht verschiedene Leitungen. Diese acht Steuerungssignale S4 steuern die Beeinflussungsschal­tung 8 in dem Sinne, daß sie bestimmen, welcher Frequenzbereich im ansteuerbaren Frequenzspektrum von der Beeinflussungsschal­tung 8 gefiltert wird.
  • Der Decoder 25 steuert die Beeinflussungsschaltung 8 mittels eines diskret veränderlichen Widerstands 26. Figur 5 zeigt den Widerstand 26 als Bestandteil der Beeinflussungsschaltung 8. Bei vorhandener Schwingung werden die Steuerungssignale S4 über eine oder mehrere der Leitungen des Widerstandes 26 ge­leitet. Jede Leitung umfaßt mindestens einen Transistor 27, einen ohmschen Widerstand 28 und einen Inverter 29, wobei die Widerstände 28 verschiedene Widerstandswerte aufweisen. Bei nicht vorhandener Schwingung (S33 = 000) sind alle Transisto­ren 27 durchgeschaltet (mittels Inversion der Steuerungssigna­le S4). Dagegen bei einem Wert S33 = 111 sperren sämtliche Transistoren 27. Vorzugsweise sind die Widerstandswerte der Widerstände 28 so gewählt, daß die Beeinflussungsschaltung 8 acht nebeneinanderliegende Frequenzbereiche innerhalb des Ban­des 1 kHz bis unendlich ansteuert. Es ist weiterhin von Vor­teil, wenn wenigstens eine Transistor-Widerstands-Kombination es ermöglicht, einen Frequenzbereich oberhalb der akustischen Grenze des menschlichen Gehörs anzusteuern, damit nur dieser Bereich gefiltert wird nach Einschalten des Gerätes und bevor eine Schwingung auftritt.
  • Die Beeinflussungsschaltung 8 umfaßt außerdem weitere ohmsche Widerstände 30, Kondensatoren 31 und einen Verstärker 32, die in Form eines Bandpaßfilters angeordnet sind. Solch ein Filter ist z.B. aus dem Buch "Halbleiter-Schaltungstechnik" von Tietze und Schenk bekannt (Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, 7. Auf­lage (1985), Seiten 419-421). Da das Bandpaßfilter als Gegen­kopplung des Endverstärkers 3 ausgebildet ist, simuliert die Schaltung 8 ein Notchfilter, das einen Saugkreis bei der Reso­nanzfrequenz bildet. Bandbreite sowie Verstärkung des Filters sind vom diskret veränderlichen Widerstand 26 unabhängig. Durch Veränderung der Widerstandswerte im Widerstand 26 kann also die Resonanzfrequenz variiert werden, ohne die Bandbreite oder Ver­stärkung zu beeinflussen. Der Ausgangswiderstand 33 bestimmt das Gewicht der Rückkopplung S5 am Subtrahierglied 5 (s.Figur 1).
  • Weitere, hier nicht im Detail beschriebene Varianten der Beein­flussungsschaltung 8 sind möglich. Zum Beispiel könnte die Schaltung 8 als C-R-Hochpaßfilter, Phasenschieber, Phasenum­schalter oder Verstärkungsreduzierer gestaltet werden.
  • Auch bei den Schaltungen 6 und 7 gibt es Modifikationsmöglich­keiten. Figur 6 zeigt z.B. eine Variante 6ʹ der Schwingungser­kennungsschaltung 6 und eine Variante 7ʹ der Schwingungsfre­quenzsuchschaltung 7. Hier wird das zweite Vergleichsglied 13 bis 16 der Schwingungserkennungsschaltung 6 durch eine digitale Anordnung ersetzt, die einen Inverter 34, einen digitalen Zäh­ler 35 und ein UND-Gatter 36 umfaßt.
  • Das Eingangssignal wird auf gleiche Art wie im Ausführungsbei­spiel entsprechend Figur 2 nach den Schwingungsmerkmalen "große Amplitude" und "hohe Frequenzen" geprüft. Ein Überschreitungs­dauersignal S23 wird jedoch digital weiterverarbeitet, um fest­zustellen, ob das große, hochfrequente Eingangssignal langan­haltend ist. Der Zähler 35 umfaßt zwei Signaleingänge: einen Eingang für das Überschreitungssignal S21 und einen Rücksetz-­Eingang, der zusammen mit dem Inverter 34 den Zähler 35 ständig auf Null-Zustand zurücksetzt, außer beim Auftreten eines Über­schreitungsdauersignals S23. Solange ein Überschreitungsdauer­signal S23 vorhanden ist, zählt der Zähler 35 die Überschrei­tungssignale S21. Nach Eintritt einer gewissen Anzahl von Über­schreitungssignalen S21 gilt das Eingangssignal als erkannte Schwingung. Der Zähler 35 erzeugt daraufhin zusammen mit dem UND-Gatter 36 Schwingungserkennungssignale S3. Diese Schwin­gungserkennungssignale S3 sind Fortschaltimpulse und können direkt in den Zähler 19 der Suchschaltung 7ʹ gegeben werden. Damit benötigt diese Schaltungsvariante keinen Oszillator 22 in der Schwingungsfrequenzsuchschaltung.
  • Figur 7 zeigt eine weitere Modifikation der Schaltungen der Fi­guren 2 und 4, bei der das erste und zweite Vergleichsglied (10 bis 12, 13 bis 16) durch digitale Anordnungen ersetzt sind. Der Zähler 37 wird bei jedem Eintritt eines Überschreitungssignals S21 auf einen 000-Stand zurückgesetzt. Dieser Vorgang entspricht einem schnellen Aufladen des Kondensators 11 in der Analog-Va­riante der Figur 2. Der Zähler 37, dessen Ausgang Q sich im "low"-Zustand befindet, beginnt in Richtung eines zweiten Zählerstandes mit einer vom Oszillator 38 vorgegebenen Ge­schwindigkeit zu zählen. Dieser Zählvorgang entspricht dem Entladen des Kondensators 11 in der Analog-Variante. Mittels Inverter 39 wird der "low"-Zustand am Ausgang Q des Zählers 37 in einen "high"-Zustand am Eingang des UND-Gatters 40 umge­wandelt, wodurch die Fortschaltimpulse des Oszillators 38 weitergeleitet werden. Falls ein weiteres Überschreitungs­signal S21 eintrifft, bevor der Zähler 37 seinen zweiten Zäh­lerstand erreicht, bleibt der Ausgang Q des Zählers 37 auf "low". Erreicht jedoch der Zähler 37 des zweiten Zählerstand, wird der Ausgang Q des Zählers 37 auf "high" geschaltet und das UND-Gatter 40 sperrt die Fortschaltimpulse des Oszillators 38. Das Erreichen des zweiten Zählerstands entspricht dem Entladen des Kondensators 11 bis an den Schwellwert UT2 in Figur 3.
  • Der Zähler 35 mißt entsprechend dem zweiten Vergleichsglied 13 bis 16 der Analog-Variante die Zeitdauer T° einer Reihe aufein­anderfolgender Überschreitungssignale S21. Dieser Zähler 35 wird immer nur dann auf einen 000-Zustand zurückgesetzt, wenn kein Überschreitungssignal S21 am UND-Gatter 41 anliegt: sobald ein Überschreitungssignal S21 auftritt, werden beide Eingänge des UND-Gatters 41 auf einen "high"-Zustand geschaltet, was am Rücksetzeingang des Zählers 35 einen "low"-Zustand ergibt. Der Zähler 35 zählt mittels Fortschaltimpulse des Oszillators 38 so lange, bis die Überschreitungssignale S21 verschwinden oder bis ein vorgegebener, sehr hoher Zählerstand erreicht wird. Der sehr hohe Zählerstand ist mit dem langsamen Aufladen des Kon­densators 15 bis zu einem Schwellwert UT3 in der Analog-Varian­te vergleichbar. Schwingungserkennungssignale S3 werden vom Zähler 35 wie in der zuvor beschriebenen Modifikation (s. Fi­gur 6) erzeugt.

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zum Erkennen von Schwingungen aufgrund von akustischen Rückkopplungseffekten mit einer Schwellwert­komparatoranordnung, die bei Überschreitung der Amplitude ei­nes Eingangssignals über einen vorgegebenen Amplitudenschwell­wert Überschreitungssignale von der Dauer der Schwellwertüber­schreitung erzeugt, dadurch gekennzeich­net, daß die Überschreitungssignale (S21) einer Anordnung zusätzlicher Glieder (10 bis 16; 34 bis 41) in der Schwellwert­komparatoranordnung zur Bewertung
a) von Zeitabständen (t₀ bis tn) zwischen den Überschreitungs­signalen (S21) und
b) der Zeitdauer (T₁ ) einer Reihe aufeinanderfolgender Über­schreitungssignale (S21)
zugeführt werden, und daß in Abhängigkeit von Bewertungssigna­len (S22, S23, S24) dieser Glieder ein Schwingungserkennungs­signal (S3) erzeugt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Anordnung zusätzlicher Glie­der (10 bis 16; 34 bis 41) ein erstes Vergleichsglied (10 bis 12; 37 bis 40) zum Vergleich von Zeitabständen (t₀ bis tn) zwischen den Überschreitungssignalen (S21) mit einem vorgegebe­nen ersten Zeitintervall (TI1) umfaßt, welches erste Vergleichs­glied (10 bis 12; 37 bis 40) ein Überschreitungsdauersignal (S23) erzeugt, solange die Zeitabstände (t₀ bis tn ) das vor­gegebene erste Zeitintervall (TI1) unterschreiten.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Anordnung zusätzlicher Glie­der (10 bis 16; 34 bis 41) auch noch ein dem ersten Vergleichs­glied (10 bis 12; 37 bis 40) nachgeschaltetes zweites Ver­gleichsglied (13 bis 16; 34 bis 36, 38, 41) zum Vergleich der Überschreitungsdauersignale (S23) mit einem vorgegebenen zwei­ten Zeitintervall (TI2) umfaßt, welches zweite Vergleichsglied (13 bis 16; 34 bis 36, 38, 41) das Schwingungserkennungssignal (S3) erzeugt, solange das Überschreitungsdauersignal (S23) das vorgegebene zweite Zeitintervall (TI2) überschreitet.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das jeweilige Zeitintervall (TI1; TI2) durch eine Zeitkonstante in Verbindung mit einem Schwellwert (UT2, UT3) vorgegeben ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Zeitintervall (TI1) durch die Zeitkonstante einer Entladeeinrichtung (10, 11; 37, 38) für die Überschreitungssignale (S21) nach vorhergehender Aufladung in einer Aufladevorrichtung (10ʹ, 11; 37) vorgegeben ist und der Schwellwert (UT2) jener eines Schwellwertkomparators (12; 37, 40) für die Auf- und Entladesignale (S22) ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Zeitintervall durch die Zeitkonstante einer Aufladeeinrichtung (14, 15; 35, 38) für die Überschreitungsdauerssignale (S23) vorgegeben ist und der Schwellwert (UT3) jener eines Schwellwertkomparators (16; 35, 41) für die Aufladesignale (S24) der Überschreitungs­dauersignale ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Auf- bzw. Entladevor­richtung (10 bis 11, 13 bis 15) einen Kondensator (11, 15) um­faßt, der zusammen mit einem Auf-bzw. Entladewiderstand (10,
14) die Zeitkonstante bestimmt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch ge­kennzeichnet, daß der Schwellwert ein Analogsignal ist, mit dem das Auf- und Entladesignal des Kondensators (11,
15) verglichen wird.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Auf- bzw. Entladevor­richtung (35, 37, 38) einen Zähler (35, 37) umfaßt, dessen Zählgeschwindigkeit die Zeitkonstante bestimmt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch ge­kennzeichnet, daß der Schwellwert durch einen Zäh­lerstand vorgegeben ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, da­durch gekennzeichnet, daß am Ausgang eines ersten, die Überschreitungssignale (S21) erzeugenden Schwell­wertkomparators (9) der Schwellwertkomparatoranordnung ein zweiter Schwellwertkomparator (12) als Glied zur Bewertung der Zeitabstände (t₀ bis tn) zwischen den Überschreitungssignalen (S21) angeordnet ist, der einen Amplitudenschwellwert (UT2) und eine Lade- und Entladeeinrichtung (10, 10ʹ, 11) für die Über­schreitungssignale (S21) umfaßt, die sich bei Auftreten der Überschreitungssignale (S21) auf- und während der Zeitabstände zwischen den Überschreitungssignalen (S21) mit vorgegebener er­ster Zeitkonstante entlädt, und daß ein so erzeugtes Auf- und Entladesignal (S22) mit dem Amplitudenschwellwert (UT2) des zweiten Schwellwertkomparators (12) verglichen und ein Über­schreitungsdauersignal (S23) für die Zeitdauer der Überschrei­tung des Amplitudenschwellwertes (UT2) des zweiten Schwellwert­komparators (12) erzeugt wird.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch ge­kennzeichnet, daß am Ausgang des zweiten Schwell­wertkomparators (12) ein dritter Schwellwertkomparator (16) als Glied zur Bewertung einer Reihe aufeinanderfolgender Überschrei­tungen angeordnet ist, der einen Amplitudenschwellwert (UT3) und eine Lade- und Entladeeinrichtung (13 bis 15) für die Über­ schreitungsdauersignale (S23) umfaßt, die während der Zeitdauer des Auftretens eines Überschreitungsdauersignals (S23) mit vorgegebener zweiter Zeitkonstante geladen und am Ende eines jeden Überschreitungsdauersignals entladen wird, und daß der dritte Schwellwertkomparator (16) das Schwingungserkennungs­signal (S3) erzeugt während der Zeitdauer, in der das Auf- und Entladesignal (S24) der Lade- und Entladeeinrichtung (13 bis 15) den Amplitudenschwellwert (UT3) des dritten Schwellwert­komparators (16) überschreitet.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang eines die Überschreitungssignale (S21) erzeugenden Schwellwert­komparators (9) ein erster Zähler (37) als Glied zur Bewertung der Zeitabstände (t₀ bis tn) zwischen den Überschreitungssigna­len angeordnet ist, der mit dem Auftreten jedes Überschreitungs­signals (S21) auf einen ersten Zählerstand gesetzt wird und in Abhängigkeit von Zählimpulsen eines Zählimpulsgenerators (38) in Richtung auf einen zweiten Zählerstand zählt und das Über­schreitungsdauersignal (S23) erzeugt, so lange, bis der zweite Zählerstand erreicht ist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang des ersten Zäh­lers (37) ein zweiter Zähler (35) als Glied zur Bewertung ei­ner Reihe aufeinanderfolgender Überschreitungssignale (S21) angeordnet ist, der vor dem Auftreten eines Überschreitungs­dauersignals (S23) auf einen ersten Zählerstand gehalten wird und nach Auftreten eines Überschreitungsdauersignals in Ab­hängigkeit von Zählimpulsen eines Zählimpulsgenerators (38) in Richtung auf einen zweiten Zählerstand zählt und das Schwin­gungserkennungssignal (S3) erzeugt, wenn der zweite Zähler (35) den zweiten Zählerstand erreicht, und so lange, bis der zweite Zähler auf den ersten Zählerstand zurückgesetzt wird.
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