EP0280907B1 - Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Schwingungen - Google Patents

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EP0280907B1
EP0280907B1 EP88101630A EP88101630A EP0280907B1 EP 0280907 B1 EP0280907 B1 EP 0280907B1 EP 88101630 A EP88101630 A EP 88101630A EP 88101630 A EP88101630 A EP 88101630A EP 0280907 B1 EP0280907 B1 EP 0280907B1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
frequency
oscillation
arrangement according
signals
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP88101630A
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English (en)
French (fr)
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EP0280907A1 (de
Inventor
Jürgen Dipl.-Ing. Wagner (FH)
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sivantos GmbH
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Audiologische Technik GmbH
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Filing date
Publication date
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Application filed by Siemens AG, Siemens Audiologische Technik GmbH filed Critical Siemens AG
Priority to AT88101630T priority Critical patent/ATE68310T1/de
Publication of EP0280907A1 publication Critical patent/EP0280907A1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Electric hearing aids
    • H04R25/45—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Electric hearing aids
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of patent claim 1.
  • Circuits have recently been developed (for example from RIM-Elektronik, Kunststoff, or the circuits of US Pat. No. 4,232,192 and US Pat. No. 4,079,199) which recognize vibrations as such and then suppress them.
  • Such circuits tap the useful signal between the input converter and a power amplifier connected upstream of the output converter and amplify it by means of an additional amplifier.
  • the amplified signal is compared in a comparator stage with a threshold voltage and fed into a phase locked loop (so-called phase locked loop or PLL for short).
  • the PLL recognizes one Vibration, if it occurs, and provides a suppression signal to a notch filter upstream of the power amplifier that suppresses the frequency range of the vibration (or, in the case of U.S. Patent No. 4,079,199, the gain is reduced).
  • a PLL becomes unstable when the input signal disappears. It drifts. The result of the drift is a periodic acoustic interference signal.
  • the object of the present invention is to construct a vibration suppression circuit which, when a vibration occurs in the useful signal, suppresses this vibration and remains stable (does not begin to drift) when the input signal disappears.
  • the PLL in the circuit arrangement is replaced by an oscillation frequency search circuit which comprises a frequency detection device for the frequency found, which continues to emit a signal even when the oscillation disappears, which keeps the influencing circuit (e.g. notch filter) in a fixed state.
  • the influencing circuit e.g. notch filter
  • a preferred embodiment of the invention results from the dependent claim 2.
  • the circuit between the power amplifier and output converter switched on, which makes it possible to dispense with the additional amplifier used in the prior art.
  • the circuit arrangement can be made cheaper and, particularly in the case of hearing aids, more space-saving.
  • Fig. 1 shows a circuit arrangement according to the invention, which can be installed, for example, in a hearing aid. It comprises a microphone 1 as an acoustic input converter, which converts acoustic input signals into electrical signals S0, an acoustic output converter 2 (which is designed either as a loudspeaker or, particularly in the case of hearing aids, as a so-called receiver), a power amplifier 3 connected upstream of the output converter 2 and one Vibration suppression circuit 4 designed according to the invention.
  • a microphone 1 as an acoustic input converter, which converts acoustic input signals into electrical signals S0
  • an acoustic output converter 2 which is designed either as a loudspeaker or, particularly in the case of hearing aids, as a so-called receiver
  • a power amplifier 3 connected upstream of the output converter 2
  • Vibration suppression circuit 4 designed according to the invention.
  • the vibration suppression circuit 4 is designed as an electrical feedback circuit. It suppresses electrical signals which are generated due to acoustic feedback effects and which generally lead to undamped vibrations in the circuit.
  • the feedback effect is indicated in FIG. 1 with a dashed arrow line between acoustic output transducer 2 and microphone 1.
  • An acoustic useful signal SE together with an acoustic feedback signal SR is converted in the microphone 1 into an electrical signal S0.
  • the output signal S5 of the vibration suppression circuit 4 is subtracted from this signal S0 in a subtractor 5 from the signal S0.
  • the remaining signal S1 is amplified in a non-inverting power amplifier 3 to a signal S2.
  • the signal S2 is converted back into an acoustic signal SA in the output converter 2.
  • the signal S2 is fed to the vibration suppression circuit 4 as an input signal.
  • the function of the vibration suppression circuit 4 consists of a vibration detection circuit 6, a vibration frequency search circuit 7 and an influencing circuit 8.
  • the input signal S2 is passed to the vibration detection circuit 6. It is also fed to the influencing circuit 8.
  • the vibration detection circuit 6 it is checked whether the signal S2 contains a vibration based on acoustic feedback effects. If an oscillation is present, an oscillation detection signal S3 is emitted.
  • the signal S3 sets the oscillation frequency search circuit 7 into operation, a sequence of signals S4 being emitted by the oscillation frequency search circuit 7 until the oscillation detection signal S3 at the output of the oscillation detection circuit 6 disappears.
  • the Vibration detection signal S3 at the output of the oscillation frequency search circuit 7 signal S4 is held by the search circuit 7 until a new oscillation occurs.
  • the signals S4 control the influencing circuit 8, in the sense that frequency ranges which can be assigned to a detected oscillation are largely suppressed in the entire captured frequency spectrum of the signal S0 by means of a filter.
  • the output signal S5 of the influencing circuit 8 is the output signal of the vibration suppression circuit 4.
  • the vibration detection circuit 6 checks the input signal S2 for these properties. In a first stage, the amplitude of the input signal S2 is compared with a first threshold voltage UT1 by means of a first comparator 9. If the amplitude of S2 exceeds the threshold UT1, a square wave voltage S21 is generated.
  • the subsequent stage comprises an RC element with an ohmic resistor 10, diode 10 ⁇ and capacitor 11 and a second comparator 12.
  • the capacitor 11 is quickly charged by the signal S21 via the diode 10 'and discharged again via the resistor 10 with a predetermined time constant .
  • the time constant together with the threshold voltage UT2 of the second comparator 12 determines the minimum frequency to which the vibration detection circuit 6 responds. If a small time constant is selected, then the vibration detection circuit 6 essentially only responds to high-frequency signals. In the case of low-frequency signals, the capacitor 11 has sufficient time to discharge below the threshold voltage UT2 of the second comparator 12. These low-frequency signals are therefore not detected. This ensures that the vibration detection circuit 6 only responds to signals that derive from acoustic feedback effects, while portions of the useful signal (eg voice signal) that occur periodically at a lower frequency are not taken into account.
  • output signals S23 are released to a third stage 13 to 16.
  • the output signals S23 are square-wave voltages which have the same duration as the threshold value violations of the signals S22.
  • the signals S23 thus reflect how long a large, high-frequency input signal lasts.
  • the third stage comprises a diode 13, an RC element 14, 15 and a third comparator 16. With the signal S23, the capacitor 15 is charged via the resistor 14. Resistor 14 and capacitor 15 are dimensioned so that the charging time constant is large, e.g. 0.5 to 2 seconds. If the output voltage S23 drops only briefly, the capacitor 15 is immediately completely discharged via the diode 13.
  • the capacitor 15 charges to such an extent that the voltage exceeds the threshold UT3 of the subsequent third comparator 16.
  • the input signal S2 fulfills all vibration detection criteria and the signal S3 output by the comparator 16 is considered to be a vibration detection signal.
  • the oscillation frequency search circuit 7 is arranged between the oscillation detection circuit 6 and the influencing circuit 8 and controls the influencing circuit 8 in such a way that detected oscillations are suppressed.
  • a first device 17 of the search circuit 7 generates digital frequency-determining signals S33 and is controlled by the vibration detection signals S3.
  • the main component of the first device 17 is a counting device 18 which a counter 19, a counting direction switch 20 and a reset element 21, also called "power-on reset".
  • the first device 17 includes an oscillator 22 and an associated AND gate 23.
  • the counter 19 also serves as a holding device for the frequencies of the detected vibration, as will be explained in more detail below.
  • the reset element 21 ensures that the output signals S32 on all four output lines of the counter 19 are in the zero state (also referred to as the “low” state).
  • This 0000 value is digitally incremented by one each time a pulse S31 ("high” state) is registered at the input of the counter 19. After all four output lines have been switched to "high”, the original zero state is restored at the next pulse S31 and the step-up sequence is repeated.
  • a pulse S31 is only generated if a vibration detection pulse S3 is present at the AND gate 23 connected upstream of the counter 19. If this is the case, then the pulses S31 ⁇ generated by the oscillator 22 are forwarded as step-up pulses S31.
  • the oscillator 22 therefore determines the speed at which the counter 19 is advanced.
  • the counter 19 continues to switch the output pulses S32 until the vibration detection signal S3 disappears. (Signal S3 disappears when the oscillation has been suppressed by the influencing circuit 8.) When the signal S3 disappears, the counter 19 receives no further pulses S31 and remains in the set state until a new oscillation detection signal S3 occurs.
  • the counter 19 thus stores the set state and therefore, together with the AND gate 23, serves as a holding device for holding the frequency of the detected vibration at the influencing circuit 8. It is advantageous in this respect to design the oscillation frequency search circuit 7 as a holding device, since the vibration suppression circuit 4 does not drift can and a return of the suppressed vibration is avoided.
  • the first device 17 also includes at the output of the counter 19 a counting direction switch 20.
  • This has the effect that a sudden change from 111 to 000 is avoided in the digital frequency-determining output signals S33, by counting down every second sequence by inversion of the input signals S32 from 111 to 000 becomes.
  • This is advantageous in that the filter arranged in the influencing circuit 8 for suppressing the oscillation frequency when the counting direction is reversed does not jump from one end to the other end of the frequency spectrum, but instead moves back and forth in the frequency spectrum.
  • a second device 24 of the oscillation frequency search circuit 7 samples the frequency-determining signals S33 of the first device 17 (output of the counting direction switch 20) and controls the influencing circuit 8 via the signals S4.
  • a decoder 25 transmits the eight signal possibilities arriving via three lines to eight different lines. These eight signals S4 control the influencing circuit 8 in the sense that they determine which frequency range in the controllable frequency spectrum is filtered by the influencing circuit 8.
  • the decoder 25 controls the influencing circuit 8 by means of a discretely variable resistor 26.
  • the influencing circuit 8 also comprises further ohmic resistors 30, capacitors 31 and an amplifier 32, which are arranged in the form of a bandpass filter.
  • a bandpass filter is e.g. known from the book "Semiconductor Circuit Technology” by Tietze and Schenk (Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, 7th edition (1985), pages 419-421). Since the bandpass filter is designed as a negative feedback of the power amplifier 3, the circuit 8 simulates a notch filter, which forms a suction circuit at the resonance frequency. The bandwidth and gain of the filter are independent of the discretely variable resistor 26. The resonance frequency can thus be varied by changing the resistance values in the resistor 26 without influencing the bandwidth or amplification.
  • the output resistor 33 determines the weight of the feedback S5 on the subtractor 5 (see FIG. 1).
  • FIG. 5 Another possibility of influencing vibrations (modification of FIG. 4) is shown in FIG. 5.
  • a CR high-pass filter is used in the influencing circuit 8 'instead of a band-pass filter.
  • this filter simulates a variable capacitor that enables smoothing of the acoustic reproduction curve and has a high-pass effect.
  • the above-described vibration detection circuit 6 and vibration frequency search circuit 7 can be used unchanged in this embodiment.
  • the circuit 8 ⁇ could be designed as a phase shifter, phase switch or gain reducer.
  • Figure 6 shows e.g. a variant of the oscillation detection circuit 6 and the oscillation frequency search circuit 7.
  • the third comparator stage 13 to 16 of the oscillation detection circuit 6 ' is replaced by a counter stage which comprises an inverter 36, a digital counter 37 and an AND gate 38.
  • the input signal is checked in the same way as in the exemplary embodiment corresponding to FIG. 2 according to the vibration characteristics "large amplitude" and "high frequencies". However, an output signal S23 is digitally processed to determine whether the large, high-frequency input signal is long-lasting.
  • Counter 37 has two signal inputs: an input for the square wave voltage S21 and a reset input which, together with the inverter 36, constantly resets the counter 37 to the zero state, except when a signal S23 occurs. As long as a signal S23 is present, the counter 37 counts the square-wave signals S21. After a certain number of signals S21 has occurred, the input signal is regarded as a recognized vibration. The counter 37 then generates step pulses S3 together with the AND gate 38. These advance pulses can be given directly to the counter 19 of the search circuit 7 '. This circuit variant therefore does not require an oscillator.

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Bei elektronischen Geräten, die ein Mikrofon und einen Lautsprecher in unmittelbarer Nähe zueinander umfassen, besteht häufig die Gefahr von akustischen Rückkopplungseffekten. Insbesondere bei Hörgeräten, deren Schallwandler (Mikrofon und Hörer) nur gering voneinander entfernt sind, treten durch dieses Phänomen Töne, z.B. Pfeifen, auf, die störend sind.
  • Man bemühte sich früher, speziell bei Hörgeräten, hauptsächlich durch Verengung des Hörkanals und Herstellung von schallisolierenden Otoplastiken, die Schwinganfälligkeit zu reduzieren. Elektrische Gegenmaßnahmen beschnitten oder verschoben allenfalls das Frequenzband, anstatt am Schwingungssignal selbst anzugreifen. Eine ständige Abschwächung des Ausgangssignals ist z.B. aus dem Aufsatz "A Feedback Stabilizing Circuit for Hearing Aids" von D. Preves in "Hearing Instruments", Band 37, Nr. 4, Seiten 34, 36 bis 41, 51, bekannt.
  • In jüngster Zeit sind Schaltungen entwickelt worden (z.B. Fa. RIM-Elektronik, München, oder die Schaltungen der US-PS 4,232,192 und der US-PS 4,079,199), die Schwingungen als solche erkennen und sie daraufhin unterdrücken. Solche Schaltungen greifen das Nutzsignal zwischen Eingangswandler und einem den Ausgangswandler vorgeschalteten Endverstärker ab und verstärken es mittels eines zusätzlichen Verstärkers. Das verstärkte Signal wird in einer Komparatorstufe mit einer Schwellenspannung verglichen und in einen Phasenregelkreis (sogenannter Phase-Locked-Loop oder abgekürzt PLL) eingespeist. Der PLL erkennt eine Schwingung, falls sie auftritt und gibt ein Unterdrückungssignal an ein dem Endverstärker vorgeschaltetes Notchfilter, das den Frequenzbereich der Schwingung unterdrückt (oder im Falle der US-PS 4,079,199 wird die Verstärkung verringert). Ein PLL wird aber bekanntlich bei wegfallendem Eingangssignal unstabil. Er driftet. Das Ergebnis der Drift ist ein periodisches akustisches Störsignal.
  • Eine weitere Schwingungsunterdrückungsschaltung ist in der US-PS 4,091,236 beschrieben. Hier springt das darin verwendete Filter nach Wegfall der Schwingung auf eine vorgegebene Frequenz. Eine Driftgefahr bei verschwundenem Eingangssignal besteht auch hier, da die Schaltung Schwingungserkennungssignale abgibt, sobald Eingangssignale mit unregelmäßigen Perioden (Normalfall) nicht mehr erfaßt werden.
  • Aufgabe vorliegender Erfindung ist es, eine Schwingungsunterdrückungsschaltung aufzubauen, die bei Auftreten einer Schwingung im Nutzsignal diese Schwingung unterdrückt und stabil bleibt, (nicht zu driften beginnt), wenn das Eingangssignal verschwindet.
  • Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
  • Gemäß der Erfindung ist der PLL in der Schaltungsanordnung durch eine Schwingungsfrequenzsuchschaltung ersetzt, die eine Frequenzfesthalteeinrichtung für die gefundene Frequenz umfaßt, die auch beim Verschwinden der Schwingung weiterhin ein Signal abgibt, das die Beeinflussungsschaltung (z.B. Notchfilter) in einem fest eingestellten Zustand hält. Akustische Störsignale, die auf ein Filter mit driftender Filtercharakteristik zurückzuführen wären, treten daher nicht mehr auf.
  • Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich aus dem abhängigen Anspruch 2. Hier ist die Schaltung zwischen Endverstärker und Ausgangswandler angeschaltet, was einen Verzicht auf den beim Stand der Technik verwendeten zusätzlichen Verstärker ermöglicht. Die Schaltungsanordnung kann in diesem Falle preiswerter und, insbesondere bei Hörgeräten, platzsparender ausgebildet werden.
  • Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung und in Verbindung mit den weiteren abhängigen Ansprüchen.
  • Es zeigen:
    • Fig. 1
    ein Prinzipschaltbild einer schallverarbeitenden Einrichtung, insbesondere eines Hörgerätes, mit einer entsprechend der Erfindung ausgebildeten Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Schwingungen aufgrund von akustischen Rückkopplungseffekten,
    Fig. 2
    eine Schwingungserkennungsschaltung, die eine auf akustischen Rückkopplungseffekten beruhende Schwingung im Nutzsignal als solche erkennt,
    Fig. 3
    eine erfindungsgemäß ausgebildete Schwingungsfrequenzsuchschaltung,
    Fig. 4
    eine von der Schwingungsfrequenzsuchschaltung gesteuerte Beeinflussungsschaltung, die hier z.B. als Notchfilter ausgebildet ist,
    Fig. 5
    eine erfindungsgemäß ausgebildete Schaltungsanordnung, wobei die Beeinflussungsschaltung als C-R-Hochpaßfilter ausgebildet ist,
    Fig. 6
    eine Schwingungserkennungsschaltung mit zugeordneter Schwingungsfrequenzsuchschaltung, wobei Erkennungsimpulse mittels eines Zählers erzeugt werden (Modifikation der Anordnung der Fig. 2 und 3).
  • Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, die z.B. in ein Hörgerät eingebaut werden kann. Sie umfaßt ein Mikrofon 1 als akustischen Eingangswandler, das akustische Eingangssignale in elektrische Signale S0 umwandelt, einen akustischen Ausgangswandler 2, (der entweder als Lautsprecher oder, speziell bei Hörgeräten, als sogenannter Hörer ausgebildet ist), einen dem Ausgangswandler 2 vorgeschalteten Endverstärker 3 und eine gemäß der Erfindung ausgebildete Schwingungsunterdrückungsschaltung 4.
  • Die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 ist als elektrische Rückkopplungsschaltung ausgebildet. Sie unterdrückt elektrische Signale, die aufgrund akustischer Rückkoppelungseffekte erzeugt werden, und die in der Regel zu ungedämpften Schwingungen in der Schaltung führen. Der Rückkopplungseffekt ist in der Fig. 1 mit einer gestrichelten Pfeillinie zwischen akustischem Ausgangswandler 2 und Mikrofon 1 angedeutet.
  • Ein akustisches Nutzsignal SE zusammen mit einem akustischen Rückkopplungssignal SR wird im Mikrofon 1 in ein elektrisches Signal S0 umgewandelt. Von diesem Signal S0 wird das Ausgangssignal S5 der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 in einem Subtrahierglied 5 vom Signal S0 subtrahiert. Das verbleibende Signal S1 wird in einem nicht-invertierenden Endverstärker 3 zu einem Signal S2 verstärkt. Das Signal S2 wird im Ausgangswandler 2 wieder in ein akustisches Signal SA umgewandelt. Zugleich wird das Signal S2 als Eingangssignal der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 zugeführt.
  • Die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 besteht, funktionell zerlegt, aus einer Schwingungserkennungsschaltung 6, einer Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 und einer Beeinflussungsschaltung 8. In der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 wird das Eingangssignal S2 zur Schwingungserkennungsschaltung 6 geleitet. Es wird außerdem der Beeinflussungsschaltung 8 zugeführt. In der Schwingungserkennungsschaltung 6 wird geprüft, ob das Signal S2 eine auf akustischen Rückkoppelungseffekten beruhende Schwingung enthält. Falls eine Schwingung vorhanden ist, wird ein Schwingungserkennungssignal S3 abgegeben. Das Signal S3 setzt die Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 in Betrieb, wobei eine Folge von Signalen S4 von der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 so lange abgegeben wird, bis das Schwingungserkennungssignal S3 am Ausgang der Schwingungserkennungsschaltung 6 verschwindet. Das beim Verschwinden des Schwingungserkennungssignals S3 am Ausgang der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 anstehende Signal S4 wird von der Suchschaltung 7 festgehalten, bis eine neue Schwingung auftritt. Die Signale S4 steuern die Beeinflussungsschaltung 8, in dem Sinne, daß mittels eines Filters Frequenzbereiche, die einer erkannten Schwingung zuzuordnen sind, im gesamten eingefangenen Frequenzspektrum des Signals S0 weitgehend unterdrückt werden. Das Ausgangssignal S5 der Beeinflussungsschaltung 8 ist, wie zuvor schon erwähnt, das Ausgangssignal der Schwingungsunterdrückungsschaltung 4.
  • Die Fig. 2 zeigt eine mit analogen Bauteilen realisierte Schwingungserkennungsschaltung 6. Da Schwingungen lang anhaltende Wechselspannungen mit großer Amplitude und relativ hoher Frequenz sind, prüft die Schwingungserkennungsschaltung 6 das Eingangssignal S2 auf diese Eigenschaften. In einer ersten Stufe wird mittels eines ersten Komparators 9 die Amplitude des Eingangssignals S2 mit einer ersten Schwellenspannung UT1 verglichen. Falls die Amplitude von S2 die Schwelle UT1 überschreitet, wird eine Rechteckspannung S21 erzeugt.
  • Die darauf folgende Stufe umfaßt ein RC-Glied mit ohmschem Widerstand 10, Diode 10ʹ und Kondensator 11 und einen zweiten Komparator 12. Der Kondensator 11 wird vom Signal S21 über die Diode 10' schnell aufgeladen und mit einer vorgegebenen Zeitkonstanten über den Widerstand 10 wieder entladen. Die Zeitkonstante bestimmt zusammen mit der Schwellenspannung UT2 des zweiten Komparators 12 die Mindestfrequenz, auf die die Schwingungserkennungsschaltung 6 anspricht. Wird eine kleine Zeitkonstante gewählt, dann spricht die Schwingungserkennungschaltung 6 im wesentlichen nur auf hochfrequente Signale an. Bei niederfrequenten Signalen hat der Kondensator 11 genügend Zeit, sich bis unter die Schwellenspannung UT2 des zweiten Komparators 12 zu entladen. Diese niederfrequenten Signale werden also nicht erfaßt. Dadurch wird sichergestellt, daß also die Schwingungserkennungsschaltung 6 nur auf solche Signale reagiert, die von akustischen Rückkopplungseffekten herrühren, während periodisch mit niedrigerer Frequenz auftretende Anteile im Nutzsignal (z.B. Sprachsignal) unberücksichtigt bleiben.
  • Wurden die Schwingungskriterien "große Amplituden" und "hohe Frequenzen" in den ersten beiden Stufen erfüllt, werden Ausgangssignale S23 an eine dritte Stufe 13 bis 16 freigegeben. Die Ausgangssignale S23 sind Rechteckspannungen, die den Schwellwert-Überschreitungen der Signale S22 in ihrer Dauer gleichen. Die Signale S23 spiegeln also wie lange ein großes, hochfrequentes Eingangssignal anhält. Die dritte Stufe umfaßt eine Diode 13, ein RC-Glied 14, 15 und einen dritten Komparator 16. Mit dem Signal S23 wird über den Widerstand 14 der Kondensator 15 aufgeladen. Widerstand 14 und Kondensator 15 sind so dimensioniert, daß die Aufladezeitkonstante groß, z.B. 0,5 bis 2 Sekunden, ist. Fällt die Ausgangsspannung S23 auch nur kurzzeitig ab, wird der Kondensator 15 sofort über die Diode 13 vollständig entladen. Hält das Rechtecksignal S23 jedoch über eine längere Zeit an, so lädt sich der Kondensator 15 soweit auf, daß die Spannung die Schwelle UT3 des nachfolgenden dritten Komparators 16 überschreitet. In diesem Fall erfüllt das Eingangssignal S2 alle Schwingungserkennungskriterien und das vom Komparator 16 abgegebene Signal S3 gilt als Schwinggungserkennungssignal.
  • Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäß ausgebildete Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7. Die Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 ist zwischen Schwingungserkennungsschaltung 6 und Beeinflussungsschaltung 8 angeordnet und steuert die Beeinflussungsschaltung 8 derart, daß erkannte Schwingungen unterdrückt werden. Eine erste Einrichtung 17 der Suchschaltung 7 erzeugt digitale frequenzbestimmende Signale S33 und wird von den Schwingungserkennungssignalen S3 gesteuert. Hauptbestandteil der ersten Einrichtung 17 ist eine Zählvorrichtung 18, die einen Zähler 19, einen Zählrichtungsumschalter 20 und ein Rücksetzglied 21, auch "power-on reset" genannt, umfaßt. Ausserdem umfaßt die erste Einrichtung 17 einen Oszillator 22 und ein zugeordnetes UND-Gatter 23. Der Zähler 19 dient gleichzeitig als Festhalteeinrichtung für die Frequenzen der erkannten Schwingung, wie im Nachfolgenden noch näher erläutert wird.
  • Beim Einschalten des Gerätes sorgt das Rücksetzglied 21 dafür, daß die Ausgangssignale S32 an allen vier Ausgangsleitungen des Zählers 19 im Null-Zustand (auch als "low"-Zustand bezeichnet) sind. Dieser 0000-Wert wird digital jeweils um eins fortgeschaltet, jedes Mal wenn ein Puls S31 ("high"-Zustand) am Eingang des Zählers 19 registriert wird. Nachdem alle vier Ausgangsleitungen auf "high" geschaltet worden sind, wird beim nächsten Puls S31 der ursprüngliche Null-Zustand wieder hergestellt und die Fortschaltfolge wiederholt. Ein Puls S31 wird jedoch nur erzeugt, falls ein Schwingungserkennungsimpuls S3 am dem Zähler 19 vorgeschalteten UND-Gatter 23 anliegt. Ist dies der Fall, dann werden die mittels Oszillator 22 erzeugten Impulse S31ʹ als Fortschaltimpulse S31 weitergeleitet. Der Oszillator 22 bestimmt daher die Geschwindigkeit mit der der Zähler 19 fortgeschaltet wird.
  • Der Zähler 19 schaltet also so lange die Ausgangsimpulse S32 fort, bis das Schwingungserkennungssignal S3 verschwindet. (Signal S3 verschwindet, wenn die Schwingung durch die Beeinflussungsschaltung 8 unterdrückt worden ist.) Beim Verschwinden des Signals S3 erhält der Zähler 19 keine weiteren Impulse S31 und bleibt im eingestellten Zustand stehen, bis ein neues Schwingungserkennungssignal S3 auftritt. Der Zähler 19 speichert also den eingestellten Zustand und dient daher zusammen mit dem UND-Gatter 23 als Festhalteeinrichtung zum Festhalten der Frequenz der erkannten Schwingung an der Beeinflussungsschaltung 8. Es ist insofern vorteilhaft, die Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 als Festhalteeinrichtung auszubilden, da die Schwingungsunterdrückungsschaltung 4 nicht driften kann und eine Wiederkehr der unterdrückten Schwingung vermieden wird.
  • Die erste Einrichtung 17 umfaßt außerdem am Ausgang des Zählers 19 einen Zählrichtungsumschalter 20. Dieser bewirkt, daß bei den digitalen frequenzbestimmenden Ausgangssignalen S33 eine sprungartige Veränderung von 111 auf 000 vermieden wird, indem jede zweite Folge durch Inversion der Eingangssignale S32 rückwärts von 111 zu 000 heruntergezählt wird. Dies ist insofern vorteilhaft, als das in der Beeinflussungsschaltung 8 angeordnete Filter zur Unterdrückung der Schwingungsfrequenz bei Zählrichtungsumkehr nicht von einem zum anderen Ende des Frequenzspektrums springt, sondern statt dessen im Frequenzspektrum hin und her wandert.
  • Eine zweite Einrichtung 24 der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 tastet die frequenzbestimmenden Signale S33 der ersten Einrichtung 17 (Ausgang des Zählrichtungsumschalters 20) ab und steuert die Beeinflussungsschaltung 8 über die Signale S4. Ein Decoder 25 überträgt dazu die über drei Leitungen eintreffenden acht Signalmöglichkeiten auf acht verschiedene Leitungen. Diese acht Signale S4 steuern die Beeinflussungsschaltung 8 in dem Sinne, daß sie bestimmen, welcher Frequenzbereich im ansteuerbaren Frequenzspektrum von der Beeinflussungsschaltung 8 gefiltert wird.
  • Der Decoder 25 steuert die Beeinflussungsschaltung 8 mittels eines diskret veränderlichen Widerstands 26. Fig. 4 zeigt den Widerstand 26 als Bestandteil der Beeinflussungsschaltung 8. Bei vorhandener Schwingung werden die Signale S4 über eine oder mehrere der Leitungen des Widerstandes 26 geleitet. Jede Leitung umfaßt mindestens einen Transistor 27, einen ohmschen Widerstand 28 und einen Inverter 29, wobei die Widerstände 28 verschiedene Widerstandswerte aufweisen. Bei nicht vorhandener Schwingung (S33 = 000) sind alle Transistoren 27 durchgeschaltet (mittels Inversion der Signale S4). Dagegen bei einem Wert S33 = 111 sperren sämtliche Transistoren 27. Vorzugsweise sind die Widerstandswerte der Widerstände 28 so gewählt, daß die Beeinflussungsschaltung 8 acht nebeneinander liegende Frequenzbereiche innerhalb des Bandes 1 kHz bis unendlich ansteuert. Es ist weiterhin von Vorteil, wenn wenigstens eine Transistor-Widerstands-Kombination es ermöglicht, einen Frequenzbereich oberhalb der akustischen Grenze des menschlichen Gehörs anzusteuern, damit nur dieser Bereich gefiltert wird nach Einschalten des Gerätes und bevor eine Schwingung auftritt.
  • Die Beeinflussungsschaltung 8 umfaßt außerdem weitere ohmsche Widerstände 30, Kondensatoren 31 und einen Verstärker 32, die in Form eines Bandpaßfilters angeordnet sind. Solch ein Filter ist z.B. aus dem Buch "Halbleiter-Schaltungstechnik" von Tietze und Schenk bekannt (Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, 7. Auflage (1985), Seiten 419-421). Da das Bandpaßfilter als Gegenkopplung des Endverstärkers 3 ausgebildet ist, simuliert die Schaltung 8 ein Notchfilter, das einen Saugkreis bei der Resonanzfrequenz bildet. Bandbreite sowie Verstärkung des Filters sind vom diskret veränderlichen Widerstand 26 unabhängig. Durch Veränderung der Widerstandswerte im Widerstand 26 kann also die Resonanzfrequenz variiert werden, ohne die Bandbreite oder Verstärkung zu beeinflussen. Der Ausgangswiderstand 33 bestimmt das Gewicht der Rückkopplung S5 am Subtrahierglied 5 (s. Figur 1).
  • Eine weitere Schwingungsbeeinflussungsmöglichkeit (Modifikation der Fig. 4) ist in der Fig. 5 dargestellt. Hier wird anstelle eines Bandpaßfilters ein C-R-Hochpaßfilter in der Beeinflussungsschaltung 8' eingesetzt. Dieses Filter simuliert mittels diskret veränderlichen Widerstandes 26, Widerstandes 34 und Kondensators 35 einen veränderlichen Kondensator, der eine Glättung der akustischen Widergabekurve ermöglicht und eine Hochpaßwirkung aufweist. Die zuvor beschriebene Schwingungserkennungsschaltung 6 und Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7 können ungeändert in diesem Ausführungsbeispiel eingesetzt werden.
  • Weitere, hier nicht im Detail beschriebene Varianten der Beeinflussungsschaltung 8 sind möglich. Zum Beispiel könnte die Schaltung 8ʹ als Phasenschieber, Phasenumschalter oder Verstärkungsreduzierer gestaltet werden.
  • Auch bei den Schaltungen 6 und 7 gibt es Modifikationsmöglichkeiten. Figur 6 zeigt z.B. eine Variante der Schwingungserkennungsschaltung 6 und der Schwingungsfrequenzsuchschaltung 7. Hier wird die dritte Komparatorstufe 13 bis 16 der Schwingungserkennungsschaltung 6' durch eine Zählstufe ersetzt, die einen Inverter 36, einen digitalen Zähler 37 und ein UND-Gatter 38 umfaßt.
  • Das Eingangssignal wird auf gleiche Art wie im Ausführungsbeispiel entsprechend Figur 2 nach den Schwingungsmerkmalen "große Amplitude" und "hohe Frequenzen" geprüft. Ein Ausgangssignal S23 wird jedoch digital weiterverarbeitet, um festzustellen, ob das große, hochfrequente Eingangssignal langanhaltend ist. Zähler 37 umfaßt zwei Signaleingänge: einen Eingang für die Rechteckspannung S21 und einen Rücksetz-Eingang, der zusammen mit dem Inverter 36 den Zähler 37 ständig auf Null-Zustand zurücksetzt, außer beim Auftreten eines Signals S23. Solange ein Signal S23 vorhanden ist, zählt der Zähler 37 die Rechtecksignale S21. Nach Eintritt einer gewissen Anzahl von Signalen S21 gilt das Eingangssignal als erkannte Schwingung. Der Zähler 37 erzeugt daraufhin zusammen mit dem UND-Gatter 38 Fortschaltimpulse S3. Diese Fortschaltimpulse können direkt in den Zähler 19 der Suchschaltung 7ʹ gegeben werden. Damit benötigt diese Schaltungsvariante keinen Oszillator.

Claims (16)

  1. Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Schwingungen aufgrund von akustischen Rückkopplungseffekten, insbesondere in einem Hörgerät, die wenigstens einen akustischen Eingangswandler (1) zur Umwandlung von Schall in elektrische Signale (SO), einen akustischen Ausgangswandler (2) für die elektrischen Signale sowie eine zwischen akustischem Eingangswandler (1) und akustischem Ausgangswandler (2) angeschaltete Schwingungserkennungsschaltung (6) mit zugeordneter Schwingungsfrequenzsuchschaltung (7) und eine von der Schwingungsfrequenzsuchschaltung (7) gesteuerte Beeinflussungsschaltung (8) zum Unterdrücken einer erkannten Schwingung im elektrischen Signal umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenzsuchschaltung (7, 7') eine Festhalteeinrichtung (19, 23) zum Festhalten der Frequenz der erkannten Schwingung an der Beeinflussungsschaltung (8, 8') auch beim Verschwinden des Schwingungssignals am Eingang der Schwingungsfrequenzsuchschaltung (7, 7') umfaßt.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 mit einem dem akustischen Ausgangswandler vorgeschalteten Endverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungserkennungsschaltung (6) zwischen Endverstärker (3) und Ausgangswandler (2) angeschaltet ist.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenzsuchschaltung (7) eine erste Einrichtung (17) zur Erzeugung und Steuerung einer Mehrzahl von frequenzbestimmenden Signalen (S33) für eine Frequenzgangveränderung an der Beeinflussungsschaltung (8) sowie eine zweite Einrichtung (24) zur Abtastung der erzeugten frequenzbestimmenden Signale und Ansteuerung der Beeinflussungsschaltung im Sinne der Frequenzgangsveränderung umfaßt, wobei die erste Einrichtung (17) von der Schwingungserkennungsschaltung (6) bei erkannter Schwingung aktiviert wird, so lange, bis keine Schwingung mehr erkannt wird, und daß die erste Einrichtung (17) ein Glied (19) umfaßt, das als Festhalteeinrichtung das frequenzbestimmende Signal festhält, das in dem Augenblick erzeugt wird, wenn von der Schwingungserkennungsschaltung (6) keine Schwingung mehr erkannt wird.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die von den frequenzbestimmenden Signalen (S33) der ersten Einrichtung (17) bewirkte Frequenzgangveränderung durch die Frequenz eines Oszillators (22) vorgegeben wird.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (17) zum Erzeugen und Steuern der Mehrzahl von frequenzbestimmenden Signalen (S33) und zum Festhalten des entsprechenden frequenzbestimmenden Signals bei erkannter Schwingung eine Zählervorrichtung (18) umfaßt, die in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal (S3) der Schwingungserkennungsschaltung (6) Ausgangssignale des Oszillators (22) zählt.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungserkennungsschaltung (6) und der Oszillator (22) ausgangsseitig mittels eines UND-Gatters (23) mit dem Eingang der Zählvorrichtung (18) elektrisch verbunden sind.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (17) zur Erzeugung und Steuerung einer Mehrzahl von frequenzbestimmenden Signalen diese Signale periodisch durchläuft und das Festhalten von Frequenzen höher als 1 kHz an der Beeinflussungsschaltung (8) ermöglicht.
  8. Schaltungsanordnug nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (17) zur Erzeugung und Steuerung einer Mehrzahl von frequenzbestimmenden Signalen acht verschiedene digitale Signale erzeugt und durchläuft, wodurch das Festhalten von acht verschiedenen Frequenzbereichen an der Beeinflussungsschaltung (8) ermöglicht wird.
  9. Schaltungsandordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (24) zur Abtastung der erzeugten frequenzbestimmenden Signale und Ansteuerung der Beeiflussungsschaltung (8) einen diskret veränderlichen Widerstand (26) ansteuert.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Einrichtung (24) zur Abtastung der erzeugten frequenzbestimmenden Signale und Ansteuerung der Beeinflussungsschaltung (8) einen Decoder (25), umfaßt, der die Beeinflussungsschaltung steuert.
  11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (17) zur Erzeugung und Steuerung einer Mehrzahl von frequenzbestimmenden Signalen einen Richtungsumschalter (20) zur Verhinderung eines Frequenzsprunges von einem zum anderen Ende des Fequenzbereiches der Beeinflussungsschaltung (8) umfaßt.
  12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Richtungsumschalter (20) in der Zählvorrichtung (18) einen die Ausgangssignale (S31) des Oszillators zählenden Zähler (19) im Sinne der Umkehr der Zählrichtung jeweils beim Erreichen der Zählergrenzstände steuert.
  13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Beeinflussungsschaltung (8) zum Unterdrücken einer erkannten Schwingung als Rückkopplungsglied des Endverstärkers (3) ausgebildet ist.
  14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Beeinflussungsschaltung ein Bandpaßfilter (26 bis 32), zur Unterdrückung der erkannten Schwingungsfrequenz umfaßt.
  15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Beeinflussungsschaltung ein C-R-Hochpaßfilter (26, 34, 35) umfaßt.
  16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die von den frequenzbestimmenden Signalen (S33) der ersten Einrichtung (17) bewirkte Frequenzgangveränderung durch die Ausgangssignale (S3) eines Fortschaltimpulsgenerators (37) in der Schwingungserkennungsschaltung (6) vorgegeben wird.
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