EP0170072B1 - Phased-Array-Gerät - Google Patents

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Publication number
EP0170072B1
EP0170072B1 EP85108128A EP85108128A EP0170072B1 EP 0170072 B1 EP0170072 B1 EP 0170072B1 EP 85108128 A EP85108128 A EP 85108128A EP 85108128 A EP85108128 A EP 85108128A EP 0170072 B1 EP0170072 B1 EP 0170072B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
delay
phased
case
array
elements
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
EP85108128A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0170072A1 (de
Inventor
Ulrich Saugeon
Gert Hetzel
Dietmar Dr. Hiller
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to AT85108128T priority Critical patent/ATE46783T1/de
Publication of EP0170072A1 publication Critical patent/EP0170072A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0170072B1 publication Critical patent/EP0170072B1/de
Expired legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
    • G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
    • G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
    • G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
    • G10K11/341—Circuits therefor
    • G10K11/346—Circuits therefor using phase variation

Definitions

  • the invention relates to a phased array device for the ultrasound scanning of an object with a number of ultrasound transducer elements, to which delay elements are assigned at least for the reception case.
  • the prior art provides for setting the delay times with the aid of LC delay lines which are provided with setting taps.
  • This relatively inexpensive solution is particularly suitable for short delay times, i.e. for non-pivoting scanning devices, e.g. B. for a linear array.
  • the LC delay lines have a band-limiting effect for higher frequencies. They each represent a low pass, the corner frequency of which can be approximately 5 MHz.
  • component tolerances largely affect the accuracy of the overall deceleration. For this reason, LC delay lines for transducer or converter frequencies are generally only used up to approx. 3.5 MHz. This technique is also called "baseband technique".
  • DE-OS 3004689 describes a reception delay system for use in an ultrasound imaging system, in which a variable pre-delay element is connected in series with the transducer and a main delay element in each channel.
  • the pre-delay elements are mainly used for fine tuning, i.e. to allow a gradual adjustment of the delay steps that normally cannot be performed on the main delay elements.
  • This arrangement makes it possible, in particular, to achieve signal coherence over a relatively large range of possible signal frequencies and different distances between the converter elements. For this purpose, however, this circuit arrangement requires a large number of delay elements.
  • DE-OS 2736310 specifies a delay arrangement in which a small, adjustable delay line is inserted between the transmitters or converters and the taps of a main delay line. These taps on the main delay line are selected such that the array is focused along a desired scan angle or direction. On the other hand, the small delays are changed during a scan in said direction in order to change the focus of the arrangement from the minimum range to the maximum range. Since the selected taps of the main delay line are not switched over in a desired direction during the scanning, the circuit principle only gives sufficiently coherent signals with small apertures.
  • Higher transducer frequencies can be processed using LC delay lines by downmixing to an intermediate frequency below 3.5 MHz.
  • downmixing technology requires a constant signal bandwidth and transmission pulse length for the individual converter signals.
  • the temporal transmit pulse length should be changed in the interest of good resolution when transitioning to high transducer frequencies, i. H. be reduced.
  • SAW filter technology see, for example, Ultrasonics, Vol. 17, pp. 225-229, Sept. 1979.
  • SAW filter technology For this purpose, it is necessary to mix the received signal of the individual ultrasound transducer element upwards in order to get into the high frequency band of 20-50 MHz required in SAW technology. After the summation of the individual received signals of the phased array, it is then necessary to mix down again.
  • Disadvantages of the SAW technology are the fact that up-mixers have to be used in each channel, which means a considerable outlay, and the difficulty in achieving a sufficiently fine gradation of the delay times in the SAW filters.
  • Up and down mixes associated with a phased array device are e.g. B. from Fig. 11 of DE-PS 2854134 known.
  • a digital delay technique in a phased array device is described in EP-PS 0027618, in particular in FIGS. 1 and 2.
  • Quadrature technology (cf. DE-PS 2854134, Fig. 8), in which two delay channels are used, the signals of which are phase-shifted by 90 °.
  • Quadrature technology requires a relatively high level of effort, since two channels per converter element are required for signal processing.
  • the aim of the invention is to create a phased array device which enables a high degree of accuracy in the adjustment of the control angle and yet only requires a comparatively small outlay.
  • this object is achieved according to a first basic embodiment according to patent claim 1. It is therefore possible to use several adjacent channels, e.g. B. 4 to summarize for signal processing.
  • the respective control angle can be set very precisely because of the use of components with fixed component-specific delay times (tolerances) and the digital memory, especially some shift registers. There is no fear of the delay drifting even after the phased array device has been used for a long time. As a result of the high accuracy in the setting of the control angle, there is also a high level of accuracy in the focusing and thus a high resolving power. This is of particular interest when using concurrent focusing in the case of reception.
  • the phased array device according to FIG. 1 which is used in particular for medical imaging, consists of a large number of individual ultrasound transducer elements E1, E2,... E64, which are used both for the emission and for the reception of ultrasound signals be used.
  • E1, E2,... E64 which are used both for the emission and for the reception of ultrasound signals be used.
  • the received ultrasound signals must be delayed with the high accuracy described above.
  • the number of ultrasonic transducer elements should be large. In the present case, the number 64 with an element spacing of ⁇ / 2 is a good compromise.
  • the received ultrasound signals are provided with a short and a long delay. This makes it possible to combine adjacent signal processing channels. As will become clear later, 4 channels are combined in FIG. 1.
  • the device contains a mixed delay technique, namely an analog pre-delay and a digital main delay. So it's a hybrid solution.
  • the analog pre-delay is a fine delay. It takes place in an area labeled X. A total of 64 channels are provided in this area X. The fine deceleration takes place between 0 and 2 ⁇ .
  • Area X is followed by area Y, which only comprises 16 channels. In this area Y there are amplifiers that can be controlled as a function of depth.
  • Area Y is followed by area Z, which also comprises 16 channels. There is a long-term delay here.
  • each ultrasound transducer element E1 to E64 is followed by a preamplifier V1 to V64 with a fixed gain.
  • a multiplexer M1 to M64 is in turn connected downstream of these preamplifiers V1 to V64.
  • the respective multiplexer M can be supplied with clock pulses by a control device C, which is indicated by an arrow on the respective block M1 to M64.
  • the multiplexers M1 to M64 are each analog Predelay element T1 to T64 assigned. Its delay time, in particular in the range from 0 to 600 nsec, can be set using the associated multiplexer M1 to M64.
  • the pre-delay elements T1 to T64 can in particular be LC lines with a number of taps, e.g. B. with 16 taps. With such LC lines there is a delay which is precise enough for the purposes at hand.
  • the fine deceleration is dynamic, i.e. switchable while receiving each ultrasound line. In this way, dynamic focusing can be achieved.
  • the delay elements T1 to T4 are connected to a common summing element S1, for example.
  • z. B. also the delay elements T61 to T64 connected to a common summing element S16.
  • the fine delay comprises the time period of at least 2 ⁇ in order to be able to combine four such neighboring elements.
  • the value 2 ⁇ is an empirically found variable. It represents a compromise that can be applied to most ultrasound applicators based on the phased array principle. Instead of four channels, two, six or eight channels could be combined.
  • the combined received signal obtained in this way is amplified depending on the depth with the aid of controllable amplifiers TGC1 to TGC16, in order to then be able to use the A / D converter dynamics.
  • FIGS. 1 and 2 After the amplification in the amplifiers TGC1 to TGC16, there are two implementation options, which are shown separately in FIGS. 1 and 2.
  • the received signal is sampled using the quadrature method, ie in complex form.
  • the output signal of the amplifier TGC1 is fed to a delay element which consists of a memory N1 and two analog-digital converters W1-1 and W1-2 connected upstream of it.
  • the two converters W1-1, W1-2 break down the received signal into a real and an imaginary part.
  • the converter W1-1 generates the in-phase term or cosine component, while the converter W1-2 provides the quadrature term or sine component.
  • the downstream memory N1 is preferably a shift register. This is e.g. B. scanned in ⁇ / 8 steps, for which purpose it is supplied by the control device C corresponding control pulses.
  • the coarse delay elements which are connected downstream of the further amplifiers TGC2 to TGC16, are constructed accordingly.
  • the output signal of the adder A consists of an imaginary part i and a real part q, so it is complex. From these two parts i and q, the magnitude of the signal can be formed according to the relationship ⁇ i 2 + q 2 , which can be displayed on a screen.
  • each channel has a series connection of an analog-digital converter W1 to W16 with a memory N1 to N16 controlled by a control device C.
  • the analog-to-digital converter W1 to W16 is each subjected to a sampling frequency f by the control device C '. This is preferably somewhat higher than the previously stated value of 10.5 MHz.
  • sampling frequency f can be below 20 MHz.
  • FIG. 3 shows a fully digitized implementation of the delay concept for a phased array device, in which the delay is again divided into a fine delay (see area X) and a coarse delay (see area Z).
  • the delay is again divided into a fine delay (see area X) and a coarse delay (see area Z).
  • 64 channels are again provided in area X of the fine delay, while only 16 processing channels are provided in the subsequent coarse delay area Z.
  • the 64 ultrasound transducer elements E1 to E64 are each followed by a depth compensation amplifier TV1 to TV64.
  • These depth compensation amplifiers can be regulated and correspond to the amplifiers TGC1 to TGC16 of FIGS. 1 and 2.
  • the received signal of each element E1 to E64 is amplified depending on the depth. It is then digitized using an analog-to-digital converter AD1 to AD64.
  • these analog-digital converters AD1 to AD64 are operated at a higher frequency than those in FIGS. 1 and 2, for example at a frequency f of 28 MHz, in order to be able to work with ⁇ / 8.
  • each of the shift registers VL1 to VL64 can comprise a total of 16 stages, while each of the shift registers VR1 to VR16 contains four times these 16 stages.
  • the same basic building blocks can be used in both types of shift registers.
  • the shift registers VL1 to VL64 correspond in their function to a combination of the multiplexers M1 to M64 and the time delay elements T1 to T64 from FIG. 1.
  • the output of four such shift registers, e.g. B. VL1 to VL4, each to adjacent ultrasonic transducer elements, for. B. E1 to E4, are each connected together to a summing element S1 to S16.
  • a different number e.g. a number of 8 channels.
  • the delay times of the individual shift registers VL1 to VL64 can be changed under computer control during the reception of an ultrasound line, in particular in order to achieve dynamic focusing. For this purpose, their control inputs are connected to a control device C ".
  • the outputs of the individual summing elements S1 to S16 are each connected to an addition element AGL via an assigned shift register VR1 to VR16, which bring about the longer of the two delays. This sums up the individual summarized and delayed signals.
  • an output signal s' which is high-frequency compared to that of FIGS. 1 and 2. This high-frequency output signal s' corresponds to the amount and can be used for image display. However, the two signal components i and q could also be derived from this high-frequency output signal s'.
  • the embodiment according to FIG. 3 also results in precise setting and control of the delay.
  • the swivel can again be effected via the delay elements for the coarse deceleration, which are immediately upstream of the adder AGL.
  • the shift registers VR1 to VR16 can be set.

Landscapes

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  • Multimedia (AREA)
  • Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
  • Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Phased-Array-Gerät für die Ultraschall-Abtastung eines Objektes mit einer Zahl von Ultraschall-Wandlerelementen, denen Verzögerungsglieder zumindest für den Empfangsfall zugeordnet sind.
  • Bei einem Phased-Array-Gerät, also einem elektronischen Sektor-Scanner, muss die Änderung der Verzögerung der Signale der einzelnen Ultraschall-Wandlerelemente im Sende- und Empfangsfall in sehr kleinen Schritten erfolgen, um Fehler bei der Einstellung des Steuerwinkels zu vermeiden. Infolge des grössten Steuerwinkels von meist ±45° bezüglich der Normalen der Wandterelementreihe sind bei grossen Steuerwinkeln relativ lange Verzögerungszeiten erforderlich, deren Länge zusätzlich noch stark von der gewählten Aperturlänge (Länge der aktiven Antenne) abhängt. Zum Ausgleich der Auflösungsänderung mit der Tiefe wegen der begrenzten Tiefenschärfe der fokussierten Apertur ist es zweckmässig, den Empfangsfokus mitlaufend anzupassen.
  • Der Stand der Technik sieht eine Einstellung der Verzögerungszeiten mit Hilfe von LC-Verzögerungsleitungen, die mit Einstellabgriffen versehen sind, vor. Diese relativ preiswerte Lösung eignet sich vor allem für kurze Verzögerungszeiten, d.h. für nicht schwenkende Abtastgeräte, z. B. für ein lineares Array. Bei längeren Verzögerungszeiten wirken die LC-Verzögerungsleitungen für höhere Frequenzen bandbegrenzend. Sie stellen also jeweils einen Tiefpass dar, dessen Eckfrequenz ca. 5 MHz betragen kann. Gleichzeitig gehen Bauteiltoleranzen in hohem Masse in die Genauigkeit der gesamten Verzögerung ein. Aus diesem Grund werden LC-Verzögerungsleitungen für Transducer- oder Wandlerfrequenzen generell nur bis ca. 3,5 MHz verwendet. Diese Technik wird auch als «Basisbandtechnik» bezeichnet.
  • In der DE-OS 3004689 ist ein Empfangsverzögerungssystem zur Verwendung in einem Ultraschallabbildungssystem beschrieben, bei dem in jedem Kanal ein variables Vorverzögerungselement mit dem Wandler und einem Hauptverzögerungselement in Reihe geschaltet ist. In der Praxis werden die Vorverzögerungselemente hauptsächlich für die Feinabstimmung benutzt, d.h. um eine stufenweise Einstellung der Verzögerungsschritte zu ermöglichen, die normalerweise an den Hauptverzögerungselementen nicht durchgeführt werden kann. Diese Anordnung erlaubt es insbesondere, über einen verhältnismässig grossen Bereich möglicher Signalfrequenzen und unterschiedlichen Abständen zwischen den Wandlerelementen Signalkohärenz zu erzielen. Dazu benötigt diese Schaltungsanordnung jedoch eine hohe Anzahl von Verzögerungselementen.
  • Weiterhin ist in der DE-OS 2736310 eine Verzögerungsanordnung angegeben, bei der jeweils eine kleine, einstellbare Verzögerungsleitung zwischen den Messumformern oder Wandlern und den Anzapfungen einer Hauptverzögerungsleitung eingefügt ist. Diese Anzapfungen auf der Hauptverzögerungsleitung sind derart ausgewählt, dass die Anordnung längs eines gewünschten Abtastwinkels oder einer Abtastrichtung fokussiert wird. Dagegen werden die kleinen Verzögerungen während einer Abtastung in der besagten Richtung verändert, um die Fokussierung der Anordnung vom Minimalbereich zum Maximalbereich hin zu verändern. Da die ausgewählten Anzapfungen der Hauptverzögerungsleitung während der Abtastung in einer gewünschten Richtung nicht umgeschaltet werden, gibt das Schaltungsprinzip nur bei kleinen Aperturen ausreichend kohärente Signale.
  • Höhere Transducerfrequenzen können mit Hilfe von LC-Verzögerungsleitungen durch Abwärtsmischen auf eine Zwischenfrequenz unter 3,5 MHz verarbeitet werden. Die Abwärtsmischtechnik setzt jedoch eine gleichbleibende Signalbandbreite und Sendepulslänge der einzelnen Wandlersignale voraus. Die zeitliche Sendepulslänge sollte aber im Interesse einer guten Auflösung beim Übergang zu hohen Transducerfrequenzen geändert, d. h. verringert werden.
  • Eine weitere Realisierungsmöglichkeit sieht die Oberflächenwellenfilter-Technik oder SAW-Filtertechnik (vgl. z. B. Ultrasonics, Vol. 17, pp. 225-229, Sept. 1979) vor. Hierzu ist es erforderlich, das Empfangssignal des einzelnen Ultraschallwandlerelements aufwärts zu mischen, um in das bei der SAW-Technik erforderliche hohe Frequenzband von 20-50 MHz zu kommen. Nach der Summation der einzelnen Empfangssignale des Phased-Arrays muss dann wieder abwärtsgemischt werden. Nachteile der SAW-Technik sind die Tatsache, dass in jedem Kanal Aufwärtsmischer eingesetzt werden müssen, was einen beträchtlichen Aufwand bedeutet, sowie die Schwierigkeit, eine genügend feine Abstufung der Verzögerungszeiten bei den SAW-Filtern zu erzielen.
  • Aufwärts- und Abwärtsmischungen im Zusammenhang mit einem Phased-Array-Gerät sind z. B. aus Fig. 11 der DE-PS 2854134 bekannt. Eine digitale Verzögerungstechnik bei einem Phased-Array-Gerät wird in der EP-PS 0027618, insbesondere bei Fig. 1 und 2, beschrieben.
  • Bei der Konzeption eines Phased-Array-Gerätes sind auch folgende Gesichtspunkte zu berücksichtigen:
    • Nimmt man z.B. bei einer medizinischen Untersuchung eine Mittenfrequenz des Empfangsspektrums von fs=3,5 MHz an und berücksichtigt man theoretisch eine Bandbreite Δf=fs (2λ-PuIs), so erhält man als Maximalfrequenz fsmax=fs+Δf/ 2=1,5 fs=5,25 MHz. Daraus resultiert nach dem bekannten Abtasttherorem von Shannon eine Abtastfrequenz für das einzelne Ultraschall-Wandlerelement von fa > 2 fsmax=3 fs=10,5 MHz. Diese Abtastfrequenz fa ist also die minimale Frequenz, um das einzelne Signal eines Wandlerelementes rekonstruieren zu können.
  • Für die Quantisierung der Phase, d. h. eine ausreichende Genauigkeit der Zeitverzögerung zwischen zwei benachbarten Wandlerelementen, ist eine Abtastung mit mindestens 1/8 der Wellenlänge erforderlich. Dies ergibt eine quantisierte Phasenverschiebung innerhalb der Wellenlänge λ von 360°/8=45° oder (±22,5°). Bei einer Mittenfrequenz fs=3,5 MHz erhält man damit eine Zeitverzögerung von 35,7 nsec, d.h. ±17,9 nsec. Diese Phasen- oder Zeitgenauigkeit erfordert eine Abtastfrequenz fa > 28 MHz, wenn das Signal digital weiterverarbeitet werden soll (EP-PS 0027618). Diese hohe Abtastfrequenz fa setzt heutzutage den Einsatz von ECL-Bausteinen voraus und führt zu einem relativ teueren Phased-Array-Gerät.
  • Ein Ausweg aus diesem Geschwindigkeitsproblem ist die Quadraturtechnik (vgl. DE-PS 2854134, Fig. 8), bei der zwei Verzögerungskanäle zum Einsatz kommen, deren Signale um 90° phasenverschoben sind. Hier liegt die minimale Abtastfrequenz bei fg= 10,5 MHz. Dies lässt einen Einsatz von energiesparenden Techniken (z. B. HCMOS, Low Power Schottky)zu. Die Quadraturtechnik erfordert aber einen relativ hohen Aufwand, da jeweils zwei Kanäle pro Wandlerelement für die Signalverarbeitung benötigt werden.
  • Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines Phased-Array-Gerätes, das eine hohe Genauigkeit bei der Einstellung des Steuerwinkels ermöglicht und dennoch nur einen vergleichsweise geringen Aufwand erfordert.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss nach einer ersten grundlegenden Ausführungsform gemäss Patentanspruch 1 gelöst. Hierbei ist es also möglich, mehrere benachbarte Kanäle, z. B. 4, für die Signalverarbeitung zusammenzufassen.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss nach einer zweiten grundlegenden Ausführungsform gemäss Patentanspruch 5 gelöst.
  • Als Vorteil der Erfindung wird es angesehen, dass der jeweilige Steuerwinkel wegen der Verwendung von Bausteinen mit festen bausteinspezifischen Verzögerungszeiten (Toleranzen) und der digitalen Speicher, speziell einiger Schieberegister, sehr genau eingestellt werden kann. Ein Driften der Verzögerung auch nach längerem Einsatz des Phased-Array-Gerätes ist nicht zu befürchten. Infolge der hohen Genauigkeit bei der Einstellung des Steuerwinkels ergibt sich auch eine hohe Genauigkeit bei der Fokussierung und damit ein hohes Auflösungsvermögen. Dies ist von besonderem Interesse bei Anwendung der mitlaufenden Fokussierung im Empfangsfalle.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in drei Figuren dargestellt und werden im folgenden näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine erste Ausführungsform, bei der sowohl von einer analogen als auch von einer digitalen Verzögerung Gebrauch gemacht wird;
    • Fig. 2 eine zweite Ausführungsform, die gegenüber der Ausführungsform nach Figur 1 vereinfacht aufgebaut ist; und
    • Fig. 3 eine dritte Ausführungsform, die auf einem voll digitalen Verzögerungskonzept beruht.
  • Das Phased-Array-Gerät nach Figur 1, das insbesondere für medizinische Bilddarstellungen herangezogen wird, besteht aus einer Vielzahl von einzelnen Ultraschallwandler-Elementen E1, E2,... E64, die sowohl für die Emission als auch für den Empfang von Ultraschall-Signalen herangezogen werden. In Figur 1 ist lediglich der Empfangsteil des Phased-Array-Geräts dargestellt. In einem solchen Gerät müssen die empfangenen Ultraschall-Signale mit der eingangs beschriebenen hohen Genauigkeit verzögert werden. Zur Vermeidung von Antennen-Gitterstörungen (grating lobes) und zur Erzielung einer ausreichenden Auflösung sollte die Anzahl der Ultraschallwandler-Elemente gross gewählt werden. Als günstiger Kompromiss bietet sich vorliegend die Zahl 64 bei einem Elementeabstand von λ/2 an.
  • Um den Aufwand gering zu halten, der bei einem Einsatz eines Verzögerungskonzepts mit der oben angegebenen Phasengenauigkeit entstehen würde, ist nach Figur 1 vorgesehen, dass die empfangenen Ultraschall-Signale mit einer kurzen und mit einer langen Verzögerung versehen werden. Hierdurch ist es möglich, benachbarte Signalverarbeitungskanäle zusammenzufassen. Wie später deutlich wird, sind in Figur 1 jeweils 4 Kanäle zusammengefasst.
  • Nach Figur 1 enthält das Gerät eine gemischte Verzögerungstechnik, nämlich eine analoge Vorverzögerung und eine digitale Hauptverzögerung. Es handelt sich also um eine hybride Lösung. Die analoge Vorverzögerung ist eine Feinverzögerung. Sie spielt sich in einem Bereich ab, der mit X bezeichnet ist. In diesem Bereich X sind insgesamt 64 Kanäle vorgesehen. Die Feinverzögerung findet dabei zwischen 0 und 2λ statt. Dem Bereich X schliesst sich ein Bereich Y an, der nur noch 16 Kanäle umfasst. In diesem Bereich Y sind tiefenabhängig regelbare Verstärker untergebracht. Dem Bereich Y schliesst sich ein Bereich Z an, der ebenfalls 16 Kanäle umfasst. Hier findet eine Langzeitverzögerung statt.
  • Experimente haben gezeigt, dass bei medizinischen Untersuchungen mit einem elektronischen Sektor-Scanner Gesamt-Verzögerungszeiten erforderlich sind, die im Bereich von 6 bis 12 µsec liegen. Im vorliegenden Fall übernimmt bei Zugrundelegung dieser Werte die Feinverzögerung im Bereich X eine Verzögerung von 0 bis 600 nsec, und die Grobverzögerung im Bereich Z übernimmt eine Verzögerung zwischen 5,4 und 11,4 jisec.
  • Nach Figur 1 ist jedem Ultraschallwandler-Element E1 bis E64 ein Vorverstärker V1 bis V64 mit fester Verstärkung nachgeschaltet. Diesen Vorverstärkern V1 bis V64 ist wiederum jeweils ein Multiplexer M1 bis M64 nachgeschaltet. Der jeweilige Multiplexer M kann von einer Steuerungseinrichtung C mit Taktimpulsen beaufschlagt werden, was durch einen Pfeil am jeweiligen Block M1 bis M64 gekennzeichnet ist. Den Multiplexern M1 bis M64 ist jeweils ein analoges Vorverzögerungsglied T1 bis T64 zugeordnet. Dessen Verzögerungszeit, insbesondere im Bereich von 0 bis 600 nsec, kann mit Hilfe des zugehörigen Multiplexers M1 bis M64 eingestellt werden. Bei den Vorverzögerungsgliedern T1 bis T64 kann es sich insbesondere um LC-Leitungen mit einer Anzahl von Abgriffen, z. B. mit 16 Abgriffen, handeln. Bei solchen LC-Leitungen ergibt sich eine Verzögerung, die für die vorliegenden Zwekke genau genug ist.
  • Mit Hilfe der Multiplexer M1 bis M64 ist somit die Feinverzögerung dynamisch, d.h. während des Empfangs einer jeden Ultraschallzeile, umschaltbar. Auf diese Weise lässt sich eine dynamische Fokussierung erreichen.
  • Die Signalverarbeitung von jeweils vier benachbarten Ultraschallelementen E1 bis E64 ist im vorliegenden Fall zusammengefasst. Zu diesem Zweck sind beispielsweise die Verzögerungsglieder T1 bis T4 an ein gemeinsames Summierglied S1 angeschlossen. Entsprechend sind z. B. auch die Verzögerungsglieder T61 bis T64 an ein gemeinsames Summierglied S16 angeschlossen. Die Feinverzögerung umfasst dabei, wie angegeben, die Zeitdauer von mindestens 2λ, um jeweils vier solcher Nachbarelemente zusammenfassen zu können. Der Wert 2λ ist dabei eine empirisch gefundene Grösse. Sie stellt einen Kompromiss dar, der bei den meisten Ultraschall-Applikatoren nach dem Phased-Array-Prinzip anwendbar ist. Anstelle von vier Kanälen könnten im übrigen auch zwei, sechs oder aber acht Kanäle jeweils zusammengefasst sein. Nach der Summation der Signale von jeweils vier Nachbarkanälen in den Summiergliedern S1 bis S16 wird das so gewonnene zusammengefasste Empfangssignal jeweils mit Hilfe von regelbaren Verstärkern TGC1 bis TGC16 tiefenabhängig verstärkt, um anschliessend die A/D-Wandler-Dynamik nutzen zu können.
  • Nach der Verstärkung in den Verstärkern TGC1 bis TGC16 ergeben sich zwei Realisierungsmöglichkeiten, die in den Figuren 1 und 2 getrennt dargestellt sind. Nach Figur 1 wird das Empfangssignal im Quadraturverfahren, d.h. in komplexer Form, abgetastet. Hierdurch bleibt die Phasengenauigkeit der gesamten Verzögerungseinheit konstant, z. B. λ/12, wenn faq =fa ist (faq = Quadraturverfahren-Abtastfrequenz).
  • Im einzelnen wird nach Figur 1 das Ausgangssignal des Verstärkers TGC1 einem Verzögerungsglied zugeführt, welches aus einem Speicher N1 und zwei diesem vorgeschalteten Analog-Digital-Wandlem W1-1 und W1-2 besteht. Der erste Wandler W1-1 ist mit einer Taktfrequenz f beaufschlagt, die beispielsweise der eingangs genannten Abtastfrequenz fa=10,5 MHz gleich ist. Der zweite Wandler W1-2 wird mit derselben Taktfrequenz getaktet, jedoch ist das Taktsignal gegenüber demjenigen des ersten Wandlers W1-1 um 90° verschoben. Dies wird dadurch zum Ausdruck gebracht, dass die Taktfrequenzen mit f(ϕ=0°) bzw. f(cp=90°) bezeichnet sind. Die beiden Wandler W1-1, W1-2 bewirken eine Zerlegung des Empfangssignals in einen Real- und einen Imaginärteil. Der WandIer W1-1 erzeugt dabei den In-Phase-Term oder Kosinus-Anteil, während der Wandler W1-2 den Quadratur-Term oder Sinus-Anteil bereitstellt. Der nachgeschaltete Speicher N1 ist vorzugsweise ein Schieberegister. Dieses wird z. B. in λ/8-Schritten abgetastet, wozu ihm von der Steuereinrichtung C entsprechende Steuerimpulse zugeführt werden.
  • Die Grobverzögerungsglieder, die den weiteren Verstärkern TGC2 bis TGC16 nachgeschaltet sind, sind entsprechend aufgebaut. Insgesamt sind also 16 Speicher N1 bis N16 vorhanden. Diese sind ausgangseitig gemeinsam an ein Addierglied A angeschlossen. Die Speicher N1 bis N16, in Zusammenarbeit mit den vorgeschalteten Analog-Digital-Wandlern W1-1 bis W16-2, dienen somit zur Langzeitverzögerung. Mit ihrer Hilfe lässt sich insbesondere der Schwenk- oder der Ablenkwinkel bei einem Phased-Array-Gerät einstellen.
  • Das Ausgangssignal des Addiergliedes A besteht aus einem imaginären Anteil i und einem reellen Anteil q, ist also komplex. Aus diesen beiden Anteilen i und q lässt sich nach der Beziehung √i2 + q2 der Betrag des Signals bilden, der auf einem Bildschirm dargestellt werden kann.
  • Die Ausführungsform von Figur 2 entspricht weitgehend derjenigen von Figur 1. Jedoch sind im vorliegenden Fall die zweiten Verzögerungsglieder anders, d.h. einfacher aufgebaut. Diese vereinfachte Ausführungsform lässt somit eine gewisse Welligkeit zu, wobei anzumerken ist, dass diese für die Bildqualität unerheblich ist. Im Unterschied zu Figur 1 wird das zusammengefasste Empfangssignal nicht im Quadraturverfahren, sondern jeweils einkanalig abgetastet. In jedem Kanal ist zu diesem Zweck eine Hintereinanderschaltung von einem Analog-Digital-Wandler W1 bis W16 mit einem von einer Steuereinrichtung C, gesteuerten Speicher N1 bis N16 vorhanden. Der Analog-Digital-Wandler W1 bis W16 wird von der Steuereinrichtung C' jeweils mit einer Abtastfrequenz f beaufschlagt. Diese ist bevorzugt etwas höher als der zuvor angegebene Wert von 10,5 MHz. Theoretische Untersuchungen haben ergeben, dass die Abtastfrequenz f aber unter 20 MHz liegen kann. Die Phasengenauigkeit der digitalen Kette wird von der Abtastfrequenz f bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz f=20 MHz erhält man beispielsweise eine Phasengenauigkeit von X/5.
  • Nach der Literaturstelle G.F. Manez: «Design of a simplified delayed system for ultrasound phased array imaging» in IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, Vol. SU-30, No. 6, Seite 350f, genügt bei den einzelnen Verzögerungsgliedern W1, N1 bis W16, N16 eine gröbere Quantisierung der Verzögerung, wenn der Träger hinreichend genau durch eine Feinverzögerung verzögert wird. Dies ist vorliegend durch die Feinverzögerung im Bereich X der Fall.
  • Am Ausgang des den Verzögerungsgliedern W1, N1 bis W16, N16 nachgeschalteten Addiergliedes AG ergibt sich automatisch ein Betragssignal s, das dem Wert s = V i2 + q2 in Figur 1 entspricht.
  • Figur 3 zeigt eine voll digitalisierte Realisierungsform des Verzögerungskonzepts für ein Phased-Array-Gerät, bei dem die Verzögerung wiederum in eine Feinverzögerung (siehe Bereich X) und in eine Grobverzögerung (siehe Bereich Z) unterteilt ist. Im Bereich X der Feinverzögerung sind wiederum im vorliegenden Ausführungsbeispiel 64 Kanäle vorgesehen, während im darauffolgenden Grobverzögerungsbereich Z nur 16 Verarbeitungskanäle vorgesehen sind.
  • Nach Figur 3 ist den 64 Ultraschallwandler-Elementen E1 bis E64 (bei ausschliesslich digitaler Realisierung der Verzögerung) jeweils ein Tiefenausgleichsverstärker TV1 bis TV64 nachgeschaltet. Diese Tiefenausgleichsverstärker sind regelbar und entsprechen den Verstärkern TGC1 bis TGC16 der Figuren 1 und 2. Somit wird das Empfangssignal eines jeden Elements E1 bis E64 tiefenabhängig verstärkt. Es wird anschliessend mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers AD1 bis AD64 digitalisiert. Diese Analog-Digital-Wandler AD1 bis AD64 werden vorliegend mit einer höheren Frequenz betrieben als diejenigen in den Figuren 1 und 2, beispielsweise mit einer Frequenz f von 28 MHz, um mit λ/8 arbeiten zu können. Eine so hohe Frequenz bedeutet allerdings, dass die Bauelemente in ECL-Technik ausgelegt sein sollten. Vorliegend wird also angenommen, dass die A/D-Wandlung mit relativ hoher Abtastfrequenz f', die auch grösser als 28 MHz sein kann, durchgeführt wird. Abweichend davon kann sie aber auch, was in Figur 3 nicht gezeigt ist, nach dem Quadraturverfahren ausgeführt werden.
  • Zur Reduzierung des Aufwandes an digitalen Elementen, insbesondere an Busleitungen, wird bei der vorliegenden rein digitalen Lösung eine Aufteilung in eine Feinverzögerung mit Hilfe von 64 Schieberegistern VL1 bis VL64 und in eine Grobverzögerung mit Hilfe von 16 Schieberegistern VR1 bis VR16 vorgenommen. Die genannten Schieberegister VL1 bis VL64 und VR1 bis VR16 sind insbesondere Schieberegister mit variabler Länge. Dabei kann beispielsweise jedes der Schieberegister VL1 bis VL64 insgesamt 16 Stufen umfassen, während jedes der Schieberegister VR1 bis VR16 ein Vierfaches dieser 16 Stufen beinhaltet. Mit anderen Worten, in beiden Schieberegisterarten können dieselben Grundbausteine verwendet werden.
  • Die Schieberegister VL1 bis VL64 entsprechen in ihrer Funktion einer Kombination der Multiplexer M1 bis M64 und der Zeitverzögerungsglieder T1 bis T64 von Figur 1. Der Ausgang von vier solcher Schieberegister, z. B. VL1 bis VL4, die jeweils zu benachbarten Ultraschallwandler-Elementen, z. B. E1 bis E4 gehören, sind jeweils gemeinsam an ein Summierglied S1 bis S16 angeschlossen. Anstelle einer Zusammenfassung von jeweils vier Kanälen kann auch eine andere Anzahl, z.B. eine Zahl von 8 Kanälen, gewählt sein. Die Verzögerungszeiten der einzelnen Schieberegister VL1 bis VL64 können während des Empfangs einer Ultraschallzeile rechnergesteuert verändert werden, insbesondere um eine dynamische Fokussierung zu erzielen. Zu diesem Zweck sind ihre Steuereingänge mit einer Steuereinrichtung C" verbunden.
  • Es ist also festzuhalten, dass mit Hilfe von Summiergliedern S1 bis S16 auch hier jeweils eine vorgegebene Anzahl von Datenkanälen zusammengefasst wird.
  • Die Ausgänge der einzelnen Summierglieder S1 bis S16 sind jeweils über ein zugeordnetes Schieberegister VR1 bis VR16, die die längere der beiden Verzögerungen bewirken, mit einem Additionsglied AGL verbunden. Dieses summiert die einzelnen zusammengefassten und verzögerten Signale auf. An seinem Ausgang entsteht ein Ausgangssignal s', das gegenüber demjenigen von Figur 1 und 2 hochfrequent ist. Dieses hochfrequente Ausgangssignal s' entspricht dem Betrag und kann für Bilddarstellung verwendet werden. Aus diesem hochfrequenten Ausgangssignal s' könnte man aber auch die beiden Signalanteile i und q ableiten.
  • Auch bei der Ausführungsform nach Figur 3 ergibt sich eine präzise Einstellung und Steuerung der Verzögerung. Auch hier kann der Schwenk wieder über die dem Addierglied AGL unmittelbar vorgeschalteten Verzögerungsglieder für die Grobverzögerung, d.h. die Schieberegister VR1 bis VR16, eingestellt werden.

Claims (9)

1. Phased-Array-Gerät für die Ultraschall-Abtastung eines Objekts mit einer Zahl von Ultraschallwandler-Elementen, denen Verzögerungsbauglieder zumindest für den Empfangsfall zugeordnet sind, mit folgenden Merkmalen:
die Ultraschallwandler-Elemente (E1 bis E64) sind an erste Verzögerungsbauglieder (M1, T1 bis M64, T64) zur analogen Feinverzögerung der Empfangssignale angeschlossen,
jeweils eine vorgegebene Anzahl der ersten Verzögerungsbauglieder (M1, T1 bis M64, T64) für benachbarte Ultraschallwandler-Elemente (E1 bis E64) ist mit einem gemeinsamen Summierglied (S1 bis S16) verbunden,
die Ausgangssignale der Summierglieder (S1 bis S16) sind zweiten Verzögerungsbaugliedern (W1-1, W1-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; W1 bis W16, N16) zur digitalen Grobverzögerung zugeführt, und die von den zweiten Verzögerungsbaugliedern W1-1, W1-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; W1, N1 bis W16, N16) abgegebenen Ausgangssignale sind einem digitalen Addierglied (A; AG) zugeführt, an dessen Ausgang ein Summensignal (i, q; s) abgegeben wird, das zur Bilddarstellung vorgesehen ist (Fig. 1 und 2).
2. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als erste Verzögerungsbauglieder jeweils ein Multiplexer (M1 bis M64) und eine von diesem gesteuerte LC-Leitung (T1 bis T64) vorgesehen ist (Fig. 1 und 2).
3. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass als zweite Verzögerungsbauglieder jeweils ein Speicher (N1 bis N16) vorgesehen ist, dem zwei Analog-Digital-Wandler (W1-1, W1-2 bis W16-1, W16-2) vorgeschaltet sind, die mit Taktsignalen vorgegebener Frequenz (f(ϕ=0°), f(ϕ=90°)] gesteuert sind, welche um 90° gegeneinander phasenverschoben sind (Fig. 1).
4. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass als zweite Verzögerungsbauglieder jeweils ein Speicher (N1 bis N16) vorgesehen ist, dem ein Analog-Digital-Wandler (W1 bis W16) vorgeschaltet ist, der mit Taktsignalen vorgegebener Abtastfrequenz (f≥fa) gesteuert ist (Fig. 2).
5. Phased-Array-Gerät für die Ultraschall-Abtastung eines Objekts, mit einer Zahl von Ultraschallwandler-Elementen, denen Verzögerungsbauglieder zumindest für den Empfangsfall zugeordnet sind, mit folgenden Merkmalen:
den Ultraschallwandler-Elementen (E1 bis E64) ist jeweils ein TGC-Verstärker (TV1 bis TV64) und ein Analog-Digital-Wandlerbaustein AD1 bis AD64) nachgeschaltet,
den Analog-Digital-Wandlerbausteinen /AD1 bis AD64) ist jeweils ein erstes Verzögerungsbauglied (VL1 bis VL64) zur digitalen Feinverzögerung der Empfangssignale nachgeschaltet,
jeweils eine vorgegebene Anzahl dieser Verzögerungsbauglieder (VL1 bis VL64) für benachbarte Ultraschall-Wandler-Elemente (E1 bis E64) ist gemeinsam an ein Summierglied (S1 bis S16) angeschlossen,
und die einzelnen Summierglieder (S1 bis S16) sind über je ein zweites Verzögerungsbauglied (VR1 bis VR16) an ein gemeinsames Addierglied (AGL) angeschlossen, dessen Ausgangssignal (s') zur Bilddarstellung vorgesehen ist (Fig. 3).
6. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Analog-Digital-Wandlerbaustein (AD1 bis AD64) ein Analog-Digital-Wandler ist, der mit hoher Abtastfrequenz (f') abgetastet wird (Fig. 3).
7. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Analog-Digital-Wandlerbaustein (AD1 bis AD64) ein Baustein nach dem Quadraturverfahren ist.
8. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Verzögerungsbauglied (VL1 bis VL64, VR1 bis VR16) ein Schieberegister mit variabler Länge ist (Fig. 3).
9. Phased-Array-Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Feinverzögerung mindestens einer Zeitdauer von 2 λ entspricht, wobei λ die Wellenlänge des Ultraschalls im abgetasteten Objekt ist.
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