EP0161215A2 - Amplificateur à compensation de la tension de décalage d'entrée - Google Patents

Amplificateur à compensation de la tension de décalage d'entrée Download PDF

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EP0161215A2
EP0161215A2 EP85810194A EP85810194A EP0161215A2 EP 0161215 A2 EP0161215 A2 EP 0161215A2 EP 85810194 A EP85810194 A EP 85810194A EP 85810194 A EP85810194 A EP 85810194A EP 0161215 A2 EP0161215 A2 EP 0161215A2
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EP
European Patent Office
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amplifier
input
capacitor
compensation
output
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EP85810194A
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German (de)
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EP0161215A3 (en
EP0161215B1 (fr
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Eric A. Vittoz
Henri J. Oguey
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Centre Electronique Horloger SA
Original Assignee
Centre Electronique Horloger SA
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Publication date
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Publication of EP0161215A3 publication Critical patent/EP0161215A3/fr
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45632—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45744—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit by offset reduction
    • H03F3/45748—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit by offset reduction by using a feedback circuit
    • H03F3/45753—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit by offset reduction by using a feedback circuit using switching means, e.g. sample and hold
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    • H03F3/45968—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by offset reduction
    • H03F3/45973—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by offset reduction by using a feedback circuit
    • H03F3/45977—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by offset reduction by using a feedback circuit using switching means, e.g. sample and hold

Definitions

  • the present invention relates to an amplifier produced in MOS technology and comprising means for compensating for the offset of the input voltage.
  • This circuit operates in two phases.
  • the amplifier is looped into unity gain by closing the switch 6 and the switch 3 connects a terminal of the capacitor 4 to ground.
  • the input offset voltage appearing at the input node 7 of the amplifier is then stored in the capacitor 4.
  • the switch 6 is open and the input 2 is connected to the capacitor 4 through the switch 3, the voltage stored in the capacitor 4 serving to compensate for the effect of the input offset voltage of the amplifier 1.
  • the major drawback of such a compensation method comes from the the switches are made using MOS transistors.
  • part of the channel charge is reinjected at node 7, which modifies the voltage memorized in the capacitor 4 and this modification can be of the same order of magnitude as the voltage of input offset to compensate.
  • an object of the present invention is an amplifier circuit which does not have the drawbacks mentioned above.
  • Another object of the invention is an amplifier circuit, comprising means for compensating the input offset voltage.
  • Yet another object of the invention is an amplifier circuit in which the effect of charge injection, when opening switches, is minimized.
  • FIG. 2 is a block diagram of an amplifier circuit according to the invention. It comprises an amplifier 10 having a direct input 12, a first reverse input or main input 13, an output 15 and a second reverse input or secondary input 14.
  • the direct input 12 is connected to ground.
  • the main input 13 can be connected, either to the input terminal 20, or to the ground, by means of a switch 30.
  • the secondary input 14 is connected on the one hand, to the ground via a capacitor 40 and on the other hand, at the output 15 of the amplifier through a switch 60.
  • the element 11 symbolizes a voltage source of value ⁇ V representing the offset voltage of the main input 13 of l amplifier 10. According to the invention, the gain of amplifier 10 is greater seen from the main input 13 than seen from the secondary input 14.
  • the circuit of FIG. 2 operates in two successive phases: the phase of compensation and the amplification phase.
  • the two inputs 12 and 13 are connected to ground by the switch 30 and the secondary input 14 is connected to the output 15 by the switch 60.
  • the voltage necessary to compensate for the effect of the voltage input offset ⁇ V is stored in the capacitor 40.
  • the switch 60 is open then the switch 30 is positioned so as to connect the main input 13 to the input terminal 20. If the switch 60 is constituted by a MOS transistor, the blocking of the latter (opening of the switch 60) has the effect of injecting charges into the capacitor 40, thus modifying the value previously memorized.
  • the effect of this injection of charges on the compensation of the input offset voltage will be all the lower when the gain of the amplifier relative to the secondary input will be low compared to the gain of l amplifier related to the main input.
  • FIG. 3 A first embodiment of the invention in CMOS technology is shown in FIG. 3.
  • a differential input pair constituted by the n-channel transistors, T1 and T2, the sources of which are connected to the terminal of -Vcc power supply to the circuit via a current source 100 and the drains of which are coupled via three current mirrors.
  • These three current mirrors are constituted by the p-channel transistors, T3 and T5, whose sources are connected to the supply terminal + Vcc of the circuit, by the n-channel transistors, T7 and T8, whose sources are connected at -Vcc and by the p-channel transistors, T6 and T4, whose sources are connected to + Vcc.
  • switch means 113 and 116 are provided for, on the one hand, connecting each of the inputs 111 and 112 to ground during the compensation phase and, on the other hand, connecting, during the amplification phase , the grids of T1 and T2 at the input terminals 117 and 118 respectively, on which the input signals are applied.
  • the output 110 is also connected to the gate of a p-channel transistor, T12, connected in series with a current source 120 between the supply terminals of the circuit and constituting a voltage follower stage.
  • the output of this follower stage is connected, through a switch 121, to a capacitor 122 and to the gate of an n-channel transistor, T10.
  • the transistor T10 constitutes, with the transistor T11, a differential pair analogous to that formed by the transistors T1 and T2.
  • the sources of T10 and T11 are connected to -Vcc via a current source 140 while the drains are connected to the drains of T1 and T2 respectively.
  • the elements constituted by transistor T13, the source current 130, the switch 131 and the capacitor 132 are symmetrically connected to the corresponding elements T12, 120, 131 and 132 and are intended to reduce the effect of a charge injection when the switches are opened by balancing the whole circuit.
  • the gate of transistor T13 is connected to ground although, in the case of an amplifier with differential inputs and outputs, it could be connected to the other output of the amplifier.
  • capacitors 122 and 132 As for capacitors 122 and 132. it is clear that one of their terminals could be connected at a point to any fixed potential instead of being connected to ground.
  • the current ratio 12/11 must be low and (V GS -V T ) T1 be low compared to (V GS -V T ) T10 .
  • the ratio I2 / I1 is limited by the maximum error of the current to be corrected, and the transistors T1 and T10 will be dimensioned so that the transistor T1 operates at the limit of the low inversion regime (large value of g m ) and that the difference V GS -V T of the transistor T10 has a value as close as possible to the supply voltage. All the circuit switches are made using MOS transistors.
  • the operation of the amplifier in FIG. 3 is as follows.
  • the inputs 111 and 112 are connected to ground by the switches 113 and 114, or are simply connected to each other, and the gates of the transistors T10 and T11 are connected to the sources of the transistors T12 and T13, by the switches 121 and 131 respectively.
  • the capacitor 122 is then charged at the voltage of the output 110, transferred by the follower stage 120-T12 and which represents the voltage necessary to compensate for the offset voltage of the main inputs.
  • the switches 113, 114, 121 and 131 are open and the inputs 111 and 112 are connected to the input terminals 117 and 118 by the switches 115 and 116, respectively.
  • the voltage stored in the capacitor 122, respectively 132 makes the transistor T10, respectively T11 more or less conductive, which has the effect of more or less reducing the current passing through the transistor T1, respectively T2.
  • circuit of FIG. 3 constitutes only one example of embodiment of the invention comprising improved compensation of the input offset voltage and that many other variants of this circuit can be found satisfying the principles of the invention.
  • the circuit of FIG. 3 implements compensation of the linear type. In fact, there is no need to provide a linear relationship between the secondary input and the amplifier output.
  • a particularly interesting solution consists in using a quadratic compensation characteristic.
  • the diagram in Figure 4 shows a circuit corresponding to this solution.
  • the circuit of Figure 4 is based on an amplifier with differential inputs of the same type as that of Figure 3; therefore the elements common to the two diagrams bear the same references.
  • the output stage, formed by the transistors T6 and T8, is completed by a cascode type arrangement constituted by the p-channel transistor, T15 and the n-channel transistor, T16.
  • the transistors T15 and T16 are connected in series between the transistors T6 and T8 and are biased by applying to the gates 141 and 142 voltages of suitable value V1 and V2, respectively. What drains have in common transistors T15 and T16 is connected to the amplifier output terminal 110.
  • Such an arrangement is well known and is described, for example, in the aforementioned article by F. Krummenacher.
  • the compensation circuit consists of two transistors T17 and T18, two capacitors 151 and 161 and two switches 150 and 160.
  • the p-channel transistor, T18 is connected between the point common to the transistors T8 and T16 and the ground and its grid is connected on the one hand, to the capacitor 161 and on the other hand, to the output of the amplifier via the switch 160.
  • the n-channel transistor, T17 is connected between the point common to the transistors T6 and T15 and the earth and its grid is connected on the one hand, to the capacitor 151 and on the other hand, to the output of the amplifier via the switch 150.
  • the main inputs 111 and 112 of the amplifier are connected to earth, or simply to each other as indicated above, and the capacitors 151 and 161 are connected to the output of the amplifier by closing the switches. 150 and 160.
  • the input offset compensation voltage which appears on output 110 will be stored in capacitors 151 and 161.
  • inputs 111 and 112 are connected to input terminals 117 and 118 , respectively and the switches 150 and 160 are open. If the offset compensation voltage on the output 110 is positive, the compensation will be carried out by the transistor T17 controlled by the voltage across the capacitor 151. If, conversely, this offset compensation voltage is negative, the compensation will be performed by the transistor T18 controlled by the voltage across the capacitor 161.
  • switches are produced using MOS transistors.
  • Switch 150 is made with a p-channel transistor and switch 160 is made with an n-channel transistor. If necessary, amplifiers mounted as followers can be arranged in series with switches 150 and 160 to speed up the compensation phase.
  • FIG. 5 A variant of compensation circuit with quadratic characteristic is shown in FIG. 5, in which only the output stage of the amplifier has been represented, all the other elements being identical to those of FIG. 4.
  • the n-channel transistor , T20 is connected between the point common to the transistors T6 and T15 and the ground.
  • the p-channel transistor, T21 is connected between the point common to the transistors T8 and T16 and the ground.
  • the gates of the transistors T20 and T21 are connected to each other and to the capacitor 171 as well as to the output 110 of the amplifier through the switch 170.
  • the switch 170 is produced by means of two MOS transistors of complementary types set up parallel.
  • the operation of the circuit of FIG. 5 is similar to that of the circuit of FIG. 4, the compensation being provided by the transistor T20 or the transistor T21, according to the sign of the voltage stored in the capacitor 171.
  • FIG. 6 shows an example of an amplifier in which the two compensation methods are combined.
  • the amplifier of FIG. 6 is of the dynamic type and it is described in the Swiss patent of the applicant No 639 804. It comprises a bias voltage source constituted by the transistor T24, mounted as a diode and controlled by a drain current 15, and an amplification stage constituted by the transistors of complementary types T22 and T23 with which an assembly of cascode type is associated, formed by the transistors T25 and T26.
  • the node 189 which constitutes the input node of the amplifier, is connected to the gate of the transistor T23, to the gate of the transistor T22 via a capacitor 184 and to the input terminal 187 through a capacitor 185 and a switch 186.
  • the input node 189 is connected to the output node 188 by a switch 180.
  • the operation of this amplifier will be briefly recalled. During the preparation phase, the switch 186 is connected to ground and the switches 180 and 183 are closed. The capacitors are then charged to a value which will bias the transistors T22 and T23.
  • Transistors T25 and T26 are biased in a known manner by voltages applied to their gate.
  • the switches 180 and 183 are open and the switch 186 is connected to the signal input terminal 187.
  • the switches 180 and 183 inject a parasitic charge into the capacitors 184 and 185.
  • This parasitic effect can be compensated, according to the invention, using a compensation circuit identical to that described in connection with FIG. 5 and comprising the switch 181, the capacitor 182 and the transistors of complementary types. T27 and T28.
  • the operation of the dynamic amplifier is as follows.
  • the switch 181 is open, the switches 180 and 183 are closed and the switch 186 connects the capacitor 185 to ground.
  • the switch 181 is closed while the switches 180 and 183 are open.
  • the switch 186 connects the capacitor 185 to the input terminal 187 for the amplification phase.

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Abstract

L'invention concerne un amplificateur comportant des moyens de compensation de la tension de décalage d'entrée. Pendant une phase de préparation, le signal d'entrée de l'amplificateur (10) est annulé en court-circuitant par le commutateur (30) les entrées (12) et (13) et la sortie (15) est reliée à un condensateur (40) et à une entrée secondaire (14) de l'amplificateur. Cette entrée secondaire présente un gain sensiblement moins élevé que le gain relatif à l'entrée principale (13); ce qui permet de réduire fortement l'effet d'injection de charges causée par l'ouverture de l'interrupteur (60). En phase d'amplification, l'entrée (13) reçoit un signal d'entrée (V1) et la tension de décalage d'entrèe (ΔV) est compensée grâce à la valeur mémorisée dans le condensateur (40).

Description

  • La présente invention se rapporte à un amplificateur réalisé en technologie MOS et comportant des moyens pour compenser le décalage de la tension d'entrée.
  • On connaît déjà des moyens pour éviter les limitations des technologies MOS standards, notamment pour compenser le niveau relativement élevé de la tension de décalage d'entrée des circuits amplificateurs. Le principe de base consiste à mémoriser, dans une capacité MOS, la tension de décalage d'entrée et à utiliser la grandeur ainsi mémorisée pour corriger l'information fournie par l'amplificateur. Un premier exemple d'application de ce principe peut être trouvé dans l'article de Yen S. Yee et al intitulé "A 1 mV MOS Comparator", paru dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-13, No 3, Juin 1978, pp. 294-297. Un schéma de principe du circuit décrit dans cet article est représenté à la figure 1. L'entrée de l'amplificateur 1 est connectée à la borne d'entrée 2 par l'intermédiaire d'un commutateur 3 et d'un condensateur 4 et à la borne de sortie 5 par l'intermédiaire d'un interrupteur 6. Ce circuit fonctionne en deux phases. Pendant la phase de mémorisation, l'amplificateur est bouclé en gain unité par la fermeture de l'interrupteur 6 et le commutateur 3 relie une borne du condensateur 4 à la masse. A l'équilibre, la tension de décalage d'entrée apparaissant au noeud d'entrée 7 de l'amplificateur est alors mémorisée dans le condensateur 4. Pendant la phase d'amplification, l'interrupteur 6 est ouvert et l'entrée 2 est reliée au condensateur 4 à travers le commutateur 3, la tension mémorisée dans le condensateur 4 servant à compenser l'effet de la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur 1. L'inconvénient majeur d'une telle méthode de compensation provient du fait que les interrupteurs sont réalisés à l'aide de transistors MOS. Ainsi lors du blocage du transistor qui constitue l'interrupteur 6, une partie de la charge de canal est réinjectée au noeud 7, ce qui modifie la tension mémorisée dans le condensateur 4 et cette modification peut être du même ordre de grandeur que la tension de décalage d'entrée à compenser.
  • Un deuxième exemple d'application est montré dans l'article de R. Poujois et al intitulé "A low Drift Fully Integrated MOSFET Opera- tional Amplifier" paru dans la revue précitée, Vol. SC-13, No 4, Août 1978. pp. 499-503. Cet article prévoit la mise en cascade de plusieurs étages amplificateurs couplés par des condensateurs qui mémorisent la valeur de la tension de décalage d'entrée de l'étage qui les précède, multipliée par le gain de cet étage. Cette méthode est d'autant plus efficace que le nombre d'étages est grand, ce qui constitue en soi un inconvénient. Par ailleurs, il est difficile d'assurer la stabilité d'un amplificateur composé de plusieurs étages à l'aide d'une contre- réaction sans réduire de manière importante sa largeur de bande. Si une telle méthode peut être appliquée à la réalisation d'un comparateur, elle est, par contre, difficilement applicable à la réalisation d'un amplificateur opérationnel.
  • Aussi un objet de la présente invention est un circuit amplificateur ne présentant pas les inconvénients mentionnés ci-dessus.
  • Un autre objet de l'invention est un circuit amplificateur, comportant des moyens pour compenser la tension de décalage d'entrée.
  • Encore un autre objet de l'invention est un circuit amplificateur dans lequel l'effet de l'injection de charges, lors de l'ouverture d'interrupteurs, est minimisé.
  • La présente invention sera mieux comprise à l'aide de la description d'exemples de réalisation particuliers, ladite description étant faite à titre purement illustratif et en liaison avec les dessins joints dans lesquels:
    • - la figure 1 est un schéma de principe d'un amplificateur connu dans l'art antérieur;
    • - la figure 2 est un schéma de principe d'un amplificateur selon l'invention;
    • - la figure 3 montre un amplificateur différentiel à compensation linéaire de la tension de décalage d'entrée;
    • - la figure 4 montre un amplificateur différentiel à compensation quadratique de la tension de décalage d'entrée;
    • - la figure 5 montre une variante du circuit de la figure 4; et
    • - la figure 6 montre un amplificateur de type dynamique à compensation quadratique de la tension de décalage d'entrée.
  • La figure 2 est un schéma de principe d'un circuit amplificateur selon l'invention. Il comporte un amplificateur 10 ayant une entrée directe 12, une première entrée inverse ou entrée principale 13, une sortie 15 et une deuxième entrée inverse ou entrée secondaire 14. L'entrée directe 12 est reliée à la masse. L'entrée principale 13 peut être reliée, soit à la borne d'entrée 20, soit à la masse, au moyen d'un commutateur 30. L'entrée secondaire 14 est reliée d'une part, à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur 40 et d'autre part, à la sortie 15 de l'amplificateur à travers un interrupteur 60. L'élément 11 symbolise une source de tension de valeur ΔV représentant la tension de décalage de l'entrée principale 13 de l'amplificateur 10. Selon l'invention, le gain de l'amplificateur 10 est plus grand vu de l'entrée principale 13 que vu de l'entrée secondaire 14. Le circuit de la figure 2 fonctionne en deux phases successives: la phase de compensation et la phase d'amplification.
  • Pendant la phase de compensation, les deux entrées 12 et 13 sont reliées à la masse par le commutateur 30 et l'entrée secondaire 14 est reliée à la sortie 15 par l'interrupteur 60. La tension nécessaire pour compenser l'effet de la tension de décalage d'entrée Δ V est mémorisée dans le condensateur 40. A la fin de la phase de compensation, l'interrupteur 60 est ouvert puis le commutateur 30 est positionné de manière à relier l'entrée principale 13 à la borne d'entrée 20. Si l'interrupteur 60 est constitué par un transistor MOS, le blocage de celui-ci (ouverture de l'interrupteur 60) a pour effet d'injecter des charges dans le condensateur 40, modifiant ainsi la valeur précédemment mémorisée. Cependant l'effet de cette injection de charges sur la compensation de la tension de décalage d'entrée sera d'autant plus faible que le gain de l'amplificateur relatif à l'entrée secondaire sera bas vis-à-vis du gain de l'amplificateur relatif à l'entrée principale.
  • Une première forme d'exécution de l'invention en technologie CMOS est montrée à la figure 3. On reconnaît une paire différentielle d'entrée constituée par les transistors à canal n, T1 et T2, dont les sources sont connectées à la borne d'alimentation -Vcc du circuit par l'intermédiaire d'une source de courant 100 et dont les drains sont couplés par l'intermédiaire de trois miroirs de courant. Ces trois miroirs de courant sont constitués par les transistors à canal p, T3 et T5, dont les sources sont reliées à la borne d'alimentation +Vcc du circuit, par les transistors à canal n, T7 et T8, dont les sources sont reliées à -Vcc et par les transistors à canal p, T6 et T4, dont les sources sont reliées à +Vcc. Le point commun aux drains des transistors T6 et T8 est relié à la borne 110, qui constitue la sortie de l'amplificateur tandis que les grilles des transistors T1 et T2 sont reliées aux bornes 111 et 112, qui constituent respectivement l'entrée principale inverse et l'entrée directe de l'amplificateur. Un tel schéma d'amplificateur à entrées différentielles est bien connu et peut être trouvé, par exemple, dans l'article de F. Krumnenacher, intitulé "High voltage Gain CMOS OTA for Micropower SC Filter" paru dans Electronics Letters, 19 Février 1981, Vol. 17, No 4.
  • Selon l'invention, des moyens interrupteurs 113 et 116 sont prévus pour, d'une part, relier chacune des entrées 111 et 112 à la masse pendant la phase de compensation et, d'autre part, relier, pendant la phase d'amplification, les grilles de T1 et T2 aux bornes d'entrée 117 et 118 respectivement, sur lesquelles sont appliqués les signaux d'entrée. La sortie 110 est également reliée à la grille d'un transistor à canal p, T12, connecté en série avec une source de courant 120 entre les bornes d'alimentation du circuit et constituant un étage suiveur de tension. La sortie de cet étage suiveur est reliée, à travers un interrupteur 121, à un condensateur 122 et à la grille d'un transistor à canal n, T10. Le transistor T10 constitue, avec le transistor T11, une paire différentielle analogue a celle formée par les transistors T1 et T2. Les sources de T10 et T11 sont connectées à -Vcc par l'intermédiaire d'une source de courant 140 tandis que les drains sont reliés aux drains de T1 et T2 respectivement. Les éléments constitués par le transistor T13, la source de courant 130, l'interrupteur 131 et le condensateur 132 sont connectés de manière symétrique des éléments correspondants T12, 120, 131 et 132 et ont pour but de diminuer l'effet d'une injection de charges lors de l'ouverture des interrupteurs en symétrisant l'ensemble du circuit. La grille du transistor T13 est reliée à la masse bien que, dans le cas d'un amplificateur à entrées et sorties différentielles, elle pourrait être reliée à l'autre sortie de l'amplificateur.
  • Par ailleurs, bien que l'on ait prévu de relier, pendant la phase de compensation, les bornes d'entrée 111 et 112 à la masse, il peut être avantageux de les relier simplement entre elles pendant cette phase, annulant ainsi le signal d'entrée.
  • Quant aux condensateurs 122 et 132. il est clair qu'une de leurs bornes pourrait être reliée à un point à un potentiel fixe quelconque au lieu d'être reliée à la masse.
  • Nous avons vu, en relation avec la figure 2, que le gain de l'amplificateur relatif à l'entrée principale, soit A1, doit être plus élevé que celui, A2, relatif à l'entrée secondaire. Le rapport de ces deux gains est donné par la relation:
    Figure imgb0001
     =
    Figure imgb0002
     ; où gm1 et gm2 sont les transconductances des transistors T10 et T1 respectivement. Ce rapport peut encore s'exprimer par:
    Figure imgb0003
    ; où 11 et 12 sont les courants fournis respectivement par les sources de courant 100 et 140, VGS est la tension grille-source du transistor T1, respectivement du transistor T10, et VT est la tension de seuil du transistor T1, respectivement du transistor T10. Pour que le rapport des gains A2/A1 soit faible, il faut que le rapport des courants 12/11 soit faible et que (VGS-VT)T1 soit faible vis-à-vis de (VGS-VT)T10. En pratique, le rapport I2/I1 est limité par l'erreur maximale du courant à corriger, et les transistors T1 et T10 seront dimensionnés de manière que le transistor T1 fonctionne à la limite du régime de faible inversion (grande valeur de gm) et que la différence VGS-VT du transistor T10 présente une valeur aussi proche que possible de la tension d'alimentation. Tous les interrupteurs du circuit sont réalisés à l'aide de transistors MOS.
  • Le fonctionnement de l'amplificateur de la figure 3 est le suivant. Pendant la phase de compensation, les entrées 111 et 112 sont reliées à la masse par les interrupteurs 113 et 114, ou sont reliées simplement entre elles, et les grilles des transistors T10 et T11 sont reliées aux sources des transistors T12 et T13, par les interrupteurs 121 et 131 respectivement. Le condensateur 122 est alors chargé à la tension de la sortie 110, transférée par l'étage suiveur 120-T12 et qui représente la tension nécessaire pour compenser la tension de décalage des entrées principales. Pendant la phase d'amplification, les interrupteurs 113, 114, 121 et 131 sont ouverts et les entrées 111 et 112 sont reliées aux bornes d'entrée 117 et 118 par les interrupteurs 115 et 116, respectivement. La tension mémorisée dans le condensateur 122, respectivement 132, rend plus ou moins conducteur le transistor T10, respectivement T11, ce qui a pour effet de diminuer plus ou moins le courant traversant le transistor T1, respectivement T2.
  • Il est clair que le circuit de la figure 3 ne constitue qu'un exemple de réalisation de l'invention comportant une compensation améliorée de la tension de décalage d'entrée et que bien d'autres variantes de ce circuit peuvent être trouvées satisfaisant aux principes de l'invention. Le circuit de la figure 3 met en oeuvre une compensation de type linéaire. En fait, il n'est pas nécessaire d'assurer une relation linéaire entre l'entrée secondaire et la sortie de l'amplificateur. Une solution particulièrement intéressante consiste à utiliser une caractéristique quadratique de compensation. Le schéma de la figure 4 montre un circuit correspondant à cette solution.
  • Le circuit de la figure 4 est basé sur un amplificateur à entrées différentielles du même type que celui de la figure 3; aussi les éléments communs aux deux schémas portent-ils les mêmes références. Dans le schéma de la figure 4, l'étage de sortie, formé par les transistors T6 et T8, est complété par un montage de type cascode constitué par le transistor à canal p, T15 et le transistor à canal n, T16. Les transistors T15 et T16 sont connectés en série entre les transistors T6 et T8 et sont polarisés en appliquant sur les grilles 141 et 142 des tensions de valeur convenable V1 et V2, respectivement. Le point commun aux drains des transistors T15 et T16 est relié à la borne 110 de sortie de l'amplificateur. Un tel montage est bien connu et est décrit, par exemple, dans l'article précité de F. Krummenacher.
  • Le circuit de compensation se compose de deux transistors T17 et T18, deux condensateurs 151 et 161 et de deux interrupteurs 150 et 160. Le transistor à canal p, T18, est connecté entre le point commun aux transistors T8 et T16 et la masse et sa grille est reliée d'une part, au condensateur 161 et d'autre part, à la sortie de l'amplificateur par l'intermédiaire de l'interrupteur 160. Le transistor à canal n, T17, est connecté entre le point commun aux transistors T6 et T15 et la masse et sa grille est reliée d'une part, au condensateur 151 et d'autre part, à la sortie de l'amplificateur par l'intermédiaire de l'interrupteur 150.
  • Pendant la phase de compensation, les entrées principales 111 et 112 de l'amplificateur sont reliées à la masse, ou simplement entre elles comme indiqué précédemment, et les condensateurs 151 et 161 sont reliés à la sortie de l'amplificateur par la fermeture des interrupteurs 150 et 160. La tension de compensation du décalage d'entrée qui apparaît sur la sortie 110 sera mémorisée dans les condensateurs 151 et 161. Pendant la phase d'amplification, les entrées 111 et 112 sont reliées aux bornes d'entrée 117 et 118, respectivement et les interrupteurs 150 et 160 sont ouverts. Si la tension de compensation du décalage sur la sortie 110 est positive, la compensation sera effectuée par le transistor T17 commandé par la tension aux bornes du condensateur 151. Si, à l'inverse, cette tension de compensation du décalage est négative, la compensation sera effectuée par le transistor T18 commandé par la tension aux bornes du condensateur 161.
  • Comme pour le circuit de la figure 3, les interrupteurs sont réalisés à l'aide de transistors MOS. L'interrupteur 150 est réalisé avec un transistor à canal p et l'interrupteur 160 est réalisé avec un transistor à canal n. Si nécessaire, des amplificateurs montés en suiveurs peuvent être disposés en série avec les interrupteurs 150 et 160 pour accélérer la phase de compensation.
  • En s'intéressant au cas où la tension de compensation du décalage a une valeur positive et en désignant par:
    • VS, la tension de sortie de l'amplificateur;
    • A1, le gain de l'amplificateur relatif à l'entrée principale;
    • VE, la tension d'entrée de l'amplificateur;
    • ΔV, la tension de décalage d'entrée:
    • β, le gain du transistor T17;
    • VG, la tension aux bornes du condensateur 151;
    • VT, la tension de seuil du transistor T17;
    • gm, la transconductance du transistor T1 ou du transistor T2; on peut montrer que la tension de sortie VS s'exprime par la relation:
      Figure imgb0004
  • Cette relation montre bien une caractéristique quadratique de la compensation opérée par le circuit de la fiqure 4.
  • Une variante de circuit de compensation à caractéristique quadratique est montrée à la figure 5, dans laquelle seul l'étage de sortie de l'amplificateur a été représenté, tous les autres éléments étant identiques à ceux de la figure 4. Le transistor à canal n, T20, est connecté entre le point commun aux transistors T6 et T15 et la masse. Le transistor à canal p, T21, est connecté entre le point commun aux transistors T8 et T16 et la masse. Les grilles des transistors T20 et T21 sont reliées entre elles et au condensateur 171 ainsi qu'à la sortie 110 de l'amplificateur à travers l'interrupteur 170. L'interrupteur 170 est réalisé au moyen de deux transistors MOS de types complémentaires mis en parallèle. Le fonctionnement du circuit de la figure 5 est analogue à celui du circuit de la figure 4, la compensation étant assurée par le transistor T20 ou le transistor T21, selon le signe de la tension mémorisée dans le condensateur 171.
  • Lorsque la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur devant être compensée est de valeur élevée (plusieurs centaines de millivolts), il est dans ce cas avantageux de combiner une méthode de compensation connue dans l'art antérieur, telle celle décrite en relation avec la figure 1, avec la méthode de compensation selon la présente invention. La figure 6 montre un exemple d'amplificateur dans lequel les deux méthodes de compensation sont combinées. L'amplificateur de la figure 6 est du type dynamique et il est décrit dans le brevet suisse de la requérante No 639 804. Il comporte une source de tension de polarisation constituée par le transistor T24, monté en diode et commandé par un courant de drain 15, et un étage d'amplification constitué par les transistors de types complémentaires T22 et T23 auxquels est associé un montage de type cascode, formé par les transistors T25 et T26. Le noeud 189, qui constitue le noeud d'entrée de l'amplificateur, est relié à la grille du transistor T23, à la grille du transistor T22 par l'intermédiaire d'un condensateur 184 et à la borne d'entrée 187 à travers un condensateur 185 et un commutateur 186. Le noeud d'entrée 189 est relié au noeud de sortie 188 par un interrupteur 180. On rappellera brièvement le fonctionnement de cet amplificateur. Pendant la phase de préparation, le commutateur 186 est relié à la masse et les interrupteurs 180 et 183 sont fermés. Les condensateurs sont alors chargés à une valeur qui polarisera les transistors T22 et T23. Les transistors T25 et T26 sont eux polarisés de manière connue par des tensions appliquées sur leur grille. Pendant la phase d'amplification, les interrupteurs 180 et 183 sont ouverts et le commutateur 186 est relié à la borne d'entrée du signal 187. Lors de l'ouverture, les interrupteurs 180 et 183 injectent une charge parasite dans les condensateurs 184 et 185. Cet effet parasite peut être compensé, selon l'invention, à l'aide d'un circuit de compensation identique à celui décrit en relation avec la figure 5 et comportant l'interrupteur 181, le condensateur 182 et les transistors de types complémentaires T27 et T28. Lorsqu'il est associé au circuit de compensation selon l'invention, le fonctionnement de l'amplificateur dynamique est le suivant. Pendant la phase de préparation, l'interrupteur 181 est ouvert, les interrupteurs 180 et 183 sont fermés et le commutateur 186 relie le condensateur 185 à la masse. Ensuite, l'interrupteur 181 est fermé tandis que les interrupteurs 180 et 183 sont ouverts. Enfin, le commutateur 186 relie le condensateur 185 à la borne d'entrée 187 pour la phase d'amplification.

Claims (8)

1. Amplificateur ayant au moins une entrée principale (13), une sortie (15) et des moyens pour annuler, pendant une phase de compensation, le signal appliqué sur ladite entrée principale et étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre:
- au moins une entrée secondaire (14) présentant un gain sensiblement moins élevé que celui de l'entrée principale;
- un condensateur (40) connecté entre ladite entrée secondaire et un point à un potentiel fixe;
- des moyens interrupteurs (60), disposés entre la sortie de l'amplificateur et le point commun audit condensateur et à ladite entrée secondaire et permettant de mémoriser dans ledit condensateur, pendant ladite phase de compensation, le niveau de tension de la sortie de l'amplificateur; et
- des moyens de compensation, commandés par ledit niveau de tension mémorisé, pour compenser l'effet de la tension de décalage de ladite entrée principale.
2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un circuit d'adaptation d'impédance est prévu, en série avec lesdits moyens interrupteurs, entre la sortie de l'amplificateur et ladite entrée secondaire.
3. Amplificateur selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de compensation ont une caractéristique de transfert linéaire.
4. Amplificateur selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de compensation ont une caractéristique de transfert quadratique.
5. Amplificateur ayant au moins une entrée principale, une sortie, un premier condensateur en série avec ladite entrée principale, des moyens pour relier, pendant une phase de compensation, ledit premier condensateur à une tension de référence et un dispositif interrupteur reliant, pendant la phase de compensation, ladite entrée principale à ladite sortie; ledit amplificateur étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre:
- au moins une entrée secondaire présentant un gain sensiblement moins élevé que celui de l'entrée principale;
- un condensateur connecté entre ladite entrée secondaire et un point à un potentiel fixe;
- des moyens interrupteurs, disposés entre la sortie de l'amplificateur et le point commun audit condensateur et à ladite entrée secondaire et permettant de mémoriser dans ledit condensateur, pendant ladite phase de compensation, le niveau de tension de la sortie de l'amplificateur ; et
- des moyens de compensation, commandés par ledit niveau de tension mémorisé, pour compenser l'effet de la tension résiduelle de décalage de ladite entrée principale ainsi que l'effet de l'ouverture dudit dispositif interrupteur.
6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'un circuit d'adaptation d'impédance est prévu, en série avec lesdits moyens interrupteurs, entre la sortie de l'amplificateur et ladite entrée secondaire.
7. Amplificateur selon la revendication 5 ou la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de compensation ont une caractéristique de transfert linéaire.
8. Amplificateur selon la revendication 5 ou la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de compensation ont une caractéristique de transfert quadratique.
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