EP0050131A1 - Ballast for a discharge lamp. - Google Patents

Ballast for a discharge lamp.

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EP0050131A1
EP0050131A1 EP81900979A EP81900979A EP0050131A1 EP 0050131 A1 EP0050131 A1 EP 0050131A1 EP 81900979 A EP81900979 A EP 81900979A EP 81900979 A EP81900979 A EP 81900979A EP 0050131 A1 EP0050131 A1 EP 0050131A1
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EP
European Patent Office
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voltage
inverter
ballast
lamp
capacitor
Prior art date
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EP81900979A
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German (de)
French (fr)
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EP0050131B1 (en
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Max Kerscher
Armin Kroning
Anh-Dung Nguyen
Reinhold Priller
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Priority claimed from DE19803029672 external-priority patent/DE3029672A1/en
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Priority to AT81900979T priority Critical patent/ATE8316T1/en
Publication of EP0050131A1 publication Critical patent/EP0050131A1/en
Application granted granted Critical
Publication of EP0050131B1 publication Critical patent/EP0050131B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions

Definitions

  • the invention relates to a ballast for connecting a discharge lamp to an AC voltage network according to the preamble of claim 1.
  • Such a ballast is described in DE-OS 26 42 272: there, an essentially sinusoidal mains current is to be achieved by the two-point regulator connected upstream of the inverter.
  • a quantity derived from the rectified, unsmoothed AC line voltage is supplied to the two-point controller as a setpoint and the current of the discharge lamp as an actual value. This results in an approximately sinusoidal current load on the network.
  • the inverter is fed practically directly from the AC voltage network, the voltage at the discharge lamp is modulated with the frequency of the AC voltage, whereby the stability of the discharge in the lamp and also the luminous efficiency are impaired.
  • the invention has for its object to provide a ballast for operating a discharge lamp, with which on the one hand a stable discharge with high luminous efficacy can be achieved and which on the other hand ensures as sinusoidal a network load as possible with low self-losses and reasonable effort.
  • the Ent Charge lamp a relatively high-frequency supply voltage (about 40 kHz) with an essentially constant amplitude, so that a stable discharge and an optimal light output can be achieved.
  • the dimensioning of the components of the ballast is preferably selected so that on the one hand an ignition voltage sufficient even at the lowest temperatures Is available, on the other hand, the ballast provides the nominal power when the lamp is lit.
  • ballast is thus tailored to a very specific discharge lamp. Therefore, the voltage would reach impermissible values if the ballast was accidentally operated with a lamp of lower wattage.
  • a limiting device is provided with a zener diode and a transistor, by means of which the setpoint of the two-point regulator is reduced as soon as the voltage at the storage capacitor of the step-up converter reaches or exceeds a certain limit value. If the ballast is designed with several, in particular two, inverters for the operation of several, preferably two, lamps, then an OR circuit reduces the setpoint of the controller if only one of the inverters - e.g. because of non-igniting lamp - is switched off.
  • the ballast is preferably equipped with a monitoring part, which monitors the current through the Dros be the series resonant circuit of the inverter and by which the two-point controller and the inverter are switched off when the time integral of the current through the choke of the series resonant circuit a certain
  • the ballast is protected against overload, for example when a lamp with excessive power is connected.
  • the monitoring direction is designed in such a way that it also responds when the ballast is operated with the correct lamp, but it no longer ignites.
  • a response of the monitoring device during the ignition phase of a lamp with normal or extended ignition time is avoided by an integrating element with a defined discharge resistance.
  • the impedance of the capacitors at the average operating frequency of the inverter is dimensioned so that it is approximately equal to ten times the value of the resistance of an electrode.
  • each inverter is individually switched off at its output when the conditions described are present.
  • the common power supply of the inverters is only interrupted via an AND gate acting on the controller when all inverters are switched off.
  • the electrodes of the discharge lamp in series with the series resonant circuit of the inverter, on both sides of this capacitor. It is also advantageous to operate the inverter at a higher operating frequency for a sufficient time for preheating after switching on. As a result, the voltage at the series resonance circuit can be reduced to a value which is not sufficient to ignite the lamp even at high ambient temperatures. For this purpose, it is sufficient to short-circuit a small additional winding of the saturation transformer which determines the operating frequency during the desired preheating time.
  • the ballast has a starting device for the inverter, by which it is ensured that the inverter only starts to oscillate when there is sufficient voltage on the storage capacitor of the step-up converter: This prevents operation with reduced voltage which affects the life of the discharge lamp.
  • the reduction in losses that can be achieved in this way is based on the fact that a much greater voltage occurs at the respective emitting electrode than at the other electrode; this voltage is limited by the diode connected in parallel to its threshold value, which is considerably below the peak value of the voltage otherwise occurring at the emitting electrode.
  • Step-up converter flowing current on the storage capacitor occur at rates of change that result in interference voltages with frequencies in the megahertz range. Since the storage capacitor is generally an electrolytic capacitor and thus has a high resistance to these interference voltages, but these interference voltages cannot flow away via the charging choke, a correspondingly intense interference radiation occurs at the discharge lamp.
  • the storage capacitor and the parallel-connected inverter are connected to the main transistor of the step-up converter via a blocking choke, by means of which the commutation process is somewhat delayed; an inductance of the order of about 1 micro H is sufficient for this.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of the power supply unit, in which the inverter W connected to it and the control part X are shown as a block
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of the inverter W
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of the control part X, in addition in FIGS whose function particularly important circuit parts of other figures are shown with their terminals (1 to 16).
  • the storage capacitor C18 is connected on the one hand via a blocking inductor L1, the charging diode D27 and the charging inductor L4 on the other hand via a measuring resistor R33 to a main rectifier G1 in a two-way circuit, which is fed by an AC voltage network N and has an essentially at its terminals 1, 4 Unsmoothed voltage delivers: The lack of a Charging capacitor at this point leads to a more favorable course of the mains current.
  • the signal at the measuring resistor R33 between the main transistor V6 and the storage capacitor C18 on the one hand and the main rectifier G1 on the other hand is fed via a delay element (resistor R27 and capacitor C14) to the input 7 of the control part X, which consists of a monitoring part and a controller; the latter controls the main transistor V6 as a switch: when the main transistor V6 is switched on, the inductor L4 charges and delays the capacitor C14 until its voltage reaches the setpoint, which is fed to the controller of the control part X via the terminals 1 and 4 and the shape of an unsmoothed one rectified AC voltage:
  • the current drawn from the network thus has a sinusoidal profile on average.
  • the controller switches off the main transistor V6: the inductor L4 then transfers its energy, the charging diode D27 to the storage capacitor C18, the voltage of which in the meantime had dropped somewhat due to the load from the inverter W.
  • the signal at the measuring resistor R33 and delayed - the signal at the capacitor C14 decreases.
  • the delay element R27 / C14 is dimensioned so that the voltage at C14 reaches the lower switchover point of the controller when the current through the charging inductor L4 has become zero, that is, it has been completely magnetized back: When V6 is then switched on, this transi disturb therefore neither a residual current of the charging inductor L4 nor a reverse current of the diode D27, so that practically no switch-on losses occur.
  • the protective capacitor C17 is used to limit the voltage rise at the blocked main transistor V6 and is connected in parallel to the switching path of this transistor and the measuring resistor R33 via the decoupling diode D9 and a capacitor C8:
  • the protective capacitor C17 charges via L4, D9 and thereby delays the rise in the blocking voltage at the switching path of the main transistor V6, so that only a small power loss occurs.
  • the operating voltages for the control part X are supplied by the additional rectifier G2, which is connected to the AC voltage network N via capacitors C6, C7 and which feeds the partial capacitors C8 and C9 in series connection; the connection point of these two capacitors lies at the negative terminal 4 of the main rectifier G1, so that they supply a positive or a negative operating voltage.
  • the partial capacitor C8 is also connected to the main rectifier G1 via the decoupling diode D9, the protective capacitor C17 and the charging inductor L4, and thus receives an additional charge from the main rectifier when the main transistor V6 is blocked and C17 charges C17 is dimensioned as large at 300 pF, that this additional charge of C8 is sufficient for the subsequent control of the main transistor. Additional rectifiers and capacitors C6, C7 are therefore only dimensioned for the remaining power requirements of the controller and monitoring section.
  • the other partial capacitor C9 is connected via the protective inductor L9 and the protective capacitor C17 in parallel to the switching path of the main transistor V6 and the measuring resistor R33;
  • the discharge current of the protective capacitor C17 flows through this circuit and thus via C9 when the main transistor V6 is turned on, which in this case charges the partial capacitor C9.
  • both capacitors have approximately the same capacitance (approximately 50 ⁇ F).
  • the different voltages are set during operation by appropriate dimensioning of the protective choke L9: the latter is dimensioned about three times as large as would be necessary to delay the rise sufficiently.
  • the recharging of the partial capacitor C9 when the protective capacitor C17 is discharged via the main transistor V6 is namely significantly less than the charge of the partial capacitor C8 when the protective capacitor C17 is charged.
  • Such a coordination of the time constants is a prerequisite that a complete charge or discharge of C17 is guaranteed in the associated switching cycles of V6.
  • the energy stored in the protective choke L9 is finally discharged via the diode D9 and the two partial capacitors C8 and C9 in series connection. This discharge process is irrelevant for the voltage relation across the partial capacitors, since it affects both capacitors to the same extent.
  • the energy of the protective choke L9 is thus used to supply the electronics and does not burden the main transistor V6.
  • a swinging diode D42 is also connected in anti-parallel to the main transistor and the measuring resistor R33;
  • the "invisible" capacitances (the choke, the diodes, etc.) can discharge past the main transistor V6 via these.
  • the storage capacitor C18 is connected in parallel with the main transistor V6 via the charging diode D27 and a small blocking inductor L1 (approx. 1 ⁇ H): This reduces the voltage gradient at C18 and thus the ⁇ F interference voltage that would otherwise be emitted via the lamp L.
  • the inverter according to FIG 2 contains two transistors V7, V8 connected in series between its terminals 11, 8.
  • Parallel to the switching path of the transistor V7 is a series resonance circuit with the choke L7 and the capacitor C23 in series with a switching capacitor C22 and the primary winding L81 of a saturation transformer T8 with secondary windings L82, L83, L84 and L85.
  • the discharge lamp L is arranged in parallel with the capacitor C23, so that its electrodes l1, l2 are connected in series with the series resonant circuit.
  • the parallel circuit comprising a capacitor and a diode C26, D46 and C27, D47 is arranged in parallel with each electrode.
  • the diodes are polarized so that either the anodes or the cathodes of both diodes are located on the ends of the electrodes l1, l2 connected to the capacitor C23 of the series resonant circuit.
  • a control set St known per se is used, of which only the secondary windings L83, L84 of the saturation transformer T8 are shown: this results in an alternating charge of the reversing capacitor C22 via V8 from C18 and then a discharge via V7.
  • the operating frequency of the inverter determined by the saturation transformer is slightly above the resonance frequency of the series resonance circuit: This creates a gap between the reversal of V7 and V8.
  • a delayed start-up of the inverter is ensured with the help of a capacitor C19, which is only charged when the controller (V6) is working: If there is sufficient voltage at C19, V8 is controlled by a trigger diode D34 and C19 is discharged again (sufficient energy for cold start ).
  • the capacitor C19 is in turn connected in parallel via a capacitor C20 and a diode D32 to the switching path of the main transistor V6 and can therefore only be charged to a value sufficient for the inverter to oscillate when the controller is clocked properly.
  • the capacitor C20 is connected in parallel with the protective capacitor C17 via a resistor R40: the energy of C20 therefore serves, like that of C17, to charge the partial capacitors C8 and C9.
  • the saturation transformer T8 has two further secondary windings L82, L85; A current-dependent shutdown is effected via L82 and an increase in the operating frequency of the inverter is effected via L85 in the start-up phase (cf. FIG. 3).
  • the latter results in a lamp voltage which, even at high ambient temperatures, is not sufficient to ignite it, so that adequate lamp preheating is also ensured in this case.
  • the Short circuit of L85 is canceled at the end of the start-up phase: With * operating frequency, the lamp voltage then rises to a value that is sufficient for reliable ignition even at 0o C ambient temperature.
  • the heating power that is not required in continuous operation is disruptive.
  • this is significantly reduced by the diodes D46, D47: namely, the voltage at the emitting electrode is limited to the threshold value of the diode (approximately 1 volt) and thus the power consumption of the ignited lamp is significantly reduced.
  • the unlimited voltage of the emitting electrode is about six times greater than the threshold value of the diode, whereas the voltage of the non-emitting electrode is only about 2 volts anyway.
  • the control part X shown in FIG 3 consists of a controller (left of the dotted line) and a monitoring part; the controller is constructed as a two-point controller and has a comparator V13 at its heart, the output of which is connected via a resistor R25 to a terminal K to which a positive operating voltage can be switched. V13 controls a transistor V4, the collector of which is connected to the base of a further transistor V5, via which the control current of the main transistor V6 is then conducted.
  • V5 is also based on the tap of a voltage divider with resistors R31, R30, R24, R18 and R2, which is connected between the positive terminal K and the terminal 4 which is at zero potential and which supplies the setpoint for the comparator V13;
  • resistor R2 drops across the terminal 1 and the resistor R1 * a signal dependent on the rectified mains voltage is supplied.
  • the hysteresis of the two-position controller is determined by connecting the collector of transistor V4 to a tap on this voltage divider:
  • transistor V4 is turned on, taps the voltage divider at the negative input of the comparator via diode D22 to the negative terminal 3 and blocks the transistors V5 and V6 by negative potential at their bases.
  • the lower response limit value of the comparator V13 is thereby set to a small positive value via D23 and R30, which is practically independent of the course of the setpoint at 1.
  • the switch-on point of the main transistor V6 is independent of the course of the setpoint and can be set such that V6 only switches on when the current through the charging inductor L4 is zero.
  • the task of the monitoring part in FIG. 3 is to ensure adequate lamp preheating and to block the main transistor V6 with certainty under certain critical operating conditions.
  • the latter is achieved with the aid of a transistor V3, which interrupts the operating voltage of the regulator (except the end transistor V5).
  • Such blocking of the power supply is necessary as long as the partial capacitors C8 and C9 have not yet reached their operating voltage after switching on the device, since then no clear control of the main transistor V6 in switching operation is guaranteed;
  • the inverter is overloaded or idling, switch off and limit the voltage when operating with a lamp with insufficient power.
  • the transistor V3 is used to switch off the regulator, via which the positive operating voltage at terminal 2 can be switched to the regulator (terminal K).
  • This transistor receives its control current from a further transistor V2, the base of which is connected to a voltage divider R8, R9 connected between 2 and a diode D17 and the emitter of which is connected to a zener diode D13 which is connected between 2 and 4 via a resistor R3.
  • the Zener diode and voltage divider are dimensioned such that transistor V2 is only turned on when the voltage across the partial capacitor C8 has reached a minimum value required for operation. In this case, the potential the base of V2 is sufficiently larger than that at the emitter, which is determined by the Zener diode D13: this makes the transistors V2 and V3 conductive and the supply voltage for the controller is at K.
  • transistor V4 of the regulator is turned on via diode D17 and resistor R25 and thus V5 and V6 are blocked.
  • V3 remains on as long as there is negative potential at the output of the comparator V12 and transistor V17 is thereby blocked via diode D62.
  • This switching state characterizes normal operation, in which the potential at the output of comparator 12 is determined by the voltage at partial capacitor C9 (terminal 3), since in normal operation the voltage of zener diode D13 at the negative input is normally greater than that at the positive input.
  • the comparator V12 only switches over (positive potential at the output) when the voltage at its positive input becomes greater than the voltage at the Zener diode D13: Then V17 receives a control current via R60 and blocks the transistors V2, V3 and via this also V5 and the Main transistor V6.
  • transistor V10 which is blocked in normal operation, is turned on via R13, thereby short-circuiting winding L82 of transformer T8 via diode D41.
  • the transistors V7, V8 of the inverter no longer receive a control voltage and block.
  • the capacitor C11 is simultaneously discharged to such an extent that there is no immediate shutdown when the device is started up again.
  • the shutdown described is dependent on the voltage across the capacitors C11 and C10, which are discharged via R14 and charged via the diode D41 and resistor R41 with a voltage from the secondary winding L82 of the transformer T8 in the inverter
  • FIG 2 is supplied and which is proportional to the current through L7 (particularly high when the lamp is not ignited, the series resonance circuit is not damped).
  • V12 voltage divider. R12, D16 and R14
  • Zener diode D13 the negative input
  • Capacitors C10 and R14 are dimensioned in such a way that a quick succession of fewer start pulses - starting a new lamp - does not lead to switching off any more than a larger number of pulses with a greater distance (start of an old lamp).
  • capacitors C26 and C27 are provided in parallel to the electrodes 11, 12 and are dimensioned such that the current flowing when the lamp is missing is above the response limit value.
  • the reactance of the capacitors C26 and C27 is approximately ten times the resistance of an electrode at the average operating frequency of approximately 40 kHz.
  • the switching path of which is connected to resistor R2 is connected in parallel in the voltage divider at the input of the comparator V13 of the controller: Therefore, if the voltage at C18 exceeds a value specified by the dimensioning of the voltage divider R5, R6 and the Zener diode D12, V1 becomes conductive and the rest of the voltage supplied to the comparator via its negative input Setpoint dependent on the voltage at 1 more or less reduced. In this way, the voltage of the storage capacitor is limited to a predetermined value.
  • a switching device S is also controlled, of which only one transistor is shown, with the aid of which the secondary winding L85 of the saturation transformer T8 can be short-circuited; the switching path of this transistor lies between the DC terminals and the winding L85 between the AC terminals of a rectifier bridge (see FIG. 2).
  • the transistor V18 is turned on, for example, by a monostable multivibrator as soon as the inverter starts to work and a voltage occurs at C11.
  • the winding L85 is then short-circuited, so that the inverter oscillates at a higher frequency and the voltage on the lamp is thus reduced to a value which is insufficient for ignition.
  • the inverters are to be connected in parallel by connecting the terminals 4, 8, 11, 13 and 14 with the same names in FIG. 1.
  • the special circuit part to the right of the dash-dotted line in FIG. 3 is to be provided twice in this case, the terminals 4, 5 and 10 of this second circuit part having to be connected to the terminals of the same inverter with the same designation.
  • Terminals 15 and 16 of the second special circuit section are to be connected to terminals 15 'and 16' of the common monitoring section (on the left of the dash-dotted line):
  • this circuit ensures that each of the two inverters is switched off individually in accordance with the criteria explained above. After switching off one of the two inverters, however, the controller must be given a new setpoint in order to avoid an inadmissible increase in the voltage on the capacitor C18.
  • resistor R2 in the voltage divider at the input of comparator V13 is connected in parallel with a transistor V16, which is controlled by a comparator V15: The negative input of V15 is at R50 at a high positive potential, so that negative potential is at the output and V16 is therefore normally blocked is.
  • V15 switches over and controls V16 when one of the two inverters is switched off, because here the negative input of V15 via the activated transistor V10 is one of the two special circuit parts and via Diode D52 or diode D51 is set to zero potential (terminal 4).

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Abstract

Les lampes a decharge souvent reliees au reseau de tension alternative par un onduleur et un redresseur, l'onduleur travaillant avec une frequence d'au moins 10kHz. Il est ainsi possible de maintenir l'inductance necessaire pour la limitation de courant faible et en meme temps d'obtenir un rendement d'eclairage eleve. Toutefois, avec ce systeme, l'allure du courant preleve du reseau s'ecarte tres fortement de la forme sinusoidale. Afin d'eviter cet inconvenient on a deja commande le prelevement de courant a l'aide d'un regulateur a deux positions recevant la demi-onde du reseau comme valeur de consigne et le courant de lampe comme valeur effective. Avec ce ballast on evite la modulation de la tension de lampe avec la tension de reseau qui en resulte.Discharge lamps often connected to the AC voltage network by an inverter and a rectifier, the inverter working with a frequency of at least 10kHz. It is thus possible to maintain the necessary inductance for low current limitation and at the same time achieve a high lighting efficiency. However, with this system, the shape of the current drawn from the network deviates very significantly from the sinusoidal form. In order to avoid this inconvenience, the current draw has already been controlled using a two-position regulator receiving the half-wave of the network as the setpoint value and the lamp current as the effective value. With this ballast we avoid the modulation of the lamp voltage with the resulting network voltage.

Description

Vorschaltgerät zum Anschluß einer EntladungslampeBallast for connecting a discharge lamp
Die Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät zum Anschluß einer Ehtladungslampe an ein Wechselspannungsnetz gemäß Oberbegriff von Anspruch 1.The invention relates to a ballast for connecting a discharge lamp to an AC voltage network according to the preamble of claim 1.
Ein derartiges Vorschaltgerät ist in der DE-OS 26 42 272 beschrieben: Dort soll durch den dem Wechselrichter vorgeschalteten Zweipunktregler ein im wesentlichen sinusförmiger Netzstrom erreicht werden. Hierzu wird dem Zweipunktregler als Sollwert eine von der gleichgerichteten, ungeglätteten NetzwechselSpannung abgeleitete Größe und als Istwert der Strom der Entladungslampe zugeführt. Dadurch ergibt sich zwar eine angenähert sinusförmige Strombelastung des Netzes. Da jedoch der Wechselrichter in diesem Fall praktisch direkt vom Wechselspannungsnetz gespeist wird, ist die Spannung an der Entladungslampe mit der Frequenz der NetzwechselSpannung moduliert, wodurch die Stabilität der Entladung in der Lampe und auch die Lichtausbeute beeinträchtigt ist.Such a ballast is described in DE-OS 26 42 272: there, an essentially sinusoidal mains current is to be achieved by the two-point regulator connected upstream of the inverter. For this purpose, a quantity derived from the rectified, unsmoothed AC line voltage is supplied to the two-point controller as a setpoint and the current of the discharge lamp as an actual value. This results in an approximately sinusoidal current load on the network. However, since in this case the inverter is fed practically directly from the AC voltage network, the voltage at the discharge lamp is modulated with the frequency of the AC voltage, whereby the stability of the discharge in the lamp and also the luminous efficiency are impaired.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Vorschaltgerät zum Betrieb einer Entladungslampe anzugeben, mit dem sich einerseits eine stabile Entladung bei hoher Lichtausbeute erreichen läßt und das andererseits eine möglichst sinusförmige Netzbelastung bei geringen Eigenverlusten und vertretbarem Aufwand sicherstellt.The invention has for its object to provide a ballast for operating a discharge lamp, with which on the one hand a stable discharge with high luminous efficacy can be achieved and which on the other hand ensures as sinusoidal a network load as possible with low self-losses and reasonable effort.
Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist durch die Merkmale des Anspruches 1 gekennzeichnet.The solution to this problem according to the invention is characterized by the features of claim 1.
Bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät erhält die Ent ladungslampe eine verhältnismäßig hochfrequente Speisespannung (etwa 40 kHz) mit im wesentlichen konstanter Amplitude, so daß sich eine stabile Entladung und eine optimale Lichtausbeute erzielen läßt.In the ballast according to the invention, the Ent Charge lamp a relatively high-frequency supply voltage (about 40 kHz) with an essentially constant amplitude, so that a stable discharge and an optimal light output can be achieved.
Die Bemessung der Komponenten des Vorschaltgörätes, insbesondere der Ladedrossel, des Speicherkondensators, der Hysterese des Zweipunktreglers, der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises und der etwas darüber liegenden, durch einen Sättigungstransfσrmator bestimmten Betriebsfrequenz des Wechselrichters ist vorzugsweise so gewählt daß einerseits eine auch bei niedrigsten Temperaturen ausreichende Zündspannung zur Verfügung steht, andererseits das Vorschaltgerät bei gezündeter Lampe gerade deren Nennleistung zur Verfügung stellt.The dimensioning of the components of the ballast, in particular the charging choke, the storage capacitor, the hysteresis of the two-point controller, the resonance frequency of the series resonance circuit and the operating frequency of the inverter, which is somewhat higher and determined by a saturation transformer, is preferably selected so that on the one hand an ignition voltage sufficient even at the lowest temperatures Is available, on the other hand, the ballast provides the nominal power when the lamp is lit.
Das Vorschaltgerät ist somit auf eine ganz bestimmte Entladungslampe zugeschnitten. Daher würde die Spannung unzulässige Werte erreichen, wenn das Vorschaltgerät versehentlich mit einer Lampe niedrigerer Leistung betrieben würde. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist daher eine Begrenzungseinrichtung mit einer Zenerdiode und einem Transistor vorgesehen, durch die der Sollwert des Zweipunktreglers herabgesetzt wird, sobald die Spannung am Speicherkondensator des Hochsetzstellers einen bestimmten Grenzwert erreicht oder überschreitet. Ist das Vorschaltgerät mit mehreren, insbesondere zwei Wechselrichtern zum Betrieb von mehreren, vorzugsweise zwei Lampen ausgelegt, dann sorgt eine ODER-Schaltung für eine Reduzierung des Sollwertes des Reglers, wenn nur einer der Wechselrichter - z.B. wegen nicht zündender Lampe - abgeschaltet wird.The ballast is thus tailored to a very specific discharge lamp. Therefore, the voltage would reach impermissible values if the ballast was accidentally operated with a lamp of lower wattage. According to a development of the invention, therefore, a limiting device is provided with a zener diode and a transistor, by means of which the setpoint of the two-point regulator is reduced as soon as the voltage at the storage capacitor of the step-up converter reaches or exceeds a certain limit value. If the ballast is designed with several, in particular two, inverters for the operation of several, preferably two, lamps, then an OR circuit reduces the setpoint of the controller if only one of the inverters - e.g. because of non-igniting lamp - is switched off.
Vorzugsweise ist das Vorschaltgerät mit einem Überwachungsteil ausgerüstet, das auf den Strom durch die Dros sei des Serienresonanzkreises des Wechselrichters anspricht und durch die der Zweipunktregler und der Wechselrichter abgeschaltet werden, wenn das Zeitintegral des Stromes durch die Drossel des Serienresonanzkreises einen bestimmtenThe ballast is preferably equipped with a monitoring part, which monitors the current through the Dros be the series resonant circuit of the inverter and by which the two-point controller and the inverter are switched off when the time integral of the current through the choke of the series resonant circuit a certain
Maximalwert überschreitet: Auf diese Weise ist das Vorschaltgerät gegen Überlastung, beispielsweise bei Anschluß einer Lampe zu hoher Leistung, geschützt. Die Überwachungselnrichtung ist zugleich so ausgelegt, daß sie auch anspricht, wenn das Vorschaltgerät zwar mit der richtigen Lampe betrieben wird, diese aber nicht mehr zündet. Ein Ansprechen der Überwachungseinrichtung während der Zünd phase einer Lampe mit normaler oder verlängerter Zündzeit wird dabei durch ein Integrierglied mit definiertem Entladewiderstand vermieden.Maximum value exceeded: In this way, the ballast is protected against overload, for example when a lamp with excessive power is connected. At the same time, the monitoring direction is designed in such a way that it also responds when the ballast is operated with the correct lamp, but it no longer ignites. A response of the monitoring device during the ignition phase of a lamp with normal or extended ignition time is avoided by an integrating element with a defined discharge resistance.
Auch bei fehlender Entladungslampe ist für eine stromabhängige Abschaltung des Vorschaltgerätes zu sorgen: Hierzu ist es besonders vorteilhaft, die Elektroden der Entladungslampe mit einem Kondensator solcher Bemessung zu überbrücken, daß sich in diesem Fall ein zur Abschaltung ausreichender Strom einstellt. Hierzu wird die Impedanz der Kondensatoren bei der mittleren Betriebsfrequenz des Wecheselrichters so bemessen, daß sie etwa gleich dem zehnfachen Wert des Widerstandes einer Elektrode ist.Even in the absence of a discharge lamp, a current-dependent shutdown of the ballast must be ensured: for this purpose it is particularly advantageous to bridge the electrodes of the discharge lamp with a capacitor of such a size that in this case a current which is sufficient for shutdown is established. For this purpose, the impedance of the capacitors at the average operating frequency of the inverter is dimensioned so that it is approximately equal to ten times the value of the resistance of an electrode.
Ist das Vorschaltgerät mit einem gemeinsamen Regler und mehreren, insbesondere zwei Wechselrichtern zum Betrieb von mehreren, vorzugsweise zwei Lampen ausgelegt, so wird jeder Wechselrichter bei Vorliegen der beschriebenen Bedingungen an seinem Ausgang individuell abgeschaltet. Die gemeinsame Stromversorgung der Wechselrichter wird jedoch über ein auf den Regler wirkendes UND-Gatter erst unterbrochen, wenn alle Wechselrichter abgeschaltet sind. Zum Betrieb einer Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden ist es besonders vorteilhaft, das Vorschaltgerät so zu bemessen, daß die Spannung am Kondensator des Serienresonanzkreises des Wechselrichters zur Zündung der Entladungslampe erst nach Vorheizung ihrer Elektroden ausreicht; dadurch läßt sich ein Kaltstart der Lampe vermeiden, was ihrer Lebensdauer zugute kommt. In diesem Fall ist es zweckmäßig, die Elektroden der Entladungslam pe in Reihenschaltung mit dem Serienresonanzkreis des Wechselrichters anzuordnen, und zwar zu beiden Seiten dieses Kondensators. Ferner ist es vorteilhaft, den Wechselrichter nach dem Einschalten während einer zur Vorheizung ausreichenden Zeit mit einer höheren Betriebsfrequenz zu betreiben. Dadurch läßt sich die Spannung an de Serienresonanzkreis auf einen Wert senken, der auch bei hoher Umgebungstemperatur nicht zur Zündung der Lampe ausreicht. Zu diesem Zweck genügt es, eine kleine Zusatzwicklung des die Betriebsfrequenz bestimmenden Sättigungstransformators während der gewünschten Vorheizzeit kurzzuschließen.If the ballast is designed with a common controller and several, in particular two inverters, for the operation of several, preferably two lamps, each inverter is individually switched off at its output when the conditions described are present. However, the common power supply of the inverters is only interrupted via an AND gate acting on the controller when all inverters are switched off. To operate a discharge lamp with preheatable electrodes, it is particularly advantageous to dimension the ballast so that the voltage across the capacitor of the series resonant circuit of the inverter is sufficient to ignite the discharge lamp only after its electrodes have been preheated; this avoids a cold start of the lamp, which benefits its service life. In this case, it is useful to arrange the electrodes of the discharge lamp in series with the series resonant circuit of the inverter, on both sides of this capacitor. It is also advantageous to operate the inverter at a higher operating frequency for a sufficient time for preheating after switching on. As a result, the voltage at the series resonance circuit can be reduced to a value which is not sufficient to ignite the lamp even at high ambient temperatures. For this purpose, it is sufficient to short-circuit a small additional winding of the saturation transformer which determines the operating frequency during the desired preheating time.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung weist das Vorschaltgerät eine Starteinrichtung für den Wechselrichter auf, durch die sichergestellt wird, daß der Wechselrichter erst bei ausreichender Spannung am Speicherkondensator des Hochsetzstellers anschwingt: Dadurch wird ein die Lebensdauer der Entladungslampe beeinträchtigender Betrieb mit verminderter Spannung vermieden.According to a further development of the invention, the ballast has a starting device for the inverter, by which it is ensured that the inverter only starts to oscillate when there is sufficient voltage on the storage capacitor of the step-up converter: This prevents operation with reduced voltage which affects the life of the discharge lamp.
Bei der eine Vorheizung der Elektroden der Entladungslam pe gewährleistenden Schaltung läßt sich zwar eine größere Lebensdauer der Lampe erzielen; andererseits werden dann die Elektroden auch während des Betriebes unnötig geheizt, wodurch entsprechende Verluste entstehen. Diese lassen sich gemäß einer Weiterbildung der Erfindung da durch wesentlich herabsetzen, daß den beiden Elektroden der Entladungslampe je eine Diode parallelgeschaltet ist, wobei diese Dioden so gepolt sind, daß entweder ihre Anoden oder ihre Kathoden an die mit dem Kondensator des Serienresonanzkreises verbundenen Enden der Elektroden angeschlossen sind. Die dadurch erzielbare Reduzierung der Verluste beruht dabei auf der Tatsache, daß an der jeweils emittierenden Elektrode eine wesentlich größere Spannung auftritt, als an der anderen Elektrode; diese Spannung wird durch die parallelgeschaltete Diode auf deren Schwellwert begrenzt, der erheblich unter dem Spitzenwert der sonst an der emittierenden Elektrode auftretenden Spannung liegt.In the case of a preheating of the electrodes of the discharge discharge circuit, a longer lamp life can be achieved; on the other hand, the electrodes are then also unnecessarily heated during operation, which leads to corresponding losses. These can be there according to a further development of the invention by significantly reducing that the two electrodes of the discharge lamp each have a diode connected in parallel, these diodes being poled so that either their anodes or their cathodes are connected to the ends of the electrodes connected to the capacitor of the series resonant circuit. The reduction in losses that can be achieved in this way is based on the fact that a much greater voltage occurs at the respective emitting electrode than at the other electrode; this voltage is limited by the diode connected in parallel to its threshold value, which is considerably below the peak value of the voltage otherwise occurring at the emitting electrode.
Bei der Kommutierung des über den Haupttransistor desWhen commutating the via the main transistor of the
Hochsetzstellers fließenden Stromes auf den Speicherkondensator treten Änderungsgeschwindigkeiten auf, die Störspannungen mit Frequenzen im Megahertzbereich zur Folge haben. Da der Speicherkondensator in der Regel ein Elektrolytkondensator ist und somit einen hohen Widerstand für diese StörSpannungen aufweist, diese Störspannungen aber auch nicht über die Ladedrossel abfließen können, tritt an der Entladungslampe eine entsprechend intensive Störstrahlung auf. Um diese auf zulässige Werte zu reduzieren, wird gemäß einer Weiterbildung der Erfindung der Speicherkondensator und der parallelgeschaltete Wechselrichter über eine Sperrdrossel an den Haupttransistor des Hochsetzstellers angeschlossen, durch den der Kommutierungsvorgang etwas verzögert wird; hierzu genügt bereits eine Induktivität in der Größenordnung von etwa 1 Mikro H. Step-up converter flowing current on the storage capacitor occur at rates of change that result in interference voltages with frequencies in the megahertz range. Since the storage capacitor is generally an electrolytic capacitor and thus has a high resistance to these interference voltages, but these interference voltages cannot flow away via the charging choke, a correspondingly intense interference radiation occurs at the discharge lamp. In order to reduce these to permissible values, according to a development of the invention, the storage capacitor and the parallel-connected inverter are connected to the main transistor of the step-up converter via a blocking choke, by means of which the commutation process is somewhat delayed; an inductance of the order of about 1 micro H is sufficient for this.
Ein Ausführungsbeispiel dieser Art wird anhand der Figuren erläutert. Es zeigen:An embodiment of this type is explained with reference to the figures. Show it:
FIG 1 ein Schaltbild des Stromversorgungsgerätes, in dem der daran angeschlossene Wechselrichter W und der Steuerteil X als Block dargestellt sind, FIG 2 ein Schaltbild des Wechselrichters W, und FIG 3 ein Schaltbild des Steuerteiles X, wobei in den FIG 2 und 3 zusätzlich die für deren Funktion besonders wichtigen Schaltungsteile anderer Figuren mit ihren Anschlußklemmen (1 bis 16) dargestellt sind.1 shows a circuit diagram of the power supply unit, in which the inverter W connected to it and the control part X are shown as a block, FIG. 2 shows a circuit diagram of the inverter W, and FIG. 3 shows a circuit diagram of the control part X, in addition in FIGS whose function particularly important circuit parts of other figures are shown with their terminals (1 to 16).
Gemäß FIG 1 ist der Speicherkondensator C18 einerseits über eine Sperrdrossel L1 , die Ladediode D27 und die Ladedrossel L4 andererseits über einen Meßwiderstand R33 an einen Hauptgleichrichter G1 in Zweiwegschaltung angeschlossen, der von einem Wechselspannungsnetz N gespeist wird und an seinen Klemmen 1 , 4 eine im wesentliche ungeglättete Spannung liefert: Bereits das Fehlen eines Ladekondensators an dieser Stelle führt zu einem günstigeren Verlauf des NetzStromes.According to FIG. 1, the storage capacitor C18 is connected on the one hand via a blocking inductor L1, the charging diode D27 and the charging inductor L4 on the other hand via a measuring resistor R33 to a main rectifier G1 in a two-way circuit, which is fed by an AC voltage network N and has an essentially at its terminals 1, 4 Unsmoothed voltage delivers: The lack of a Charging capacitor at this point leads to a more favorable course of the mains current.
Zur Regelung der Spannung an dem Speicherkondensator C18 dient der Haupttransistor V6, über den die Ladedrossel L4 an den Hauptgleichrichter schaltbar und dadurch aufladbar ist. Das Signal an dem zwischen Haupttransistor V6 und Speicherkondensator C18 einerseits und Hauptgleichrichter G1 andererseits liegenden Meßwiderstand R33 wird über ein Verzögerungsglied (Widerstand R27 und Kondensator C14) dem Eingang 7 des Steuerteiles X zugeführt, das aus einem Überwachungsteil und einem Regler besteht; letzterer steuert den Haupttransistor V6 als Schalter: Bei durchgeschaltetem Haupttransistor V6 lädt sich die Drossel L4 und verzögert den Kondensator C14 auf, bis dessen Spannung den Sollwert erreicht, der dem Regler des Steuerteiles X über die Klemmen 1 und 4 zugeführt wird und die Form einer ungeglätteten gleichgerichteten WechselSpannung hat: Der aus dem Netz gezogene Strom hat somit im Mittel einen sinusförmigen Verlauf.The main transistor V6, via which the charging inductor L4 can be switched to the main rectifier and thus can be charged, is used to regulate the voltage at the storage capacitor C18. The signal at the measuring resistor R33 between the main transistor V6 and the storage capacitor C18 on the one hand and the main rectifier G1 on the other hand is fed via a delay element (resistor R27 and capacitor C14) to the input 7 of the control part X, which consists of a monitoring part and a controller; the latter controls the main transistor V6 as a switch: when the main transistor V6 is switched on, the inductor L4 charges and delays the capacitor C14 until its voltage reaches the setpoint, which is fed to the controller of the control part X via the terminals 1 and 4 and the shape of an unsmoothed one rectified AC voltage: The current drawn from the network thus has a sinusoidal profile on average.
Sobald der Istwert den Sollwert erreicht hat, schaltet der Regler den Haupttransistor V6 ab: Die Drossel L4 gibt dann ihre Energie über, die Ladediode D27 an den Speicherkondensator C18 ab, dessen Spannung in der Zwischenzeit infolge der Belastung durch den Wechselrichter W etwas abgesunken war. Während der Aufladung des Speicherkondensators nimmt das Signal am Meßwiderstand R33 und verzögert - das Signal am Kondensator C14 ab. Das Verzögerungsglied R27/C14 ist so bemessen, daß die Spannung an C14 gerade dann den unteren Umschaltpunkt des Reglers erreicht, wenn der Strom durch die Ladedrossel L4 Null geworden, diese also vollständig rückmagnetisiert ist: Bei der dann folgenden Einschaltung von V6 hat dieser Transi stör somit weder einen Reststrom der Ladedrossel L4 noch einen Rückstrom der Diode D27 zu übernehmen, so daß prak tisch keine Einschaltverluste entstehen.As soon as the actual value has reached the setpoint, the controller switches off the main transistor V6: the inductor L4 then transfers its energy, the charging diode D27 to the storage capacitor C18, the voltage of which in the meantime had dropped somewhat due to the load from the inverter W. During the charging of the storage capacitor, the signal at the measuring resistor R33 and delayed - the signal at the capacitor C14 decreases. The delay element R27 / C14 is dimensioned so that the voltage at C14 reaches the lower switchover point of the controller when the current through the charging inductor L4 has become zero, that is, it has been completely magnetized back: When V6 is then switched on, this transi disturb therefore neither a residual current of the charging inductor L4 nor a reverse current of the diode D27, so that practically no switch-on losses occur.
Der Schutzkondensator C17 dient zur Begrenzung des Spannungsanstieges an dem gesperrten Haupttransisotr V6 und ist hierzu der Schaltstrecke dieses Transistors und dem Meßwiderstand R33 über die Entkopplungsdiode D9 und einen Kondensator C8 parallel geschaltet:The protective capacitor C17 is used to limit the voltage rise at the blocked main transistor V6 and is connected in parallel to the switching path of this transistor and the measuring resistor R33 via the decoupling diode D9 and a capacitor C8:
Wenn der Haupttransistor V6 gesperrt wird, lädt sich der Schutzkondensator C17 über L4, D9 auf und verzögert dadurch den Anstieg der Sperrspannung an der Schaltstrecke des Haupttransistors V6, so daß nur eine geringe Verlustleistung auftritt.When the main transistor V6 is blocked, the protective capacitor C17 charges via L4, D9 and thereby delays the rise in the blocking voltage at the switching path of the main transistor V6, so that only a small power loss occurs.
Die Betriebsspannungen für den Steuerteil X werden von dem Zusatzgleichrichter G2 geliefert, der über Kondensatoren C6, C7 an das Wechselspannungsnetz N angeschlossen ist und der in Reihenschaltung die Teilkondensatoren C8 und C9 speist; der Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren liegt dabei an der negativen Klemme 4 des Hauptgleichrichters G1 , so daß sie eine positive bzw. eine ne gative Betriebsspannung liefern.The operating voltages for the control part X are supplied by the additional rectifier G2, which is connected to the AC voltage network N via capacitors C6, C7 and which feeds the partial capacitors C8 and C9 in series connection; the connection point of these two capacitors lies at the negative terminal 4 of the main rectifier G1, so that they supply a positive or a negative operating voltage.
Der Teilkondensator C8 liegt zugleich über die Entkopplungsdiode D9, den Schutzkondensator C17 und die Ladedrossel L4 an dem Hauptgleichrichter G1 , und erhält somit eine zusätzliche Ladung vom Hauptgleichrichter, wenn der Haupttransistor V6 gesperrt ist und C17 sich auflädt C17 ist mit 300 pF so groß bemessen, daß diese Zusatzladung von C8 für die folgende Durchsteuerung des Haupttransistors ausreicht. Zusatzgleichrichter und die Kondensatoren C6, C7 sind daher nur für den restlichen Leistungsbedarf von Regler und Überwachungsteil bemessen. Der andere Teilkondensator C9 liegt über die Schutzdrossel L9 und den Schutzkondensator C17 parallel zur Schaltstrecke des Haupttransistors V6 und den Meßwiderstand R33; über diesen Stromkreis und damit über C9 fließt der Entladestrom des Schutzkondensators C17 bei durchgesteuertem Haupttransistor V6, der hierbei den Teilkondensator C9 auflädt.The partial capacitor C8 is also connected to the main rectifier G1 via the decoupling diode D9, the protective capacitor C17 and the charging inductor L4, and thus receives an additional charge from the main rectifier when the main transistor V6 is blocked and C17 charges C17 is dimensioned as large at 300 pF, that this additional charge of C8 is sufficient for the subsequent control of the main transistor. Additional rectifiers and capacitors C6, C7 are therefore only dimensioned for the remaining power requirements of the controller and monitoring section. The other partial capacitor C9 is connected via the protective inductor L9 and the protective capacitor C17 in parallel to the switching path of the main transistor V6 and the measuring resistor R33; The discharge current of the protective capacitor C17 flows through this circuit and thus via C9 when the main transistor V6 is turned on, which in this case charges the partial capacitor C9.
Obwohl der Teilkondensator C9 mit etwa 3 V eine wesent- lieh niedrigere Spannung zu liefern hat als der Teilkondensator C8 mit etwa 8 V, haben beide Kondensatoren ungefähr die gleiche Kapazität (ca. 50 μF). Die unterschiedlichen Spannungen werden im Betrieb durch entsprechende Bemessung der Schutzdrossel L9 eingestellt: Letztere ist etwa dreimal so groß bemessen, als dies zur ausreichenden Verzögerung des Anstieges erforderlich wäre. Die Nachladung des Teilkondensators C9 bei der Entladung des Schutzkondensators C17 über den Haupttransistor V6 ist nämlich wesentlich geringer als die Ladung des Teilkondensators C8 bei Aufladung des Schutzkondensators C17. Dabei ist eine solche Abstimmung der Zeitkonstanten vorausgesetzt, daß eine vollständige Auf- bzw. Entladung von C17 in den zugehörigen Schaltzyklen von V6 gewährleistet ist.Although the partial capacitor C9 with approximately 3 V has to deliver a significantly lower voltage than the partial capacitor C8 with approximately 8 V, both capacitors have approximately the same capacitance (approximately 50 μF). The different voltages are set during operation by appropriate dimensioning of the protective choke L9: the latter is dimensioned about three times as large as would be necessary to delay the rise sufficiently. The recharging of the partial capacitor C9 when the protective capacitor C17 is discharged via the main transistor V6 is namely significantly less than the charge of the partial capacitor C8 when the protective capacitor C17 is charged. Such a coordination of the time constants is a prerequisite that a complete charge or discharge of C17 is guaranteed in the associated switching cycles of V6.
Die in der Schutzdrossel L9 gespeicherte Energie entlädt sich schließlich über die Diode D9 und die beiden Teilkondensatoren C8 und C9 in Reihenschaltung. Für die Spannungsrelation an den Teilkondensatoren ist dieser Entladevorgang unerheblich, da er beide Kondensatoren in gleichem Ausmaß betrifft. Die Energie der Schutzdrossel L9 wird somit für die Speisung der Elektronik genutzt und belastet nicht den Haupttransistor V6.The energy stored in the protective choke L9 is finally discharged via the diode D9 and the two partial capacitors C8 and C9 in series connection. This discharge process is irrelevant for the voltage relation across the partial capacitors, since it affects both capacitors to the same extent. The energy of the protective choke L9 is thus used to supply the electronics and does not burden the main transistor V6.
Parallel zum Meßwiderstand R33 sind einige Dioden D30 oder eine Zenerdiode geschaltet, die die Spannung an V6 des Entladestromes von C17 über V6 beim Einschalten des Gerätes (C18 ungeladen; sehr hoher "KurzSchlußström") auf einen unschädlichen Wert begren zen, der jedoch über dem im Betrieb maximal möglichen Spannungswert an R33 liegt.In parallel with the measuring resistor R33, some diodes D30 or a zener diode are connected, which the voltage at V6 of the discharge current from C17 to V6 When switching on the device (C18 uncharged; very high "short-circuit current") limit to a harmless value, which is, however, higher than the maximum possible voltage value at R33 during operation.
Dem Haupttransistor und dem Meßwiderstand R33 ist ferner eine Umschwingdiode D42 antiparallel geschaltet; über diese können sich die "unsichtbaren" Kapazitäten (der Drossel, der Dioden, etc.) am Haupttransistor V6 vorbei entladen.A swinging diode D42 is also connected in anti-parallel to the main transistor and the measuring resistor R33; The "invisible" capacitances (the choke, the diodes, etc.) can discharge past the main transistor V6 via these.
Der Speicherkondensator C18 ist über die Ladediode D27 und eine kleine Sperrdrossel L1 (ca. 1 μ H. ) dem Haupttransistor V6 parallelgeschaltet: Dadurch wird der Spannungsgradient an C18 und damit die ΗF-Störspannung reduziert, die sonst über die Lampe L abgestrahlt würde.The storage capacitor C18 is connected in parallel with the main transistor V6 via the charging diode D27 and a small blocking inductor L1 (approx. 1 μH): This reduces the voltage gradient at C18 and thus the ΗF interference voltage that would otherwise be emitted via the lamp L.
Der Wechselrichter gemäß FIG 2 enthält zwischen seinen Klemmen 11, 8 zwei Transistoren V7, V8 in Reihenschaltung. Parallel zur Schaltstrecke des Transistors V7 liegt ein Serienresonanzkreis mit der Drossel L7 und dem Kondensator C23 in Reihe mit einem Umschwingkondensator C22 und der Primärwicklung L81 eines Sättigungs-Transformators T8 mit Sekundärwicklungen L82, L83, L84 und L85. Parallel zu dem Kondensator C23 ist die Entladungslampe L angeordnet, so daß deren Elektroden l1 , l2 in Reihenschaltung mit dem Serienresonanzkreis liegen. Parallel zu jeder Elektrode ist die Parallelschaltung aus einem Kondensator und einer Diode C26, D46 bzw. C27, D47 angeordnet. Die Dioden sind dabei so gepolt, daß entweder die Anoden oder die Kathoden beider Dioden an dem mit dem Kondensator C23 des Serienresonanzkreises verbundenen Enden der Elektroden l1 , l2 liegen.The inverter according to FIG 2 contains two transistors V7, V8 connected in series between its terminals 11, 8. Parallel to the switching path of the transistor V7 is a series resonance circuit with the choke L7 and the capacitor C23 in series with a switching capacitor C22 and the primary winding L81 of a saturation transformer T8 with secondary windings L82, L83, L84 and L85. The discharge lamp L is arranged in parallel with the capacitor C23, so that its electrodes l1, l2 are connected in series with the series resonant circuit. The parallel circuit comprising a capacitor and a diode C26, D46 and C27, D47 is arranged in parallel with each electrode. The diodes are polarized so that either the anodes or the cathodes of both diodes are located on the ends of the electrodes l1, l2 connected to the capacitor C23 of the series resonant circuit.
Zur abwechselnden Durchsteuerung der Transistoren V7, V8 dient, ein an sich bekannter Steuersatz St, von dem nur die Sekundärwicklungen L83, L84 des Sättigungs-Transformators T8 dargestellt sind: Daraus ergibt sich abwechselnd eine Aufladung des Umschwingkondensators C22 über V8 aus C18 und anschließend eine Entladung über V7. Die durch den Sättigungs-Transformator bestimmte Betriebsfrequenz des Wechselrichters liegt dabei etwas über der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises: Dadurch entsteht zwischen der Umsteuerung von V7 und V8 jeweils eine Lücke.For the alternate control of the transistors V7, V8, a control set St known per se is used, of which only the secondary windings L83, L84 of the saturation transformer T8 are shown: this results in an alternating charge of the reversing capacitor C22 via V8 from C18 and then a discharge via V7. The operating frequency of the inverter determined by the saturation transformer is slightly above the resonance frequency of the series resonance circuit: This creates a gap between the reversal of V7 and V8.
Ein verzögerter Anlauf des Wechselrichters wird mit Hilfe eines Kondensators C19 sichergestellt, der erst aufgeladen wird, wenn der Regler (V6) arbeitet: Bei ausreichender Spannung an C19 wird V8 über eine Triggerdiode D34 durchgesteuert und dabei C19 über D33 wieder entladen (ausreichende Energie für Kaltstart).A delayed start-up of the inverter is ensured with the help of a capacitor C19, which is only charged when the controller (V6) is working: If there is sufficient voltage at C19, V8 is controlled by a trigger diode D34 and C19 is discharged again (sufficient energy for cold start ).
C19 ist seinerseits über einen Kondensator C20 und eine Diode D32 der Schaltstrecke des Haupttransistors V6 parallel gelegt und kann sich daher erst auf eine zum Anschwingen des Wechselrichters ausreichenden Wert aufladen, wenn der Regler ordnungsgemäß taktet. Zur periodischen Entladung bei durchgesteuertem Haupttransistor V6 ist der Kondensator C20 über einen Widerstand R40 dem Schutzkondensator C17 parallel geschaltet: Die Energie von C20 dient daher wie die von C17 der Aufladung der Teilkondensatoren C8 und C9.C19 is in turn connected in parallel via a capacitor C20 and a diode D32 to the switching path of the main transistor V6 and can therefore only be charged to a value sufficient for the inverter to oscillate when the controller is clocked properly. For periodic discharge with the main transistor V6 turned on, the capacitor C20 is connected in parallel with the protective capacitor C17 via a resistor R40: the energy of C20 therefore serves, like that of C17, to charge the partial capacitors C8 and C9.
Der Sättigungs-Transformator T8 hat zwei weitere Sekundärwicklungen L82, L85; über L82 wird eine stromabhängige Abschaltung und über L85 in der Anlaufphase eine Erhöhung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters bewirkt (vgl. FIG 3). Letzteres hat eine LampenSpannung zur Folge, die auch bei hoher Umgebungstemperatur nicht zu deren Zündung ausreicht, so daß auch in diesem Fall eine ausreichende Vorheizung der Lampe gewährleistet ist. Der Kurzschluß von L85 wird am Ende der Anlaufphase aufgehoben: Mit * Betriebsfrequenz steigt dann die Lampenspannung auf einen Wert, der auch bei 0º C Umgebungst peratur zu einer sicheren Zündung ausreicht.The saturation transformer T8 has two further secondary windings L82, L85; A current-dependent shutdown is effected via L82 and an increase in the operating frequency of the inverter is effected via L85 in the start-up phase (cf. FIG. 3). The latter results in a lamp voltage which, even at high ambient temperatures, is not sufficient to ignite it, so that adequate lamp preheating is also ensured in this case. The Short circuit of L85 is canceled at the end of the start-up phase: With * operating frequency, the lamp voltage then rises to a value that is sufficient for reliable ignition even at 0º C ambient temperature.
Auf diese Weise wird ein für die Lebensdauer der Lampe wesentlicher Warmstart sichergestellt. Andererseits stör dabei die im Dauerbetrieb nicht erforderliche Heizleistung. Diese wird jedoch durch die Dioden D46, D47 we sentlich reduziert: Durch sie wird nämlich die Spannung an der jeweils emittierenden Elektrode auf den Schwellwert der Diode (etwa 1 Volt) begrenzt und damit die Leistungsaufnahme der gezündeten Lampe wesentlich herabgesetzt. Das ist darauf zurückzuführen, daß die unbegrenzte Spannung der emittierenden Elektrode etwa sechsmal größer ist als der Schwellwert der Diode, die Spannung der nicht emittierenden Elektrode dagegen ohnehin bei nur etwa 2 Volt liegt.In this way, a warm start essential for the life of the lamp is ensured. On the other hand, the heating power that is not required in continuous operation is disruptive. However, this is significantly reduced by the diodes D46, D47: namely, the voltage at the emitting electrode is limited to the threshold value of the diode (approximately 1 volt) and thus the power consumption of the ignited lamp is significantly reduced. This is due to the fact that the unlimited voltage of the emitting electrode is about six times greater than the threshold value of the diode, whereas the voltage of the non-emitting electrode is only about 2 volts anyway.
Der in FIG 3 dargestellte Steuerteil X besteht aus einem Regler (links der punktierten Linie) und einem Überwachungsteil; der Regler ist als Zweipunktregler aufgebaut und hat als Herzstück einen Komparator V13, dessen Ausgang über einen Widerstand R25 an einer Klemme K liegt, an die eine positive Betriebsspannung schaltbar ist. V13 steuert einen Transistor V4, dessen Kollektor mit der Basis eines weiteren Transistors V5 verbunden ist, über den dann der Steuerstrom des Haupttransistors V6 geführt ist.The control part X shown in FIG 3 consists of a controller (left of the dotted line) and a monitoring part; the controller is constructed as a two-point controller and has a comparator V13 at its heart, the output of which is connected via a resistor R25 to a terminal K to which a positive operating voltage can be switched. V13 controls a transistor V4, the collector of which is connected to the base of a further transistor V5, via which the control current of the main transistor V6 is then conducted.
Die Basis von V5 liegt ferner an dem Abgriff eines Spannungsteilers mit den Widerständen R31 , R30, R24, R18 und R2, der zwischen der positiven Klemme K und der auf Nullpotential liegenden Klemme 4. angeschlossen ist und der den Sollwert für den Komparator V13 liefert; hierzu wird dem Widerstand R2 über die Klemme 1 und den Widerstand R1 * fallender ein von der gleichgerichteten Netzspannung abhängiges Signal zugeführt. Durch den Anschluß des Kollektors von Transistor V4 an einen Abgriff dieses Spannungsteilers ist die Hysterese des Zweipunktreglers bestimmt:The basis of V5 is also based on the tap of a voltage divider with resistors R31, R30, R24, R18 and R2, which is connected between the positive terminal K and the terminal 4 which is at zero potential and which supplies the setpoint for the comparator V13; For this purpose, the resistor R2 drops across the terminal 1 and the resistor R1 * a signal dependent on the rectified mains voltage is supplied. The hysteresis of the two-position controller is determined by connecting the collector of transistor V4 to a tap on this voltage divider:
Solange das Signal an C14 (Klemme 7) und damit am Positiveingang des Komparators V13 unter dem Sollwert an dessen Negativeingang liegt, ist der Ausgang des Komparators negativ und der Spannungsteiler an seinem Eingang nicht beeinträchtigt, da V4 gesperrt ist; V5 und V6 sind dabei leitend.As long as the signal at C14 (terminal 7) and thus at the positive input of comparator V13 is below the setpoint at its negative input, the output of the comparator is negative and the voltage divider at its input is not impaired because V4 is blocked; V5 and V6 are conductive.
Steigt das Signal (Istwert) an 7 und damit am positiven Eingang des Komparators V13 über den Sollwert an dessen Negativeingang, so schaltet dieser um und der Ausgang wird positiv: Transistor V4 wird durchgesteuert, legt den Abgriff des Spannungsteilers am Negativeingang des Komparators über Diode D22 an die negative Klemme 3 und sperrt die Transistoren V5 und V6 durch negatives Potential an deren Basen.If the signal (actual value) rises to 7 and thus at the positive input of comparator V13 above the setpoint at its negative input, it switches over and the output becomes positive: transistor V4 is turned on, taps the voltage divider at the negative input of the comparator via diode D22 to the negative terminal 3 and blocks the transistors V5 and V6 by negative potential at their bases.
Über D23 und R30 wird dadurch der untere Ansprechgrenzwert des Komparators V13 auf einen kleinen positiven Wert festgelegt, der praktisch unabhängig von dem Verlauf des Sollwertes an 1 ist. Dadurch ist der Einschaltpunkt des Haupttransistors V6 vom Verlauf des Sollwertes unabhängig und kann so gelegt werden, daß V6 erst einschaltet, wenn der Strom durch die Ladedrossel L4 Null ist.The lower response limit value of the comparator V13 is thereby set to a small positive value via D23 and R30, which is practically independent of the course of the setpoint at 1. As a result, the switch-on point of the main transistor V6 is independent of the course of the setpoint and can be set such that V6 only switches on when the current through the charging inductor L4 is zero.
Hat der Istwert an 7 diesen unteren Ansprechwert des Komparators V13 erreicht, schaltet dieser wieder um, mit der Folge, daß V4 sperrt, V5 und V6 durchgesteuert werden und der obere Ansprechgrenzwert des Komparators wieder allein durch die Bemessung des Spannungsteilers bestimmt ist. Diese praktisch vom Sollwert abhängige Hysterese des Zweipunktreglers und die Bemessung von L4 und C18 haben zur Folge, daß sich die Schaltfrequenz des Reglers innerhalb jeder Halbwelle der Netzspannung ändert: Sie liegt am Beginn und Ende jeder Halbwelle bei etwa 60 kHz und in der Mitte etwa bei 30 kHz.When the actual value at 7 has reached this lower response value of the comparator V13, it switches over again, with the result that V4 blocks, V5 and V6 are activated and the upper response limit value of the comparator is again determined solely by the dimensioning of the voltage divider. This hysteresis of the two-point controller, which is practically dependent on the setpoint, and the dimensioning of L4 and C18 have the consequence that the switching frequency of the controller changes within each half-wave of the mains voltage: It is around 60 kHz at the beginning and end of each half-wave and about in the middle 30 kHz.
Aufgabe des Überwachungsteiles in FIG 3 ist es, für eine ausreichende Lampenvorheizung zu sorgen und bei bestimmten kritischen Betriebsbedingungen den Haupttransistor V6 mit Sicherheit zu sperren. Letzteres wird mit Hilfe eines Transistors V3 erreicht, der die Betriebsspannung des Reglers (ausgenommen der Endtransistor V5) unterbricht. Eine solche Sperrung der Stromversorgung ist erforderlich, solange die Teilkondensatoren C8 und C9 nach einem Einschalten des Gerätes noch nicht ihre Betriebsspannung erreicht haben, da dann keine eindeutige Steuerung des Haupttransistors V6 im Schaltbetrieb gewährleistet ist; ferner ist bei Überlastung oder Leerlauf desWechselrichters für eine Abschaltung und für eine Spannungsbegrenzung bei Betrieb mit einer Lampe zu geringer Leistung zu sorgen.The task of the monitoring part in FIG. 3 is to ensure adequate lamp preheating and to block the main transistor V6 with certainty under certain critical operating conditions. The latter is achieved with the aid of a transistor V3, which interrupts the operating voltage of the regulator (except the end transistor V5). Such blocking of the power supply is necessary as long as the partial capacitors C8 and C9 have not yet reached their operating voltage after switching on the device, since then no clear control of the main transistor V6 in switching operation is guaranteed; In addition, if the inverter is overloaded or idling, switch off and limit the voltage when operating with a lamp with insufficient power.
Zur Abschaltung des Reglers dient der Transistor V3, über den die positive Betriebsspannung an Klemme 2 an den Regler (Klemme K) schaltbar ist. Dieser Transistor erhält seinen Steuerstrom von einem weiteren Transistor V2, dessen Basis an einem zwischen 2 und einer Diode D17 angeschlossenen Spannungsteiler R8, R9 und dessen Emitter an einer Zenerdiode D13 liegt, die über einen Widerstand R3 zwischen 2 und 4 angeschlossen, ist. Zenerdiode und Spannungsteiler sind so bemessen, daß Transistor V2 erst durchgesteuert wird, wenn die Spannung an dem Teilkondensator C8 einen für den Betrieb erforderlichen Mindestwert erreicht hat. In diesem Fall ist das Potential der Basis von V2 ausreichend größer als das am Emitter, das durch die Zenerdiode D13 bestimmt ist: Damit werden die Transistoren V2 und V3 leitend und die Versorgungsspannung für den Regler liegt an K.The transistor V3 is used to switch off the regulator, via which the positive operating voltage at terminal 2 can be switched to the regulator (terminal K). This transistor receives its control current from a further transistor V2, the base of which is connected to a voltage divider R8, R9 connected between 2 and a diode D17 and the emitter of which is connected to a zener diode D13 which is connected between 2 and 4 via a resistor R3. The Zener diode and voltage divider are dimensioned such that transistor V2 is only turned on when the voltage across the partial capacitor C8 has reached a minimum value required for operation. In this case, the potential the base of V2 is sufficiently larger than that at the emitter, which is determined by the Zener diode D13: this makes the transistors V2 and V3 conductive and the supply voltage for the controller is at K.
Solange dagegen die Spannung, an dem Teilkondensator C8 zu klein ist, ist Transistor V4 des Reglers über Diode D17 und Widerstand R25 durchgesteuert und damit V5 und V6 gesperrt.In contrast, as long as the voltage at the partial capacitor C8 is too low, transistor V4 of the regulator is turned on via diode D17 and resistor R25 and thus V5 and V6 are blocked.
V3 bleibt durchgesteuert, solange am Ausgang des Komparators V12 negatives Potential liegt und dadurch Transistor V17 über Diode D62 gesperrt ist. Dieser Schaltzustand kennzeichnet den Normalbetrieb, bei dem das Potential am Ausgang des Komparators 12 durch die Spannung an dem Teilkondensator C9 (Klemme 3) bestimmt ist, da im Normalbetrieb die Spannung der Zenerdiode D13 am Negativeingang normalerweise größer als die am Positiveingang ist. Der Komparator V12 schaltet erst um (positives Potential am Ausgang), wenn die Spannung an seinem Positiveingang größer wird als die Spannung an der Zenerdiode D13: Dann erhält V17 über R60 einen Durchsteuerstrom und sperrt die Transistoren V2, V3 und über diese auch V5 und den Haupttransistor V6.V3 remains on as long as there is negative potential at the output of the comparator V12 and transistor V17 is thereby blocked via diode D62. This switching state characterizes normal operation, in which the potential at the output of comparator 12 is determined by the voltage at partial capacitor C9 (terminal 3), since in normal operation the voltage of zener diode D13 at the negative input is normally greater than that at the positive input. The comparator V12 only switches over (positive potential at the output) when the voltage at its positive input becomes greater than the voltage at the Zener diode D13: Then V17 receives a control current via R60 and blocks the transistors V2, V3 and via this also V5 and the Main transistor V6.
Gleichzeitig wird auch der im Normalbetrieb gesperrte Transistor V10 über R13 durchgesteuert und dadurch die Wicklung L82 des Transformators T8 über Diode D41 kurzgeschlossen. Damit erhalten die Transistoren V7, V8 des Wechselrichters keine Steuerspannung mehr und sperren. Über den durchgesteuerten Transistor V10 und Widerstand R40 wird zugleich der Kondensator C11 soweit entladen, daß bei erneuter Inbetriebnahme keine sofortige Abschaltung erfolgt. Die beschriebene Abschaltung ist abhängig von der Spannung an den Kondensatoren C11 und C10, die über R14 entladen und über die Diode D41 und Widerstand R41 mit einer Spannung aufeeladen werden, die von der Sekundärwicklung L82 des Transformators T8 im WechselrichterAt the same time, transistor V10, which is blocked in normal operation, is turned on via R13, thereby short-circuiting winding L82 of transformer T8 via diode D41. The transistors V7, V8 of the inverter no longer receive a control voltage and block. Via the controlled transistor V10 and resistor R40, the capacitor C11 is simultaneously discharged to such an extent that there is no immediate shutdown when the device is started up again. The shutdown described is dependent on the voltage across the capacitors C11 and C10, which are discharged via R14 and charged via the diode D41 and resistor R41 with a voltage from the secondary winding L82 of the transformer T8 in the inverter
(FIG 2) geliefert wird und die dem Strom durch L7 proportional ist (besonders hoch bei nicht gezündeter Lampe, nicht gedämpftem Serienresonanzkreis). Nach einer Abschaltung liegt das Potential am Positiveingang des Komparators V12 (Spannungsteiler. R12, D16 und R14) über dem Negativeingang (Zenerdiode D13): Eine Wiederinbetriebnahme ist daher nur durch Abschalten der Netzspannung und einen Neustart möglich.(FIG 2) is supplied and which is proportional to the current through L7 (particularly high when the lamp is not ignited, the series resonance circuit is not damped). After switching off, the potential at the positive input of the comparator V12 (voltage divider. R12, D16 and R14) lies above the negative input (Zener diode D13): restarting is therefore only possible by switching off the mains voltage and restarting.
Die Abschaltung wirkt nicht nur bei Überlast, sondern auch bei dauernd zündunwilliger Lampe. Kondensator C10 und R14 sind dabei so bemessen, daß eine schnelle Folge weniger Startimpulse - Start einer neuen Lampe - ebensowenig zur Abschaltung führt wie eine größere Anzahl von Impulsen mit größerem Abstand (Start einer alten Lampe).The switch-off is effective not only in the event of an overload, but also in the case of a lamp that is permanently unable to ignite. Capacitors C10 and R14 are dimensioned in such a way that a quick succession of fewer start pulses - starting a new lamp - does not lead to switching off any more than a larger number of pulses with a greater distance (start of an old lamp).
Eine Abschaltung ist schließlich auch bei fehlender Lampe erforderlich. Um hierfür dieselbe stromabhängige Abschaltung nutzen zu können, sind Kondensatoren C26 und C27 parallel zu den Elektroden 11 , 12 vorgesehen und so bemessen, daß der bei fehlender Lampe fließende Strom über dem Ansprechgrenzwert liegt. Der Blindwiderstand der Kondensatoren C26 und C27 liegt hierzu bei der mittleren Betriebsfrequenz von etwa 40 kHz bei etwa dem zehnfachen Wert des Widerstandes einer Elektrode.Finally, a switch-off is also necessary if the lamp is missing. In order to be able to use the same current-dependent shutdown for this purpose, capacitors C26 and C27 are provided in parallel to the electrodes 11, 12 and are dimensioned such that the current flowing when the lamp is missing is above the response limit value. For this purpose, the reactance of the capacitors C26 and C27 is approximately ten times the resistance of an electrode at the average operating frequency of approximately 40 kHz.
Wird der beschriebene Wechselrichter mit einer Entladungslampe betrieben, deren Leistungsaufnahme unter der Nennleistung des Wechselrichters liegt, dann hätte das ein stetiges Ansteigen der Spannung an C18 zur Folge, da die in den Speicherkondensator C18 gepumpte Energie von der Lampe nicht verbraucht wird. Um dies zu vermeiden, wird dem Regler über die Klemme 9 ein Teil der Spannung an C18 (Spannungsteiler R5, R6 in FIG 1) zugeführt und über eine Zenerdiode D12 (FIG 3) an die Steuerstrecke eines Transistors V1 gelegt, dessen Schaltstrecke dem Widerstand R2 im Spannungsteiler am Eingang des Komparators V13 des Reglers parallelgeschaltet ist: Übersteigt daher die Spannung an C18 einen durch die Bemessung des Spannungsteilers R5, R6 und der Zenerdiode D12 vorgegebenen Wert, so wird V1 leitend und dadurch der dem Komparator über seinen Negativeingang zugeführte, im übrigen von der Spannung an 1 abhängige Sollwert mehr oder weniger stark reduziert. Auf diese Weise wird eine Begrenzung der Spannung des Speicherkondensators auf einen vorgegebenen Wert erreicht.If the inverter described is operated with a discharge lamp, the power consumption of which is below the nominal power of the inverter, this would have a constant rise in the voltage at C18, since the energy pumped into the storage capacitor C18 is not consumed by the lamp. In order to avoid this, part of the voltage at C18 (voltage divider R5, R6 in FIG. 1) is fed to the controller via terminal 9 and connected to the control path of a transistor V1 via a zener diode D12 (FIG. 3), the switching path of which is connected to resistor R2 is connected in parallel in the voltage divider at the input of the comparator V13 of the controller: Therefore, if the voltage at C18 exceeds a value specified by the dimensioning of the voltage divider R5, R6 and the Zener diode D12, V1 becomes conductive and the rest of the voltage supplied to the comparator via its negative input Setpoint dependent on the voltage at 1 more or less reduced. In this way, the voltage of the storage capacitor is limited to a predetermined value.
Mit Hilfe der vom Lampenstrom abhängigen Spannung am Kondensator C11 wird auch eine Schalteinrichtung S gesteuert, von der nur ein Transistor dargestellt ist, mit dessen Hilfe die Sekundärwicklung L85 des Sättigungs-Transformators T8 kurzschließbar ist; die Schaltstrecke dieses Transistors liegt dabei zwischen den Gleichstromklemmen und die Wicklung L85 zwischen den Wechselstromklemmen einer Gleichrichterbrücke (vgl. FIG 2). Der Transistor V18 wird beispielsweise durch eine monostabile Kippstufe durchgesteuert, sobald der Wechselrichter zu arbeiten beginnt und an C11 eine Spannung auftritt. Die Wicklung L85 ist dann kurzgeschlossen, so daß der Wechselrichter mit höherer Frequenz schwingt und damit die Spannung an der Lampe auf einen zum Zünden nicht ausreichenden Wert zurückgenommen ist. Nach Ablauf der Rückkippzeit der monostabilen Kippstufe, die sich nach der erforderlichen Vorheizung der Lampe richtet, geht Tran sistor V18 wieder in den Sperrzustand über und hebt den Kurzschluß der Wicklung L85 auf: Der Wechselrichter arbeitet dann mit seiner normalen Betriebsfrequenz und einer zum Zünden ausreichenden Leerlaufspannung.With the aid of the voltage on the capacitor C11 which is dependent on the lamp current, a switching device S is also controlled, of which only one transistor is shown, with the aid of which the secondary winding L85 of the saturation transformer T8 can be short-circuited; the switching path of this transistor lies between the DC terminals and the winding L85 between the AC terminals of a rectifier bridge (see FIG. 2). The transistor V18 is turned on, for example, by a monostable multivibrator as soon as the inverter starts to work and a voltage occurs at C11. The winding L85 is then short-circuited, so that the inverter oscillates at a higher frequency and the voltage on the lamp is thus reduced to a value which is insufficient for ignition. After the tipping back period of the monostable flip-flop, which depends on the required preheating of the lamp, Tran leaves Sistor V18 again in the blocking state and removes the short circuit of the winding L85: The inverter then operates at its normal operating frequency and an open circuit voltage sufficient for ignition.
Mitunter ist es zweckmäßig, an einem Stromversorgungsgerät nach FIG 1 zwei Wechselrichter nach FIG 2 zu betreiben; hierzu sind die Wechselrichter parallel zu schalten, indem die jeweils gleichbezeichneten Klemmen 4, 8, 11, 13 und 14 in FIG 1 miteinander verbunden werden. Der besondere Schaltungsteil rechts der strichpunktierten Linie in FIG 3 ist in diesem Falle zweifach vorzusehen, wobei die Klemmen 4, 5 und 10 dieses zweiten Schaltungsteiles mit den gleichbezeichneten Klemmen des zweiten Wechselrichters zu verbinden sind. Die Klemmen 15 und 16 des zweiten besonderen Schaltungsteiles sind an die Klemmen 15' bzw. 16' des gemeinsamen Überwachungsteiles (links der strichpunktierten Linie) anzuschließen:It is sometimes expedient to operate two inverters according to FIG. 2 on a power supply device according to FIG. 1; For this purpose, the inverters are to be connected in parallel by connecting the terminals 4, 8, 11, 13 and 14 with the same names in FIG. 1. The special circuit part to the right of the dash-dotted line in FIG. 3 is to be provided twice in this case, the terminals 4, 5 and 10 of this second circuit part having to be connected to the terminals of the same inverter with the same designation. Terminals 15 and 16 of the second special circuit section are to be connected to terminals 15 'and 16' of the common monitoring section (on the left of the dash-dotted line):
Diese Schaltung stellt einerseits eine individuelle Abschaltung jedes der beiden Wechselrichter gemäß den zuvor erläuterten Kriterien sicher. Nach Abschaltung eines der beiden Wechselrichter muß allerdings dem Regler ein neuer Sollwert vorgegeben werden, um einen unzulässigen Anstieg der Spannung an dem Kondensator C18 zu vermeiden. Hierzu ist dem Widerstand R2 im Spannungsteiler am Eingang des Komparators V13 ein Transistor V16 parallelgeschaltet, der von einem Komparator V15 gesteuert wird: Der Negativeingang von V15 liegt über R50 an einem hohen positiven Potential, so daß negatives Potential am Ausgang liegt und V16 somit normalerweise gesperrt ist. V15 schaltet um und steuert V16 durch, wenn einer der beiden Wechselrichter abgeschaltet wird, weil hierbei der Negativeingang von V15 über den durchgesteuerten Transistor V10 eines der beiden besonderen Schaltungsteile und über Diode D52 oder Diode D51 auf Null-Potential (Klemme 4) gelegt wird.On the one hand, this circuit ensures that each of the two inverters is switched off individually in accordance with the criteria explained above. After switching off one of the two inverters, however, the controller must be given a new setpoint in order to avoid an inadmissible increase in the voltage on the capacitor C18. For this purpose, resistor R2 in the voltage divider at the input of comparator V13 is connected in parallel with a transistor V16, which is controlled by a comparator V15: The negative input of V15 is at R50 at a high positive potential, so that negative potential is at the output and V16 is therefore normally blocked is. V15 switches over and controls V16 when one of the two inverters is switched off, because here the negative input of V15 via the activated transistor V10 is one of the two special circuit parts and via Diode D52 or diode D51 is set to zero potential (terminal 4).
Dagegen führt die Abschaltung eines der beiden Wechselrichter noch nicht zur Abschaltung des gemeinsamen Reglers, da die Basis des Transistors V17 entweder über Diode D62 oder Diode D61 negatives Potential von einem der beiden besonderen Schaltungsteile erhält. Erst wenn beide Wechselrichter abgeschaltet sind, sperren beide Dioden. so daß V17 über R6O einen Durchsteuerstrom bekommt, und damit die Transistoren V2, V3, V5 und der Haupttransistor V6 gesperrt werden. On the other hand, switching off one of the two inverters does not yet switch off the common regulator, since the base of transistor V17 receives negative potential from one of the two special circuit parts either via diode D62 or diode D61. Only when both inverters are switched off do both diodes block. so that V17 receives a drive current via R6O, and thus the transistors V2, V3, V5 and the main transistor V6 are blocked.

Claims

Patentansprüche Claims
1. Vorschaltgerät zum Anschluß einer Entladungslampe an ein Wechselspannungsnetz, mit einem die Entladungslampe über einen Blindwiderstand speisenden Wechselrichter, dessen Frequenz mindestens 10 kHz beträgt, und mit einem die Energieentnähme aus dem Wechselspannungsnetz steuernden Zweipunktregler, dem ein von der Netzwechselspannung abgeleiteter Sollwert vorgegeben ist, d a dur c h g e k e nn z e i c h n e t , daß der Wechselrichter (W) an den Speicherkondensator (C18) eines Hochsetzstellers mit einer Ladedrossel (L4), einem Haupttransistor (V6) und einer Ladediode (D27) angeschlossen ist und einen Serienresonanzkreis (C23, L7) speist, daß die Entladungslampe (L) dem Kondensator (C23) des Serienresonanzkreises parallelgeschaltet ist, dessen Resonanzfrequenz unter de Betriebsfrequenz des Wechselrichters liegt, die durch einen die Transistoren (V7, V8) des Wechselrichters steuernden Sättigungstransformator (T8) bestimmt ist, daß der Haupttransistor (V6) des Hochsetzstellers durch einen Zweipunktregler (FIG 3) im Schaltbetrieb gesteuert wird, daß der Zweipunktregler als Sollwert eine pulsiere de Spannung erhält, die von der gleichgerichteten, ungeglätteten Netzwechselspannung abgeleitet ist, daß als Ist wert eine vom Strom durch die Ladedrossel (L4) abgeleitete Größe dient, und daß Speicherkondensator (C18), Lade drossel (L4) und die Hysterese des Zweipunktreglers so bemessen sind, daß die Schaltfrequenz des Haupttransistor (V6) mindestens 20 kHz beträgt.1. Ballast for connecting a discharge lamp to an AC voltage network, with an inverter that feeds the discharge lamp via a reactance resistor, the frequency of which is at least 10 kHz, and with a two-point controller that controls the energy consumption from the AC voltage network, to which a setpoint value derived from the AC line voltage is specified, since dur chgeke nn records that the inverter (W) is connected to the storage capacitor (C18) of a step-up converter with a charging choke (L4), a main transistor (V6) and a charging diode (D27) and feeds a series resonant circuit (C23, L7) that the discharge lamp (L) is connected in parallel to the capacitor (C23) of the series resonance circuit, the resonance frequency of which is below the operating frequency of the inverter, which is determined by a saturation transformer (T8) controlling the transistors (V7, V8) of the inverter, that the main transistor (V6) of the boost converter major ch a two-point controller (FIG. 3) is controlled in switching mode, that the two-point controller receives a pulsating voltage as a setpoint, which is derived from the rectified, unsmoothed AC line voltage, that a value derived from the current through the charging choke (L4) serves as the actual value, and that storage capacitor (C18), charging choke (L4) and the hysteresis of the two-point controller are dimensioned so that the switching frequency of the main transistor (V6) is at least 20 kHz.
2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, g e k e n n z e i c h n e t durch eine solche Bemessung von Ladedrossel2. Ballast according to claim 1, g e k e n n z e i c h n e t by such dimensioning of the charging choke
(L4), Speicherkondensator (C18), Hysterese und Sollwert des Zweipunktreglers sowie des Serienresonanz kreises (C23, L7) und der Betriebsfrequenz des Wechsel richters, daß das Vorschaltgerät bei gezündeter Entladungslampe (L) im Mittel gerade die Nennleistung der Lampe liefert.(L4), storage capacitor (C18), hysteresis and setpoint of the two-point controller as well as the series resonance circuit (C23, L7) and the operating frequency of the change richters that the ballast delivers the nominal power of the lamp when the discharge lamp (L) is on average.
3. Vorschaltgerät nach Anspruch 2, g e k e n nz e i c h n e t durch eine Begrenzungseinrichtung mit einer Zenerdiode (D12) und einem Transistor (V1) , durch die der Sollwert des Zweipunktreglers herabgesetzt wird, sobald die Spannung an dem Speicherkondensator (C18) einen Grenzwert erreicht.3. Ballast according to claim 2, g e k e n nz e i c h n e t by a limiting device with a Zener diode (D12) and a transistor (V1), by which the setpoint of the two-point controller is reduced as soon as the voltage across the storage capacitor (C18) reaches a limit value.
4. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, mit mehreren je eine Lampe speisenden Wechselrichtern, g e k e nn z e i c hn e t durch einen gemeinsamen Hochsetz- steller und Regler und durch eine ODER-Schaltung4. Ballast according to claim 3, with several inverters each feeding a lamp, g e k e nn z e i c hn e t by a common step-up converter and controller and by an OR circuit
(R50, D51 , D52; FIG 3), über die der Sollwert des Reglers bei Abschaltung eines Wechselrichters soweit herabgesetzt wird, daß die Leistung des Hochsetzstellers der Nennleistung der brennenden Lampen entspricht.(R50, D51, D52; FIG 3), via which the setpoint of the controller is reduced when an inverter is switched off to such an extent that the power of the step-up converter corresponds to the nominal power of the burning lamps.
5. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, g e k e n n z e i c h n e t durch eine auf den Strom durch die Drossel (L7) des Serienresonanzkreises ansprechende Überwachungseinrichtung (FIG 3), durch die der Zweipunktregler und der Wechselrichter abgeschaltet wird, wenn das Zeitintegral des Stromes durch die Drossel (L7) des Serienresonanzkreises einen bestimmten Maximalwert überschreitet.5. Ballast according to one of claims 1 to 4, characterized by a responsive to the current through the choke (L7) of the series resonant circuit monitoring device (FIG 3), by which the two-point controller and the inverter is switched off when the time integral of the current through the choke (L7) of the series resonance circuit exceeds a certain maximum value.
6. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, mit mehreren je eine Lampe speisenden Wechselrichtern, die an einen gemeinsamen Hochsetzsteller und Regler angeschlossen sind, g e k e n nz e i c hn e t durch eine UND-Schaltung (R60, D61 , D62; FIG 3), durch die der Zweipunktregler abgeschaltet wird, wenn alle Wechselrichter abgeschaltet sind.6. Ballast according to claim 5, with several each a lamp-feeding inverters, which are connected to a common step-up converter and controller, geken nz eic hn et by an AND circuit (R60, D61, D62; FIG 3), through which the two-position controller is switched off when all inverters are switched off.
7.Vorschaltgerät zur Speisung von Entladungslampen mit heizbaren Elektroden nach Anspruch 6, d a d ur c h g e k e nn z e i c hn e t , daß die Elektroden (l1 , l2) der Entladungslampe (L) in Reihenschaltung mit dem Serienresonanzkreis (C23, L7) des Wechselrichters (W) liegen, und zwar zu beiden Seiten des Kondensators (C23), und daß diese Elektroden jeweils durch einen7. ballast for supplying discharge lamps with heatable electrodes according to claim 6, dad ur chgeke nn zeic hn et that the electrodes (l1, l2) of the discharge lamp (L) in series with the series resonant circuit (C23, L7) of the inverter (W) lie, on both sides of the capacitor (C23), and that these electrodes each by a
Kondensator (C26, C27) mit solcher Bemessung überbrückt sind, daß sich bei fehlender Entladungslampe (L) ein zur stromabhängigen Abschaltung ausreichender Strom einstellt.Capacitors (C26, C27) are bridged with such a dimensioning that, in the absence of a discharge lamp (L), a current which is sufficient for current-dependent disconnection is established.
8. Vorschaltgerät nach Anspruch 7, d a dur c h g e k e nn z e i c hn e t , daß die Impedanz der den Elektroden (l1 , l2) parallelgeschalteten Kondensatoren (C26, C27) bei der mittleren Betriebsfrequenz des Wechselsrichters etwa gleich dem zehnfachen Wert des Widerstandes einer Elektrode ist.8. Ballast according to claim 7, so that the impedance of the electrodes (l1, l2) connected in parallel (C26, C27) at the average operating frequency of the inverter is approximately equal to ten times the value of the resistance of an electrode.
9. Vorschaltgerät zur Speisung von Entladungslampen mit vorheizbaren Elektroden, nach einem der Ansprüche 1 bis 8, d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t , daß die Betriebsfrequenz jedes Wechselrichters während der Vorheizzeit auf einen so hohen Wert gesteuert wird, daß die Spannung an dem Serienresönanzkreis auch bei hoher Umgebungstemperatur nicht zur Zündung der Lampe ausreicht.9. Ballast for supplying discharge lamps with preheatable electrodes, according to one of claims 1 to 8, dadurchgeke nn records that the operating frequency of each inverter is controlled during the preheating time to such a high value that the voltage on the series resonant circuit is not even at high ambient temperature sufficient to ignite the lamp.
10. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 7 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die beiden Elektroden (11, 12) der Entladungslampe (L) durch je eine Diode (D46, D47) überbrückt sind, und daß diese Dioden so gepolt sind, daß entweder ihre Anoden oder ihre Kathoden an die mit dem Kondensator (C23) des Serienresonanzkreises verbundenen Enden der Elektroden angeschlossen sind.10. Ballast according to one of claims 7 to 8, characterized in that the two electrodes (11, 12) of the discharge lamp (L) are each bridged by a diode (D46, D47), and that these diodes are poled so that either their anodes or their cathodes are connected to the ends of the electrodes connected to the capacitor (C23) of the series resonant circuit.
11. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t , daß zwischen Speicherkondensator (C18) und Wechselrichter (W) einerseits und der Schaltstrecke des Haupttransistors (V6) des Hochsetzstellers andererseits eine Sperrdrossel (L1 ) mit solcher Bemessung angeordnet ist, daß an derEntladungslampe keine unzulässig hohe Hochfrequenzstrahlung auftritt. 11. Ballast according to one of claims 1 to 10, dadurchgekennzeic hn et that between the storage capacitor (C18) and inverter (W) on the one hand and the switching path of the main transistor (V6) of the step-up converter on the other hand, a blocking choke (L1) is arranged with such a dimension that No unacceptably high radio frequency radiation occurs on the discharge lamp.
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