DE3511661A1

DE3511661A1 - Ballast apparatus for gas-discharge lamps

Info

Publication number: DE3511661A1
Application number: DE19853511661
Authority: DE
Inventors: Ali-Ihsan 8000 München Söylemez
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1985-03-29
Filing date: 1985-03-29
Publication date: 1986-10-02

Abstract

The apparatus contains a free-running semiconductor chopper as an AC voltage generator, and LC series-resonance circuit which is acted on by the AC voltage and has a capacitor in parallel with the lamp, and a feedback loop which is provided with a saturation current transformer (Tr1, Tr3) which determines the frequency. In the starting phase, the apparatus oscillates at a frequency fz which is above the resonant frequency fro of the undamped series tuned circuit, and, after starting, it oscillates in normal operation at a frequency fn < fro. The value of fz is shifted relatively severely with respect to fro by relieving the load on the transformer secondary, during the starting phase. Advantages: the lamp is preheated and the current-carrying components are protected in this phase. The relief can be implemented, for example, by means of an NTC thermistor (NTC1) or by means of a transistor (T11) in the circuit of an additional secondary winding (n10). The NTC thermistor at the same time provides a certain amount of temperature stabilisation and, if a transistor is used, comprehensive power stabilisation can be achieved. Main field of application: operation of fluorescent lamps using MOS switching transistors. <IMAGE>

Description

Siemens Aktiengesellschaft . Unser Zeichen Berlin und München ' T' VPA 85 P 1 2 O 2 DE Siemens Aktiengesellschaft. Our sign Berlin and Munich 'T' VPA 85 P 1 2 O 2 DE

Vorschaltgerät für Gasentladungslampen.Ballast for gas discharge lamps.

Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät (EVG) gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. EinThe invention relates to an electronic ballast (EVG) according to the preamble of claim 1. A

solches Gerät wird in der DE-OS 33 01 108 beschrieben. 10Such a device is described in DE-OS 33 01 108. 10

EVGs für Leuchtstofflampen enthalten einen Wechselspannungsgenerator in Form eines Halbleiter-Zerhackers, der einen aus einer Drossel und einem lampenparallelen Kondensator gebildeten Serienresonanzkreis speist.Dieser Generator arbeitet in der Regel freischwingend, das heißt die für die Ansteuerung der Generator-Transistoren erforderliche Leistung und die richtige Phasenlage werden aus der Schwingkreisspannung oder dem Schwingkreisstrom abgeleitet. Diese Rückkopplung erfolgt dabei vorzugsweise über einen frequenzbestimmenden Sättigungsstromwandler. Im Betrieb des EVG wird die Schwingung des Generators zunächst durch eine Anlaufschaltung in Gang gesetzt und dann durch die Rückkopplung aufrechterhalten. Hat die Schwingung bei erloschener Lampe eingesetzt, so speist der Generator den ungedämpften Schwingkreis; durch Resonanzüberhöhung steigen Schwingkreisstrom und -spannung so weit an, bis die Lampe zündet und in einen stationären Betrieb mit einem durch die Lampenlast gedämpften Schwingkreis gelangt. Während der Zündphase treten Schwingkreisströme auf, die ohne weiteres um eine Größenordnung höher sein können als die Nennbetriebsströme und dementsprechend die Bauelemente im Leistungsteil der Schaltung erheblich beanspruchen.Electronic ballasts for fluorescent lamps contain an alternating voltage generator in the form of a semiconductor chopper that feeds a series resonance circuit formed from a choke and a lamp-parallel capacitor. This generator usually works in a freely oscillating manner, i.e. the one required to control the generator transistors Power and the correct phase position are derived from the resonant circuit voltage or the resonant circuit current derived. This feedback preferably takes place via a frequency-determining saturation current transformer. When the electronic ballast is in operation, the generator is initially set in motion by a start-up circuit then sustained by the feedback. Has the If oscillation occurs when the lamp has gone out, the generator feeds the undamped oscillating circuit; due to excessive resonance The resonant circuit current and voltage rise until the lamp ignites and becomes stationary Operation with a resonant circuit that is damped by the lamp load is achieved. Resonant circuit currents occur during the ignition phase which can easily be an order of magnitude higher than the rated operating currents and accordingly put considerable stress on the components in the power section of the circuit.

Diese Belastung wird geringer, wenn man den Wechselrichter gemäß der zitierten Offenlegungsschrift so auslegt, daß das Gerät vor der Zündung und im Nennbetrieb nach der Zündung jeweils mit Frequenzen f_z und f_n schwingt, Les 1 Lk/21.3.1985This load is lower if the inverter is designed according to the cited published _{patent application in such a way that the device oscillates at frequencies f z} and f _n before ignition and in nominal operation after ignition, Les 1 Lk / 03/21/1985

die oberhalb bzw. unterhalb der Resonanzfrequenz f_r0 des unbedämpften Schwingkreises liegen. Bei f_z> f_ro hat nämlich der Schwingkreis einen relativ hohen Widerstand, so daß zu der erforderlichen Zündspannung ein relativ geringer Schwingkreisstrom gehört. Auf diese Weise ist es möglich, das Verhältnis Zündstrom/Nennbetriebsstrom auf Werte <3 zu drücken.which are above or below the resonance frequency f _{r0 of} the undamped resonant circuit. If f _z > f _ro , the resonant circuit has a relatively high resistance, so that a relatively low resonant circuit current is associated with the required ignition voltage. In this way it is possible to reduce the ignition current / nominal operating current ratio to values < 3.

Noch günstiger gestalten sich die Verhältnisse, wenn die Lampe vor ihrer Zündung vorgeheizt werden könnte: Bei einem Warmstart, der eine vergleichsweise niedrige Zündspannung verlangt, werden die vom Schwingkreisstrom durchflossenen Bauelemente in der kritischen Phase besonders wenig belastet; zudem wird die Lampe geschont.The situation is even more favorable if the lamp could be preheated before it is ignited: At a warm start, which requires a comparatively low ignition voltage, are caused by the resonant circuit current flow through components in the critical phase especially little burdened; the lamp is also spared.

Zur Realisierung einer solchen Vorheizung wird in der europäischen Offenlegungsschrift 92 654 diskutiert, die Frequenz f_z nach dem Einschalten zunächst auf einen derart hohen Wert>» f_r0 zu legen, daß die vom Serienresonanzkreis gelieferte Spannung zur Zündung nicht ausreicht, in dieser Phase die Lampe zu erwärmen und dann die Frequenz dem Wert f_r0 zu nähern, bis die Entladung eingeleitet wird. Die Frequenzerhöhung wird dabei durch einen Kurzschluß in einer sekundärseitigen Zusatzwicklung des Sättigungswandlers erzielt. Diese Maßnahme erfüllt zweifellos ihren Zweck, ist aber nicht in jedem Fall optimal: hat die Zusatzwicklung wenig Windungen, so wird der Kurzschlußschalter stark belastet, und bei einer erhöhtenTo implement such a preheating, European _{laid-open specification} _{92 654 discusses setting the frequency f z} after switching on at such a high value> »f r0 that the voltage supplied by the series resonant circuit is insufficient for ignition, the lamp in this phase to heat and then to approach the frequency to the value f _r0 until the discharge is initiated. The increase in frequency is achieved by a short circuit in an additional secondary winding of the saturation converter. This measure undoubtedly fulfills its purpose, but is not always optimal: if the additional winding has few turns, the short-circuit switch is heavily loaded, and if it is increased

Windungszahl ist der Wicklungsaufwand größer. 30Number of turns, the winding effort is greater. 30th

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Gerät der eingangs genannten Art mit geringem Bauelemente- und Schaltungsaufwand derart weiter zu entwickeln, daß die Lampe erst nach einer ausreichenden Vorheizung gezündet wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Gerät mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.The invention is based on the object of providing a device of the type mentioned at the outset with little component and To further develop the circuit complexity in such a way that the lamp only ignites after sufficient preheating will. According to the invention, this object is achieved by a device having the features of claim 1.

ORiGfNAL INSPECTEDORiGfNAL INSPECTED

Bei dem vorgeschlagenen Gerätetyp wird der Sättigungsstromwandler in der Zündphase durch eine gezielte Entlastung seiner Sekundärseite noch stärker in die Sättigung getrieben, mit der Folge, daß die Schwingfrequenz ansteigt und dementsprechend die Leerlaufspannung abnimmt. Die Entlastung ist dabei so gewählt, daß die Zündspannung des sich allmählich erwärmenden Gerätes nach einer bestimmten Zeit den an der Entladungsstrecke anliegenden, im wesentlichen konstanten Spannungswert erreicht und dadurch das Gas gezündet wird. Nach der Zündung wird die Entlastung wieder rückgängig gemacht, damit die Schaltung auch sicher zu der für die Nennleistung der Lampe erforderlichen Frequenz fn gelangt.The type of device proposed is the saturation current transformer in the ignition phase through a targeted relief of its secondary side even more into saturation driven, with the result that the oscillation frequency increases and the open circuit voltage decreases accordingly. The relief is chosen so that the ignition voltage of the gradually heating device after a reaches the essentially constant voltage value applied to the discharge path for a certain time and thereby igniting the gas. After the ignition, the discharge is reversed, so that the circuit also safely arrives at the frequency fn required for the nominal power of the lamp.

Die variable Entlastung kann höchst unterschiedlich ausgeführt sein. Eine besonders einfache Variante besteht darin, den Wandler mit einem passiven Element in Form eines Widerstandes mit einem temperaturabhängigen Widerstandswert zu beschälten. Ein solcher Leiter kann darüber hinaus auch noch zur Stabilisierung der Lampenleistung gegenüber Temperaturschwankungen beitragen, und zwar aus folgendem Grunde: Der Ferritkern des Wandlers kommt mit zunehmender Temperatur (Eigenerwärmung, hohe Umgebungstemperatur) leichter in die Sättigung, so daß die Schwingfrequenz steigt und dementsprechend die Lampenleistung fällt. Dieser Effekt ist besonders ausgeprägt, wenn man den Zerhacker mit MOS-Feldeffekttransistören bestückt, weil der Drain-Source-Einschaltwiderstand dieses Transistortyps ebenfalls einen positiven Temperaturkoeffizienten T^ aufweist. Bei Wahl eines Heißleiters mit einem geeignet bemessenen Tfc<0 gelingt es, die Temperaturdrift der Lampenleistung relativ gering zu halten.The variable relief can be implemented very differently. There is a particularly simple variant therein, the converter with a passive element in the form of a resistor with a temperature-dependent resistance value to peel. Such a conductor can also be used to stabilize the lamp output contribute to temperature fluctuations, for the following reason: The ferrite core of the converter comes with it increasing temperature (self-heating, high ambient temperature) more easily into saturation, so that the The oscillation frequency increases and the lamp power decreases accordingly. This effect is particularly pronounced if you disturb the chopper with MOS field effect transistors equipped because the drain-source switch-on resistance of this type of transistor also has a positive temperature coefficient T ^ has. If a thermistor with a suitably dimensioned Tfc <0 is selected, the temperature drift is achieved to keep the lamp power relatively low.

Ein Heißleiter reicht allerdings dann nicht mehr aus, wenn die Nennleistung sofort nach dem Zündvorgang erreicht werden soll und/oder an die Temperaturregelung höhere Anforderungen gestellt werden. In diesen Fällen empfiehlt es sich, die sekundärseitige Wandlerbelastung in AbhängigkeitHowever, an NTC thermistor is no longer sufficient if the nominal power is reached immediately after the ignition process should be and / or higher demands are placed on the temperature control. In these cases it is recommended the transformer load on the secondary side as a function of

vom Lampenstrom zu variieren. Ein -solcher Steuerkreis bietet darüber hinaus die Möglichkeit, die Lampenleistung gegenüber weiteren Einflußgrößen konstant zu halten oder aber einem Sollwert mit einer vorgegebenen Zeitfunktion nachzuführen. So könnte man etwa auch noch Leistungsstreuungen aufgrund fertigungsbedingter Bauelementetoleranzen abgleichen, Schwankungen der Eingangsspannung ausgleichen oder - in gewissen Grenzen - auch dimmen. Eine von der Eingangsspannung abhängige Leistungssteuerung wäre insbesondere bei Verwendung eines passiven Oberwellenfilters attraktiv.to vary from the lamp current. Such a control circuit offers in addition, the possibility of keeping the lamp power constant in relation to other influencing variables or but to track a setpoint with a given time function. For example, one could also have power spreads Adjust due to manufacturing-related component tolerances, compensate for fluctuations in the input voltage or - within certain limits - also dim. A power control dependent on the input voltage would be in particular attractive when using a passive harmonic filter.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und WeiterbildungenFurther advantageous refinements and developments

der Erfindung sind Gegenstand zusätzlicher Ansprüche.· 15of the invention are the subject of additional claims. 15

Der Lösungsvorschlag soll nun anhand zweier Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert werden. In den Figuren der Zeichnung sind einander entsprechende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Es zeigenThe proposed solution will now be based on two exemplary embodiments with reference to the accompanying drawing are explained in more detail. In the figures of the drawing, parts that correspond to one another are given the same reference numerals Mistake. Show it

Fig. 1 die Schaltung einer ersten Gerätvariante und Fig. 2 das Schaltbild eines abgewandelten Vorschaltgerätes.1 shows the circuit of a first device variant and FIG. 2 shows the circuit diagram of a modified ballast.

Das EVG der Figur 1, das für eine Batteriespannung von 12V (8V bis 16V) und eine 8W-Leuchtstofflampe ausgelegt ist, findet vor allem in Fahrzeugen oder als Notbeleuchtung bei stationären Anlagen Anwendung.The electronic ballast of Figure 1, which is designed for a battery voltage of 12V (8V to 16V) and an 8W fluorescent lamp is mainly used in vehicles or as emergency lighting in stationary systems.

Die Schaltung arbeitet folgendermaßen:The circuit works as follows:

Beim Anlegen der Batteriespannung U_e und nach Freigabe durch eine Unterspannungsüberwachung beginnt ein mit zwei Transistoren T-|, T2 bestückter Anlauf generator zu schwingen. Dieser Generator - es handelt sich um eine astabile Kippstufe mit einer von einem RC-Glied (R1C2) bestimmten Wiederholfrequenz - gibt an den Gatekreis eines SIPMOS-Transistors T* Steuerimpulse ab. Der so angesteuerte Transistor erzeugt Spannungsimpulse an einem Transformator Tr2 und entfacht dadurch in dem von einer Drossel Dr2 undWhen the battery _{voltage U e is applied} and after it has been released by an undervoltage monitor, a start-up generator equipped with two transistors T- |, T2 begins to oscillate. This generator - it is an astable multivibrator with a repetition frequency determined by an RC element (R1C2) - sends control pulses to the gate circuit of a SIPMOS transistor T *. The transistor driven in this way generates voltage pulses at a transformer Tr2 and thereby ignites in that of a choke Dr2 and

einem Kondensator C7 gebildeten Serienschwingkreis eine gedämpfte Schwingung. Wenn die hochfrequente Eigenschwingung nicht schon beim ersten Startimpuls einsetzt, wird der gedämpften Schwingung durch wiederholte Startimpulse solange Energie zugeführt, bis ein ausreichend großer Schwingkreisstrom entsteht. Dieser Strom wird über einen Sättigungsstromwandler Tr1 zu den Gateelektroden des Transistors T^ und eines weiteren SIPMOS-Transistors T4 rückgekoppelt; damit wird die Eigenschwingung aufrechterhalten. Über eine Diode D4 wird der Kondensator C2 im Takt der Nennbetriebsfrequenz f_n so weit entladen, daß der Anlaufgenerator stillgelegt ist.A series resonant circuit formed by a capacitor C7 produces a damped oscillation. If the high-frequency natural oscillation does not start with the first start impulse, the damped oscillation is supplied with energy through repeated start impulses until a sufficiently large oscillating circuit current is generated. This current is fed back via a saturation current transformer Tr1 to the gate electrodes of the transistor T ^ and a further SIPMOS transistor T4; the natural oscillation is thus maintained. Via a diode D4, the capacitor C2 is discharged at the rate of the nominal operating frequency f _{n to} such an extent that the start-up generator is shut down.

Der Schwingkreis strom fließt über eine Primärwicklung n>| des Ansteuertrafos Tr1 und induziert damit in Sekundärwicklungen n2 und n* die Ansteuerspannungen für T^ und T4. Die internen Gate-Kapazitäten dieser Transistoren werden über niederohmige Widerstände Rs und Rg Jeweils direkt von den Transformatorwicklungen n£ und nj aufgeladen bzw. entladen. Vor der Zündung sind die Spannungen an diesen Wicklungen höher als die zulässige Gate-Source-Spannung der SIPMOS-Transistoren; deshalb sind in die Gate-Source-Kreise spannungsbegrenzende Zenerdioden D5, Dy eingefügt.The resonant circuit current flows through a primary winding n> | of the control transformer Tr1 and thus induces the control voltages for T ^ and T4 in secondary windings n2 and n *. The internal gate capacitances of these transistors are each directly from the transformer windings n £ and nj are charged or discharged. Before ignition, the voltages on these windings are higher than the permissible gate-source voltage the SIPMOS transistors; therefore are in the gate-source circles voltage-limiting Zener diodes D5, Dy inserted.

Parallel zu nj liegt ein !testwiderstand R<jo in Reihe mit einem Heißleiter NTC1. Diese Widerstandskette hat nach dem Einschalten zunächst einen hohen Widerstandswert. Dadurch ist der frequenzbestimmende Ansteuertrafo Tr1 stark gesättigt, und der Wechselrichter schwingt mit einer hohen Leerlauffrequenz. Diese Frequenz bleibt bis zur Zündung nahezu konstant, da sich der Widerstandswert des Heißleiters in dieser Phase noch nicht nennenswert ändert. Einige zehn Sekunden nach der Zündung erreicht die Frequenz ihren Nennwert f_n, der etwas oberhalb der Resonanzfrequenz f_r-j des belasteten Serienresonanzkreises liegt. Nun gibt die Lampe ihre Nennleistung ab, die dann auch bei Verschiebungen der Betriebstemperatur, auf die der Heißleiter mit einer gewissen Trägheit reagiert,Parallel to nj there is a test resistor R <jo in series with an NTC1 NTC1 thermistor. After being switched on, this chain of resistors initially has a high resistance value. As a result, the frequency-determining control transformer Tr1 is heavily saturated, and the inverter oscillates at a high idling frequency. This frequency remains almost constant until ignition, since the resistance value of the thermistor does not change significantly in this phase. A few tens of seconds after ignition, the frequency reaches its nominal value f _n , which is slightly above the resonance frequency f _r -j of the loaded series resonance circuit. Now the lamp delivers its nominal power, which then also with shifts in the operating temperature, to which the thermistor reacts with a certain inertia,

im wesentlichen gehalten wird.is essentially held.

Die Transistoren T3 und T4 schalten die Eingangsspannung abwechseln an je eine Primärwicklung n4, n$ des Transformators Tr2, der an seiner Sekundärwicklung (n5) eine hochtransfonnierte, rechteckförmige Wechselspannung liefert. The transistors T3 and T4 alternately switch the input voltage to a primary winding n4, n $ each of the transformer Tr2, which supplies a highly transformed, square-wave alternating voltage on its secondary winding (n5).

Werden versehentlich die Batterieklemmen vertauscht angeschlossen, so wird eine Diode D-| leitend und eine Sicherung Si1 durch einen Stromstoß zerstört.If the battery terminals are accidentally connected the wrong way round, so a diode D- | conductive and a fuse Si1 destroyed by a current surge.

Um eine Tiefentladung der Batterie zu verhindern, ist eine Überwachungsschaltung aus Transistoren (T5, T5) und Widerständen (R-j-j bis R14) vorgesehen. T5 wird durch den Basis-Vorwiderstand R-j^ leitend vorgespannt; er hindert in diesem Zustand über eine Diode D-jq den Anlaufgenerator am Schwingen. Bei einer Eingangsspannung von etwa 8V wird der Transistor T6 leitend; er sperrt dann T5, so daß der Anlaufgenerator anschwingen und damit das EVG in Betrieb gehen kann. Sinkt während des Betriebes- die Batteriespannung von höheren Werten auf 8V, so wird durch den Spannungsteiler R-ji R13 der TransistorT5 gesperrt und dadurch Transistor T5 wieder leitend. Nun schließt T5 über Dioden D₈, D9 die Gate-Spannung der SIPMOS-Transistören T3 und T4 kurz; dadurch wird über D-jq der Anlauf generator stillgelegt und das EVG abgeschaltet. Bedingt durch den Widerstand R₁4 hat die Überwachungseinheit eine kleine Hysterese (ca. 0,3V bis 1V).To prevent deep discharge of the battery, a monitoring circuit made up of transistors (T5, T5) and resistors (Rjj to R14) is provided. T5 is biased conductive by the base series resistor Rj ^; In this state it prevents the start-up generator from oscillating via a diode D-jq. At an input voltage of about 8V, the transistor T6 becomes conductive; it then blocks T5 so that the start-up generator can start to oscillate and the electronic ballast can start up. If the battery voltage drops from higher values to 8V during operation, the voltage divider R-ji R13 blocks transistor T5 and thus transistor T5 becomes conductive again. Now T5 short-circuits the gate voltage of the SIPMOS transistors T3 and T4 via diodes D _{8, D9;} as a result, the start-up generator is shut down via D-jq and the electronic ballast is switched off. Due to the resistor R ₁ 4, the monitoring unit has a small hysteresis (approx. 0.3V to 1V).

In der Zündphase, die bis einige 100msec dauern kann, sind der Schwingkreisstrom und die Drainströme von T3 und T4 um den Faktor 1,8 bis 2,2 höher als im Nennbetrieb. Die gleichen Stromverhältnisse herrschen bei defekter Gasentladungsstrecke, so daß hier die SIPMOS-Transistoren und die Schwingkreisdrossel allmählich heiß werden. Um eine Zerstörung dieser Bauelemente zu vermeiden, liegt eine Schmelzsicherung Si2 im Sekundärkreis von Tr2.The resonant circuit current and the drain currents of T3 and are in the ignition phase, which can last up to a few 100msec T4 by a factor of 1.8 to 2.2 higher than in nominal operation. The same current conditions prevail with a defective one Gas discharge path, so that here the SIPMOS transistors and the resonant circuit choke gradually get hot. To avoid destroying these components, there is a fuse Si2 in the secondary circuit of Tr2.

Der Strom über die Plus-Leitung zur Mittelanzapfung der Primärwicklung von Tr2 und über die Minus-Leitung zurück zur Batterie kann erhebliche Wechselanteile mit doppelter Arbeitsfrequenz haben. Diese Komponenten, die störende elektromagnetische Felder und Wechselspannungsabfälle in den Batteriezuleitungen erzeugen, werden durch ein eingangssei tigesIt-Filter (C^DrI, C5) drastisch reduziert.The current via the plus line to the center tap of the primary winding of Tr2 and via the minus line back to the battery can have considerable alternating components with twice the operating frequency. These components, which generate disruptive electromagnetic fields and alternating voltage drops in the battery leads, are drastically reduced by an input-side It filter (C ^ DrI, C5).

Technische Daten der Schaltung:
10Technical data of the circuit:
10

>> 2020th II. Eingangs spannungInput voltage U_E = 8V bis 16VU _E = 8V to 16V T^ m 80%T ^ m 80% L₁ 8W/25 von OsramL ₁ 8W / 25 from Osram 1 u/10OV1 u / 10OV A/TAT NTC 1NTC 1 ),35A_SS ), 35A _SS BC 178 BBC 178 B ZündspannungIgnition voltage ^7i\r\A^£ 60OVi₅C ^ 7i \ r \ A ^ £ 60OVi ₅ C Schaltung:Circuit: 150 η/10OV150 η / 10OV ,125 A/T, 125 A / T BC 108 BBC 108 B 2525th BrennspannungOperating voltage U_L = 56VU _L = 56V C₁ C ₁ ₄ 15n ₄ 15n BUZ 71 ABUZ 71 A LampenstromLamp current I_L = 0,125A = CI _L = 0.125A = C C₂ C ₂ 470u/40V470u / 40V BC 635BC 635 1515th Lampenlei stungLamp power P_L = 8WP _L = 8W ^C3, ^C 3, 2,2n/ 150OV2.2n / 150OV BC 108 BBC 108 B f₇ <^ 11OkHzf ₇ <^ 11OkHz ^C5 ^C 5 10 η/400V10 η / 400V C₇ C ₇ C1710C1710 3030th Frequenz bei Nennbetrieb f_n « 75kHzFrequency in nominal operation f _n «75 kHz C₈ C ₈ 10uH/3A D₂ 10uH / 3A D ₂ BAW 76BAW 76 nach 2 .. 3 Minutenafter 2 .. 3 minutes 1,5mH D₆^1.5mH D ₆ ^ BZY 97 C 10BZY 97 C 10 und bei T_u = 25⁰Cand at T _u = 25 ⁰ C Dr 1Dr 1 ^D8 ^D 8 T₁ T ₁ BAW 76BAW 76 Frequenz bei LeerlaufFrequency when idling WirkungsgradEfficiency Dr2Dr2 T₂ T ₂ (vor Zündung)(before ignition) Dimensionierung derDimensioning the ^T3,4 ^T 3.4 3535 R₁ 1 kR ₁ 1 k 11 K164/1O%/68OK164 / 10% / 68O R₂ 68R ₂ 68 00 ^T6 ^T 6 R₃ 22 kR ₃ 22 k R₄ 4,7 kR ₄ 4.7 k D₁ D ₁ R₅ 2,7 kR ₅ 2.7 k 3,4,53,4,5 H₉ 7 ⁴'^7/i¥ H ₉ 7 ⁴ ' ^{7 / i ¥} 77th Rs 9 150/1WRs 9 150 / 1W 9, 109, 10 R₁₀ 180/1WR ₁₀ 180 / 1W R₁₁ 56 kR ₁₁ 56 k ^Ri2, 13 4,7 k ^R i2, 13 4.7 k R₁₄ 560 k Si1R ₁₄ 560 k Si1 Si2Si2

-X- Af- VPA 85 P 12 02 OE-X- Af- VPA 85 P 12 02 OE

Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines Lampenbetriebsgerätes, das aus dem Netz gespeist wird und eine 36W-Leuchtstofflampe versorgt. Die Schaltung entspricht - bis auf zusätzliche Entladungshilfen für die Schaltransistoren und eine steuerbare Zusatzlast im Sekundärkreis des Sättigungsstromwandlers - im wesentlichen dem Ausführungsbeispiel der DE-OS 33 01 108.Fig. 2 shows the circuit diagram of a lamp operating device that is fed from the mains and a 36W fluorescent lamp provided. The circuit corresponds - except for additional discharge aids for the switching transistors and a controllable additional load in the secondary circuit of the saturation current transformer - essentially the embodiment DE-OS 33 01 108.

Die Entladungshilfen (Tg, R-jg, D^ bzw. T₁₀, ^20» ^D13^» die jeweils im Gate-Source-Kreis eines der SIPMOS-Transistoren Ty, T₈ liegen, sorgen dafür, daß Ty und Tq trotz Verwendung hoher Gate-Widerstände (R21» ^R22^ schnell entladen werden und somit relativ geringe Schaltverluste erleiden. Hohe Gate-Widerstände sind deshalb günstig, weil sie den Wandler (Tr3) wenig belasten und insofern zu einer niedrigen Zündspannung und einer langen Vorheizzeit beitragen.The discharge aids (Tg, R-jg, D ^ or T ₁₀ , ^ 20 » ^D 13 ^», which are each in the gate-source circuit of one of the SIPMOS transistors Ty, T ₈ , ensure that Ty and Tq despite Use of high gate resistances (R21 » ^R 22 ^ can be discharged quickly and thus suffer relatively low switching losses. High gate resistances are favorable because they place little load on the converter (Tr3) and thus contribute to a low ignition voltage and a long preheating time.

Die steuerbare Zusatzlast arbeitet folgendermaßen: 20The controllable additional load works as follows: 20

Dem Serienresonanzkreis wird zwischen der Lampe (L2) und einem Kondensator C-j^, der im Schwingkreis ggf. vorhandene Gleichstromanteile ausfiltert, Spannung entnommen, in einem Spannungsverdoppler (D-15, D₁ g) gleichgerichtet, geglättet (C-15) und über ein Potentiometer P auf einen Treibertransistor T-12 geführt. Die am Potentiometer abfallende Spannung ist proportional zum Lampenstrom und damit zur Lampenleistung. T-12 steuert einen Transistor T-j-j, der zusammen mit einem Baiastwiderstand R28 die ^variable Wandlerlast bildet. Diese Last ist - über einen Brückengleichrichter Gl2 - an eine zusätzliche Sekundärwicklung n-jQ des Transformators Tr3 angeschlossen. Damit der Transistor T₁-j vor der Zündung oder bei defekter Entladungsstrecke nicht aufgesteuert wird, ist ein weiterer Transistor T₁^ vorgesehen. Dieser Transistor gibt den Treiber erst dann frei, wenn die Spannung in der Wicklung n-jo nach erfolgter Zündung zusammengebrochen ist.Voltage is taken from the series resonance circuit between the lamp (L2) and a capacitor Cj ^, which filters out any DC components that may be present in the oscillating circuit, rectified in a voltage doubler (D-15, D ₁ g), smoothed (C-15) and via a Potentiometer P led to a driver transistor T-12. The voltage drop across the potentiometer is proportional to the lamp current and thus to the lamp power. T-12 controls a transistor TJJ forming the ^va riable converter load together with a Baiastwiderstand R28. This load is connected to an additional secondary winding n-jQ of the transformer Tr3 via a bridge rectifier Gl2. _{Another transistor T 1} ^ is provided so that the transistor T ₁ -j is not turned on before the ignition or in the event of a defective discharge path. This transistor only enables the driver when the voltage in the winding n-jo has collapsed after ignition.

Dieses Schaltbeispiel ermöglicht eine intensive Vorheizung (Vorheizzeiti 0,45 sec; Zündspannung = 1000V_ss), kompensiert die positiven T^-Werte des Wandlers und der SIPMOS-Transistoren, gleicht nicht allzu hohe Ug-Schwankungen aus und gestattet eine Einstellung des Lampenstroms; ein EVG mit einem Triac-Dimmer wäre dimmbar.This switching example enables intensive preheating (preheating time 0.45 sec; ignition voltage = 1000V _ss ), compensates for the positive T ^ values of the converter and the SIPMOS transistors, does not compensate for excessive Ug fluctuations and allows the lamp current to be set; an electronic ballast with a triac dimmer would be dimmable.

Diethe Schaltung ist folgendermaßen dimensioniert:Circuit is dimensioned as follows: 2,2, ^T9,10 ^T 9.10 1313th 4,74.7 ^C9 ^C 9 1111th 47^i /385V47 ^ i / 385V ^R15 ^R 15 T₁₁ T ₁₁ 330 k330 k ^C10 ^C 10 D₁₂ D ₁₂ 0,1 u/100V0.1 u / 100V ^R16, ^R 16, 1717th O₁ O ₁ T₁₂,T ₁₂ , CC. XC.XC. 560 ρ /630V560 ρ / 630V pp 1818th D₁₃-D ₁₃ - ^K18 ^K 18 1515th ^C12
C₁, ^C 12
C ₁ , Do_n'Thu _n ' 3,3 η/1500V
47 η/400V3.3 η / 1500V
47 η / 400V ^R19' ^R 19 ' 2020th 330330 ^C14 ^C 14 2020th 330P330P ^R21, ^R 21, 2222nd 100100 47 η47 η R₂₃ R ₂₃ 270 .. 470 Ω270 .. 470 Ω 15
fm 15th
fm 2121 R₂₄ R ₂₄ 47 k
10 k47 k
10 k ^C16
^C17 ^C 16
^C 17 D₂₂,D ₂₂ , 10 η10 η R₂₅
^R26R ₂₅
^R 26 22 k22 k Gl₁ Eq ₁ L₂ L ₂ C 2540 B250C1500/1000C 2540 B250C1500 / 1000 R₂₇ R ₂₇ 4747 Gl₂ Eq ₂ 4 X BAW 764 X BAW 76 ^R28 ^R 28 4,7 k4.7 k _DD. Dr 3Dr 3 BA 158BA 158 R₂₉ R ₂₉ 390390 R"*nR "* n A 9903A 9903 10 k10 k ^R^<| ^R ^ <| . .₁₉ BAW 76. . ₁₉ BAW 76 C6V8C6V8 ,5A/M, 5A / M Si 3Si 3 C 22C 22 ,315A/T, 315A / T Si 4Si 4 ₂₃ BZY 97 C 15 ₂₃ BZY 97 C 15 BUZ 74BUZ 74 36 W36 W T₇, ίT ₇ , ί BC 636BC 636 BC 875BC 875 620 jx 620 jx BC 107 BBC 107 B

■β-■ β-

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Claims

,. Ballast for a gas discharge lamp, in particular

Its fluorescent lamp, with the following features: 1) a free-swinging chopper with two switching transistors, especially MOS field effect transistors (T3, T4, Ty, Tg), generated from a direct voltage (Ug) a high frequency alternating voltage;

2) the high-frequency alternating voltage is fed into a series resonance circuit which consists of a capacitor (Cy, C12) connected in parallel to the discharge path of the lamp (Lj, h ^ ) and a choke (jDr2, Dr3) that limits the lamp current;

3) the series resonance circuit is via a frequency-determining saturation current transformer (Tr1, Tr3) with the Chopper fed back;

4) the relation applies

f _n <f _ro <f ₂ , where f _{z is} dimensioned in such a way that ignition only takes place after the lamp (Lj, L2) has been heated up,

(f _n = oscillation frequency in nominal operation after ignition, f _r0 = resonance frequency of the series resonance circuit before

the ignition,

f _z = oscillation frequency before ignition); characterized in that

5) in the secondary circuit of the saturation current transformer (Tr1, Tr3) a variable load is located, which is the saturation current transformer (Tr1, Tr3) before the ignition less and more heavily loaded after ignition in nominal operation.

2. Device according to claim 1, characterized in that that the variable load is a passive one

Limb is.
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3. Apparatus according to claim 2, characterized in that the passive member is a thermistor (NTC1) contains.

4. Apparatus according to claim 2 or 3, in which a secondary winding (n3) of the saturation current transformer (Tri) over a resistor (Rg) is connected to the control electrode of one of the switching transistors (T ^), thereby characterized in that the passive member is parallel to the secondary winding (113), with a tap is connected between the winding and the resistor (Rg).

5. Apparatus according to claim 1, characterized in that the variable load is an active one A member that is varied as a function of a variable taken from the series resonance circuit.

6. Apparatus according to claim 5, characterized in that that the active member is in the circuit of a further secondary winding (n-jg) äes saturation current transformer (Tr3) is located.

7. Apparatus according to claim 5 or 6, characterized in that the active member contains a load transistor (T ^ i) preferably in series with a base resistor (R28).

8. Apparatus according to claim 7, characterized in that the load transistor (T ₁₁ ) is controlled by a driver transistor (T ^).

9. Apparatus according to claim 8, characterized in that the driver transistor (T ₁ 2) is _{only released by a blocking transistor (T 1} ^) to control the load transistor (T ₁₁ ) when the ignition has taken place.

10. Device according to one of claims 5 to 9, characterized in that the active member in Depending on the lamp current is controlled.

11. Apparatus according to claim 10, characterized in that that the control takes place to stabilize the lamp power.