EP0037502A1 - Sensorsystem - Google Patents

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Publication number
EP0037502A1
EP0037502A1 EP81102134A EP81102134A EP0037502A1 EP 0037502 A1 EP0037502 A1 EP 0037502A1 EP 81102134 A EP81102134 A EP 81102134A EP 81102134 A EP81102134 A EP 81102134A EP 0037502 A1 EP0037502 A1 EP 0037502A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
sensor
sensor system
current
phase
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP81102134A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Dieter Dr. Gerstner
Karl-Diether Nutz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Original Assignee
Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Licentia Patent Verwaltungs GmbH filed Critical Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Publication of EP0037502A1 publication Critical patent/EP0037502A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08C—TRANSMISSION SYSTEMS FOR MEASURED VALUES, CONTROL OR SIMILAR SIGNALS
    • G08C19/00—Electric signal transmission systems
    • G08C19/16—Electric signal transmission systems in which transmission is by pulses
    • G08C19/22—Electric signal transmission systems in which transmission is by pulses by varying the duration of individual pulses

Definitions

  • the invention relates to a sensor system for determining and transmitting the value of a variable measured variable.
  • Sensor systems are already known in which the measured variables are converted digitally and in the form coded in this way are transmitted to an evaluation unit via measuring lines. This can be done, for example, using 4 lines that connect the computer to the sensor. This is a ground line, a power supply line, a data transmission line and a control line. These lines can be arranged in a star or ring structure.
  • a bus transmission system has already been proposed in which the sensor is connected to a microprocessor in the form of an 8-bit wide parallel bus system.
  • the invention is based on the object of specifying a sensor transmission system in which, with extremely little transmission lines, the measured variable can be transmitted to the evaluation unit without interference and reliably evaluable.
  • the data lines are to take over the power supply to the sensor at the same time.
  • This object is achieved in that means are provided by which the measured variable is transmitted in the form of a pulse via the sensor lines, which are also the power supply lines of the sensor, the pulse width being a measure of the measured variable.
  • an evaluation unit is provided to determine the pulse width, which is connected via a double line to at least one sensor that can be controlled via the line.
  • This evaluation system is, for example, a data processing system or a microprocessor, via which or through which a current can be fed into the sensor during the interrogation phase using the sensor double line.
  • the sensor system according to the invention thus only requires two lines, via which both the power supply takes place and the measured variable is transmitted to the evaluation unit. If a plurality of sensors to be queried are connected to the evaluation unit, these sensors preferably have a common ground line, so that only one line has to be run from the evaluation unit to each sensor. The sensor is only activated during a defined query phase, so that the performance is extremely low.
  • the value of the measured variable results exclusively from the width of a pulse transmitted via the sensor lines, so that the measured variable can easily be determined by counting or sampling this pulse width, for example with the aid of a programmable microprocessor, and converted into an analog value or output as a digital variable.
  • the sensor contains a circuit by means of which the input impedance of this sensor is changed suddenly in the query phase.
  • the sensor line system is thus recognized once for the evaluation unit during the query phase as high-resistance and after a certain time as low-resistance or vice versa.
  • the time that elapses between the beginning of the query phase and the occurrence of the impedance jump is proportional or inversely proportional to the measured variable and is directly in the Evaluation unit determined.
  • the time between the beginning of the query phase and the occurrence of the impedance jump is inversely proportional to the logarithm of the measured variable.
  • the query phase of the sensor is chosen to be so large in time that every possible pulse width can be detected during this query phase.
  • Another possibility is to end the query phase immediately after the impedance jump has been determined by the evaluation unit.
  • the circuit itself therefore preferably contains a time-determining element which can be connected to a current source, the current emitted by the current source in the query phase and charging or discharging the capacitor depending on the respective value of the measured variable.
  • a switching unit is then connected to the time-determining member, through the o-tentialuiten in timed relation to the P at the time-determining element, an impedance switching between the two input terminals of the sensor is triggered in a detectable manner to the microprocessor.
  • This time-determining element is preferably a capacitor which is connected to the input of a Schmitt trigger which effects the impedance switchover.
  • the system according to the invention can be used, for example, to measure temperatures, pressures, flow rates, light intensities or humidities prevailing at the sensor. It is essential that the current emitted by the current source, with which, for example, a capacitor is charged or discharged, is a function of the measured variable.
  • FIG. 1 The block diagram of the sensor transmission system is shown in FIG. 1.
  • FIG. 2 shows the pulses transmitted via the line system and representing a measure of the measured variable.
  • Ig in F. 3 shows the sensor circuit which contains a Schmitt trigger and a current source. 4 shows an embodiment for the Schmitt trigger circuit. 5 shows an exemplary embodiment of the current source when it is intended to supply a current that is dependent on the temperature prevailing at the sensor.
  • FIG. 6 shows a subcircuit from which there is a further possibility for discharging the time-determining element after the query phase has ended.
  • the evaluation unit M is preferably a programmable microprocessor, which also includes the current source Q 1 .
  • This current source is activated according to the specified program of the processor and feeds an impressed current i i, for example of 1 mA, at a maximum voltage of 5 V into the sensor line 2 in the query phase.
  • the voltage and current relationships prevailing in the query phase at the input terminals 2a, 2b of the sensor result from FIG. 2.
  • the interrogation phase comprises the time period t, which is chosen to be so large that each pulse width generated in the sensor can be detected by this time t.
  • the sensor is initially low-resistance, so that the voltage at the beginning of the query phase changes from the value O to the value U 1 of, for example, 1 mA.
  • R i jumps, where R i is the state-dependent resistance of the sensor at the input terminals 2a and 2b.
  • This voltage u 1 is shown in FIG. 2 and has, for example, a value of 1 V.
  • u 1 must in any case be significantly below the maximum voltage of, for example, 5 V by appropriate dimensioning of the sensor circuit.
  • the evaluation unit M connected to the sensor 1 thus recognizes the sensor state as low-resistance. After a certain time t 1 , the sensor switches to a high-resistance state. This reduces the current i i from the value i l to a very small value i 2 . For example, i 2 is 10 ⁇ A. At the same time, the voltage between the sensor terminals 2a and 2b jumps from the value ⁇ 1 to the value ⁇ 2 , which is predetermined by the microprocessor.
  • u 2 is 5V, for example.
  • the microprocessor now recognizes the sensor as high impedance and is able to count the time t 1 between the beginning of the interrogation phase stored in the microprocessor and the impedance jump, for example by means of a clock frequency present in the microprocessor.
  • the time t 1 is a measure of the measured variable determined by the sensor, for example the temperature prevailing at the sensor.
  • the interrogation phase ends and the sensor is switched off by the microprocessor, which means that both the voltage and the current at the sensor input return to O.
  • the microprocessor is programmed so that it terminates the polling phase after the impedance jump has been registered, so that the microprocessor gains additional working time for other tasks.
  • FIG. 3 shows the circuit contained in the sensor.
  • This circuit comprises, if it is realized in integrated bleitertechnik Hal, three output pins P 1, P and P 3.
  • the optionally connectable capacitance C ⁇ which determines the time forming link, switched.
  • This capacity is preferably integrated, e.g. B. in the form of a MOS capacitance. In this case, Pin deleted 2.
  • Sensorübertragungslei- do g s end at P in P 1 and P3.
  • the current source Q At the input E of the Schmitt trigger ST is the current source Q connected 2, charging with a dependent variable Current downstream capacitor C ⁇ .
  • a resistor R 2 which determines the low-impedance state of the circuit, is connected to the output A of the Schmitt trigger ST and carries the current i 5 only in the charging phase of the capacitor C ⁇ during the interrogation phase. Furthermore, a switch T 1 is controlled via the output A of the Schmitt trigger, via which the current source Q 2 is only connected to the capacitor C during the charging phase.
  • the circuit also contains means by which when the current source Q 2 is switched on, the capacitor C ⁇ is charged to a defined bias voltage, so that the actual charging phase of the capacitor C ⁇ always begins with a defined basic setting. These means are, for example, 2 or more diodes D 31 which are connected to the switch T 1 via a series resistor R 3 .
  • the switch T 1 is, for example, a transistor whose base-emitter path is parallel to a resistor R 1 , which is connected in series with the resistor R 2 between the output A of the Schmitt trigger and pin P 1 .
  • the Schmitt trigger ST is switched on in such a way that the output electrode A has a low or ground potential.
  • current can flow through the resistor R 2 , as a result of which a sufficient voltage which controls the transistor T 1 drops across the resistor R1.
  • the resistor R 2 has a relatively low resistance, for example 100-400 ⁇ and essentially determines the current i 1 according to FIG. 2.
  • the capacitor C ⁇ is charged via the resistor R and the diode D 2 to the voltage value predetermined by the diodes D 3 .
  • the diodes D 3 are parallel to the series connection of diode D 2 and capacitor C ⁇ ; the resistor R 3 is chosen so that the capacitor C ⁇ very quickly assumes the voltage given by the diodes D 3 . This ensures that the capacitor C ⁇ is always charged further from a defined basic charge at the beginning of the query phase.
  • the further charging takes place via the current emitted by the current source Q 2 .
  • This current is, for example, a function of the temperature prevailing in the region of the current source Q 2 .
  • the current i m to which the capacitor C ⁇ is further charged, for example, is at a temperature T 1 T em-10 uA and changes with each degree of temperature change by about 1%.
  • the capacitor C ⁇ is connected via a diode D 1 to the sensor line at the pin P 1 in such a way that after the interrogation phase t p , a short-term grounding of this sensor line leads to a discharge of the capacitor except for that caused by the di de D 1 certain flux voltage is possible.
  • the earthing of the sensor line is triggered briefly by the microprocessor after the time t p . This ensures that when the sensor is interrogated again, the discharged state of the capacitor C ⁇ can be assumed.
  • the current source Q 2 assumes that the current it emits is a function of temperature. This current can also be the function of a pressure, the brightness, the humidity of a speed or the flow rate.
  • the configuration of a Schmitt trigger results, for example, from FIG. 4.
  • the circuit consists of the npn transistors T 3 , T 4 , the pnp transistor T 2 and the downstream transistor T 7 , through which the resistor R 2 is connected to ground is connected.
  • the capacitor C ⁇ When the capacitor C ⁇ is discharged, no current can flow through the transistor T 4 , whose base is connected to the capacitance C ⁇ .
  • the collector potential of the transistor T 4 thus rises, so that the transistor T 3 is turned on via the base resistor R 9 .
  • a current now flows through the collector resistor R 6 of the transistor T 3 and via the emitter resistor R 8 , which is also the emitter resistor of the transistor T 4 .
  • the transistor T 2 coupled on the base side with the resistor R 10 is also switched through, so that current flows from the resistors R 4 , R 5 via the voltage divider located in the collector branch of the transistor T 2 .
  • the voltage drop across the resistor R 5 supplies the base-emitter voltage of the transistor T 7 , which is switched through with a corresponding resistor dimensioning, so that the resistor R 2 is connected to ground via the collector-emitter path of the transistor T 7 .
  • FIG. 5 shows an embodiment for the current source Q 2 , which supplies a current i m dependent on the temperature.
  • the circuit consists of the two NPN transistors T 5 and T 6 , the base-emitter path of the transistor T 5 being parallel to the collector base path of the transistor T 6 .
  • the base collector path of the transistor T 5 is bridged by the high-resistance resistor R 11 , while a lower-resistance resistor R 12 is parallel to the base-emitter path of the transistor T 6 .
  • the voltage U BE has, for example, a negative temperature coefficient of - 0.4% / K while the resistor R12 has a positive temperature coefficient of, for example, 0.5% / K. Because the flow is essentially through is determined, there is a current decrease of approximately 0.9% / K for each degree of temperature increase.
  • the components can be selected so that with a degree of temperature increase the current decrease is ⁇ 1%.
  • the absolute current at a defined temperature value can vary from source circuit to source circuit with the component tolerances. In this case it will make sense to adapt the capacitance C ⁇ to the absolute value of the current of the current source used in each case. This can also be done with the help of an automatic capacity adjustment.
  • the circuit of FIG. 5 shows that the current becomes smaller and smaller at a very high temperature, so that the capacitance C ⁇ is charged more slowly. With increasing temperature T empe- thus increases the pulse width t 1 of FIG. 2.
  • FIG. 6 shows another circuit option for safely discharging the capacitor C ⁇ after the end of the interrogation phase, in which case no additional grounding of the sensor line arriving at pin P 1 is required.
  • FIG. 6 only the circuit part essential for the change compared to FIG. 3 is shown.
  • the circuit parts, not shown, correspond to those of FIG. 3, the diode D 1 being omitted.
  • FIG. 6 is parallel of a MOS field effect transistor T connected to the condenser 8 of the depletion type, the source C D ⁇ rain-route.
  • the gate electrode of this transistor T 8 is connected to the sensor line 2a via a suitable series resistor R19.
  • a protective circuit for surge peaks is arranged between the gate electrode and the ground line 2b.
  • This circuit consists, for example, of a series of diodes D 8 connected in series , for the control of which a voltage of more than 5 volts is required.
  • the gate potential at transistor T 8 returns to the value O and the transistor assumes its normally-on state, so that the capacitance C r can discharge via the MOS transistor.
  • the circuit or sensor system according to the invention has the advantage that a quasi-digital transmission of the measured variable is possible without critical current or voltage levels and a simple evaluation routine can be carried out in a microprocessor.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Sensorsystem zur Feststellung und Übertragung des Wertes einer variablen Meßgröße. Die Erfindung besteht darin, daß Mittel vorgesehen sind, durch die die Meßgröße in Form eines über die Sensorleitungen übertragbaren Impulses festgestellt wird, wobei die Impulsweite dem Wert der Meßgröße proportional ist.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Sensorsystem zur Feststellung und Übertragung des Wertes einer variablen Meßgröße. Es sind bereits Sensorsysteme bekannt, bei denen die Meßgrößen digital umgewandelt und in der so codierten Form über Meßleitungen zu einer Auswerteinheit übertragen werden. Dies kann beispielsweise mit Hilfe von 4 Leitungen geschehen, die den Rechner mit dem Sensor verbinden. Dabei handelt es sich um eine Masseleitung, eine Energieversorgungsleitung, eine Datenübertragungsleitung und eine Steuerleitung. Diese Leitungen können in Stern- oder Ringstruktur angeordnet sein. Außerdem ist ein Bus-Übertragungssystem bereits vorgeschlagen worden, bei dem der Sensor in Form eines 8 Bit breiten Parallel-Bussystems mit einem Mikroprozessor verbunden ist.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Sensorübertragungssystem anzugeben, bei dem mit extrem wenig Übertragungsleitungen die Meßgröße störfrei und sicher auswertbar zur Auswerteinheit übertragen werden kann. Bei diesem System sollen die Datenleitungen gleichzeitig die Stromversorgung des Sensors übernehmen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Mittel vorgesehen sind, durch die die Meßgröße in Form eines Impulses über die Sensorleitungen, die zugleich die Stromversorgungsleitungen des Sensors sind, übertragen wird, wobei die Impulsweite ein Maß für die Meßgröße ist.
  • Bei diesem Sensorsystem ist zur Feststellung der Impulsweite eine Auswerteinheit vorgesehen, die über eine Doppelleitung mit mindestens einem über die Leitung ansteuerbaren Sensor verbunden ist. Dieses Auswertsystem ist beispielsweise eine Datenverarbeitungsanlage oder ein Mikroprozessor, über den oder durch den unter Verwendung der Sensordoppelleitung ein Strom in den Sensor während der Abfragephase eingespeist werden kann.
  • Das erfindungsgemäße Sensorsystem benötigt somit nur zwei Leitungen, über die sowohl die Stromversorgung erfolgt als auch die Meßgröße zur Auswerteinheit übertragen wird. Wenn an die Auswerteinheit mehrere abzufragende Sensoren angeschaltet sind, besitzen diese Sensoren vorzugsweise eine gemeinsame Masseleitung, so daß von der Auswerteinheit zu jedem Sensor nur noch eine Leitung geführt werden muß. Der Sensor wird nur während einer definierten Abfragephase aktiviert, so daß der Leistungsaufwand extrem niedrig ist. Der Wert der Meßgröße ergibt sich ausschließlich aus der Weite eines über die Sensorleitungen übertragenen Impulses, so daß die Meßgröße durch Auszählung oder Abtastung dieser Impulsbreite beispielsweise mit Hilfe eines programmierbaren Mikroprozessors leicht festgestellt und in einen Analogwert umgewandelt bzw. als Digitalgröße ausgegeben werden kann.
  • Der Sensor enthält bei der Erfindung eine Schaltung, durch die bevorzugt die Eingangsimpedanz dieses Sensors in der Abfragephase sprunghaft geändert wird. Das Sensorleitungssystem wird somit für die Auswerteinheit während der Abfragephase einmal als hochohmig und nach einer gewissen Zeit als niederohmig oder umgekehrt erkannt. Die Zeit, die zwischen dem Beginn der Abfragephase und dem Auftreten des Impedanzsprungs vergeht, ist proportional oder umgekehrt proportional zur Meßgröße und wird direkt in der Auswerteinheit festgestellt. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die Zeit zwischen dem Beginn der Abfragephase und dem Auftreten des Impedanzsprungs umgekehrt proportional zum Logarithmus der Meßgröße. Dabei wird die Abfragephase des Sensors zeitlich so groß gewählt, daß jede mögliche Impulsweite während dieser Abfragephase erfassbar ist.
  • Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Abfragephase unmittelbar nach Feststellung des Impedanzsprungs durch die Auswerteinheit zu beenden.
  • Die Schaltung selbst enthält daher vorzugsweise ein zeitbestimmendes Glied, das an eine Stromquelle anschaltbar ist, wobei der von der Stromquelle in der Abfragephase abgegebene und den Kondensator aufladende oder entladende Strom abhängig vom jeweiligen Wert der Meßgröße ist. An das zeitbestimmende Glied wird dann eine Umschalteinheit angeschlossen, durch die in zeitlicher Abhängigkeit von den Po-tentialverhältnissen am zeitbestimmenden Glied eine Impedanzumschaltung zwischen den beiden Eingangsklemmen des Sensors in einer für den Mikroprozessor feststellbaren Weise ausgelöst wird. Dieses zeitbestimmende Glied ist vorzugsweise ein Kondensator, der an den Eingang eines die Impedanzumschaltung bewirkenden Schmitt-Triggers angeschlossen ist.
  • Mit dem erfindungsgemäßen System können beispielsweise am Sensor herrschende Temperaturen, Drücke, Durchflußmengen, Lichtstärken oder Feuchtigkeiten gemessen werden. Wesent- lich ist, daß der von der Stromquelle abgegebene Strom, mit dem beispielsweise ein Kondensator aufgeladen oder entladen wird, eine Funktion der Meßgröße ist.
  • Die Erfindung und ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung soll im folgenden noch an Hand eines Ausführungsbeispieles näher erläutert werden.
  • Dabei ist in der Fig. 1 das Blockschaltbild des Sensor- übertragungssystems dargestellt.
  • Die Fig. 2 zeigt die über das Leitungssystem übertragenen und ein Maß für die Meßgröße darstellenden Impulse. In der Fig. 3 ist die Sensorschaltung, die einen Schmitt-Trigger und eine Stromquelle enthält, dargestellt. Die Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Schmitt-Trigger-Schaltung. In der Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel für die Stromquelle dargestellt, wenn diese einen von der am Sensor herrschenden Temperatur abhängigen Strom liefern soll. Fig. 6 zeigt eine Teilschaltung, aus der sich eine weitere Möglichkeit für die Entladung des zeitbestimmenden Gliedes nach Beendigung der Abfragephase ergibt.
  • In der Fig. 1 ist ein Sensor 1 dargestellt, der über eine Doppelleitung 2 mit der Auswerteinheit M und der Stromquelle Q1 verbunden ist. Die Eingangsklemmen des Sensors sind mit 2a und 2b beziffert. Die Auswerteinheit M ist vorzugsweise ein programmierbarer Mikroprozessor, der auch die Stromquelle Q1 mit umfaßt. Diese Stromquelle wird gemäß dem vorgegebenen Programm des Prozessors aktiviert und speist in der Abfragephase einen eingeprägten Strom ii beispielsweise von 1 mA, bei einer maximalen Spannung von 5 V in die Sensorleitung 2 ein. Die in der Abfragephase herrschenden Spannungs- und Stromverhältnisse an den Eingangsklemmen 2a, 2b des Sensors ergeben sich aus der Figur 2.
  • Die Abfragephase umfaßt den Zeitraum t , der so groß gewählt ist, daß jede im Sensor erzeugte Impulsweite von dieser Zeit t erfaßt werden kann. Der Sensor ist zu- nächst niederohmig, so daß die Spannung zu Beginn der Abfragephase vom Wert O auf den Wert U1 von beispielsweise 1 mA . Ri springt, wobei Ri der zustandsabhängige Widerstand des Sensors an den Eingangsklemmen 2a und 2b ist.
  • Diese Spannung u1 ist in der Figur 2 dargestellt und hat beispielsweise einen Wert von 1 V. u1 muß in jedem Fall durch entsprechende Dimensionierung der Sensorschaltung wesentlich unter der Maximalspannung von beispielsweise 5 V liegen. Die an den Sensor 1 angeschlossene Auswerteinheit M erkennt somit den Sensorzustand als niederohmig. Nach einer gewissen Zeit t1 schaltet der Sensor in einen hochohmigen Zustand um. Dadurch reduziert sich der Strom ii vom Wert il auf einen sehr kleinen Wert i2. i2 beträgt beispielsweise 10 µA. Gleichzeitig springt die Spannung zwischen den Sensorklemmen 2a und 2b vom Wert µ1 auf den Wert µ2, der durch den Mikroprozesser vorgegeben ist. u2 beträgt beispielsweise 5V. Damit erkennt der Mikroprozessor den Sensor nunmehr als hochohmig und ist in der Lage, die Zeit t1 zwischen dem im Mikroprozessor abgespeicherten Beginn der Abfragephase und dem Impedanzsprung beispielsweise mittels einer im Mikroprozessor vorhandenen Taktfrequenz auszuzählen. Die Zeit t1 ist ein Maß für die durch den Sensor festgestellte Meßgröße, beispielsweise für die am Sensor herrschende Temperatur.
  • Nach der Zeit tp endet die Abfragephase, und der Sensor wird vom Mikroprozessor abgeschaltet, was bedeutet, daß sowohl die Spannung als auch der Strom am Sensoreingang auf O zurückgehen. In einem anderen Fall, wird der Mikroprozessor so programmiert, daß durch ihn nach Registrierung des Impedanzsprungs die Abfragephase beendet wird, so daß der Mikroprozessor zusätzliche Arbeitszeit für andere Aufgaben gewinnt.
  • In der Fig. 3 ist die im Sensor enthaltene Schaltung dargestellt. Diese Schaltung weist, sofern sie in integrierter Halbleitertechnik realisiert wird, drei Ausgangspins P1, P und P3 auf. Zwischen die Pins P2 und P3 wird die gegebenenfalls extern zuschaltbare Kapazität C~,die das zeitbestimmende Glied bildet, geschaltet. Diese Kapazität wird vorzugsweise integriert, z. B. in Form einer MOS-Kapazität. In diesem Fall entfällt Pin 2. Die Sensorübertragungslei- tungen enden an Pin P1 bzw. P3. Zwischen den Pins P1 und P3 liegt der Schmitt-Trigger mit seinen Stromversorgungselektroden F und G. An den Eingang E des Schmitt-Triggers ST ist die Stromquelle Q2 angeschlossen, die mit einem von der Meßgröße abhängigen Strom den nachgeschalteten Kondensator Cτ auflädt. An den Ausgang A des Schmitt-Triggers ST ist ein den niederohmigen Zustand der Schaltung bestimmender Widerstand R2 angeschlossen, der nur in der Aufladephase des Kondensators Cτ während der Abfragephase den Strom i5 führt. Ferner wird über den Ausgang A des Schmitt-Triggers ein Schalter T1 angesteuert, über den die Stromquelle Q2 erst an den Kondensator C während der Aufladephase angeschlossen wird. Ferner enthält die Schaltung Mittel, durch die beim Anschalten der Stromquelle Q2 an den Kondensator Cτ dieser auf eine definierte Vorspannung aufgeladen ist, so daß die eigentliche Aufladephase des Kondensators Cτ stets mit einer definierten Grundeinstellung beginnt. Bei diesen Mitteln handelt es sich beispielsweise um 2 oder mehr Dioden D31 die über einen Vorwiderstand R3 mit dem Schalter T1 verbunden sind. Der Schalter T1 ist beispielsweise ein Transistor, dessen Basis-Emitterstrecke parallel zu einem Widerstand R1 liegt, der in Reihe zum Widerstand R2 zwischen den Ausgang A des Schmitt-Triggers und Pin P1 geschaltet ist.
  • Sobald zu Beginn der Abfragephase tp ein Strom über die Sensorleitungen eingeprägt wird, wird der Schmitt-Trigger ST so eingeschaltet, daß an der Ausgangselektrode A niederes oder Massepotential liegt. In diesem Fall kann über den Widerstand R2 Strom fließen, wodurch am Widerstand R1 eine ausreichende, den Transistor T1 durchsteuernde Spannung abfällt. Der Widerstand R2 ist relativ niederohmig, beispielsweise 100 - 400 Ω und bestimmt im wesentlichen den Strom i1 gemäß Fig. 2. Sobald der Transistor T1 durchgeschaltet ist, wird der Kondensator Cτ über den Widerstand R und die Diode D2 auf den durch die Dioden D3 vorgegebenen Spannungswert aufgeladen. Die Dioden D3 liegen parallel zur Reihenschaltung aus Diode D2 und Kondensator Cτ; der Widerstand R3 wird so gewählt, daß der Kondensator Cτ die durch die Dioden D3 vorgegebene Spannung sehr rasch annimmt. Damit ist sichergestellt, daß der Kondensator Cτ zu Beginn der Abfragephase stets von einer definierten Grundladung aus weiter aufgeladen wird. Die weitere Aufladung erfolgt über den von der Stromquelle Q2 abgegebenen Strom. Dieser Strom ist beispielsweise eine Funktion der im Bereich der Stromquelle Q2 herrschenden Temperatur. Der Strom im, mit dem der Kondensator Cτ weiter aufgeladen wird, beträgt beispielsweise bei einer Tem- peratur T1 10 µA und ändert sich mit jedem Grad Temperaturänderung um ca. 1 %.
  • Wenn der Kondensator Cτ auf eine durch die Schwellspannung des Schmitt-Triggers ST vorgegebene Spannung aufgeladen ist, löst diese am Eingang E des Schmitt-Triggers anstehende Spannung die Umschaltung des Schmitt-Triggers aus, wodurch ein Stromfluß durch den Widerstand R2 am Ausgang des Schmitt-Triggers A unmöglich wird. Dadurch wird auch der Transistor T1 gesperrt und die Stromquelle Q2 abgeschaltet. Der Kondensator Cτ kann somit nicht weiter aufgeladen werden. Diese Umschaltung erfolgt nach der Zeit t1 (Fig. 2). Damit wird sowohl der Strom i5 als auch der Strom i3 und der Strom im abgeschaltet. Über P1 fließt nur noch der zur Stromversorgung des Schmitt-Triggers erforderliche Strom i40 der beispielsweise 10 µA groß ist und damit den hochohmigen Zustand des Sensors bestimmt.
  • Der Kondensator Cτ ist über eine Diode D1 mit der Sensorleitung am Pin P1 derart verbunden, daß nach der Abfragephase tp durch kurzzeitige Erdung dieser Sensorleitung eine Entladung des Kondensators bis auf die durch die Diode D1 bestimmte Flußspannung möglich ist. Die Erdung der Sensorleitung wird nach der Zeit tp durch den Mikroprozessor kurzfristig ausgelöst. Dadurch ist sichergestellt, daß bei einer erneuten Abfragung des Sensors vom entladenen Zustand des Kondensators Cτ ausgegangen werden kann.
  • Bei der Stromquelle Q2 wird davon ausgegangen, daß der von ihr abgegebene Strom eine Funktion der Temperatur ist. Dieser Strom kann aber ebenso die Funktion eines Drucks, der Helligkeit, der Feuchtigkeit einer Drehzahl oder Durchflußmenge sein.
  • Die Ausgestaltung eines Schmitt-Triggers ergibt sich beispielsweise aus der Fig. 4. Die Schaltung besteht aus den npn-Transistoren T3, T4, dem pnp-Transistor T2 und dem nachgeschalteten Transistor T7, durch den der Widerstand R2 an Masse angeschlossen wird. Wenn der Kondensator Cτ entladen ist, kann über den Transistor T4, der mit seiner Basis an die Kapazität Cτ angeschlossen ist, kein Strom fließen. Damit steigt das Kollektorpotential des Transistors T4 an, so daß der Transistor T3 über den Basiswiderstand R9 durchgeschaltet wird. Nunmehr fließt ein Strom über den Kollektorwiderstand R6 des Transistors T3 und über den Emitterwiderstand R8, der zugleich Emitterwiderstand des Transistors T4 ist. Dadurch wird auch der basisseitig mit dem Widerstand R10 angekoppelte Transistor T2 durchgeschaltet, so daß über den im Kollektorzweig des Transistors T2 liegende Spannungsteiler aus den Widerständen R4, R5 Strom fließt. Der Spannungsabfall am Widerstand R5 liefert die Basis-Emitterspannung des Transistors T7, der bei entsprechender Widerstandsdimensionierung durchgeschaltet wird, so daß der Widerstand R2 über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T7 an Masse angeschlossen wird. In Reihe zum Widerstand R2 liegt der die Basis-Emitterstrecke des Transistors T1 überbrückende Widerstand R1, an dem eine ausreichend große Spannung abfällt, um den Transistor T1 durchzusteuern, so daß nunmehr die Stromquelle Q2 an Pin 1 angeschlossen wird und damit der Kon- densator Cτ über die Stromquelle Q2 aufgeladen werden kann.
  • Bei einer sich aus dem Widerstandsverhältnis von R6 und R8 ergebenden Ladespannung am Kondensator Cτ und damit am Eingang E des Schmitt-Triggers wird der Transistor T4 durchgeschaltet, wodurch die Transistoren T3 und T2 gesperrt werden. Damit sperrt auch der Transistor T7 und ein Stromfluß über den Widerstand R2 wird unmöglich. Der Tran- sistor T1 wird abgeschaltet und schaltet damit auch die Stromquelle Q2 und damit eine weitere Aufladung des Kon- densators Cτ ab. Nunmehr kann nur noch Strom über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T4 fließen. Durch entsprechend hochohmige Dimensionierung der Widerstände R7 und R8 liegt dieser Strom in der Größenordnung von beispielsweise 10 µA. Bei durchgeschaltetem Transi- stor T1 fließt dagegen ein wesentlich größerer Strom, der insbesondere durch den niederohmigen Widerstand R2 bestimmt wird.
  • In der Fig. 5 ist schließlich noch ein Ausführungsbeispiel für die Stromquelle Q2, die einen von der Temperatur abhängigen Strom im liefert, dargestellt. Die Schaltung besteht aus den beiden npn-Transistoren T5 und T6, wobei die Basis-Emitterstrecke des Transistors T5 parallel zur Kollektor-Basisstrecke des Transistors T6 liegt. Die Basis-Kollektorstrecke des Transistors T5 ist mit dem hochohmigen Widerstand R11 überbrückt, während parallel zur Basis-Emitterstrecke des Transistors T6 ein niederohmigerer Widerstand R12 liegt.
  • Wenn die Stromquelle Q2 über die Ausgangspole D und C und den durchgeschalteten Transistor T1 mit P1 verbunden wird, fällt am Widerstand R11 zunächst eine den Transistor T5 öffnende Spannung ab. Der durch den Transistor T5 fließende Strom steigt so lange an, bis am Widerstand R12 die Spannung UBE, die zur Durchsteuerung des Transistors T6 erforderlich ist, abfällt. Wenn UBE etwa gleich 0,6 V ist und der Widerstand R12 60 kΩ beträgt, so ist dies bei einem Strom von 10 µA der Fall. Wenn T6 leitend wird, wird dem Transistor T5 der Basisstrom entzogen, so daß der Strom im im wesentlichen durch den Widerstand R12 bestimmt wird. Die Spannung UBE hat beispielsweise einen negativen Temperaturkoeffizienten von - 0,4 %/K während der Widerstand R12 einen positiven Temperaturkoeffizienten von beispielsweise 0,5 %/K aufweist. Da der Strom im wesentlichen durch
    Figure imgb0001
    bestimmt wird, ergibt sich je Grad Temperaturerhöhung eine Stromabnahme um ca. 0,9 %/K. Die Bauelemente können so gewählt werden, daß bei einem Grad Temperaturzunahme die Stromabnahme~1 % beträgt.
  • Der Absolutstrom bei einem definierten Temperaturwert kann von Quellenschaltung zu Quellenschaltung mit den Bauelementtoleranzen variieren. In diesem Fall wird es sinnvoll sein, die Kapazität Cτ dem Absolutwert des Stromes der jeweils verwendeten Stromquelle anzupassen. Dies kann auch mit Hilfe einer automatischen Kapazitätsanpassung geschehen.
  • Aus der Schaltung der Fig. 5 ergibt sich, daß bei sehr hoher Temperatur der Strom immer kleiner wird, so daß die Kapazität Cτ langsamer aufgeladen wird. Mit zunehmender Tempe- ratur vergrößert sich somit die Impulsweite t1 gemäß Fig. 2.
  • Aus der Figur 6 ergibt sich eine weitere Schaltungsmöglichkeit, um den Kondensator Cτ nach Beendigung der Abfragephase sicher zu entladen, wobei in diesem Fall keine zusätzliche Erdung der an Pin P1 ankommenden Sensorleitung erforderlich ist. In der Figur 6 ist nur der für die Änderung gegenüber der Figur 3 wesentliche Schaltungsteil dargestellt. Die nicht dargestellten Schaltungsteile entsprechen.denen der Figur 3, wobei die Diode D1 entfällt.
  • Gemäß Figur 6 wird parallel zum Kondensator Cτ die Source- Drain-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors T8 vom Verarmungstyp geschaltet. Die Gate-Elektiode dieses Transistors T8 wird über einen geeigneten Vorwiderstand R19 mit der Sensorleitung 2a verbunden. Ferner ist zwischen der Gate-Elektrode und der Masseleitung 2b eine Schutzschaltung für Überspannungsspitzen angeordnet. Diese Schaltung besteht beispielsweise aus einer Reihe hintereinandergeschalteter Dioden D8, für deren Durchsteuerung eine Spannung von mehr als 5 Volt erforderlich ist.
  • Zu Beginn der Abfragephase liegt an der Gate-Elektrode praktisch die gesamte Spannung µ1 (Fig. 2), die bei entsprechender Auswahl des MOS-Feldeffekttransistors T8 vom Verarmungstyp ausreicht, um dessen Kanal abzuschnüren. Der Kondensator Cτ kann daher über die Stromquelle Q2 aufgeladen werden. Der Stromkreis aus dem Vorwiderstand R19 und der Diodenstrecke D8 bleibt auch im hochohmigen Zustand der Sensorschaltung stromlos, da die Spannung µ2 nicht zur Durchsteuerung der Diodenstrecke D8 ausreicht.
  • Nach der Beendigung der Abfragephase geht das Gate-Potential am Transistor T8 auf den Wert O zurück und der Transistor nimmt seinen selbstleitenden Zustand ein, so daß sich die Kapazität Cr über den MOS-Transistor entladen kann.
  • Die erfindungsgemäße Schaltung bzw. das Sensorsystem hat den Vorteil, daß eine quasi-digitale Übertragung der Meßgröße ohne kritische Strom- oder Spannungspegel möglich ist und eine einfache Auswertroutine in einem Mikroprozessor durchgeführt werden kann.

Claims (19)

1) Sensorsystem zur Feststellung und Übertragung des Wertes einer variablen Meßgröße, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, durch die die Meßgröße in Form eines Impulses über die Sensorleitungen (2) die zugleich die Stromversorgungsleitungen des Sensors sind, übertragen wird, wobei die Impulsweite ein Maß für die Meßgröße ist.
2) Sensorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Feststellung der Impulsweite eine Auswerteinheit (M) vorgesehen ist und daß diese Auswerteinheit über eine Doppelleitung (2) bzw. eine Einzelleitung mit Masseleitung, mit mindestens einem über die Leitung ansteuerbaren Sensor (1) verbunden ist.
3) Sensorsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Auswertsystem (M) eine Datenverarbeitungsanlage bzw. ein Mikroprozessor ist und daß über diese Auswerteinheit ein Strom (i.) über die Sensorleitung(en) (2) in den Sensor (1) während der Abfrägephase des Sensors einspeisbar ist.
4) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor (l) mit einer Schaltung (Fig. 3) versehen ist, durch die die Eingangsimpedanz des Sensors in der Abfragephase (t ) sprunghaft geändert wird, wobei die Zeit (tl) zwischen dem Beginn der Abfragephase und dem Auftreten des Impedanzsprungs proportional zur Meßgröße ist.
5) Sensorsystem nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor (1) mit einer Schaltung (Fig. 3) versehen ist, durch die die Eingangsimpedanz des Sensors in der Abfragephase (t ) sprunghaft geändert wird, wobei die Zeit (tl) zwischen dem Beginn der Abfragephase und dem Auftreten des Impedanzsprungs umgekehrt proportional zur Meßgröße ist.
6) Sensorsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit (tl) zwischen dem Beginn der Abfragephase (tp) und dem Auftreten des Impedanzsprungs umgekehrt proportional zum Logarithmus der Meßgröße ist.
7) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abfragephase (t ) des Sensors (1) zeitlich so groß gewählt ist, daß jede mögliche Impulsweite (tl) während dieser Abfragephase (tp) erfassbar ist.
8) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abfragephase (t ) des Sensors (1) nach Feststellung des Impedanzsprungs durch die Auswerteinheit (M) beendet wird.
9) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (Fig. 3) des Sensors ein zeitbestimmendes Glied (Cτ) enthält, das an eine Stromquelle (Q2) anschaltbar ist, wobei der von der Stromquelle in der Abfragephase abgegebene Strom (i ) abhängig vom jeweiligen Wert der Meßgröße ist.
10) Sensorsystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an das zeitbestimmende Glied (Cτ) eine Umschalteinheit (ST) angeschlossen ist, durch die in zeitlicher Abhängigkeit von den Potentialverhältnissen am zeitbestimmenden Glied (Cτ) eine Impedanzumschaltung zwischen den beiden Eingangsklemmen (2a, 2b) des Sensors ausgelöst wird.
11) Sensorsystem nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Stromquelle (Q2) abgegebene Strom (i ) von der jeweils am Sensor herrschenden Temperatur, einem Druck, einer Durchflußmenge, einer Lichtstärke oder einer Feuchtigkeit abhängig ist.
12) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zeitbestimmende Glied ein Kondensator (Cτ) ist, der an den Eingang eines Schmitt-Triggers (ST) angeschlossen ist.
13) Sensorsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang (A) des Schmitt-Triggers (ST) ein den niederohmigen Zustand der Schaltung bestimmender Widerstand (R2) angeschlossen ist, der nur in der Aufladephase des Kondensators (Cτ) während der Abfragephase (t ) Strom (i5) führt.
14) Sensorsystem nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß über den Ausgang (A) des Schmitt-Triggers (ST) ein Schalter (T1) angesteuert wird, über den die Stromquelle (Q2) an den Kondensator (Cτ) während der Aufladephase angeschlossen wird.
15) Sensorsystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (R3, D3) vorgesehen sind, durch die beim Anschalten der Stromquelle (QZ) an den Kondensator (Cτ) dieser auf eine definierte Vorspannung aufgeladen ist.
16) Sensorsystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Kondensator (Cτ) zwei oder mehr Dioden (D3) geschaltet sind, die über einen Vorwiderstand (R3) mit dem Schalter (T1) verbunden sind.
17) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (Cτ) über eine Diode (D1) mit der Sensorleitung derart verbunden ist, daß nach der Abfragephase (t ) durch kurzzeitige Erdung dieser Sensorleitung der Kondensator bis auf die durch die Diode (D1) bestimmte Flußspannung entladbar ist.
18) Sensorsystem nach einem der Ansprüche 1 - 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator von der Source-Drain-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors (T8) vom Verarmungstyp überbrückt ist, dessen Gatelektrode mit der Versorgungsleitung verbunden (2a) ist, so daß zu Beginn der Abfragephase der MOS-Feldeffekttransistor (Ta) gesperrt wird.
19) Sensorsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (Q2) zur Erzeugung eines temperaturabhängigen Ladestroms (i ) für den Kon- densator (Cτ) aus zwei Transistoren (T5, T6) gleicher Zonenfolge besteht, wobei die Basis-Emitterstrecke des ersten Transistors (T5) parallel zur Kollektor-Basisstrecke des zweiten Transistors (T6) geschaltet ist, während parallel zur Basis-Kollektorstrecke des ersten Transistors (T5) und parallel zur Basis-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T6) je ein Widerstand (R11 bzw. R12) geschaltet ist, so daß der Temperaturgang der Basis-Emitterspannung des zweiten Transistors (T6) zusammen mit dem Temperaturgang des an dieser Spannung liegenden Widerstands (R12) die Temperaturabhängigkeit des durch die Stromquelle fließenden Stroms (im) bestimmen.
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